WO2000003490A1

WO2000003490A1 - Mobile telephone system

Info

Publication number: WO2000003490A1
Application number: PCT/JP1998/003068
Authority: WO
Inventors: Toru Fujioka; Isao Yoshida; Mineo Katsueda; Masatoshi Morikawa; Yoshikuni Matsunaga; Kenji Sekine; Osamu Kagaya
Original assignee: Hitachi, Ltd.
Priority date: 1998-07-08
Filing date: 1998-07-08
Publication date: 2000-01-20
Also published as: US6366788B1; KR20010053413A

Description

明細書移動体電話装置技術分野

本発明は、複数のバンド周波数が送信 ·受信可能な多バンド方式の移動体電話装置に係わり、特に、デュアルバンド方式の無線信号を増幅して送信する送信部移動体電話装置に適用して有効な技術に関する。背景技術

現在、移動通信システムとしてサービスされている欧州のデジタルセルラシステムにおいて、 0. 9 GH z帯の周波数を用いる G SM (Global System for Mobile Co腿 uni cat ions) 通信方式は、近い将来加入者がシステム容量をオーバすることが予測されている。このため、 G SM通信方式と同じ変調方式 GMSK (Gaussian-filtered Minimum Shift Keying) を採用する等で、システムが類似している 1. 8 GH z付近の周波数帯を用いる DC S (Digital Cellular System) 1800方式を G S M方式と併用するデュアルバンドシステム対応の移動体電話装置（携帯電話）が要求されている。

ここで、上記 2つのシステム（GSM方式と DC S 1800方式）は、周波数以外はほぼ共通のため、電力増幅器モジュールなどの高周波部分だけをデュアルバンド対応にすることにより、 G SMZDC S 1800共用の携帯電話を構成できる。

したがって、デュアルバンド対応の電力増幅器モジュールにするには、そのモジュール内に各通信方式に対応する電力増幅器モジュールの系列を、それぞれ 2 つ集積し、各方式を必要に応じて選択的に切り替え使用出来るような構成が考えられる。図 8に、本発明に先立って検討した携帯電話の概略構成を示す。同図において、参照符号 6はシステム制御部（CNTU) 、 10は分波器、 9はデュアルバンド対応型の送受信アンテナ、 1は第 1の高周波電力増幅器モジュール（RFパヮ一モジュール）、 2は第 2の RFパワーモジュール、 32は広帯域増幅器（WAM P) 、 4は無線信号処理回路部（RFS PU) 、 7は操作パネル（OP) 、 8はスピ一力（S P) やマイクロホン（MI C) などからなる送受話器である。また、切り替えて使用できる通信方式は GSM方式と DC S 1800方式とした。

無線信号処理回路部 4は、変復調処理部、送受信 I F (中間周波数）部、及び周波数変換部（アップ/ダウンコンバータ）などからなり、送信時においては、 0. 9 GH z帯の G SN1方式と 1. 8 G H z帯の D C S 1800方式のどちらか設定された方の無線信号（ f 1又は f 2 ) を生成 ·出力するように構成されている。この 2種類の無線送信信号 f 1， f 2が、それぞれ第 1の RFパワーモジュ —ル 1と第 2の RFパワーモジュール 2に入力される。

RFパワーモジュール 1は、 G SM通信方式に対応する電力増幅器モジュールであり、終段増幅用の RFパワー MO S FET (T 1 ) 、受動素子などからなる整合回路 MC 1と MC 2、ドレインバイアスの直流チヨ一ク用ィンダクタンス素子 Lc 1などにより構成されている。このとき、トランジスタ T 1は、携帯電話本体の GSMZDC S 1800切替スィツチに連動したシステム制御部 6から出力される第 1のバイアス制御信号 13により、ゲ一卜電圧をカツトオフバイアスレベルと、高効率が実現できる所定のバイァスレベルとに切り替えて出力するように構成されている。

同様に、 RFパワーモジュール 2は、 DC S 1 800通信方式に対応する電力増幅器モジュールであり、終段増幅用の RFパヮ一 MO S F ET (T 2 ) 、受動素子などからなる整合回路 M C 3と M C 4、ドレインバイァスの直流チヨーク用インダクタンス素子 Lc2などにより構成されている。このとき、トランジスタ T2は、携帯電話本体の GSM/DC S 1 800切替スィッチに連動したシステム制御部 6から出力される第 2のバイアスコントロール信号 14により、ゲート電圧をカツ卜オフバイアスレベルと、高効率が実現できる所定のバイアスレベルとに切り替えて出力するように構成されている。

そして、上記 RFパワーモジュール 1と RFパワーモジュール 2は、それぞれの通信方式の無線信号を効率よく増幅するように、整合回路 MC 1〜MC4により整合がとられた設計がなされている。

これにより、 GSM方式の携帯電話として動作させる場合は、 RFパワーモジユール 1のバイアス制御信号 13を所定のバイアスレベルにする一方、 RFパヮ —モジュール 2のバイアス制御信号 14をカツ卜オフバイアスレベルに設定することにより、 RFパワーモジュール 1だけを選択的に動作させて、 GSM無線信号 f 1 (0. 9 GH z帯）の増幅を行わせることができる。

DC S 1800方式の携帯電話として動作させる場合には、 RFパワーモジュール 2のバイアス制御信号 14を所定のバイアスレベルにする一方、 RFパワーモジュール 1のバイアス制御信号 13をカツ卜オフバイアスレベルに設定することにより、 RFパワーモジュール 2だけを選択的に動作させて、 DCS 1 800 無線信号 f 2 ( 1. 8GH z帯）の増幅を行わせることができる。

上記のような構成は、 2つの通信方式に対してそれぞれ専用の RFパワーモジユールを内部に設け、通信方式の設定に応じて使い分けている。内部に設けられた RFパワーモジュールは、それぞれの通信方式に最適と設計されているため、経済的で、効率的である。

また、携帯電話に適用される RFパワーモジュールは、出力パワー等の各システムにより決定される高周波特性の仕様を満足すると共に、より一層の高効率化と小型化とが要求されており、小型化と高効率化の両立を達成する必要がある。従来から、送信機用電力増幅器のよリー層の高効率化を図る技術として、高調波を制御する技術が良く知られている。例えば、特開昭 60 - 1 093 1 0号公報に開示されている 1Z4波長伝送線路の一端を高周波短絡し、他端を増幅素子と直列共振回路に接続して、希望する基本波信号出力を直列共振回路からとる構成がある。この構成により、増幅素子の出力側と 1 / 4波長伝送線路との接続点では基本波および奇数次高調波に対しは短絡となり、増幅素子の出力端子における電流と電圧の積が零となる理想的な F級動作モードを得られると共に効率を高めることができる。

上記従来例の高周波電力増幅回路は、図 9 ( a ) に示すように、一端を高周波短絡した 1 4波長伝送線路 3 4の他端には増幅素子 3 3の出力側と直列共振回路 3 5の一端とを接続し、直列共振回路 3 5の他端を出力端子 3 6に接続して電力増幅回路を構成する。ここで、増幅素子 3 3に基本信号の入力があって動作すると、その 1 4波長伝送線路 3 4上には電圧が分布する。図 9 ( b ) は 1 Z 4 波長伝送線路 3 4上の電圧分布の状態を示したものであり、基本波、 2倍波の信号入力に対して得られる電圧分布である。この図において、 Iは増幅素子 3 3の出力端子と短絡された 1 4波長伝送線路 3 4の接続部分を示し、 Πは 1 / 4波長伝送線路 3 4の高周波短絡部分を示している。 1 Z 4波長伝送線路 3 4の一端 Πが完全に高周波短絡されていることから、接続部分 Iには基本波に対しては開放、 2倍波に対しては短絡の電圧力給電される。また、前記電圧分布は 3次以上の高調波に関しても同様であり、接続部分 Iでは、全ての奇数次高調波に対しては基本波と同様に開放となり、全ての偶数次高調波に対しては 2倍波と同様に短絡となる。

しかし、上記のような高効率化の技術を、上述した図 8の回路構成に適用すると、高調波制御用の上記回路を付加した電力増幅器モジュールが 2つ必要となるため、回路規模が大きくなる欠点があつた。

また、上述した G S M方式専用の R Fパワーモジュール 1と D C S 1 8 0 0方式専用の R Fパワーモジュール 2とを設けておき、両回路を選択的に使用する方法は、効率の点で有利であるが、より一層の高効率化のためには、 G S M方式と D C S 1 8 0 0方式の各専用モジュールに対して、それぞれに高調波制御回路を設けることは回路規模を大きくすることになるので、携帯電話の大型化を招く。さらに、デュアルバンドシステム対応の携帯電話の小型化には、 GSM方式と DC S 1800方式兼用の RFパワーモジュールを使用し、上記両通信方式に対してドライバアンプと RFパワーモジュールを 1入力 1出力の 1系列構成にする方法があるが、出力パワーが 2つの通信方式で大きく異なるために効率が低下してしまうという難点がある。

すなわち、両通信方式に対して 1入力 1出力の 1系列で構成する場合、 GSM 方式の無線信号 f 1 (0. 9 GH z帯）と DC S 1800方式（ 1. 8GHz帯）の無線信号 f 2の関係が、 2 x f 1 = f 2であるため、上記従来技術の 1/4波長伝送線路を利用して G SM方式が高効率となるように高調波制御を行うには、 G SM方式の 2倍波に相当する 1. 8 GHzにおいて、終段増幅用の RFパワー MO S FETのドレイン端が短絡となる回路を用いることになる。しかし、この周波数し 8 GHzは DC S 1800方式の周波数帯に相当し、 DCS 1 800 方式を選択した場合には、出力パワーが得られなくなってしまう。

また、上記 2つの各通信方式専用の RFパワーモジュールを駆動するために、ドライバアンプに GSM方式の無線信号 f 1 (0. 9GHz帯）とDCS 180 0方式の無線信号 f 2 ( 1. 8 GHz帯）の周波数格差を十分に包含できる広帯域性を持たせた場合、不要高調波も増幅されるため、 RFパワーモジュールを介してアンテナから不要高調波を放射してしまう可能性があリ、通信品質の点で問題がある。

本発明はかかる問題点を解決するためになされたものであり、 2つの周波数帯を併用するデュアルバンド通信方式に対応する小型高効率で不要な信号の漏出を抑えた移動体電話装置を提供することを目的としている。発明の開示

上記目的を達成するために、本発明に係る移動体電話装置は、 2つのバンド周波数が送信 ·受信可能であるデュアルパンド通信方式の、それぞれの通信方式を、移動体電話装置本体の通信方式の切り替えスィツチにより切り替える際に、この切り替えスィツチに連動してシステム制御部から出力されるバイアス制御信号により、各通信方式に応じた出力パワーに対する効率が最大となるように、 R Fパヮー乇ジュールのバイアスレベルを選択的に切リ替えるとともに、高調波信号を制御するように構成したものである。図面の簡単な説明

図 1は、本発明に係る移動体電話装置の一実施例を示す回路図である。

図 2は、図 1の回路で使用するドライバアンプの利得特性を示す特性線図である。

図 3は、図 1の回路で使用する出力段のシリコン（ S i ) — M O S F E Tの効率を示す特性線図である。

図 4は、図 1.に示した装置の G S M方式の動作時における要部回路図である。図 5は、図 1に示した装置の D C S 1 8 0 0方式の動作時における要部回路図である。

図 6は、本発明に係る移動体電話装置の別の実施例を示す要部回路図である。図 7は、図 6に示した装置の R Fパヮ一増幅器モジュール部のチップ上の配置例を示す図である。

図 8は、本発明に先立つて検討した移動体電話装置の構成例を示す回路図である。

図 9は、従来の電力増幅器モジュールの一例を示す回路構成図である。発明を実施するための最良の形態

次に、本発明に係る移動体電話装置の実施例につき、添付図面を参照しながら以下詳細に説明する。 <実施例 1 >

図 1は、本発明に係る移動体電話装置の一実施例を示す GSM/DCS 180 0デュアルバンド対応の携帯電話の回路図である。図 1に示すように、本実施例の携帯電話は、第 1の RFパワーモジュール 1、第 2の RFパワーモジュール 2、高調波制御回路 3、無線信号処理回路部（RF SPU)4、ドライバアンプ（DA) 5、中央演算処理装置（CPU) からなるシステム制御部（CNTU) 6、操作パネル（OP) 7、スピーカ（ S P) 及びマイクロホン（M I C) 等からなる送受話器 8、送受信アンテナ 9、分波器 1 0、などにより構成されている。

無線信号処理回路部 4は、 GSMZDC S 1800通信方式の切り替えに基づいて、 081 方式の0. 9 GHz帯の無線信号 f 1と DC S 1 800方式の 1. 8 GH z帯の無線信号 f 2を生成し、出力する。この出力は、ドライバアンプ 5 に入力される。

ドライバアンプ 5は、 2段の S i— MO S F ETで構成された従来の電力増幅器とほぼ同様の構成の回路であるが、整合回路により GSMと DC S 1800の 2つの周波数に対してマツチングがとられ、利得のピークはその周波数に存在する。図 2は、ドライバアンプ 5のドレインバイアス Vccを 3. 6Vとした場合の利得の周波数特性を示す図であり、利得のピークが GSM方式の 0. 9 GHz帯と DC S 1800の 1. 8 GHz帯となるような整合方法がとられている。この整合は、例えば、インダクタンス素子とキャパシタンス素子を組み合わせ、高利得となるように適当な値に設定することで実現できる。このドライバアンプ 5により、 2種類の周波数帯の信号は、高利得に増幅された後、 RFパワーモジュ一ル 1と 2に入力される。

このような特性により、上記ドライバアンプ 5は、 GSM/DC S 1800方式の両周波数帯域（ f l〜f 2) を増幅帯域内に包含すべく、広帯域特性を持たせられた広帯域増幅器を用いる図 8に示した装置の場合に比べ、バンドバスフィルタ特性を有するので、通信品質の低下を招く高調波の漏出を防いだ状態で、高周波電力出力トランジスタに入力される無線信号を増幅することが出来る。

図 1に示したように、 RFパワーモジュール 1は、増幅素子として第 1の RF パワー MOS FET (T 1 ) と、バイアス用抵抗素子 R 1〜R3と、入力側に介在し、オン Zオフを行うスィッチ用の第 1のスイッチング FET 1 1と、インダクタンス Lおよび容量 Cの受動素子からなる整合回路 MC 1， MC 2などにより構成されている。

第 1の MO SFET (T 1 ) は、システム制御部 6から抵抗素子 R 1を介してゲートに与えられる第 1のバイアス制御信号 1 3により、 GSM通信方式において無線信号の高効率な増幅が実現できる所定のバイアスレベルからカツ卜オフバィァスレベルの状態へと切り替え設定できる。また、スイッチング FET 1 1は、高抵抗 R 3を介してゲートに上記バイアス制御信号 1 3を与えることにより、無線信号のオン Zオフを行える。ここで、整合回路 MC I , MC 2は、 GSM無線信号 f 1を高効率に増幅できるように最適化設計されている。

同様に、 RFパワーモジュール 2は、増幅素子として第 2の RFパヮ一 MO S FET (T2) と、バイアス用抵抗素子 R4〜R6と、入力側に介在し、オンノオフを行うスィツチ用の第 2のスィツチング F ET 1 2と、ィンダクタンスしおよび容量 Cの受動素子からなる整合回路 MC 3， MC 4などにより構成されている。

第 2の MOSFET (T 2) は、システム制御部 6から抵抗素子 R 4を介してゲートに与えられる第 2のバイアス制御信号 14により、 DCS 1800通信方式において無泉信号の高効率な増幅が実現できる所定のバイアスレベルからカツトオフバイアスレベルの状態へと切り替え設定できる。スイッチング FET 1 2 のゲ一卜に、高抵抗 R 6を介して上記バイアス制御信号 14を与えることにより、無線信号のオン Zオフを行える。整合回路 MC 3， MC4は、 DCS 1800無線信号 f 2を高効率に増幅できるように最適化設計されている。

また、第 1の MO SFET (T 1 ) と第 2の MOS FET (T 2 ) のドレイン端には、高調波制御回路 3が接続される。

この高調波制御回路 3は、 GSM無線信号 f 1の 8分の 1波長（ 1 8) に相当する長さの 2本の伝送線路 ML 1， ML 2と、 RF帯では十分低いインピーダンスとなっている直流阻止用のキャパシタ C 1， C 2, C 3と、バイアス制御信号 1 3， 14によりオン/オフ制御される第 1及び第 2の高調波制御用スイツチング FET 15, 16などで構成される。トランジスタ T 1のドレインに一端が接続された伝送線路 ML 1の他端に、キャパシタ C 3を介して伝送線路 ML 2 の一端を接続する。そして、伝送線路 ML 2の他端はトランジスタ T 2のドレインに接続する。更に、第 1の高調波制御用スイッチング FET 1 5がキャパシタ C 1を介して伝送線路 ML 2の前記一端に接続され、第 2の高調波制御用スイツチング FET 16がキャパシタ C 2を介して伝送線路 ML 2の前記他端に接続されている。

以上のように構成された本実施例の携帯電話を G S M通信方式で使用する場合は、バイアス制御信号 13をハイレベルにし、バイアス制御信号 14をカットォフバイアスレベルに設定する。これにより、 RFパワーモジュール 1だけを高効率に動作するバイアスレベルに設定できると同時に、高調波制御も行わせて動作させることができる。このとき、 RFパワーモジュール 2はスイッチング FET 1 2がオフにされて非導通になるので、トランジスタ T 2への信号の入力が遮断されるとともに、トランジスタ T 2はカツトオフバイアスレベルに設定されて非動作状態になる。従って、 GSM無線信号 f 1だけを増幅させることができる。また、本実施例の携帯電話を DCS 1 800通信方式で使用する場合は、バイァス制御信号 14をハイレベルにし、バイアス制御信号 1 3をカツトオフバイァスレベルに設定する。これにより、 RFパワーモジュール 2だけを高効率に動作させるバイアスレベルに設定できると同時に、高調波制御も行わせて動作させることができる。このとき、 RFパワーモジュール 1は、スイッチング FET 1 1 がオフにされて非導通になることで、トランジスタ T 1への信号の入力が遮断されるとともに、トランジスタ T 1はカツトオフバイアスレベルに設定されて非動作状態になる。従って、 DC S 1 80 0無線信号 f 2だけを増幅させることができる。

図 3は RFモジュール 1， 2で使用される最終段チップの S i —MO S FET について、出力電力 Poutに対する付加効率 ?7 addの特性を示した図である。同図には G SM通信方式に対応するゲート幅が大きい S i — MO S FETと、 DC S 1 80 0通信方式に対応するゲート幅が小さい S i _MO S FETの両者の特性を示してある。

これより、ゲート幅をそれぞれの通信方式に合うように大小使い分けることにより、各通信方式で要求される出力電力 Poutにおいて、付加効率 7]addが最大となるポイントがあることがわかる。

図 4と図 5は、それぞれ本実施例の携帯電話を G SM通信方式で使用する場合と、 DC S 1 8 0 0通信方式で使用する場合における、高調波制御回路 3の伝送線路 ML 1と ML 2の働きを示した動作時における要部回路図である。これらの図において、 Ronと Coffは、第 1および第 2のスイッチング FET 1 1， 1 2 のオンオフ時をそれぞれ等価的に表したオン抵抗とオフ容量である。

GSM通信方式で使用する場合は、図 4に示すように RFモジュール 1だけが動作しているため、 G SM方式に適したゲ一卜幅の F ETを選択できる。バイァス制御信号 1 3， 1 4により高調波制御用スイッチング FET 1 5がオフ、高調波制御用スィツチング FET 1 6がオンとなるため、トランジスタ T 1のドレインは、直列接続された伝送線路 ML 1と ML 2を介して高周波接地される。この伝送線路 ML 1と ML 2の合わせた長さは、 G SM無線信号周波数 f 1における 1 4波長に相当するため、トランジスタ T 1のドレイン端が、 G SM無泉信号 f 1の偶数次高調波に対しては短絡、奇数次高調波に対しては開放に設定される。このような高調波制御を行うことにより、高効率化が図られている。

また、不要な高調波信号が RFモジュール 2に入力されないように、バイアス制御信号 14により、トランジスタ T 2をカツトオフバイアスレベルに設定するのに加えて、第 2のスイッチング FET 12をオフにして非導通にすることで信号の入力を遮断している。

DC S 1800通信方式で使用する場合は、図 5に示すように RFモジュール 2だけが動作しているため、 DC S 1800方式に適したゲート幅の FETを選択できる。バイアス制御信号 13， 14により高調波制御用スイッチング FET 15がオン、高調波制御用スイッチング FET 16がオフとなるため、トランジスタ T l， Τ 2のドレインは、それぞれ伝送線路 ML 1と ML 2を介して高周波接地される。この伝送線路 ML 1と ML 2のそれぞれの長さは、 DCS 1 800 無線信号 f 2における 1Z4波長に相当するため、トランジスタ T 2のドレイン端が、 DCS 1800無線信号 f 2の偶数次高調波に対しては短絡、奇数次高調波に対しては開放に設定される。このような高調波制御を行うことにより、高効率化が図られている。

また、不要な高調波信号が RFモジュール 1に入力されないように、バイアス制御信号 13によりトランジスタ T 1をカツ卜オフバイアスレベルに設定するのに加えて、第 1のスィツチング FET 1 1をオフにして非導通にすることで信号の入力を遮断している。

また、 DC S 1800通信方式、 GSM通信方式のどちらの場合も、前述したように、ドライバアンプ 5は、その周波数特性を広帯域とせずに、 GSM無線信号 f 1と DC S 1800無線信号 f 2の両周波数帯にのみ利得が存在するように設計されているため、不要な高調波信号が RFパワーモジュール 1， 2に入力されにくくなっている。

<実施例 2 >

図 6は、本発明に係る移動体電話装置の別の実施例を示す携帯電話の回路図であり、 RFパワーモジュールを 1モジュール化した G SM方式と DC S 1 800 方式の 2つの通信方式に対応したデュアルバンド対応の携帯電話である。なお、図 6において、図 1で示した実施例の携帯電話における構成部分と同じ構成要素には、同じ参照符号を付してある。図 6において、参照符号 17は S i—MOS FETチップ、 1 9は RFパワーモジュール増幅部であり、 1モジュール化されて小型化が図られている。

本実施例の携帯電話は、システム制御部（CNTU) 6から出力されるパイァス制御信号 1 3， 14により、出力パワーが大きい G SM通信方式のときと出力パワーが小さい DC S 1800通信方式のときで、動作する S i -MO S FET を変えるように構成したものである。このように構成することにより、携帯電話内に各通信方式にそれぞれ対応した 2つの R Fパワーモジュールを設けた構成とせずに、 1系列の 1つの RFパワーモジュールで構成できるため小型である。例えば、通信方式に合わせてゲート幅の異なる S i—MO SFETを使い分けるために、図 6の RFパワーモジュール増幅部 1 9の構成を、図 7に示したように、同一チップ上にパワー増幅用の高周波電力出力トランジスタを有する系列を 2つ配置した構成とする。

図 7において、参照符号 20は無線信号をパワー増幅する高周波電力出力トランジスタを分割した 1部分である第 1の単位 S i -MOS FET, 同様に 2 1は第 2の単位 S i -MO S F ET、 22は通信方式の切り替えに連動してオンォフのスィツチング動作をする同一チップ上に作られた第 1のスィツチング動作用 FET ( SW 1 ) 、同様に 23は通信方式の切り替えに連動してオンノオフのスイツチング動作をする同一チップ上に作られた第 2のスィッチング動作用 F E T (SW2) 、 24及び 25はそれぞれ第 1及び第 2の直流阻止用キャパシタ、 2 6と 27は主にスイッチング動作用 FET 22と 23のアイソレーション向上用のメアンダインダクタ（Meander line Inductor) 、 28及び 29はそれぞれ、ドライバアンプ 5で増幅された無線信号を入力するための第 1及び第 2の接続用入力パッド、 13はスイッチング動作用 FET 22のオンノオフを行うためのシステム制御部 6から与えられる第 1のバイアス制御信号、同様に 14はスィツチング動作用 FET 23のオン Zオフを行うためのシステム制御部 6から与えられる第 2のバイァス制御信号である。

また、参照符号 30は第 1のバイアス制御信号 1 3の電圧を抵抗により分圧し、第 1の単位 S i— MO S FET 20にかかるゲート電圧が、高効率となる所定のバイアスレベルとカツ卜オフレベルのいずれかになるように切り替え設定する第 1のゲートバイアス制御信号であり、同様に 3 1は第 2のバイアス制御信号 14 の電圧を抵抗により分圧し、第 2の単位 S i -MO S FET 2 1にかかるゲート電圧が、高効率となる所定のバイアスレベルとカツ卜オフレベルのいずれかになるように切り替え設定する第 2のゲートバイアス制御信号である。

以上は、全て、同一チップ上に形成され、小型化が図られており、入出力ともに、パッドを介して接続されている。

このように構成することにより、 GSM方式の携帯電話として動作させる場合には、第 1のバイアス制御信号 1 3によりスイッチング動作用 FET 22をオン状態にし、ゲートバイアス制御信号 30を所定のバイアスレベルに設定する一方、第 2のバイアス制御信号 14によりスィツチング動作用 FET 23をオフ状態にし、ゲートバイアス信号 3 1をカットオフレベルに設定することにより、第 1の単位 S i— MO S F ETだけを選択的に動作させて、 GSM無線信号 f 1のパヮ —増幅を行わせることができる。

また、 DC S 1800方式の携帯電話として動作させる場合には、第 2のパイァス制御信号 14によリスイッチング動作用 FET 23をオン状態にし、ゲートバイアス制御信号 3 1を所定のバイアスレベルに設定する一方、第 1のバイアス制御信号 13によリスイッチング動作用 FET 22をオフ状態にし、ゲートバイァス制御信号 30をカツ卜オフバイアスレベルに設定することにより、第 2の単位 S i -MO S FETだけを選択的に動作させて、 DC S 1800無線信号 f 2 のパワー増幅を行わせることができる。

このように本実施例では、 GSM方式と DC S 1800方式の切り替えにおいて、 DC S 1 800方式の方にゲ一卜幅の小さいチップを使用するようにしたことにより、ドレイン電流を低く抑え、 DC成分の消費を抑制した設定となる。従つて、本実施例では、高効率な増幅が低出力パワー時においても可能となる。そして、前記実施例と同様に、高調波制御回路 3により、 GSM無泉信号増幅時には、第 1の単位 S i—MO S FET 20のドレイン端が、その偶数次高調波で短絡、奇数次高調波で開放となるように制御され、 DC S 1800無線信号増幅時には、第 2の単位 S i -MO SFET 21のドレイン端が、その偶数次高調波で短絡、奇数次高調波で開放となるように制御される。

以上のとおり、本発明の移動体電話装置によれば、 GSMノ DC S 1800の両方式においても、移動体電話装置本体の周波数切替スィツチに応じてシステム制御部から出力されるバイアス制御信号を利用することにより、高効率と小型化とを同時に実現でき、その効果は大きい。

また、ドライバアンプと RFパワーモジュールに用いた S i— MOSFETの代わりに、 G a A s— ME S FE Tやバイポーラトランジスタのような R F信号が扱える能動素子を用いることもできる。

以上、本発明に係る移動体電話装置の好適な実施例について説明したが、本発明は前記実施例に限定されることなく、本発明の精神を逸脱しない範囲内において種々の設計変更をなし得ることは勿論である。例えば、上記実施例では変調方式として共に GMS Kのものを示したが、 π/4シフト QP SK (Quadrature Phase Shift Keying) 変調方式、 Q P S K変調方式、オフセット Q P S Κ変調方式等の各種デジタル変調方式及び、 FM変調方式、 AM変調方式等の各種アナ口グ変調方式においても適用でき、周波数についても何等制約はない。産業上の利用可能性

本発明によれば、無線通信方式として、 2種類の通信方式を有する 2つのバンド周波数が送信 ·受信可能であるデュアルバンド方式の移動体電話装置において、移動体電話装置本体の通信方式切替スィツチに連動した制御手段により、移動体電話装置に使用される R Fパワーモジュールを制御するように構成したことで、不要高調波の漏出を防ぎ、小型かつ高効率な移動体電話装置を得られるという効果がある。

Claims

請求の範囲

1 . 周波数の異なる第 1および第 2の無線信号のバンド周波数を送信 ·受信可能であるデュアルバンド方式の移動体電話装置において、

前記第 1の無線信号と第 2の無線信号とを切り替える前記装置本体に設けられた周波数切替スィッチと、

前記第 1および第 2の無線信号の両周波数帯域に同調する周波数特性を有するドライバアンプと、

該ドライバアンプにて増幅された第 1の無線信号を第 1のパワートランジスタでパワー増幅してアンテナへ出力する第 1の R Fパワーモジュールと、

前記ドライバアンプにて増幅された第 2の無線信号を第 2のパワートランジスタでパワー増幅してアンテナへ出力する第 2の R Fパワーモジュールと、

前記周波数切替スィッチに連動して前記第 1および第 2のパワートランジスタの動作状態を選択的に切り替える第 1および第 2のバイアス制御信号を出力する制御部と、

前記第 1および第 2のパワートランジスタの入力側に直列にそれぞれ接続され、前記第 1および第 2のバイアス制御信号に連動して、導通非導通の選択がそれぞれ設定される第 1および第 2のスィツチング素子と、

前記第 1および第 2のパワートランジスタのドレイン端が、前記第 1および第 2のバイアス制御信号に連動して、前記第 1および第 2の無線信号周波数のそれぞれの偶数次高調波に対しては短絡となり、無線信号周波数のそれぞれの奇数次高調波に対しては開放となるように設定された前記第 1および第 2の無線信号に対して共通の高調波制御回路と、を備えたことを特徴とする移動体電話装置。

2 . 請求の範囲第 1項に記載の移動体通信装置において、

前記第 1および第 2のパワートランジスタが並列接続された複数の単位 M 0 S トランジスタから成り、第 1のパワートランジスタと第 2のパワートランジスタとでゲート幅が異なることを特徴とする移動体電話装置。

3 . 請求の範囲第 2項に記載の移動体電話装置において、

前記第 1および第 2の R Fパワーモジュールの代わりに、前記第 1および第 2 のパワートランジスタと、前記第 1および第 2のスイッチング素子とを、一つの R Fパワーモジュールの中に構成したことを特徴とする移動体電話装置。

4 . 請求の範囲第 3項に記載の移動体電話装置において、

前記 R Fパワーモジュールを同一半導体基板上に形成したことを特徴とする移

5 . 請求の範囲第 1項〜第 4項のいずれか 1項に記載の移動体電話装置において、前記高調波制御回路は、

前記第 1のパヮ一トランジスタのドレイン端と第 2のパワートランジスタのドレイン端との間に設けられた第 1の無線信号の 1 / 8波長に相当する長さの第 1 および第 2の伝送線路と、

該第 1および第 2の伝送線路間に接続された第 1の直流阻止キャパシタと、第 2の直流阻止キャパシタを介して、接地と、前記第 2のパワートランジスタのドレイン端側に接続された第 2の伝送線路の一端との間に挿入され、第 1の無線信号の時に導通する第 1のスィツチング素子と、

第 3の直流阻止キャパシタを介して、接地と、前記第第 2の伝送線路の他端との間に挿入され、第 2の無線信号の時に導通する第 2のスイッチング素子と、からなることを特徴とする移動体電話装置。

6 . 請求の範囲第 1項〜第 5項のいずれか 1項に記載の移動体電話装置において、前記第 1の無線信号の周波数は、前記第 2の無線信号の周波数の 1 / 2であることを特徴とする移動体電話装置。

7 . 請求の範囲第 1項〜第 6項のいずれか 1項に記載の移動体電話装置において、前記第 1および第 2のスィツチング素子は、 F E Tスィツチから成ることを特徴とする移動体電話装置。