WO1999030408A1 - Kondensatornetzteil - Google Patents

Kondensatornetzteil Download PDF

Info

Publication number
WO1999030408A1
WO1999030408A1 PCT/EP1998/007183 EP9807183W WO9930408A1 WO 1999030408 A1 WO1999030408 A1 WO 1999030408A1 EP 9807183 W EP9807183 W EP 9807183W WO 9930408 A1 WO9930408 A1 WO 9930408A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
capacitor
switching
charging
voltage
switching means
Prior art date
Application number
PCT/EP1998/007183
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Marco Honsberg
Original Assignee
Leopold Kostal Gmbh & Co. Kg
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Leopold Kostal Gmbh & Co. Kg filed Critical Leopold Kostal Gmbh & Co. Kg
Priority to BR9810539-6A priority Critical patent/BR9810539A/pt
Priority to US09/530,633 priority patent/US6366058B1/en
Priority to AU18716/99A priority patent/AU1871699A/en
Priority to JP52976999A priority patent/JP2002509690A/ja
Priority to EP98963437A priority patent/EP1036432A1/de
Publication of WO1999030408A1 publication Critical patent/WO1999030408A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/145—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/155—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/05—Capacitor coupled rectifiers

Definitions

  • the invention relates to the field of power supplies for supplying electronic assemblies.
  • the invention relates to a condenser power supply comprising a charging capacitor for charging a further capacitor (storage capacitor) for operating a current consumer, a rectifier arranged between the charging capacitor and the storage capacitor and a switching means arranged in terms of circuitry between the charging capacitor and the storage capacitor with a control input at which Control input, the outputs of a switching time determination element, which is acted upon with a reference voltage that is small compared to the AC line voltage, for determining the switching time for switching the switching means from a switch position charging the storage capacitor into a switch position interrupting the charging process, depending on the voltage present on the output side of the charging capacitor and a charging state determination element for determining the Charge state of the storage capacitor present.
  • the invention further relates to a method for operating a capacitor power supply.
  • Capacitor power supplies are often used to generate auxiliary power supplies that are not separated from the mains. Such auxiliary voltages are usually used to supply electronic assemblies, for example to supply the electronics used for speed control of drilling machines.
  • the principle of a capacitor power supply is based on the cyclical recharging of the charging capacitor, which serves as a charge pump for the storage capacitor and charges the latter during each network cycle.
  • a breakdown diode is used to stabilize such a capacitor power supply.
  • the term breakdown diode refers to all diodes which are reverse-biased and are also known as zener diodes or avalanche diodes. For small output powers with an almost constant load, capacitor power supplies are widely used due to their simple and inexpensive design.
  • capacitor power supplies have been developed, as described for example in DE 38 01 399 A1, in which the switching process for switching the switching means from a switch position charging the storage capacitor into a switch position interrupting the charging process is provided at a point in time at which the Switching means is only slightly energized. Consequently, no steep switching edges should be generated in this switching process.
  • a control device is connected upstream of the switching means, by means of which control device the switching means is brought into its switch position which interrupts the charging process when the voltage on the output side of the charging capacitor is correspondingly low to the cycle of the mains voltage. At such a switching time, the switching means is only slightly energized.
  • This capacitor power supply is switched back to the charging mode when the output voltage of the storage capacitor falls below a predetermined target value.
  • This switching process depends solely on the state of charge of the storage capacitor and can therefore be carried out at any time with regard to the cycle of the mains voltage. Even if the switch at this point in time can at best only be under a low voltage, the switching means is, however, supplied with a relatively high current, so that generation of current peaks cannot be ruled out. If the current consumer is operated continuously, the required current is continuously drawn from the storage capacitor. Through the control of the switching means described in this document, it is continuously switched back and forth between the two operating positions in accordance with the frequency of the network cycle or the rectified voltage half-waves. Because of the power loss that occurs, in particular when the switching means is switched to the charging mode of the storage capacitor, there is a risk that the electronic components can be heated up to their destruction.
  • the invention is therefore based on the object of providing a capacitor power supply unit which is also suitable for continuous operation of the current consumer connected to it.
  • Another object of the invention is to provide a corresponding method for operating a capacitor power supply.
  • the device-related object is achieved in that the switching time determination element and the state of charge determination element, which represent a logical AND function, interconnected and act on the control input of the switching means, so that both switching operations of the switching means - the switching of the capacitor power supply to the charging mode or the switching thereof Interruption of the charging operation - take place at a point in time at which the voltage applied to the charging capacitor on the output side is less than or equal to the reference voltage.
  • the method-related problem is solved according to the invention in that the method for operating a capacitor power supply with a switching means has the following steps, starting from a charging mode for charging a storage capacitor:
  • the switching time determination element and the state of charge determination element are electronically connected to one another by a logical AND function and in this way act on the control input of the switching means. A switching process is therefore only triggered if corresponding control signals are present at the control input of the switching means both from the switching time determination element and from the state of charge determination element.
  • the charge state determination element can provide two control signals, one of which represents the state of the storage capacitor, in which its output voltage is greater than a predetermined setpoint, reproducing the limit value of the output voltage, and another of which represents the state of the storage capacitor, in which its output voltage is less than or equal to the setpoint. If the first control signal is present, it is not necessary to recharge the storage capacitor.
  • the switching time determination element is acted upon by a reference voltage which is very low compared to the mains alternating voltage, advantageously about 0 V or equal to 0 V.
  • the control signal of the switching time determination element is provided when the voltage applied to the charging capacitor on the output side is less than or equal to the reference voltage. This ensures that the switching means is only switched when the switching means is de-energized or essentially de-energized.
  • the logical AND operation of the two control signals acting on the control input of the switching means causes the switching means not to be switched when the power consumption connected to the capacitor power supply is in continuous operation, but to remain in its open position, which represents the charging operation of the capacitor power supply until the operation of the power consumer has been stopped and the output voltage at the storage capacitor has exceeded the setpoint due to the recharging.
  • the capacitor and the network are only exposed to a very low pulse load with regard to the electromagnetic compatibility, which can be far below the prescribed limit value.
  • the capacitor power supply according to the invention thus implements a principle of controlled recharging of the storage capacitor using a soft switching process to interrupt and switch on the charging process. Therefore, the capacitor power supply is subject to only insignificant heating even with relatively large loads that fluctuate depending on the operating point.
  • Such a capacitor power supply can thus also be used to control a relay, for example, without having to take additional cooling measures.
  • a comparator element is expediently provided as the switching time determination element, by means of which the applied voltage is compared with a predetermined reference voltage as a function of the phase of the voltage curve.
  • the reference voltage is selected so that it represents a voltage in the region of the zero crossing of the voltage curve present on the output side of the charging capacitor.
  • a particularly favorable reference voltage is 0 V, so that actuation of the switching means is only possible when the switching means is de-energized.
  • the elements required for the capacitor power supply are electronic circuits or switching elements. If such a capacitor power supply is provided, an electronic semiconductor switch, in particular a thyristor, is advantageously used, at the gate of which the outputs of the switching time determination element and the state of charge determination element are present.
  • the control input of the switching means may be preceded by a memory element for storing the control signals generated by the switching time determination element and the charging state determination element.
  • a thyristor is exemplary and that other equivalent electronic switching means, such as triacs, can also be used.
  • the switching time determination element implemented by a circuit and the state of charge determination element likewise implemented by a circuit are connected in the form of an AND function (a so-called wired AND function).
  • the reference voltage can be applied externally to the switching time determining element or - as provided in a preferred exemplary embodiment - by a zener diode assigned to the switching time determining element.
  • Fig. 3 a circuit diagram of a capacitor power supply according to the in
  • FIG. 1 shows a capacitor power supply 1 in a schematic block diagram.
  • the capacitor power supply 1 comprises a charging capacitor 2 which is arranged for charging a storage capacitor 3.
  • the capacitance of the storage capacitor 3 is many times greater than the capacitance of the charging capacitor 2.
  • the ratio of the two capacitors to one another is coordinated such that the ripple of the output voltage U a of the storage capacitor 3 is limited to the required value specified by the load .
  • Two diodes 4, 5 are provided for rectifying the AC voltage U_ applied to the network. Consequently, this rectifier 4, 5 provides voltage half-waves separated in time by one voltage half-wave.
  • a switching means 6 is arranged between the charging capacitor 2 and the storage capacitor 3, which is in its position shown in FIG. 1 in the position “0” for charging the storage capacitor 3.
  • the switching means 6 has a control input 7 at which the output of a memory element 8 is connected.
  • the memory element 8 is acted upon by the control signals of both a switching time determination element 9 and a state of charge determination element 10.
  • the switching time determination element 9 is connected on the input side to a charging line 11 connecting the charging capacitor 2 and the storage capacitor 3 via the diode 5 , the tap provided on the charging capacitor side in front of the diode 5 is.
  • the input of the state of charge determination element 10 is arranged for tapping the output voltage of the storage capacitor 3.
  • the switching time determination element 9 compares the voltage U s present in the charging line 11 with a reference voltage U prot , which is either present at another input of the switching time determination element 9 or is provided electronically. The switching time determination element 9 then generates a control signal which is passed on to the switching means 6 when the voltage U s of the charging line 11 is less than or equal to the reference voltage U prot .
  • the reference voltage U prot is 7 V.
  • the memory element 8 transmits a control signal to the switching means 6 for switching it from the position "0" to the position "1" when the two AND-linked conditions mentioned are met.
  • the switching means 6 switches to the "1" position, as a result of which the charging process of the storage capacitor is interrupted by diverting the current flow to the ground.
  • the capacitor power supply 1 switches back to the charging mode recharging the storage capacitor 3 when both the output voltage U a of the storage capacitor 3 drops below the limit value U max and a control signal is provided by the switching time determination element, according to which the output side is connected to the charging capacitor.
  • voltage U a is less than or equal to the reference voltage U prot .
  • FIG. 3 shows the circuit diagram of the capacitor power supply 1 in one embodiment.
  • a thyristor 12 serves as switching means, the gate 13 of which is connected to the outputs of the switching time determination element 9 and of the charge state determination element 10.
  • the switching time determination element 9 is implemented by two resistors R1, R2, a diode D2, a Zener diode Z1 and a transistor T1 as an inverter.
  • the reference voltage of 7 V is provided by the Zener diode Z1 in the switching point determination element 9 shown.
  • the state of charge determination element 10 is implemented by two resistors R3, R4 and a Zener diode Z2.
  • the two rectifying diodes are identified by the reference numerals 4 and 5.
  • a choke L1 is arranged on the output side of the charging capacitor 2 to limit the current rise in the first switch-on moment of the device and the critical current rise of the thyristor 12 in the stationary case. From the circuit diagram shown in FIG. 3, it can be seen that the switching time determination element 9 and the charge state determination element 10 represent, in terms of circuitry, a UN D link - a so-called wired AND function.
  • time is plotted in the direction of the x-axes and voltages or states are plotted on the y-axes.
  • the top diagram shows the profile of the voltage U a applied to the storage capacitor 3 on the output side , the profile of the voltage U s applied to the charging capacitor 2 on the output side, the reference voltage U prot and the limit value of the output voltage U max (setpoint) of the storage capacitor 3.
  • the time interval in which the condition that the output voltage U a of the storage capacitor 3 is greater than the limit voltage U max can be seen in the diagram below.
  • the times in which the further condition is fulfilled that the voltage U s ⁇ U prot applied to the charging capacitor 2 is shown in the third diagram.
  • the two diagrams below show the time period in which the switching means is energized and the switch status.
  • the voltage diagram U_ on the mains side is shown in the bottom diagram.
  • the capacitor power supply 1 is in its charging mode for charging the storage capacitor 3.
  • the voltage U a present on the output side at the storage capacitor 3 exceeds the limit value of Output voltage U max , so that one switching condition U a > U max for switching the capacitor power supply 1 or its switching means 6, 12 is fulfilled.
  • Switching of the switching means 6, 12 takes place, however, only at a point in time when the further condition U s U U prot is fulfilled. This point in time is identified as t 2 .
  • the switching means 6, 12 is closed; the switch state from this point in time in position "1" (see FIG. 2).
  • the maximum of the voltage U a or U s corresponds to the maximum in time of the voltage curve U_ applied to the network.
  • the voltage U s present on the output side at the charging capacitor 2 drops with the cycle of the mains voltage U_ until this voltage U s falls below the value of the reference voltage U prot at the instant t 2 .
  • the voltage U s at time t 3 which represents the negative maximum of the voltage curve U_ in this cycle, exceeds the reference voltage U prot .
  • the switching means 6, 12 is energized. It is now not possible to actuate the switching means 6, 12, since the condition U s ⁇ U prot is not fulfilled in this period.
  • a capacitor is connected in parallel with the resistor R2. This causes a time delay of the time t 2 shown in FIG. 4, so that a switching operation is only possible when U s is less than U prot .

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
  • Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Ein Kondensatornetzteil umfassend einen Ladekondensator zum Aufladen eines weiteren Kondensators (Speicherkondensator) zum Betreiben eines Stromverbrauchers, einen zwischen dem Ladekondensator (2) und dem Speicherkondensator (3) angeordneten Gleichrichter (4, 5) und einem schaltungstechnisch zwischen dem Ladekondensator (2) und dem Speicherkondensator (3) angeordneten Schaltmittel (6, 12) mit einem Steuereingang (7), an welchem Steuereingang (7) die Ausgänge eines mit einer gegenüber der Netzwechselspannung U∩ kleinen Referenzspannung Uprot beaufschlagten Schaltzeitpunktbestimmungsgliedes (9) zum Bestimmen des Schaltzeitpunktes zum Umschalten des Schaltmittels (6, 12) aus einer den Speicherkondensator (3) ladenden Schalterstellung in eine den Ladevorgang unterbrechende Schalterstellung in Abhängigkeit von der ausgangsseitig am Ladekondensator (3) anliegenden Spannungs Us sowie eines Ladezustandsbestimmungsgliedes (10) zum Bestimmen des Ladezustandes des Speicherkondensators (3) anliegen, ist dadurch bestimmt, daß das Schaltzeitpunktbestimmungsglied (9) und das Ladezustandsbestimmungsglied (10) eine logische UND-Funktion darstellend miteinander verschaltet den Steuereingang des Schaltmittels (6, 12) beaufschlagen, so daß beide Schaltvorgänge des Schaltmittels (6, 12) - das Schalten des Kondensatornetzteiles (1) in den Ladebetrieb bzw. das Schalten desselben zum Unterbrechen des Ladebetriebs - in eine Zeitpunkt erfolgen, in dem die ausgangsseitig an Ladekondensator (2) anliegende Spannung Us kleiner oder gleich der Referenzspannung Uprot ist.

Description

Kondensatornetzteil
Die Erfindung bezieht sich auf das Gebiet von Netzteilen zur Versorgung elektronischer Baugruppen. Insbesondere betrifft die Erfindung ein Kon- densatometzteil umfassend einen Ladekondensator zum Aufladen eines weiteren Kondensators (Speicherkondensator) zum Betreiben eines Stromverbrauchers, einen zwischen dem Ladekondensator und dem Speicherkondensator angeordneten Gleichrichter und einem schaltungstechnisch zwischen dem Ladekondensator und dem Speicherkondensator angeordneten Schaltmittel mit einem Steuereingang, an welchem Steuereingang die Ausgänge eines mit einer gegenüber der Netzwechselspannung kleinen Referenzspannung beaufschlagten Schaltzeitpunkt- bestimmungsgliedes zum Bestimmen des Schaltzeitpunktes zum Umschalten des Schaltmittels aus einer dem Speicherkondensator ladenden Schalterstellung in eine den Ladevorgang unterbrechende Schalterstellung in Abhängigkeit von der ausgangsseitig am Ladekondensator anliegenden Spannungs sowie eines Ladezustandsbestimmungsgliedes zum Bestimmen des Ladezustandes des Speicherkondensators anliegen. Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betreiben eines Konden- satornetzteiles.
Kondensatornetzteile werden vielfach zur Erzeugung von nicht netzgetrennten Hilfsspannungsversorgungen eingesetzt. Derartige Hilfspannungen dienen üblicherweise zur Versorgung von elektronischen Baugrup- pen, beispielsweise zur Versorgung der zur Drehzahlregelung von Bohrmaschinen verwendeten Elektronik. Das Prinzip eines Kondensatornetzteils beruht auf der zyklischen Umladung des Ladekondensators, der als Ladungspumpe für den Speicherkondensator dient und letzteren während eines jeden Netzzyklusses lädt. Zur Stabilisierung eines solchen Konden- satornetzteiles ist eine Durchbruchdiode eingesetzt. Im Rahmen dieser Ausführungen bezieht sich der Begriff Durchbruchdiode auf sämtlichen Dioden, die in Sperrichtung vorgespannt sind und auch als Zenerdiode oder Lawinendiode bekannt sind. Für kleine Ausgangsleistungen mit nahezu konstanter Last sind Kondensatornetzteile aufgrund ihrer einfachen und kostengünstigen Ausgestaltung vielfach eingesetzt. Problematisch ist jedoch der Einsatz eines solchen Kondensatornetzteiles, wenn die Last relativ groß ist und Betriebs- punkt abhängig starken Schwankungen unterworfen ist. Dieser Lastwechsel kann zu einer extremen Belastung der Durchbruchdiode führen, was letztlich zu einer Zerstörung sowohl der Durchbruchdiode als auch des Speicherkondensators und somit des gesamten Netzteiles führen kann. Besonders gravierend tritt dieser Effekt dann auf, wenn ein solches Kon- densatornetzteil beispielsweise in einem Gehäuse vergossen ist, so daß die bei der Durchbruchdiode auftretende Wärme nicht oder nur sehr unzureichend abgeführt werden kann, so daß die thermische Belastung zu einem Auslöten der Durchbruchdiode führen kann. Das Kondensatornetzteil ist dann nicht mehr funktionstüchtig.
Zur Reduzierung dieser Nachteile sind, wie beispielsweise in der DE 38 01 399 A1 beschrieben, Kondensatornetzteile entwickelt worden, bei denen der Schaltvorgang zum Umschalten des Schaltmittels aus einer den Speicherkondensator ladenden Schalterstellung in eine den Ladevorgang unterbrechende Schalterstellung in einem Zeitpunkt vorgesehen ist, in dem das Schaltmittel nur gering bestromt ist. Folglich sollen keine steile Schaltflanken bei diesem Schaltvorgang erzeugt werden. Erreicht wird dieses dadurch, daß dem Schaltmittel eine Steuervorrichtung vorgeschaltet ist, durch welche Steuervorrichtung das Schaltmittel in seine den Ladevorgang unterbrechende Schalterstellung gebracht wird, wenn die ausgangsseitig am Ladekondensator anliegende Spannung dem Zyklus der Netzspannung entsprechend gering ist. In einem solchen Schaltzeitpunkt ist das Schaltmittel nur gering bestromt. Dieses Kondensatornetzteil wird wieder in den Ladebetrieb geschaltet, wenn die Ausgangsspannung des Speicherkondensators einen vorbestimmten Sollwert unterschreitet. Dieser Schaltvorgang ist ausschließlich von dem Ladezustand des Speicherkondensators abgängig und kann daher im Hinblick auf den Zyklus der Netzspannung jederzeit erfolgen. Auch wenn der Schalter in diesem Schaltzeitpunkt günstigstenfalls nur unter geringer Spannung stehen kann, so ist das Schaltmittel jedoch mit einer relativ hohen Stromstärke bestromt, so daß eine Erzeugung von Stromspitzen nicht ausgeschlossen ist. Bei einem kontinuierlichen Betreiben des Stromverbrauchers wird dem Speicherkondensator kontinuierlich der benötigte Strom entnommen. Durch die in diesem Dokument beschriebene Steuerung des Schaltmittels wird dieses entsprechend der Frequenz des Netzzyklusses bzw. der gleichgerichteten Spannungshalbwellen zwischen den beiden Betriebsstellung andauernd hin und her geschaltet. Dabei besteht aufgrund der auftretenden Verlustleistung insbesondere beim Schalten des Schaltmittels in den Ladebetrieb des Speicherkondensators die Gefahr, daß die elektronischen Komponenten bis zu ihrer Zerstörung aufgeheizt werden können.
Ausgehend von diesem diskutierten Stand der Technik liegt der Erfindung daher die Aufgabe zugrunde, ein Kondensatornetzteil bereitzustellen, daß auch für einen Dauerbetrieb des an dieses angeschlossenen Stromver- brauchers geeignet ist.
Ferner liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben eines Kondensatornetzteiles bereitzustellen.
Erfindungsgemäß wird die vorrichtungsbezogene Aufgabe dadurch gelöst, daß das Schaltzeitpunktbestimmungsglied und das Ladezustandsbestimmungsglied eine logische UND-Funktion darstellend miteinander verschaltet den Steuereingang des Schaltmittels beaufschlagen, so daß beide Schaltvorgänge des Schaltmittels - das Schalten des Kondensator- netzteiles in den Ladebetrieb bzw. das Schalten desselben zum Unterbrechen des Ladebetriebs - in einem Zeitpunkt erfolgen, in dem die ausgangsseitig am Ladekondensator anliegende Spannung kleiner oder gleich der Referenzspannung ist.
Die verfahrensbezogene Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß das Verfahren zum Betreiben eines Kondensatornetzteiles mit einem Schaltmittel folgende Schritte ausgehend von einem Ladebetrieb zum Laden eines Speicherkondensators aufweist:
- Vergleichen der ausgangsseitig an einem Ladekondensator anliegen- den phasenabhängigen Spannung mit einer Referenzspannung,
- Bereitstellen eines Steuersignales mit einem Schaltzeitpunktbestim- mungsglied zum Steuern des Schaltmittels, wenn die anliegende Spannung kleiner oder gleich der Referenzspannung ist,
- Bestimmen des Ladezustandes des Speicherkondensators mit einem Ladezustandsbestimmungsglied,
- Bereitstellen eines Steuersignales zum Steuern des Schaltmittels, wenn der Ladezustand des Speicherkondensators größer als ein vorbestimmter Grenzwert ist, welche den Ladezustand betreffenden Schritte gleichzeitig mit den den Schaltzeitpunkt betreffenden Schritten erfolgen können,
- Schalten des Schaltmittels zum Unterbrechen des Ladevorganges des Speicherkondensators, wenn sowohl der Ladezustand des Speicherkondensators einen vorbestimmten Grenzwert überschreitet als auch die ausgangsseitig am Ladekondensator anliegende Spannung kleiner oder gleich der Referenzspannung ist und
- Zurückschalten des Schaltmittels in den Ladebetrieb, wenn sowohl der Ladezustand des Speicherkondensators einen vorbestimmten Grenzwert unterschreitet oder gleich mit diesem ist als auch die ausgangsseitig am Ladekondensator anliegende Spannung kleiner oder gleich der Referenzspannung ist.
Bei dem erfindungsgemäßen Kondensatornetzteil ist das Schaltzeitpunkt- bestimmungsglied und das Ladezustandsbestimmungsglied durch eine logische UND-Funktion elektronisch miteinander verbunden und beaufschlagen auf diese Weise den Steuereingang des Schaltmittels. Ein Schaltvorgang wird daher nur dann ausgelöst, wenn sowohl von dem Schaltzeitpunktbestimmungsglied als auch von dem Ladezustandsbestimmungsglied gleichzeitig entsprechende Steuersignale am Steuereingang des Schaltmittels anliegen. Von dem Ladezustandsbestimmungsglied können zwei Steuersignale bereitgestellt sein, von denen eines den Zustand des Speicherkondensators wiedergibt, bei dem dessen Aus- gangsspannung größer ist als ein vorgegebener Sollwert wiedergebend den Grenzwert der Ausgangsspannung und von denen ein anderes den Zustand des Speicherkondensators wiedergibt, bei dem seine Ausgangsspannung kleiner oder gleich dem Sollwert ist. Bei Vorliegen des ersten Steuersignales ist ein Nachladen des Speicherkondensators nicht not- wendig. Liegt dagegen das letztgenannte Steuersignal an, ist dieser nicht mehr vollständig geladen und kann nachgeladen werden. Eine tatsächliche Betätigung des Schaltmittels, wodurch das Kondensatornetzteil in seinem Ladebetrieb zum Laden des Speicherkondensators geschaltet wird, erfolgt jedoch erst dann, wenn von dem Schaltzeitpunktbestim- mungsglied ein Steuersignal bereitgestellt ist, in dem sichergestellt ist, daß das Schaltmittel stromlos oder quasi stromlos ist. Zu diesem Zweck ist das Schaltzeitpunktbestimmungsglied durch eine Referenzspannung beaufschlagt, die gegenüber der Netzwechselspannung sehr gering, zweckmäßigerweise etwa 0 V oder gleich 0 V ist. Das Steuersignal des Schaltzeitpunktbestimmungsgliedes wird dann bereitgestellt, wenn die ausgangsseitig am Ladekondensator anliegende Spannung kleiner oder gleich der Referenzspannung ist. Damit ist sichergestellt, daß das Schaltmittel erst geschaltet wird, wenn das Schaltmittel stromlos oder im wesentlichen stromlos ist. Ferner wird durch die logische UND-Verknüpfung der beiden den Steuereingang des Schaltmittels beaufschlagenden Steuersignale bewirkt, daß bei einem Dauerbetrieb des an das Kondensator- netzteil angeschlossenen Stromverbrauches das Schaltmittel nicht geschaltet wird, sondern so lange in seiner geöffneten, den Ladebetrieb des Kondensatornetzteiles darstellenden Stellung verbleibt, bis der Betrieb der Stromverbrauchers eingestellt worden ist und entsprechend die Ausgangsspannung am Speicherkondensator durch das Nachladen den Soll- wert überschritten hat.
Durch die Wahl der Schaltzeitpunkte sowie durch die verglichen mit vorbekannten Kondensatornetzteilen geringen Schaltvorgänge sind im Hinblick auf die elektromagnetische Verträglichkeit der Kondensator und das Netz einer nur sehr geringen Pulsbelastung ausgesetzt, die weit unterhalb des vorgeschriebenen Grenzwertes liegen kann.
Das erfindungsgemäße Kondensatornetzteil verwirklicht somit ein Prinzip der kontrollierten Nachladung des Speicherkondensators unter Verwen- düng eines weichen Schaltvorganges zum Unterbrechen und Einschalten des Ladevorganges. Daher unterliegt das Kondensatornetzteil auch bei relativ großen, Betriebspunkt abhängig stark schwankenden Lasten nur einer unerheblichen Erwärmung. Ein solches Kondensatornetzteil läßt sich somit etwa auch zur Steuerung eines Relais verwenden, ohne zusätzliche Kühlmaßnahmen treffen zu müssen. Zweckmäßigen/veise ist als Schaltzeitpunktbestimmungsglied ein Vergleicherglied vorgesehen, durch welches die anliegende Spannung in Abhängigkeit von der Phase der Spannungskurve mit einer vorbestimmten Referenzspannung verglichen wird. Dabei ist die Referenzspannung so gewählt, daß diese eine Spannung im Bereich des Nulldurchganges der ausgangsseitig am Ladekondensator anliegenden Spannungskurve darstellt. Eine besonders günstige Referenzspannung beträgt 0 V, so daß eine Betätigung des Schaltmittels nur dann möglich ist, wenn das Schaltmittel stromlos ist.
Besonders zweckmäßig ist es, die für das Kondensatornetzteil benötigten Elemente als elektronische Schaltungen bzw. Schaltelemente vorzusehen. Bei Vorsehen eines solchen Kondensatornetzteiles findet vorteilhafterweise ein elektronischer Halbleiterschalter, insbesondere ein Thyri- stör Verwendung, an dessen Gate die Ausgänge des Schaltzeitpunktbe- stimmungsgliedes und des Ladezustandsbestimmungsgliedes anliegen. Je nach Ausgestaltung des Kondensatornetzteiles kann es zweckmäßig sein, daß dem Steuereingang des Schaltmittels ein Speicherglied zum Speichern der von dem Schaltzeitpunktbestimmungsglied und dem Lade- zustandsbestimmungsglied erzeugten Steuersignale vorgeschaltet ist. In diesem Zusammenhang sei angemerkt, daß die Verwendung eines Thyristors beispielhaft ist, und daß auch andere gleichwirkende elektronische Schaltmittel, etwa Triacs eingesetzt werden können.
In einem Kondensatornetzteil mit elektronischen Bauelementen sind das durch eine Schaltung realisierte Schaltzeitpunktbestimmungsglied und das ebenfalls durch eine Schaltung realisierte Ladezustandsbestimmungsglied in Form einer UND-Funktion (eine sog. wired AND-function) verschaltet. Die Referenzspannung kann extern das Schaltzeitpunktbe- Stimmungsglied beaufschlagend oder - wie in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel vorgesehen - durch eine dem Schaltzeitpunktbestim- mungsglied zugeordnete Zenerdiode bereitgestellt sein.
Weitere Vorteile und Weiterbildungen der Erfindung sind Bestandteil wei- terer Unteransprüche sowie der nachfolgenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispieles. Es zeigen: Fig. 1 : ein schematisiertes Blockschaltbild eines Kondensatornetzteiles mit einem Schaltmittel im Ladebetrieb,
Fig. 2: das Kondensatornetzteil der Figur 1 in seiner den Ladebe- trieb unterbrechenden Stellung,
Fig. 3: ein Schaltbild eines Kondensatornetzteiles gemäß der in den
Figuren 1 und 2 gezeigten Blockschaltbildern und
Fig. 4: mehrere übereinander angeordnete Zustands- und Bedingungsdiagramme zum Darstellen des bedingungsabhängigen Schaltens eines in einem Kondensatornetzteil gemäß den Figuren 1 bis 3 eingesetzten Schaltmittels.
Figur 1 zeigt in einem schematischen Blockschaltbild ein Kondensatornetzteil 1. Das Kondensatornetzteil 1 umfaßt einen Ladekondensator 2, der zum Laden eines Speicherkondensators 3 angeordnet ist. Die Kapazität des Speicherkondensators 3 ist um ein vielfaches größer als die Kapazität des Ladekondensators 2. Dabei ist das Verhältnis der beiden Ka- pazitäten zueinander dergestalt abgestimmt, daß die Welligkeit der Ausgangsspannung Ua des Speicherkondensators 3 auf den durch die Last spezifizierten erforderlichen Wert begrenzt ist. Zum Gleichrichten der netzseitig anliegenden Wechselspannung U_ sind zwei Dioden 4, 5 vorgesehen. Folglich werden durch diesen Gleichrichter 4, 5 jeweils zeitlich um eine Spannungshalbwelle getrennte Spannungshalbwellen bereitgestellt.
Schaltungstechnisch ist zwischen dem Ladekondensator 2 und dem Speicherkondensator 3 ein Schaltmittel 6 angeordnet, welches sich in seiner in Figur 1 dargestellten Position in der Stellung „0" zum Laden des Spei- cherkondensators 3 befindet. Das Schaltmittel 6 weist einen Steuereingang 7 auf, an dem der Ausgang eines Speichergliedes 8 angeschlossen ist. Das Speicherglied 8 wird von den Steuersignalen sowohl eines Schaltzeitpunktbestimmungsgliedes 9 als auch eines Ladezustandsbe- stimmungsgliedes 10 beaufschlagt. Das Schaltzeitpunktbestimmungsglied 9 ist eingangsseitig an eine den Ladekondensator 2 und den Speicherkondensator 3 über die Diode 5 verbindende Ladeleitung 11 angeschlossen, wobei der Abgriff ladekondensatorseitig vor der Diode 5 vorgesehen ist. Der Eingang des Ladezustandsbestimmungsgliedes 10 ist zum Abgreifen der Ausgangsspannung des Speicherkondensators 3 angeordnet.
Das Schaltzeitpunktbestimmungsglied 9 vergleicht die in der Ladeleitung 11 anliegende Spannung Us mit einer Referenzspannung Uprot, die entweder an einem weiteren Eingang des Schaltzeitpunktbestimmungsgliedes 9 anliegt oder auf elektronischem Wege bereitgestellt wird. Das Schaltzeit- punktbestimmungsglied 9 erzeugt dann ein Steuersignal, welches an das Schaltmittel 6 weitergegeben wird, wenn die Spannung Us der Ladeleitung 11 kleiner oder gleich der Referenzspannung Uprot ist. Die Referenzspannung Uprot beträgt bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel 7 V. Damit das Schaltmittel 6 tatsächlich aus der Stellung „0" in die den Ladevorgang unterbrechende Stellung „1" (wie in Figur 2 dargestellt) geschaltet wird, bedarf es ferner der Bereitstellung bzw. Erzeugung eines Steuersignales des Ladezustandsbestimmungsgliedes 10. Dieses erzeugt dann ein Steuersignal, wenn die abgegriffene Ausgangsspannung Ua des Speicherkondensators 3 einen vorbestimmten Grenzwert Umax überschreitet. Das Speicherglied 8 übermittelt ein Steuersignal an das Schaltmittel 6 zum Umschalten desselben von der Stellung „0" in die Stellung „1", wenn die beiden UND-verknüpften genannten Bedingungen erfüllt sind.
Sind beide Bedingungen erfüllt, schaltet das Schaltmittel 6 in die Stellung „1", wodurch der Ladevorgang des Speicherkondensators durch Ableiten des Stromflusses zur Masse hin unterbrochen wird. Durch Schalten in ei- nem Zeitpunkt, in dem sich die ausgangsseitig am Ladekondensator 2 anliegende Phase der Spannungskurve im Bereich ihres Nulldurchganges - bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel bei einer Spannung < ± 7 V - befindet, besteht nicht die Gefahr einer Entstehung von Überstromspitzen, die zu einer Zerstörung des Schaltmittels 6 führen könnten; ebenfalls ist das Netz und das Kondensatornetzteil 1 einer nur sehr geringen Pulsbelastung ausgesetzt.
Das Kondensatornetzteil 1 schaltet wieder in den den Speicherkondensator 3 nachladende Ladebetrieb, wenn sowohl die Ausgangsspannung Ua des Speicherkondensators 3 unter den Grenzwert Umax absinkt als auch von dem Schaltzeitpunktbestimmungsglied ein Steuersignal bereitgestellt ist, gemäß dem die ausgangsseitig am Ladekondensator anlie- gende Spannung Ua kleiner oder gleich der Referenzspannung Uprot ist.
Figur 3 zeigt in einer Ausgestaltung das Schaltbild des Kondensatornetzteiles 1. Als Schaltmittel dient ein Thyristor 12, dessen Gate 13 an die Ausgänge des Schaltzeitpunktbestimmungsgliedes 9 sowie des Ladezustandsbestimmungsgliedes 10 angeschlossen ist. Das Schaltzeitpunktbe- stimmungsglied 9 wird durch zwei Widerstände R1 , R2 eine Diode D2, eine Zenerdiode Z1 und einen Transistor T1 als Inverter realisiert. Die Referenzspannung von 7 V wird bei dem dargestellten Schaltzeitpunkt- bestimmungsglied 9 durch die Zenerdiode Z1 bereitgestellt. Das Ladezustandsbestimmungsglied 10 wird durch zwei Widerstände R3, R4 und eine Zenerdiode Z2 realisiert. Die beiden gleichrichtenden Dioden sind mit den Bezugszeichen 4 und 5 gekennzeichnet.
Zusätzlich ist bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ausgangsseitig an den Ladekondensator 2 eine Drossel L1 zum Begrenzen des Stromanstieges im ersten Einschaltmoment des Gerätes und des kritischen Stromanstieges des Thyristors 12 im stationären Fall angeordnet. Aus dem in Figur 3 dargestellten Schaltbild wird erkennbar, daß das Schaltzeitpunkt- bestimmungsglied 9 und das Ladezustandsbestimmungsglied 10 schaltungstechnisch eine UN D-Verknüpfung - eine sogenannte wired AND- function - darstellen.
In den Diagrammen der Figur 4 sind in Richtung der x-Achsen die Zeit und auf den y-Achsen Spannungen bzw. Zustände aufgetragen. In dem obersten Diagramm ist der Verlauf der ausgangsseitig am Speicherkondensator 3 anliegenden Spannung Ua sowie der Verlauf der ausgangsseitig am Ladekondensator 2 anliegenden Spannung Us sowie die Referenzspannung Uprot und der Grenzwert der Ausgangsspannung Umax (Sollwert) des Speicherkondensators 3 aufgetragen. Das Zeitintervall, in dem die Bedingung, daß die Ausgangsspannung Ua des Speicherkondensators 3 größer als die Grenzspannung Umax ist, ist in dem darunter angeordneten Diagramm ersichtlich. Die Zeiten, in denen die weitere Bedingung erfüllt ist, daß die ausgangsseitig am Ladekondensator 2 anlie- gende Spannung Us < Uprot ist, ergibt sich aus dem dritten Diagramm. Aus den beiden nachfolgenden Diagrammen sind zum einen der Zeitraum, in dem das Schaltmittel bestromt ist, sowie der Schalterzustand erkennbar. In dem untersten Diagramm ist die netzseitig anliegende Spannungskurve U_ aufgezeigt.
Ausgehend von einem Zustand des Speicherkondensators 3, bei dem seine Ausgangsspannung Ua < Umax ist, befindet sich das Kondensatornetzteil 1 in seinem Ladebetrieb zum Laden des Speicherkondensators 3. Im Zeitpunkt t, übersteigt die ausgangsseitig am Speicherkondensator 3 anliegende Spannung Ua den Grenzwert der Ausgangsspannung Umax, so daß die eine Schaltbedingung Ua > Umax zum Umschalten des Kondensatornetzteiles 1 bzw. seines Schaltmittels 6, 12 erfüllt ist. Ein Umschalten des Schaltmittels 6, 12 erfolgt jedoch erst in einem Zeitpunkt, in dem die weitere Bedingung Us ≤ Uprot erfüllt ist. Dieser Zeitpunkt ist als t2 gekenn- zeichnet. Infolge der Erfüllung der beiden zum Unterbrechen des Ladebetriebes notwendigen Bedingungen wird das Schaltmittel 6, 12 geschlossen; der Schalterzustand ab diesem Zeitpunkt in der Position „1" (vgl. Figur 2).
Das Maximum der Spannung Ua bzw. Us entspricht dem zeitlichen Maximum der netzseitig anliegenden Spannungskurve U_. Die ausgangsseitig am Ladekondensator 2 anliegende Spannung Us fällt mit dem Zyklus der Netzspannung U_ ab, bis diese Spannung Us unter den Wert der Referenzspannung Uprot im Zeitpunkt t2 fällt. Im Zyklus der netzseitig anliegen- den Spannungskurve U_ übersteigt die Spannung Us im Zeitpunkt t3, der das negative Maximum der Spannungskurve U_ in diesem Zyklus darstellt, die Referenzspannung Uprot. Beginnend mit dem Zeitpunkt t3 ist das Schaltmittel 6, 12 bestromt Eine Betätigung des Schaltmittels 6, 12 ist nunmehr nicht möglich, da die Bedingung Us < Uprot in diesem Zeitraum nicht erfüllt ist.
Mit abnehmender Ausgangsspannung Ua des Speicherkondensators 3 fällt diese unter den Grenzwert Umax im Zeitpunkt t4. Beginnend mit dem Zeitpunkt t4 ist folglich die Bedingung zum Schalten des Schaltmittels 6, 12 erneut in den Ladebetrieb erfüllt. Ein Schalten des Schaltmittels 6, 12 im Zeitpunkt t4 ist jedoch nicht möglich, da in diesem Zeitpunkt die weitere Bedingung Us < Uprot nicht erfüllt ist. Erst im Zeitpunkt des nächsten positi- ven Maximums der Netzspannungskurve U_ - der Zeitpunkt t5 - sinkt die ausgangsseitig am Ladekondensator 2 anliegende Spannung Us erneut unter Uprot ab. Erst in diesem Zeitpunkt t5 ist somit auch die weitere Bedingung Us < Uprot erfüllt, so daß nunmehr das Schaltmittel 6, 12 erneut in seine Ladestellung „0" schaltet.
In einem weiteren, in den Figuren nicht dargestellten Ausführungsbeispiel, welches im wesentlichen entsprechend dem in Figur 3 gezeigten Ausführungsbeispiel ausgebildet ist, ist parallel zu dem Widerstand R2 ein Kon- densator geschaltet. Dies bewirkt eine zeitliche Verzögerung des in Figur 4 gezeigten Zeitpunktes t2, so daß ein Schaltvorgang erst dann möglich ist, wenn Us kleiner als Uprot ist.
Bei Einsatz eines solchen Kondensators kann zudem vorgesehen sein, als quasi indirekte Referenzspannung die geringe Durchschaltspannung - z.B. 0,7 V - des in Figur 3 gezeigten Transistors T1 zu verwenden, wobei Uprot dann den Wert von 0 V einnimmt. In einem solchen Falle ist ein Einsatz der Dioden Z1 , D2 nicht notwendig. Die durch den Einsatz besagten Kondensators hervorgerufene Verzögerung der Einschaltmöglichkeit ge- währleistet, daß ein Schaltvorgang nur dann getätigt wird, wenn die Phase von Us kleiner als Uprot ist, wobei Uprot einer angenommen Spannung von 0 V entspricht. Us ist in diesem Falle negativ. Daher ist im Schaltzeitpunkt im Schaltmittel keine Stromführung vorhanden, so daß bei einem Schaltvorgang keine Stromspitzen erzeugt werden können.
Zusammenstellung der Bezugszeichen
1 Kondensatornetzteil
2 Ladekondensator
3 Speicherkondensator
4 Diode
5 Diode
6 Schaltmittel
7 Steuereingang
8 Speicherglied
9 Schaltzeitpunktbestimmungsglied
10 Ladezustandsbestimmungsglied
11 Ladeleitung
12 Thyristor
13 Gate
R1 Widerstand
R2 Widerstand
D2 Diode
Z1 Zenerdiode
T1 Transistor
R3 Widerstand
R4 Widerstand
Z2 Zenerdiode
L1 Drossel
Us Eingangsspannung
Ua Ausgangsspannung
Uprot Referenzspannung umax Grenzwert der Ausgangsspannun

Claims

Patentansprüche
1. Kondensatornetzteil umfassend einen Ladekondensator zum Auf- laden eines weiteren Kondensators (Speicherkondensator) zum
Betreiben eines Stromverbrauchers, einen zwischen dem Ladekondensator (2) und dem Speicherkondensator (3) angeordneten Gleichrichter (4, 5) und einem schaltungstechnisch zwischen dem Ladekondensator (2) und dem Speicherkondensator (3) angeord- neten Schaltmittel (6, 12) mit einem Steuereingang (7), an welchem
Steuereingang (7) die Ausgänge eines mit einer gegenüber der Netzwechselspannung (U_) kleinen Referenzspannung (Uprot) beaufschlagten Schaltzeitpunktbestimmungsgliedes (9) zum Bestimmen des Schaltzeitpunktes zum Umschalten des Schaltmittels (6, 12) aus einer dem Speicherkondensator (3) ladenden Schalterstellung in eine den Ladevorgang unterbrechende Schalterstellung in Abhängigkeit von der ausgangsseitig am Ladekondensator (3) anliegenden Spannungs (Us) sowie eines Ladezustandsbestimmungsgliedes (10) zum Bestimmen des Ladezustandes des Spei- cherkondensators (3) anliegen, dadurch gekennzeichnet, daß das
Schaltzeitpunktbestimmungsglied (9) und das Ladezustandsbestimmungsglied (10) eine logische UND-Funktion darstellend miteinander verschaltet den Steuereingang des Schaltmittels (6, 12) beaufschlagen, so daß beide Schaltvorgänge des Schalt- mittels (6, 12) - das Schalten des Kondensatornetzteiles (1 ) in den
Ladebetrieb bzw. das Schalten desselben zum Unterbrechen des Ladebetriebs - in einem Zeitpunkt erfolgen, in dem die ausgangsseitig am Ladekondensator (2) anliegende Spannung (Us) kleiner oder gleich der Referenzspannung (Uprot) ist.
2. Kondensatornetzteil nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, daß durch das Ladezustandsbestimmungsglied (10) die Ausgangsspannung des Speicherkondensators (3) erfaßbar ist.
3. Kondensatornetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Schaltmittel ein elektronischer Halbleiterschalter (12) vorgesehen ist.
4. Kondensatornetzteil nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Halbleiterschalter (6) ein Thyristor (12) ist, an dessen Gate (13) die Ausgänge des Schaltzeitpunktbestimmungsgliedes (9) und des Ladezustandsbestimmungsgliedes (10) anliegen.
5. Kondensatornetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß dem Steuereingang (7) des Schaltmittels (6, 12) ein Speicherglied (8) vorgeschaltet ist.
6. Kondensatornetzteil nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung (Uprot) im Bereich von 0 V liegt oder 0 V beträgt.
7. Kondensatornetzteil nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung 0 V beträgt und die Schaltspannung zum Betätigen des Schaltmittels die Durchschaltspannung eines in dem Schaltzeitpunktbestimmungsglied angeordneten Transistors ist.
8. Verfahren zum Betreiben eines Kondensatornetzteiles (1 ) mit einem Schaltmittel (6, 12), umfassend folgende Schritte ausgehend von einem Ladebetrieb zum Laden eines Speicherkondensators
(3):
- Vergleichen der ausgangsseitig an einem Ladekondensator (3) anliegenden phasenabhängigen Spannung (Us) mit einer Referenzspannung (Uprot),
- Bereitstellen eines Steuersignales mit einem Schaltzeitpunktbe- stimmungsglied (9) zum Steuern des Schaltmittels (6, 12), wenn die anliegende Spannung (Us) kleiner oder gleich der Referenz- Spannung (Uprot) ist,
- Bestimmen des Ladezustandes des Speicherkondensators (3) mit einem Ladezustandsbestimmungsglied (10),
- Bereitstellen eines Steuersignales zum Steuern des Schaltmittels (6, 12), wenn der Ladezustand des Speicherkondensators (3) größer als ein vorbestimmter Grenzwert (Umax) ist, welche den
Ladezustand betreffenden Schritte gleichzeitig mit den den Schaltzeitpunkt betreffenden Schritten erfolgen können, - Schalten des Schaltmittels (6, 12) zum Unterbrechen des Ladevorganges des Speicherkondensators (3), wenn sowohl der Ladezustand des Speicherkondensators (3) einen vorbestimmten Grenzwert (Umax) überschreitet als auch die ausgangsseitig am Ladekondensator (2) anliegende Spannung (Us) kleiner oder gleich der Referenzspannung (Uprot) ist und
- Zurückschalten des Schaltmittels (6, 12) in den Ladebetrieb, wenn sowohl der Ladezustand des Speicherkondensators (3) einen vorbestimmten Grenzwert (Umax) unterschreitet oder gleich mit diesem ist als auch die ausgangsseitig am Ladekondensator
(2) anliegende Spannung (Us) kleiner oder gleich der Referenzspannung (Uprot) ist.
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Referenzspannung im phasennahen Bereich des Nulldurchganges der ausgangsseitig am Ladekondensator (2) anliegenden Spannungskurve (Us) liegt oder gleich null ist.
10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die das Schaltmittel (6, 12) steuernden Steuersignale vor oder bei ihrer Beaufschlagung des Steuereinganges (7) des Schaltmittels (6, 12) zwischengespeichert werden.
PCT/EP1998/007183 1997-12-06 1998-11-10 Kondensatornetzteil WO1999030408A1 (de)

Priority Applications (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
BR9810539-6A BR9810539A (pt) 1997-12-06 1998-11-10 Unidade de suprimento de capacitor e processo para movimentar uma unidade de suprimento de capacitor
US09/530,633 US6366058B1 (en) 1997-12-06 1998-11-10 Capacitor power supply unit
AU18716/99A AU1871699A (en) 1997-12-06 1998-11-10 Capacitor supply unit
JP52976999A JP2002509690A (ja) 1997-12-06 1998-11-10 コンデンサ電源ユニット
EP98963437A EP1036432A1 (de) 1997-12-06 1998-11-10 Kondensatornetzteil

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19754239.5 1997-12-06
DE19754239A DE19754239A1 (de) 1997-12-06 1997-12-06 Kondensatornetzteil

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO1999030408A1 true WO1999030408A1 (de) 1999-06-17

Family

ID=7851012

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP1998/007183 WO1999030408A1 (de) 1997-12-06 1998-11-10 Kondensatornetzteil

Country Status (7)

Country Link
US (1) US6366058B1 (de)
EP (1) EP1036432A1 (de)
JP (1) JP2002509690A (de)
AU (1) AU1871699A (de)
BR (1) BR9810539A (de)
DE (1) DE19754239A1 (de)
WO (1) WO1999030408A1 (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10002650A1 (de) * 2000-01-21 2001-08-09 Niels Dernedde Schaltungsanordnung zur Reduktion der Wirkleistung in einer stabilisierten Gleichspannungsversorgung mittels eines Vorschaltkondensators

Families Citing this family (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB0109955D0 (en) * 2001-04-23 2001-06-13 Nicotech Ltd Inverter circuits
US7112897B2 (en) * 2002-12-06 2006-09-26 Northrop Grumman Corporation Capacitor and switch components cooperation to maintain input voltage to target circuit at or above cut-off voltage until power circuit is able to maintain the input voltage
DE10336287B4 (de) * 2003-08-07 2005-12-22 Siemens Ag Netzfilter- und Stromversorgungseinrichtung
EP2068433A1 (de) 2007-11-27 2009-06-10 Koninklijke Philips Electronics N.V. Kondensatornetzteil und damit ausgestattetes elektronisches Gerät
DE102009033385B4 (de) * 2009-07-16 2018-09-20 Diehl Ako Stiftung & Co. Kg Netzteil-Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben einer Netzteil-Schaltungsanordnung
US9136777B2 (en) 2010-02-18 2015-09-15 Koninklijke Philips N.V. Capacitively coupled power supply system
DE102011119259A1 (de) 2011-11-24 2013-05-29 Bombardier Transportation Gmbh Verdopplergleichrichter für mehrphasiges kontaktloses Energieübertragungssystem
TW201328152A (zh) * 2011-12-28 2013-07-01 Ushijima Masakazu 輔助電源產生電路
FR2991834B1 (fr) * 2012-06-08 2017-04-07 Alexandre Crisnaire Dispositif d'alimentation d'un appareil electrique

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3801399A1 (de) * 1988-01-20 1989-08-03 Weiss Alfons Awe Gmbh Co Kg Netzteil zur erzeugung einer geregelten gleichspannung
EP0650250A1 (de) * 1993-10-22 1995-04-26 STMicroelectronics S.r.l. Gleichstromwandler im diskontinuierlichem Betrieb arbeitend

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4346431A (en) * 1981-01-12 1982-08-24 General Electric Company Field controlled thyristor switching power supply
DE3501519A1 (de) * 1985-01-18 1986-08-28 BIOTEC Biotechnische-Apparatebau-Gesellschaft mbH, 4040 Neuss Elektronische einrichtung zur reduktion der verlustleistung bei der erzeugung einer stabilisierten gleichspannung oder eines stabilisierten gleichstromes aus einer wechselspannungsquelle
DE3534042A1 (de) * 1985-09-24 1987-03-26 Siemens Ag Schaltung zum betrieb eines relais
KR930001548A (ko) * 1991-06-13 1993-01-16 강진구 돌입 전류방지 장치를 갖춘 커패시터 입력형 정류 평활기
US5745352A (en) * 1994-10-27 1998-04-28 Sgs-Thomson Microelectronics S.R.L. DC-to-DC converter functioning in a pulse-skipping mode with low power consumption and PWM inhibit
JPH1042553A (ja) * 1996-07-25 1998-02-13 Rohm Co Ltd 電源装置
US5923154A (en) * 1997-04-28 1999-07-13 Delco Electronics Corp. Voltage boost circuit

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3801399A1 (de) * 1988-01-20 1989-08-03 Weiss Alfons Awe Gmbh Co Kg Netzteil zur erzeugung einer geregelten gleichspannung
EP0650250A1 (de) * 1993-10-22 1995-04-26 STMicroelectronics S.r.l. Gleichstromwandler im diskontinuierlichem Betrieb arbeitend

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10002650A1 (de) * 2000-01-21 2001-08-09 Niels Dernedde Schaltungsanordnung zur Reduktion der Wirkleistung in einer stabilisierten Gleichspannungsversorgung mittels eines Vorschaltkondensators
DE10002650C2 (de) * 2000-01-21 2003-04-10 Niels Dernedde Schaltungsanordnung zur Reduktion der Wirkleistung in einer stabilisierten Gleichspannungsversorgung mittels eines Vorschaltkondensators

Also Published As

Publication number Publication date
US6366058B1 (en) 2002-04-02
DE19754239A1 (de) 1999-06-10
AU1871699A (en) 1999-06-28
EP1036432A1 (de) 2000-09-20
JP2002509690A (ja) 2002-03-26
BR9810539A (pt) 2000-09-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2294683B1 (de) Schaltungsanordnung mit einem netzeingang und arbeitsverfahren zum ansteuern einer netzeingangsschaltung
DE102006029475B4 (de) Effiziente Einschaltstrom-Begrenzungsschaltung mit bidirektionellen Doppelgate-HEMT-Bauteilen
EP1146630B1 (de) Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstroms und/oder der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils
EP1157320B1 (de) Verfahren zur erzeugung einer geregelten gleichspannung aus einer wechselspannung und stromversorgungseinrichtung zur durchführung des verfahrens
DE69104753T2 (de) Gleichrichter für mindestens zwei Versorgungswechselspannungsbereiche.
EP0873651B1 (de) Schaltnetzteil mit verlustleistungsarmem standby-betrieb
EP0637118B1 (de) Schaltungsanordnung zur Begrenzung des Einschaltstromes und der Ueberspannung eines elektronischen Vorschaltgerätes
WO1999030408A1 (de) Kondensatornetzteil
EP2110938A1 (de) Primärseitige Steuerschaltung in einem Schaltnetzteil mit Transformator ohne Hilfswicklung mit einer Regelung basierend auf der sekundärseitigen Stromflusszeitdauer
DE60209544T2 (de) Schaltungsanordnung mit leistungsfaktorkorrektur und entsprechendes gerät
DE3026147C2 (de) Geregelter fremdgetakteter Gleichspannungswandler
DE2634667A1 (de) Leistungssteller
DE10221450A1 (de) Schaltungsanordnung für einen resonanten Konverter und Verfahren zu dessen Betrieb
EP1658676B1 (de) Schaltung und verfahren zum verarbeiten einer speisespannung mit spannungsspitzen
EP0598197B1 (de) Sperrwandler-Schaltnetzteil mit sinusförmiger Stromaufnahme
WO2002001705A1 (de) Schaltnetzteil mit einer funktionalität zur erkennung einer unterbrochenen rückkopplungsschleife
DE19920625A1 (de) Schutzschaltung für einen Schalter sowie Schaltnetzteil
DE4231060A1 (de) Verfahren zum elektronischen Dimmen und Dimmer zur Durchführung des Verfahrens
DE4036062C2 (de) Netzteil mit geregelter Ausgangsspannung
DE2816361A1 (de) Verfahren zum betrieb eines leistungskondensators zur blindstromkompensation
DE3511207A1 (de) Naeherungsschalter mit einer elektronischen lastschalteinrichtung
DE19841972A1 (de) Getakteter Shuntregler
DE10339478B4 (de) Schaltung und Verfahren zum Verarbeiten einer Speisespannung mit Spannungsspitzen
EP4399791A1 (de) Wandler und verfahren zum angleichen eines ist-übersetzungsverhältnisses an ein soll-übersetzungsverhältnis
DE4130770C2 (de) Verlustarme schaltungsanordnung zur ansteuerung eines aus dem wechselstromnetz gespeisten niedervolt-relais

Legal Events

Date Code Title Description
AK Designated states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AL AM AT AU AZ BA BB BG BR BY CA CH CN CU CZ DE DK EE ES FI GB GD GE GH GM HR HU ID IL IS JP KE KG KP KR KZ LC LK LR LS LT LU LV MD MG MK MN MW MX NO NZ PL PT RO RU SD SE SG SI SK SL TJ TM TR TT UA UG US UZ VN YU ZW

AL Designated countries for regional patents

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): GH GM KE LS MW SD SZ UG ZW AM AZ BY KG KZ MD RU TJ TM AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LU MC NL PT SE BF BJ CF CG CI CM GA GN GW ML MR NE SN TD TG

DFPE Request for preliminary examination filed prior to expiration of 19th month from priority date (pct application filed before 20040101)

Free format text: (EXCEPT GD)

121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1998963437

Country of ref document: EP

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 09530633

Country of ref document: US

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: KR

WWP Wipo information: published in national office

Ref document number: 1998963437

Country of ref document: EP

REG Reference to national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: 8642

WWW Wipo information: withdrawn in national office

Ref document number: 1998963437

Country of ref document: EP

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: CA