WO2002001705A1 - Schaltnetzteil mit einer funktionalität zur erkennung einer unterbrochenen rückkopplungsschleife - Google Patents

Schaltnetzteil mit einer funktionalität zur erkennung einer unterbrochenen rückkopplungsschleife Download PDF

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WO2002001705A1
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voltage
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power supply
supply
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PCT/EP2001/007004
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Marc Fahlenkamp
Hartmut Jasberg
Martin Feldtkeller
Harald Zoellinger
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Infineon Technologies Ag
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop

Definitions

  • Switched-mode power supply with functionality for detecting an interrupted feedback loop
  • the present invention relates to a switching power supply.
  • Switched-mode power supplies usually have a transformer with a primary coil and a secondary coil, a switching element, for example a semiconductor power switch, being connected in series with the primary coil in order to apply a DC voltage clocked to the primary coil in accordance with a control signal.
  • a switching element for example a semiconductor power switch
  • the primary coil absorbs energy which is released to the secondary coil when the switching element is subsequently opened.
  • the secondary coil is part of a secondary circuit, which has output terminals for connecting a consumer, which is supplied with an output voltage applied to the output terminals. The aim is to adjust the output voltage for changing loads and for changing loads
  • a controlled system which includes a feedback branch and a control circuit for providing the control signal for the switching element.
  • a signal dependent on the output voltage is fed to the control circuit via the feedback branch in order to generate the control signal in the control circuit as a function of the output voltage in such a way that the output voltage is at least approximately constant.
  • the signal present at the control circuit via the feedback branch then usually corresponds to a signal which is present when the feedback branch is not interrupted when the output voltage is very low or zero.
  • the control signals are generated in such a way that a maximum of energy is supplied to the secondary side is transferred to bring the output voltage to a desired setpoint. Since it is not possible to differentiate between an interrupted feedback branch and an output voltage 0 in the control circuit, there is a risk that parts of the switched-mode power supply will be destroyed if the maximum energy is transmitted to the secondary side with an interrupted feedback branch.
  • the aim of the present invention is therefore to provide a switched-mode power supply in which damage to the switched-mode power supply is avoided if the feedback branch is interrupted.
  • the drive circuit then has a signal generation circuit for generating the drive signal and a protection circuit, the protection circuit causing no drive signal to be supplied to the switching element when the feedback signal reaches the value of a first reference signal.
  • the protection circuit can, for example, control the signal generation circuit in order to prevent the generation of a control signal, or the protection circuit can interrupt the connection between the signal generation circuit and the switching element, for example via a switch, if no activation of the switching element is to take place.
  • An interrupted feedback branch is usually characterized by a high signal at an input of the control circuit to which the feedback branch is connected. In this case, the activation of the switching element by the protective circuit is prevented when the feedback signal exceeds the value of the first reference signal.
  • an interrupted feedback branch is characterized by a low signal at the input of the Driving circuit distinguishes, the control of the switching element is interrupted when the feedback signal falls below the value of the first reference signal.
  • the output voltage is still 0 and then increases with increasing energy consumption.
  • the feedback signal assumes values that correspond to the values of the feedback signal when the feedback branch is interrupted.
  • the protective circuit is designed such that it only prevents the activation of the switching element after a first period of time has elapsed after the activation circuit has started when the feedback signal has the value of a first reference signal reached.
  • the switching power supply by interrupting the actuation of the switching element, it is prevented that further energy is transmitted to the secondary side if, after a start phase, the value of the feedback signal indicates an interruption in the feedback branch. This prevents destruction or damage to the switching power supply.
  • the switching power supply has a first voltage supply circuit coupled to the primary coil for providing a supply voltage for the control circuit. It is provided that the protective circuit ensures that no control signal is supplied to the switching element if the supply voltage occurs during a second period after the start of the switching power supply or the control circuit reaches the value of a second reference signal and when the feedback signal has reached the value of the first reference signal.
  • Coupling the first voltage supply circuit to the primary coil provides the supply voltage supplied by the first voltage supply circuit with information about the output voltage of the secondary circuit, which is also coupled to the primary coil. If the supply voltage rises sharply within the second time period after the control circuit is switched on and reaches the value of the second reference signal, this indicates a secondary load that is not present, the control circuit then being interrupted by the protective circuit.
  • a second voltage supply circuit is provided in the control circuit, which generates the internal supply voltages required for the operation of the control circuit from the supply voltage supplied by the first voltage supply circuit.
  • the second voltage supply circuit preferably switches off the control circuit when the supply voltage reaches the value of a lower reference voltage, and switches the control circuit on again when the supply voltage subsequently reaches the value of an upper reference voltage again. Switching off the control Connection by the second voltage supply circuit takes place, for example, in that the provision of the internal supply voltages is interrupted.
  • the supply voltage drops to the value of the lower reference voltage when the control of the switching element is interrupted and the primary coil no longer delivers energy to the first voltage supply circuit. Since the control circuit then still absorbs current from the first voltage supply circuit, the supply voltage drops. After reaching the lower reference voltage and switching off the control circuit, the first voltage supply circuit again builds up a supply voltage in order to switch the control circuit on again via the second voltage supply circuit after an upper reference voltage has been reached.
  • the first voltage supply circuit is preferably connected via a very large resistor to the DC voltage, which is also supplied to the primary coil. A supply voltage can be built up in the first voltage supply circuit via this resistor, even if the primary coil has not yet absorbed any energy which could be delivered to the first voltage supply circuit.
  • Figure 1 Overall view of a switching power supply according to the invention
  • FIG. 2 detailed representation of an embodiment of a control circuit of the switching power supply according to the invention
  • Figure 3 course of selected signals of the control circuit with interrupted feedback branch
  • Figure 4 Course of selected signals of the control circuit when the feedback branch is interrupted and the secondary load is not connected.
  • Figure 5 Detail view of another embodiment of a control circuit according to the invention.
  • FIG. 1 shows a block diagram of an embodiment of the switching power supply according to the invention.
  • a detailed illustration of a control circuit IC of the switched-mode power supply is shown in FIG. 2.
  • the switching power supply shown has input terminals EK1, EK2, to which an input voltage Vin is fed.
  • An AC voltage in the range between 85V and 270V is usually used as the input voltage Vin.
  • a bridge rectifier BG consisting of four diodes is connected downstream of the input terminals EK1, EK2
  • Bridge rectifier BG is connected to a capacitance Cg.
  • the bridge rectifier BG and the capacitance Cg generate a rectified voltage Vg from the alternating input voltage Vn, which is present across the capacitance Cg.
  • the switched-mode power supply also has a transformer with a primary coil L1 and a secondary coil L2, a series connection of the primary coil L1 and a switching element TS, for example a semiconductor power switch, being connected in parallel with the capacitance Cg.
  • the switching element TS is used for the clocked application of the DC voltage Vg to the primary coil L1 in accordance with a control signal AI provided by a control circuit IC.
  • the switch TS is closed, the DC voltage Vg is applied to the primary coil Ll, as a result of which the primary coil Ll absorbs energy.
  • the switch TS then opened, the energy stored in the primary coil L1 is delivered to the secondary coil L2.
  • the secondary coil L2 is part of a secondary circuit which has a diode D2 for rectification and a filter connected downstream of the diode D2 with capacitances C2, Cout and an inductance L4.
  • the secondary circuit has output terminals AK1, AK2 at which an output voltage Vout is present in parallel with the capacitance Cout.
  • a load R can be connected to the output terminals AK1, AK2, which is shown in dashed lines in the exemplary embodiment as an ohmic resistor.
  • the task of the switched-mode power supply is to keep the output voltage Vout largely constant both for different input voltages Vin, and thus different rectified voltages Vg, and for changing loads R.
  • the control circuit IC is therefore supplied with a feedback signal Urk which is dependent on the output voltage Vout in order to generate the control signal AI at a first input terminal Pin1.
  • the control signal AI is generated in the control circuit by a signal generation circuit PWM, which is, for example, a pulse width modulator operating in "current mode".
  • the control signal AI usually consists of a sequence of control pulses, the frequency and / or the duration of the individual pulses can vary.
  • the signal generating circuit PWM is supplied with a current signal Us which is dependent on the current through the primary coil L1 and which is applied to a current sensing resistor Rsense connected in series with the switching element Ts.
  • the switching element TS is activated via the control signal AI of the signal generating circuit PWM in such a way that the switching element TS remains closed for a longer period after the closing, in order to absorb the energy of the primary coil L1 and the subsequent energy output to the secondary circuit to increase. If the output voltage Vout rises above the given setpoint, the switching element remains closed for shorter periods of time after switching on, so that the primary coil L1 absorbs only little energy.
  • the control pulses of the control signal AI are generated by the signal generation circuit PWM, preferably at fixed periodic intervals, the duration of the control pulses for regulating the output voltage Vout varying.
  • the switched-mode power supply has a feedback branch which is connected on the one hand to an output terminal AKl of the secondary circuit and on the other hand to the input terminal Pinl of the control circuit IC.
  • a series connection of a resistor, a light-emitting diode and a further diode D3 is connected to the output terminal AKl, the light-emitting diode being part of an optocoupler OK, which transmits the signal present at the output terminal AKl to the input Pinl of the control circuit IC.
  • the optocoupler OK leads to an inventory of the signal present at the output terminal AK1, i. H. a very small output voltage Vout causes a very large feedback signal Urk and a very large output voltage Vout causes a very small feedback signal Urk.
  • a protection circuit PUS is provided in the control circuit IC the feedback signal Urk is supplied.
  • the protective circuit PUS is designed in such a way that it prevents the switching element TS from being activated if the feedback signal Urk exceeds the value of a first reference signal U1, provided that further secondary conditions explained in more detail below are met.
  • the switched-mode power supply also has a first voltage supply circuit PMS1, which is coupled to the primary coil L1 via a third coil L3.
  • a rectifier with a diode D1 and a capacitance Cycc is connected in parallel with the third coil L3, a supply voltage VCC being applied across the capacitance TJQQ, which supply voltage is supplied to the drive circuit IC.
  • the first voltage supply circuit PMS1 is also connected via a resistor Rstart to a terminal Kl at which the rectified voltage Vg is present. As long as there is no sufficient supply voltage VCC available for the control circuit IC, the switching element cannot be controlled.
  • a second voltage supply circuit PMS2 is provided in the control circuit IC, which generates internal voltages Uref, Ul, U2, U3, U4 from the supply voltage VCC, which are required for the operation of the control circuit IC.
  • the protection circuit PUS shown is connected in the exemplary embodiment to the signal generation circuit PWM in order to detect the signal generation circuit PWM. enable or disable generation of a control signal AI.
  • the protection circuit PUS has an RS flip-flop, one output of which is connected to the signal generation circuit PWM, the protection circuit PUS releasing the signal generation circuit PWM when the RS flip-flop is reset and the protection circuit PUS the signal generation circuit PWM locks when the flip-flop is set.
  • the protective circuit PUS shown fulfills two functions. On the one hand, it blocks the signal generation circuit PWM when the feedback signal Urk exceeds the value of a first reference signal U1 after a first time period T1 after a start of the control circuit IC. On the other hand, the protective circuit PUS blocks the signal generation circuit PWM even if the supply voltage VCC exceeds the value of a second reference signal U2 within a second time period T2 after the start of the control circuit and the feedback signal URK is also greater than the first reference signal U1.
  • the protection circuit PUS has a first comparator Kl, one input of which is fed back with the feedback signal Urk and the other input of which is the first reference signal Ul, a high level being present at the output of the first comparator Kl when the feedback signal Urk has the value of the first reference signal Ul exceeds.
  • a third comparator K3 of the protective circuit PUS is supplied with a start phase signal Ucl at one input and a third reference signal U3 at another input, a high level being present at an output of the third comparator K3 if that
  • Start phase signal Ucl exceeds the value of the third reference signal U3.
  • the start phase signal Ucl is generated by a series connection of a resistor Rl and a capacitance Cl, a reference voltage Uref provided by the second voltage supply circuit PMS2 being present via this series connection.
  • a bipolar transistor T1 is connected in parallel with the capacitance C1 and is connected by the second voltage Power supply circuit PMS2 is controllable.
  • the drive circuit IC is in shut-off state, ie, no internal power supply voltages provided by the second voltage supply circuit PMS2, the capacitance Cl • initially discharged.
  • the capacitance C1 is charged when the transistor T1 is open and the start phase signal Ucl begins to rise.
  • the outputs of the first and third comparators K1, K3 are fed to a first AND gate Gl, the output of which is fed via an OR gate G3 to the SET input of the RS flip-flop.
  • the RS flip-flop is set by the start phase signal Ucl and the feedback signal Urk only if the feedback signal Urk is greater than the first reference signal Ul after the start phase signal Ucl has exceeded the value of the third reference signal U3.
  • the feedback signal Urk is "faded out" for a first time period Tl.
  • the first time period T1 is given by the time period until which the
  • Start phase signal Ucl exceeds the third reference signal U3.
  • the feedback signal Urk is faded out in the manner mentioned for the first time period T1 after the start of the control circuit IC. If the feedback signal Urk still exceeds the value of the first reference signal after this first time period T1 after the start, this indicates an interruption in the feedback branch out and the signal generating circuit is blocked via the first and third comparators Kl, K3, the AND gate Gl, the OR gate G3 and the RS flip-flop.
  • the protective circuit PUS has a second comparator K2, one input of which is supplied with the supply voltage VCC and the other input of which is a second reference signal U2.
  • a high level is present at the output of the second comparator K2 when the value of the supply voltage VCC exceeds the value of the second reference signal U2.
  • a fourth comparator K4 is supplied with the start phase signal Ucl at one input and a fourth reference signal U4 is fed to another input, a high level being present at the output of the fourth comparator K4 until the start phase signal Ucl has the value of the fourth after the start of the control circuit IC Reference signal U4 reached.
  • the outputs of the second and fourth comparators K2, K4 and the output of the first comparator Kl are fed to a second AND gate G2, the output of the second AND gate G2 via the OR gate G3 to the SET input of the RS flip-flop Flop is fed.
  • the first, second and fourth comparators K1, K2, K4 and the second AND gate G2 block the signal generation circuit PWM via the RS flip-flop if the supply voltage VCC during a second time period T2 after the start, i. H. by the time the start phase signal Ucl reaches the value of the fourth reference signal U4, exceeds the value of the second reference signal U2 and when the feedback signal Urk is simultaneously greater than the value of the first reference signal Ul.
  • Feedback signal Urk is greater than the first reference signal Ul and at the same time the supply voltage VCC is greater than the value of the second reference signal U2, indicates that the feedback branch is interrupted and that no load is connected to the output terminals AK1, AK2. Since the first voltage supply circuit PMS1, which provides the supply voltage VCC as well as the If the secondary circuit is coupled to the primary coil L1, a very large supply voltage VCC indicates an idle on the secondary side.
  • the first, second and fourth comparators K1, K2, K4 have the effect that, in the event of a fault, the signal generation circuit PWM is blocked again shortly after the control circuit IC is switched on, in order to prevent destruction of the switching power supply.
  • the second voltage supply circuit PMS2 to which the supply voltage VCC is supplied, has a voltage evaluation circuit UVL and first and second switching units PDR, PUR connected to it.
  • the first switching unit PDR is connected to the transistor T1 connected in parallel with the capacitance C1, the first switching unit PDR actuating the transistor T1 to discharge the capacitance C1 when the supply voltage VCC has dropped to the value of a lower reference voltage Uout.
  • the second switching unit PUR is connected to the RESET input of the RS flip-flop, the second switching unit PUR resetting the RS flip-flop when the rising supply voltage VCC reaches the value of an upper reference voltage Uon.
  • the feedback signal Urk rises due to an interruption of the feedback branch, a high level is set at the output of the first comparator Kl as soon as the feedback signal Urk reaches the value of the first reference signal Ul at time t1.
  • the RS flip-flop is set and the signal generation circuit PWM is blocked, so that no further control pulses AI are generated.
  • the first voltage supply circuit PMS1 can no longer absorb energy via the primary coil L1 and the supply voltage VCC drops since the control circuit IC continues to draw current and the current which does not flow into the first voltage supply circuit PMS1 via the resistor Rstart is sufficient to meet this electricity demand.
  • the supply voltage VCC drops until it reaches the value of the lower reference voltage Uout at a time t2.
  • the transistor T1 is driven to discharge the capacitance C1 via the first switching unit PDR, as a result of which the start phase signal Ucl drops to 0.
  • the second voltage supply PMS2 switches off the control circuit C, ie no more internal supply voltages are generated and the feedback signal Urk also becomes 0.
  • the voltage VCC slowly begins to rise again , because the capacitance C V CC and the resistor R start is recharged. If the supply voltage VCC then reaches the value of the upper reference voltage Uon, the second voltage supply circuit PMS2 switches the control circuit IC on again, ie internal supply voltages are generated again and control pulses AI are generated again from time t3.
  • the feedback signal Urk immediately assumes a very high value.
  • the start phase signal Ucl begins to rise in that the capacitance Cl is recharged via the resistor Rl when the transistor T1 is blocked.
  • the supply voltage VCC drops due to the increased current consumption of the control circuit IC.
  • the start phase signal Ucl exceeds the value of the third reference signal U3 and the signal generation circuit PWM is via the first and third comparators Kl, K3, the first AND gate Gl and the RS -Flip- Flop locked again at time t4.
  • the supply voltage VCC then drops again to the value of the lower reference voltage Uout, which it reaches at time t5, at which the control circuit is switched off again by the second voltage supply circuit PMS2.
  • the cycle described begins again and the control circuit IC is switched on again at the time t11 when the supply voltage VCC again reaches the value of the upper reference voltage Uon.
  • FIG. 4 shows the mode of operation of the switching power supply according to the invention on the basis of a further fault in which, in addition to an interruption of the feedback branch, the secondary circuit is idle.
  • the signal generation circuit PWM at the time t ⁇ becomes through the first, the second and fourth comparators K1, K2, K4, the second AND gate G2, the OR gate G3 and the RS flip-flop locked again.
  • the time period T2 is determined by the time period that elapses until the start phase signal Ucl
  • Supply voltage VCC drops.
  • the control circuit IC is switched off again by the second voltage supply circuit PMS2.
  • the supply voltage VCC can then slowly increase by the capacity CYCC ⁇ it reaches first voltage supply circuit pmsl current via the resistor Rstart receives to a time TlO, the supply voltage VCC again the value of the upper reference voltage Uon and that can be triggered erscrien IC is switched on again.
  • the supply voltage VCC can also rise to values above U2 after the second time period tz.
  • control circuit IC is switched off at periodic intervals with the feedback branch interrupted and switched on again for short periods of time, thereby preventing the switching power supply from being destroyed.
  • FIG. 5 shows a further embodiment of a drive circuit IC according to the invention, which differs from that shown in FIG. 2 in that the protective circuit PUS does not have the second and fourth comparators K2, K4 and the second AND gate G2 shown in FIG.
  • the OR gate G3 according to FIG. 2 can thus be dispensed with.
  • the exemplary embodiment of the control circuit according to FIG. 5 only enables an interrupted feedback branch to be recognized after a first time period T1 after the start of the control circuit IC by the first and third comparators K1, K3 and the first AND gate Eq.
  • FIG. 3 For the functioning of this exemplary embodiment, reference is made to the description of FIG. 3 directed.
  • FIG. 3 For the functioning of this exemplary embodiment, reference is made to the description of FIG. 3 directed.
  • FIG. 3 For the functioning of this exemplary embodiment according to FIG.
  • a fade-out unit AB is connected between the first AND gate G1 and the RS flip-flop, which fades out very short signal pulses at its input and does not pass it on to the output. This prevents short-term faults, such as "spikes", from blocking the signal generation circuit PWM.
  • the flip-flop is reset by the second switching unit PUR both in the exemplary embodiment according to FIG. 2 and in the exemplary embodiment according to FIG to enable the generation of drive pulses AI in the following.

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Abstract

Schaltnetzteil, das folgende Merkmale aufweist: eine Primärspule (L1) und ein in Reihe zu der Primärspule (L1) geschaltetes Schaltelement (TS) zum Anlegen einer Gleichspannung (Vg) nach Massgabe eines Ansteuersignals (AI) and die Primärspule (L1); einen an die Primärspule (L1) gekoppelten Sekundärstromkreis mit Ausgangsklememmen (AK1, AK2) zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung (Vout); eine Ansteuerschaltung (IC) zum Bereitstellen des Ansteuersignals (AI), wobei der Ansteuerschaltung ein von der Ausgangsspannung (Vout) abhängiges Rückkopplungssignal (Urk) zugeführt ist; die Ansteuerschaltung (IC) weist eine Signalerzeugungsschaltung (PWM) zum Erzeugen des Ansteuersignals (AI) und eine Schutzschaltung (PUS) auf, wobei die Schutzschaltung (PUS) bewirkt, dass kein Ansteuersignal (AI) an das Schaltelement (TS) geliefert wird, wenn das Rückkopplungssignal (Urk) nach einer ersten Zeitdauer (T3) nach einem Start der Ansteuerschaltung (IC) den Wert eines ersten Referenzsignals (U1) erreicht.

Description

Beschreibung
Schaltnetzteil mit einer Funktionalität zur Erkennung einer unterbrochenen Rückkopplungsschleife
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Schaltnetzteil.
Schaltnetzteile weisen üblicherweise einen Übertrager mit einer Primärspule und einer Sekundärspule auf, wobei ein Schal- telement, beispielsweise ein Halbleiterleistungsschalter, in Reihe zu der Primärspule geschaltet ist, um nach Maßgabe eines Ansteuersignais eine Gleichspannung getaktet an die Primärspule anzulegen. Bei geschlossenem Schaltelement nimmt die Primärspule dabei Energie auf, welche bei anschließend geöff- netem Schaltelement an die Sekundärspule abgegeben wird. Die Sekundärspule ist dabei Teil eines Sekundärstromkreises, welcher Ausgangsklemmen zum Anschließen eines Verbrauchers aufweist, der mit einer an den Ausgangsklemmen anliegenden Ausgangsspannung versorgt wird. Ziel ist es dabei, die Ausgangs- Spannung bei wechselnden Lasten und für wechselnde an der
Primärspule anliegende Gleichspannungen weitgehend konstant zu halten. Dazu ist eine Regelstrecke vorgesehen, die einen Rückkopplungszweig und eine Ansteuerschaltung zur Bereitstellung des Ansteuersignais für das Schaltelement umfasst. Über den Rückkopplungszweig wird der Ansteuerschaltung dabei ein von der AusgangsSpannung abhängiges Signal zugeführt, um in der AnsteuerSchaltung das Ansteuersignal abhängig von der Ausgangsspannung derart zu erzeugen, dass die Ausgangsspannung wenigstens annäherungsweise konstant ist.
Probleme ergeben sich dann, wenn der Rückkopplungszweig unterbrochen ist. Das an der Ansteuerschaltung über den Rückkopplungszweig anliegende Signal entspricht dann üblicherweise einem Signal, das bei nicht unterbrochenem Rückkopplungs- zweig dann anliegt, wenn die AusgangsSpannung sehr klein oder Null ist. In diesem Fall werden die Ansteuersignale derart erzeugt, dass ein Maximum an Energie an die Sekundärseite übertragen wird, um die AusgangsSpannung auf einen gewünschten Sollwert zu bringen. Da in der Ansteuerschaltung nicht zwischen einem unterbrochenen Rückkopplungszweig und einer AusgangsSpannung 0 unterschieden werden kann, besteht die Ge- fahr, dass Teile des Schaltnetzteiles zerstört werden, wenn bei unterbrochenem Rückkopplungszweig das Maximum an Energie an die Sekundärseite übertragen wird.
Ziel der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein Schaltnetz- teil zur Verfügung zu stellen, bei dem bei Unterbrechung des Rückkopplungszweiges Schäden an dem Schaltnetzteil vermieden werden.
Dieses Ziel wird durch ein Schaltnetzteil gemäß den Merkmalen des Patentanspruchs 1 gelöst.
Danach weist die Ansteuerschaltung eine Signalerzeugungsschaltung zum Erzeugen des Ansteuersignais und eine Schutzschaltung auf, wobei die Schutzschaltung bewirkt, dass kein Ansteuersignal an das Schaltelement geliefert wird, wenn das Rückkopplungssignal den Wert eines ersten Referenzsignals erreicht. Die Schutzschaltung kann hierfür beispielsweise die SignalerzeugungsSchaltung ansteuern, um die Erzeugung eines Ansteuersignais zu verhindern, oder die Schutzschaltung kann, beispielsweise über einen Schalter, die Verbindung zwischen der Signalerzeugungsschaltung und dem Schaltelement unterbrechen, wenn keine Ansteuerung des Schaltelements erfolgen soll.
Üblicherweise zeichnet sich ein unterbrochener Rückkopplungs- zweig durch ein hohes Signal an einem Eingang der Ansteuerschaltung aus, an welchen der Rückkopplungszweig angeschlossen ist. In diesem Fall wird die Ansteuerung des Schaltelements durch die Schutzschaltung unterbunden, wenn das Rück- kopplungssignal den Wert des ersten Referenzsignals übersteigt. Für den Fall, in dem sich ein unterbrochener Rückkopplungszweig durch ein niedriges Signal an dem Eingang der AnsteuerSchaltung auszeichnet, wird die Ansteuerung des Schaltelements unterbrochen, wenn das Rückkopplungssignal- den Wert des ersten Referenzsignals unterschreitet.
Bei Einschalten des Schaltnetzteils, bzw. zu Beginn der Erzeugung des Ansteuersignais, ist die AusgangsSpannung noch 0 und steigt dann mit zunehmender Energieaufnahme an. Kurz nach dem Einschalten des Schaltnetzteils nimmt das Rückkopplungs- signal dabei Werte an, die den Werten des Rückkopplungs- Signals bei unterbrochenem Rückkopplungszweig entsprechen. Um zu verhindern, dass die Ansteuerung des Schaltelements kurz nach dem Einschalten des Schaltnetzteils wieder unterbrochen wird, ist die Schutzschaltung derart ausgebildet, dass sie erst nach Ablauf einer ersten Zeitdauer nach einem Start der Ansteuerschaltung die Ansteuerung des Schaltelements unterbindet, wenn das Rückkopplungssignal den Wert eines ersten Referenzsignals erreicht.
Bei dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil wird durch Unterbre- chung der Ansteuerung des Ξchaltelements verhindert, dass weiter Energie an die Sekundärseite übertragen wird, wenn nach Ablauf einer Startphase der Wert des Rückkopplungs- signals auf eine Unterbrechung des Rückkopplungszweigs hindeutet. Eine Zerstörung oder Schädigung des Schaltnetzteils wird dadurch verhindert.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass das Schaltnetzteil eine erste an die Primärspule gekoppelte Spannungsversorgungsschaltung zum Bereitstellen einer Versorgungsspannung für die Ansteuerschaltung aufweist. Dabei ist vorgesehen, dass die Schutzschaltung bewirkt, dass kein Ansteuersignal an das Schaltelement geliefert wird, wenn während einer zweiten Zeitdauer nach dem Start des Schaltnetzteils, bzw. der Ansteuerschaltung, die VersorgungsSpannung den Wert eines zweiten Referenzsignals erreicht und wenn dabei das Rückkopplungssignal den Wert des ersten Referenzsignals erreicht hat.
Hierdurch ist gewährleistet, dass die Ansteuerung des Schaltelements, und damit die Energieübertragung an die Sekundärseite, unterbrochen wird, wenn der Rückkopplungszweig unterbrochen ist und keine Last an den Sekundärkreis angeschlossen ist. Ist nämlich keine Last an den Sekundärstromkreis ange- schlössen und wird dennoch Energie an die Sekundärseite übertragen, weil nach dem Einschalten des Schaltnetzteils während der ersten Zeitdauer eine mögliche Unterbrechung des Rückkopplungszweiges nicht beachtet wird, steigt die Spannung an den Ausgangsklemmen des Sekundärstromkreises schnell an und könnte zu Schäden an dem Schaltnetzteil führen. Durch die
Kopplung der ersten Spannungsversorgungsschaltung an die Primärspule liefert die von der ersten Spannungsversorgungsschaltung gelieferte VersorgungsSpannung eine Information über die AusgangsSpannung des ebenfalls an die Primärspule gekoppelten Sekundärstromkreises. Steigt die VersorgungsSpannung nach dem Einschalten der Ansteuerschaltung innerhalb der zweiten Zeitdauer sehr stark an und erreicht dabei den Wert des zweiten Referenzsignals, so deutet dies auf eine nicht vorhandene Sekundärlast hin, wobei die Ansteuerung des Schal- telements dann durch die Schutzschaltung unterbrochen wird.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist eine zweite Spannungsversorgungsschaltung in der Ansteuerschaltung vorgesehen, welche die für den Betrieb der Ansteuerschaltung erforderlichen internen Versorgungsspannungen aus der von der ersten Spannungsversorgungsschaltung gelieferten Versorgungsspannung erzeugt. Vorzugsweise schaltet die zweite Spannungsversorgungsschaltung die Ansteuerschaltung ab, wenn die Versorgungsspannung den Wert einer unteren Referenzspannung er- reicht, und schaltet die Ansteuerschaltung wieder ein, wenn die VersorgungsSpannung anschließend wieder den Wert einer oberen Referenzspannung erreicht. Das Abschalten der Ansteu- erschaltung durch die zweite Spannungsversorgungsschaltung erfolgt beispielsweise dadurch, dass die Bereitstellung der internen VersorgungsSpannungen unterbrochen wird.
• Die VersorgungsSpannung sinkt auf den Wert der unteren Referenzspannung ab, wenn die Ansteuerung des Schaltelements unterbrochen ist und von der Primärspule keine Energie mehr an die erste Spannungsversorgungsschaltung abgegeben wird. Da von der Ansteuerschaltung dann immer noch Strom von der er- sten Spannungsversorgungsschaltung aufgenommen wird, sinkt die VersorgungsSpannung ab. Nach dem Erreichen der unteren Referenzspannung und dem Abschalten der Ansteuerschaltung baut die erste Spannungsversorgungsschaltung wieder eine Versorgungsspannung auf, um nach Erreichen einer oberen Refe- renzspannung die Ansteuerschaltung über die zweite Spannungsversorgungsschaltung wieder einzuschalten. Die erste Spannungsversorgungsschaltung ist vorzugsweise über einen sehr großen Widerstand an die Gleichspannung angeschlossen, welche auch der Primärspule zugeführt ist. Über diesen Widerstand kann eine Versorgungsspannung in der ersten Spannungsversorgungsschaltung aufgebaut werden, auch wenn die Primärspule noch keine Energie aufgenommen hat, welche an die erste Spannungsversorgungsschaltung abgegeben werden könnte.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausfüh- rungsbeispielen in Figuren näher erläutert. Es zeigen:
Figur 1: Gesamtdarstellung eines erfindungsgemäßen Schaltnetzteils;
Figur 2: Detaildarstellung einer Ausführungsform einer Ansteuerschaltung des erfindungsgemäßen Schaltnetzteiles;
Figur 3 : Verlauf ausgewählter Signale der Ansteuerschaltung bei unterbrochenem Rückkopplungszweig; Figur 4 : Verlauf ausgewählter Signale der Ansteuerschaltung bei unterbrochenem Rückkopplungszweig und nicht angeschlossener Sekundärlast.
Figur 5: Detaildarstellung einer weiteren Ausführungsform einer Ansteuerschaltung nach der Erfindung.
In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen, gleiche Bauteile, gleiche Signale und gleiche Zeitintervalle mit gleicher Bedeutung.
Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils. Eine detaillierte Darstellung einer Ansteuerschaltung IC des Schaltnetzteils ist in Fig. 2 gezeigt. Das dargestellte Schaltnetzteil weist Eingangsklemmen EK1, EK2 auf, denen eine Eingangsspannung Vin zugeführt ist. Als EingangsSpannung Vin dient üblicherweise eine WechselSpannung im Bereich zwischen 85V und 270V.' Den Eingangsklemmen EK1, EK2 nachgeschaltet ist ein Brük- kengleichrichter BG bestehend aus vier Dioden, wobei dem
Brückengleichrichter BG eine Kapazität Cg nachgeschaltet ist. Der Brückengleichrichter BG und die Kapazität Cg erzeugen aus der wechseiförmigen EingangsSpannung Vn eine gleichgerichtete Spannung Vg, die über der Kapazität Cg anliegt.
Das Schaltnetzteil weist weiterhin einen Übertrager mit einer Primärspule Ll und einer Sekundärspule L2 , wobei eine Reihenschaltung der Primarspule Ll und eines Schaltelements TS, beispielsweise eines Halbleiter-Leistungsschalters, parallel zu der Kapazität Cg geschaltet ist. Das Schaltelement TS dient zum getakteten Anlegen der Gleichspannung Vg an die Primärspule Ll nach Maßgabe eines von einer Ansteuerschaltung IC bereitgestellten Ansteuersignais AI. Bei geschlossenem Schalter TS liegt die Gleichspannung Vg an der Primärspule Ll an, wodurch die Primärspule Ll Energie aufnimmt. Wird der
Schalter TS anschließend geöffnet wird die in der Primärspule Ll gespeicherte Energie an die Sekundärspule L2 abgegeben. Die Sekundärspule L2 ist Teil eines Sekundärstromkreises, der eine Diode D2 zur Gleichrichtung und ein der Diode D2 nachgeschaltetes Filter mit Kapazitäten C2, Cout und einer Indukti- vität L4 aufweist. Der Sekundärstromkreis weist Ausgangsklemmen AKl, AK2 auf, an denen eine Ausgangsspannung Vout parallel zu der Kapazität Cout anliegt. An die Ausgangsklemmen AKl, AK2 ist eine Last R anschließbar, die in dem Ausfüh- rungsbeispiel gestrichelt als ohmscher Widerstand dargestellt ist.
Aufgabe des Schaltnetzteils ist es, die AusgangsSpannung Vout sowohl für unterschiedliche Eingangsspannungen Vin, und damit unterschiedliche gleichgerichtete Spannungen Vg, und für wechselnde Lasten R weitgehend konstant zu halten. Der An- steuerschaltung IC ist daher zur Erzeugung des Ansteuersi- gnals AI an einer ersten Eingangsklemme Pinl ein von der Ausgangsspannung Vout abhängiges Rückkopplungssignal Urk zugeführt. Die Erzeugung des Ansteuersignais AI in der Ansteuer- schaltung erfolgt durch eine Signalerzeugungsschaltung PWM, die beispielsweise ein "Current Mode" arbeitender Pulsweitenmodulator ist. Das Ansteuersignal AI besteht üblicherweise aus einer Folge von AnSteuerimpulsen, wobei die Frequenz und/oder die Zeitdauer der einzelnen Impulse variieren kann. Der Signalerzeugungsschaltung PWM ist neben dem Rückkopplungssignal Urk ein von dem Strom durch die Primärspule Ll abhängiges Stromsignal Us zugeführt, welches an einem in Reihe zu dem Schaltelement Ts geschalteten Stromfühlwiderstand Rsense anliegt.
Sinkt die Ausgangsspannung Vout unter einen vorgegebenen Sollwert so wird das Schaltelement TS über das Ansteuersignal AI der Signalerzeugungsschaltung PWM derart angesteuert, dass das Schaltelement TS nach dem Schließen jeweils länger ge- schlössen bleibt, um die Energieaufnahme der Primärspule Ll und die anschließende Energieabgabe an den Sekundärstromkreis zu erhöhen. Steigt die Ausgangsspannung Vout über den vorge- gebenen Sollwert so bleibt das Schaltelement nach dem Einschalten jeweils für kürzere Zeitdauern geschlossen, damit die Primärspule Ll nur wenig Energie aufnimmt. Die An- steuerimpulse des Ansteuersignais AI werden durch die Si- gnalerzeugungsschaltung PWM vorzugsweise in festen periodischen Zeitabständen erzeugt, wobei die Dauer der Ansteuerim- pulse zur Regelung der Ausgangsspannung Vout variiert.
Zur Bereitstellung des Rückkopplungssignals Urk an der Ein- gangsklemme Pinl der Ansteuerschaltung IC weist das Schaltnetzteil einen Rückkopplungszweig auf, der zum einen an eine Ausgangsklemme AKl des Sekundärstromkreises und zum anderen an die Eingangsklemme Pinl der Ansteuerschaltung IC angeschlossen ist. Zur Erfassung der AusgangsSpannung Vout ist an die Ausgangsklemme AKl eine Reihenschaltung eines Widerstands, einer Leuchtdiode und einer weiteren Diode D3 geschaltet, wobei die Leuchtdiode Bestandteil eines Optokopplers OK ist, der das an der Ausgangsklemme AKl anliegende Signal an den Eingang Pinl der Ansteuerschaltung IC überträgt. Durch den Optokoppler OK kommt es zu einer Inventierung des an der Ausgangsklemme AKl anliegenden Signals, d. h. eine sehr kleine AusgangsSpannung Vout bewirkt ein sehr großes Rückkopplungssignal Urk und eine sehr große AusgangsSpannung Vout bewirkt ein sehr kleines Rückkopplungssignal Urk.
Ist der Rückkopplungszweig, insbesondere die Verbindung des Optokopplers OK unterbrochen, liegt an dem Eingang Pinl der Ansteuerschaltung IC ein sehr großes Signal Urk an, welches bei nicht unterbrochenem Rückkopplungszweig nur dann anliegen würde, wenn das Ausgangssignal Vout sehr klein ist. Um zu verhindern, dass die Signalerzeugungsschaltung PWM, die nicht zwischen einem unterbrochenen Rückkopplungszweig und einem sehr kleinen Ausgangssignal Vout unterscheiden kann, das Schaltelement TS derart ansteuert, dass es nach dem Schließen jeweils lange geschlossen bleibt und somit ein Maximum an
Energie auf die Sekundärseite übertragen wird, ist in der Ansteuerschaltung IC eine Schutzschaltung PUS vorgesehen, der das Rückkopplungssignal Urk zugeführt ist. Die Schutzschaltung PUS ist derart ausgebildet, dass sie eine Ansteuerung des Schaltelements TS verhindert, wenn das Rückkopplungs- signal Urk den Wert eines ersten Referenzsignals Ul über- steigt, sofern weitere im folgenden näher erläuterte Nebenbedingungen erfüllt sind.
Das Schaltnetzteil weist weiterhin eine erste Spannungsversorgungsschaltung PMS1 auf, die über eine dritte Spule L3 an die Primärspule Ll gekoppelt ist. Parallel zu der dritten Spule L3 ist ein Gleichrichter mit einer Diode Dl und einer Kapazität Cycc geschaltet, wobei über der Kapazität TJQQ eine VersorgungsSpannung VCC anliegt, welche der Ansteuerschaltung IC zugeführt ist. Die erste Spannungsversorgungsschaltung PMS1 ist weiterhin über einen Widerstand Rstart an eine Klemme Kl angeschlossen, an der die gleichgerichtete Spannung Vg anliegt. Solange keine ausreichende VersorgungsSpannung VCC für die Ansteuerschaltung IC zur Verfügung steht, kann das Schaltelement nicht angesteuert werden. In diesem Fall fließt ein Strom über den sehr großen Widerstand Rstart auf die Kapazität Cycc k s ^e Versorgungsspannung VCC einen ausreichend großen Wert angenommen hat, um die AnsteuerSchaltung IC und damit das Schaltelement TS anzusteuern. Danach wird die Kapazität CT QQ im wesentlichen mit dem Strom gespeist, wel- chen die dritte Spule L3 von der Primärspule Ll aufnimmt.
In der Ansteuerschaltung IC ist eine zweite Spannungsversorgungsschaltung PMS2 vorgesehen, welche aus der Versorgungsspannung VCC interne Spannungen Uref, Ul, U2 , U3 , U4 erzeugt, die für den Betrieb der Ansteuerschaltung IC erforderlich sind.
Der Aufbau und die Funktionsweise einer ersten Ausführungsform der Ansteuerschaltung IC nach der Erfindung ist in Figur 2 dargestellt. Die dargestellte Schutzschaltung PUS ist in dem Ausführungsbeispiel an die Signalerzeugungsschaltung PWM angeschlossen, um die Signalerzeugungsschaltung PWM zur Er- zeugung eines Ansteuersignais AI freizugeben oder zu sperren. Die Schutzschaltung PUS weist hierfür ein RS-Flip-Flop auf, dessen einer Ausgang an die Signalerzeugungsschaltung PWM angeschlossen ist, wobei die Schutzschaltung PUS die Signaler- zeugungsschaltung PWM freigibt, wenn das RS-Flip-Flop zurückgesetzt ist und wobei die SchutzSchaltung PUS die Signalerzeugungsschaltung PWM sperrt, wenn das Flip-Flop gesetzt ist.
Die dargestellte Schutzschaltung PUS erfüllt zwei Funktionen. Zum einen sperrt sie die Signalerzeugungsschaltung PWM, wenn das Rückkopplungssignal Urk nach Ablauf einer ersten Zeitdauer Tl nach einem Start der AnsteuerSchaltung IC den Wert eines ersten Referenzsignals Ul übersteigt. Zum anderen sperrt die Schutzschaltung PUS die Signalerzeugungsschaltung PWM auch dann, wenn innerhalb einer zweiten Zeitdauer T2 nach dem Start der AnsteuerSchaltung die VersorgungsSpannung VCC den Wert eines zweiten Referenzsignals U2 übersteigt und außerdem das Rückkopplungssignal URK größer als das erste Referenzsignal Ul ist.
Die Schutzschaltung PUS weist einen ersten Vergleicher Kl auf, dessen einem Eingang das Rückkopplungssignal Urk und dessen anderem Eingang das erste Referenzsignal Ul zugeführt ist, wobei am Ausgang des ersten Vergleichers Kl ein High- Pegel anliegt, wenn das Rückkopplungssignal Urk den Wert des ersten Referenzsignals Ul übersteigt. Einem dritten Vergleicher K3 der Schutzschaltung PUS ist an einem Eingang ein Startphasensignal Ucl und an einem anderen Eingang ein drittes Referenzsignal U3 zugeführt, wobei an einem Ausgang des dritten Vergleichers K3 ein High-Pegel anliegt, wenn das
Startphasensignal Ucl den Wert des dritten Referenzsignals U3 übersteigt. Das Startphasensignal Ucl wird durch eine Reihenschaltung eines Widerstands Rl und einer Kapazität Cl generiert, wobei über diese Reihenschaltung eine von der zweiten Spannungsversorgungsschaltung PMS2 bereitgestellte Referenzspannung Uref anliegt. Parallel zu der Kapazität Cl ist ein Bipolartransistor Tl geschaltet, der durch die zweite Span- nungsversorgungsschaltung PMS2 ansteuerbar ist. Befindet sich die Ansteuerschaltung IC in abgeschaltetem Zustand, d. h. werden durch die zweite Spannungsversorgungsschaltung PMS2 keine internen VersorgungsSpannungen bereitgestellt, so ist • die Kapazität Cl zunächst entladen. Wird die Ansteuerschaltung IC dann gestartet, indem die zweite Spannungsversorgungsschaltung PMS2 interne VersorgungsSpannungen zur Verfügung stellt, so wird bei geöffnetem Transistor Tl die Kapazität Cl aufgeladen und das Startphasensignal Ucl beginnt anzu- steigen. Die Ausgänge des ersten und dritten Vergleichers Kl, K3 sind einem ersten UND-Glied Gl zugeführt, dessen Ausgang über ein ODER-Glied G3 dem SET-Eingang des RS-Flip-Flop zugeführt ist. Das RS-Flip-Flop wird durch das Startphasensignal Ucl und das Rückkopplungssignal Urk nur dann gesetzt, wenn das Rückkopplungssignal Urk größer als das erste Referenzsignal Ul ist, nachdem das Startphasensignal Ucl den Wert des dritten Referenzsignals U3 überstiegen hat. Nach dem Start der Ansteuerschaltung IC wird das Rückkopplungssignal Urk damit für eine erste Zeitdauer Tl "ausgeblendet" . Die erste Zeitdauer Tl ist gegeben durch die Zeitdauer, bis zu der das
Startphasensignal Ucl das dritte Referenzsignal U3 übersteigt .
Nach dem Start des Schaltnetzteil bzw. der Ansteuerschaltung IC muß erst Energie von der Primärspule Ll an die Sekundärseite L2 des Schaltnetzteils nach Figur 1 übertragen werden, bis die AusgangsSpannung Vout ihren Sollwert erreicht. Zu Beginn ist die AusgangsSpannung Vout noch sehr klein, woraus ein großes Rückkopplungssignal Urk resultiert. Um nun zu ver- hindern, dass die Signalerzeugungsschaltung PWM kurz nach dem
Einschalten wegen eines zu großen Rückkopplungssignals Urk wieder gesperrt wird, wird das Rückkopplungssignal Urk in der erwähnten Weise für die erste Zeitdauer Tl nach dem Start der Ansteuerschaltung IC ausgeblendet. Übersteigt das Rückkopp- lungssignal Urk nach Ablauf dieser ersten Zeitdauer Tl nach dem Start immer noch den Wert des ersten Referenzsignals, so deutet dies auf eine Unterbrechung des Rückkopplungszweiges hin und die Signalerzeugungsschaltung wird über den ersten und dritten Vergleicher Kl, K3, das UND-Glied Gl, das ODER- Glied G3 und das RS-Flip-Flop gesperrt.
Die Schutzschaltung PUS weist einen zweiten Vergleicher K2 auf, dessen einem Eingang die VersorgungsSpannung VCC und dessen anderem Eingang ein zweites Referenzsignal U2 zugeführt ist. Am Ausgang des zweiten Vergleichers K2 liegt ein High-Pegel an, wenn der Wert der VersorgungsSpannung VCC den Wert des zweiten Referenzsignals U2 übersteigt. Einem vierten Vergleicher K4 ist an einem Eingang das Startphasensignal Ucl und einem anderen Eingang ein viertes Referenzsignal U4 zugeführt, wobei an dem Ausgang des vierten Vergleichers K4 solange ein High-Pegel anliegt, bis das Startphasensignal Ucl nach dem Start der Ansteuerschaltung IC den Wert des vierten Referenzsignals U4 erreicht. Die Ausgänge des zweiten und vierten Vergleichers K2 , K4 sowie der Ausgang des ersten Vergleichers Kl sind einem zweiten UND-Glied G2 zugeführt, wobei der Ausgang des zweiten UND-Gliedes G2 über das ODER-Glied G3 dem SET-Eingang des RS-Flip-Flop zugeführt ist.
Der erste, zweite und vierte Vergleicher Kl, K2 , K4 und das zweite UND-Glied G2 sperren die Signalerzeugungsschaltung PWM über das RS-Flip-Flop, wenn die VersorgungsSpannung VCC wäh- rend einer zweiten Zeitdauer T2 nach dem Start, d. h. bis zu dem Zeitpunkt, zu dem das Startphasensignal Ucl den Wert des vierten Referenzsignals U4 erreicht, den Wert des zweiten Referenzsignals U2 übersteigt und wenn gleichzeitig das Rückkopplungssignal Urk größer als der Wert des ersten Referenz- signals Ul ist. Die Tatsache, dass in der Startphase das
Rückkopplungssignal Urk größer als das erste Referenzsignal Ul ist und gleichzeitig die Versorgungsspannung VCC größer als der Wert des zweiten Referenzsignals U2 ist, deutet darauf hin, dass der Rückkopplungszweig unterbrochen ist und dass keine Last an die Ausgangsklemmen AKl, AK2 angeschlossen ist. Da die erste Spannungsversorgungsschaltung PMS1, die die VersorgungsSpannung VCC zur Verfügung stellt wie auch der Se- kundärStromkreis an die Primärspule Ll gekoppelt sind, deutet eine sehr große Versorgungsspannung VCC auf einen sekundär- seitigen Leerlauf hin. Der erste, zweite und vierte Vergleicher Kl, K2, K4 bewirken, dass in diesem Fehlerfall die Si- gnalerzeugungsschaltung PWM kurz nach dem Anschalten der Ansteuerschaltung IC wieder gesperrt wird, um eine Zerstörung des Schaltnetzteils zu verhindern.
Die zweite Spannungsversorgungsschaltung PMS2, der die Ver- sorgungsspannung VCC zugeführt ist, weist eine Spannungsbe- wertungsschaltung UVL und daran angeschlossene erste und zweite Schalteinheiten PDR, PUR auf. Die erste Schalteinheit PDR ist an den parallel zu der Kapazität Cl geschalteten Transistor Tl angeschlossen, wobei die erste Schalteinheit PDR den Transistor Tl ansteuert, um die Kapazität Cl zu entladen, wenn die VersorgungsSpannung VCC auf den Wert einer unteren Referenzspannung Uout abgefallen ist. Die zweite Schalteinheit PUR ist an den RESET-Eingang des RS-Flip-Flop angeschlossen, wobei die zweite Schalteinheit PUR das RS- Flip-Flop zurücksetzt, wenn die ansteigende Versorgungsspannung VCC den Wert einer oberen Referenzspannung Uon erreicht.
Die Funktionsweise eines Schaltnetzteils gemäß Figur 1 mit einer Ansteuerschaltung nach Figur 2 wird anhand ausgewählter Signalverläufe nachfolgend anhand von Figur 3 erläutert.
In Figur 3 sind die Verläufe des RückkopplungsSignals Urk, des Startphasensignals Ucl, des Ansteuersignais AI und der Versorgungsspannung VCC über der Zeit t aufgetragen. Zu einem Zeitpunkt tO funktioniert das Schaltnetzteil fehlerfrei, d. h. es werden Ansteuerimpulse zur Ansteuerung des Schaltelements TS erzeugt. Der Wert des Rückkopplungssignals Urk liegt unter dem Wert des ersten Referenzsignals Ul; der Rückkopplungszweig ist nicht unterbrochen.' Die Kapazität Cl ist zu diesem Zeitpunkt vollständig aufgeladen, der Wert des Startphasensignals Ucl beträgt damit in etwa dem Wert der Referenzspannung Uref, wobei die Referenzspannung Uref über dem Wert des dritten Referenzsignals U3 liegt, so dass am Ausgang des dritten Komparators K3 ein High-Pegel anliegt. Der- ert der VersorgungsSpannung VCC liegt zwischen dem Wert der unteren Referenzspannung Uout und dem Wert der oberen Referenz- Spannung Uon.
Steigt das Rückkopplungssignal Urk bedingt durch eine Unterbrechung des Rückkopplungszweiges an so stellt sich am Ausgang des ersten Komparators Kl ein High-Pegel ein, sobald das Rückkopplungssignal Urk zum Zeitpunkt tl den Wert des ersten Referenzsignals Ul erreicht. Das RS-Flip-Flop wird gesetzt und die Signalerzeugungsschaltung PWM wird gesperrt, so dass keine weiteren AnSteuerimpulse AI mehr erzeugt werden. Damit kann die erste Spannungsversorgungsschaltung PMS1 keine Ener- gie mehr über die Primärspule Ll aufnehmen und die Versorgungsspannung VCC sinkt, da die Ansteuerschaltung IC nach wie vor Strom aufnimmt und der Strom, der über den Widerstand Rstart in die erste Spannungsversorgungsschaltung PMS1 fließt nicht ausreicht, um diesen Strombedarf zu decken. Die Versor- gungsspannung VCC sinkt solange ab, bis sie zu einem Zeitpunkt t2 den Wert der unteren Referenzspannung Uout erreicht. Zu diesem Zeitpunkt wird der Transistor Tl zur Entladung der Kapazität Cl über die erste Schalteinheit PDR angesteuert, wodurch das Startphasensignal Ucl auf 0 abfällt. Außerdem schaltet die zweite SpannungsVersorgung PMS2 die Ansteuerschaltung C ab, d. h. es werden keine interne Versorgungs- Spannungen mehr erzeugt und auch das Rückkopplungssignal Urk wird zu 0. Nachdem die Ansteuerschaltung IC nun wenigstens annäherungsweise keinen Strom mehr aufnimmt, beginnt die Spannung VCC wieder langsam zu steigen, weil die Kapazität CVCC ut»er den Widerstand Rstart wieder aufgeladen wird. Erreicht die VersorgungsSpannung VCC dann den Wert der oberen Referenzspannung Uon so schaltet die zweite Spannungsversorgungsschaltung PMS2 die Ansteuerschaltung IC wieder ein, d. h. es werden wieder interne VersorgungsSpannungen generiert und ab dem Zeitpunkt t3 werden wieder Ansteuerimpulse AI erzeugt. Ist der Rückkopplungszweig zu diesem Zeitpunkt t3 immer noch unterbrochen, so nimmt das Rückkopplungssignal Urk sofort wieder einen sehr hohen Wert an. Das Startphasensignal Ucl beginnt dadurch zu steigen, dass die Kapazität Cl bei gesperrten Transistor Tl über den Widerstand Rl wieder aufgeladen wird. Die VersorgungsSpannung VCC sinkt durch die nun wieder erhöhte Stromaufnahme der Ansteuerschaltung IC ab. Nach einer ersten Zeitdauer Tl nach dem Start der Ansteuer- Schaltung IC zum Zeitpunkt t3 übersteigt das Startphasensignal Ucl den Wert des dritten Referenzsignals U3 und die Signalerzeugungsschaltung PWM wird über den ersten und dritten Vergleicher Kl, K3 , das erste UND-Glied Gl und das RS-Flip- Flop zum Zeitpunkt t4 wieder gesperrt. Die Versorgungsspan- nung VCC sinkt dann wieder bis auf den Wert der unteren Referenzspannung Uout ab, den sie zum Zeitpunkt t5 erreicht, an dem die Ansteuerschaltung durch die zweite Spannungsversorgungsschaltung PMS2 wieder abgeschaltet wird. Der beschriebene Zyklus beginnt von vorn und die AnsteuerSchaltung IC wird zum Zeitpunkt tll, wenn die VersorgungsSpannung VCC wieder den Wert der oberen Referenzspannung Uon erreicht, wieder eingeschaltet .
Bei unterbrochenem Rückkopplungszweig wird bei dem erfin- dungsgemäßen Schaltnetzteil die Ansteuerschaltung somit abgeschaltet und in periodischen Zeitabständen wieder eingeschaltet wobei eine Periode dieses Vorgangs in Figur 3 durch Ta dargestellt ist. Nach dem Start der Ansteuerschaltung IC werden für eine Zeitdauer Tl AnSteuerimpulse AI erzeugt und nach einer weiteren Zeitdauer, innerhalb der die Versorgungsspannung VCC auf den Wert der unteren Referenzspannung Uout abfällt, wird die Ansteuerschaltung IC wieder abgeschaltet. Auf diese Weise wird bei dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil eine Zerstörung des Schaltnetzteils bei unterbrochenem Rück- kopplungszweig zuverlässig verhindert. Figur 4 zeigt die Funktionsweise des erfindungsgemäßen Schaltnetzteils anhand eines weiteren Fehlerfalls, bei dem sich neben einer Unterbrechung des Rückkopplungszweiges der Sekundärstromkreis im Leerlauf befindet.
Zunächst wird wieder von einem ordnungsgemäßen Funktionieren zum Zeitpunkt tO ausgegangen, wobei der Rückkopplungszweig danach unterbrochen wird und das Rückkopplungssignal Urk zum Zeitpunkt tl den Wert des ersten Referenzsignals Ul erreicht. Nach dem Abschalten der Ansteuerschaltung IC zum Zeitpunkt tz steigt die VersorgungsSpannung VCC wieder an, bis sie im Zeitpunkt t3 den Wert der oberen Referenzspannung Uon erreicht ' zu dem die Ansteuerschaltung IC wieder eingeschaltet wird. Kommt es nach dem Zeitpunkt des Wiedereinschaltens, nachdem die Versorgungsspannung VCC etwas absinkt, zu einem sekundärseitigen Leerlauf des Schaltnetzteils so steigt die Versorgungsspannung VCC schnell an, bis sie zu einem Zeitpunkt tβ den Wert des zweiten Referenzsignals U2 erreicht. Liegt der Zeitpunkt tβ noch innerhalb einer zweiten Zeitdauer T2 nach dem Einschalten der Ansteuerschaltung IC so wird die Signalerzeugungsschaltung PWM zum Zeitpunkt tβ durch den ersten, den zweiten und vierten Vergleicher Kl, K2 , K4, das zweite UND-Glied G2 , das ODER-Glied G3 und das RS-Flip-Flop wieder gesperrt. Die Zeitdauer T2 ist bestimmt durch die Zeitdauer, die vergeht, bis das Startphasensignal Ucl den
Wert des vierten Referenzsignals U4 erreicht. Während die Anordnung aus dem ersten und dritten Vergleicher Kl, K3 und dem ersten UND-Glied Gl die Signalerzeugungsschaltung PWM erst nach Ablauf der ersten Zeitdauer Tl nach dem Anschalten der Ansteuerschaltung IC sperren kann, wenn der Rückkopplungs- zweig unterbrochen ist, sperrt die Anordnung aus dem ersten, zweiten und vierten Vergleicher Kl, K2 , K4 und den zweiten UND-Glied G2 die Signalerzeugungsschaltung PWM nur innerhalb der zweiten Zeitdauer T2 nach dem Anschalten der Ansteuer- Schaltung IC, wenn eine Unterbrechung des RückkopplungsZweiges vorliegt und die Versorgungsspannung VCC, beispielsweise durch einen Verlauf auf der Sekundärseite sehr groß wird. Nach dem Sperren der Signalerzeugungsschaltung PWM zum Zeitpunkt tβ werden keine Ansteuerimpulse AI mehr erzeugt und es wird keine Energie mehr von der Primärspule Ll an die erste • Spannungsversorgungsschaltung PMS1 abgegeben, wodurch die
Versorgungsspannung VCC absinkt. Zum Zeitpunkt t8, zu dem die Versorgungsspannung VCC den Wert der unteren Referenzspannung Uout erreicht, wird die Ansteuerschaltung IC durch die zweite Spannungsversorgungsschaltung PMS2 wieder abgeschaltet. Die VersorgungsSpannung VCC kann dann wieder langsam ansteigen, indem die Kapazität CycC ^er ersten Spannungsversorgungsschaltung PMSl Strom über den Widerstand Rstart aufnimmt bis zu einem Zeitpunkt tlO die Versorgungsspannung VCC wieder den Wert der oberen Referenzspannung Uon erreicht und die Ansteu- erschaltung IC wieder eingeschaltet wird. Bei ordnungsgemäßem Betrieb kann die Versorgungsspannung VCC nach Ablauf der zweiten Zeitdauer tz auch auf Werte über U2 ansteigen.
Auch in diesem Fehlerfall wird die Ansteuerschaltung IC in periodischen Zeitabständen bei unterbrochenem Rückkopplungs- zweig abgeschaltet und für kurze Zeitdauern wieder eingeschaltet, wodurch eine Zerstörung des Schaltnetzteils verhindert wird.
Figur 5 zeigt eine weitere Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung IC, die sich von der in Figur 2 dargestellten dadurch unterscheidet, dass die Schutzschaltung PUS die in Figur 2 vorhandenen zweiten und vierten Vergleicher K2, K4 und das zweite UND-Glied G2 nicht aufweist. Damit kann bei dem Ausführungsbeispiel nach Figur 5 auch auf das ODER-Glied G3 gemäß Figur 2 verzichtet werden. Das Ausfüh- rungsbeispiel der Ansteuerschaltung nach Figur 5 ermöglicht nur eine Erkennung eines unterbrochenen Rückkopplungszweiges nach Ablauf einer ersten Zeitdauer Tl nach dem Start der An- Steuerschaltung IC durch den ersten und dritten Vergleicher Kl, K3 und das erste UND-Glied Gl . Zur Funktionsweise dieses Ausführungsbeispiels wird auf die Beschreibung zu Figur 3 verwiesen. Zwischen das erste UND-Glied Gl und das RS-Flip- Flop ist bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Figur 5 eine Ausblendeinheit AB geschaltet, welche sehr kurze Signalimpulse an ihrem Eingang ausblendet und nicht an den Ausgang weiter- gibt. Dadurch wird verhindert, dass kurzfristige Störungen, wie beispielsweise „Spikes", die Signalerzeugungsschaltung PWM sperren.
Wird die Ansteuerschaltung IC wieder eingeschaltet, wenn die VersorgungsSpannung VCC den Wert der oberen Referenzspannung Uon erreicht, so wird das Flip-Flop sowohl bei dem Ausfüh- rungsbeispiel gemäß Figur 2 als auch bei dem Ausführungsbei- spiel gemäß Figur 5 durch die zweite Schalteinheit PUR zurückgesetzt, um im folgenden die Erzeugung von Ansteuerimpul- sen AI zu ermöglichen.
Bezugszeichenliste
EK1, EK2 Eingangsklemmen des Schaltnetzteils
AKl, AK2 Ausgangsklemmen des Schaltnetzteils
Vin EingangsSpannung
Vout AusgangsSpannung
BG Brückengleichrichter
Vg gleichgerichtete Spannung
Kl Klemme
Rstart Widerstand
PMS1 erste Spannungsversorgungsschaltung VCC Kapazität der ersten Spannungsversorgungsschaltung
Dl Diode der ersten Spannungsversorgungsschaltung
L3 Spule
VCC VersorgungsSpannung
Ll Primärspule
L2 Sekundärspule
C2 Cout Kapazitäten des Sekundärstromkreises
D2 Diode des Sekundärstromkreises
L4 Induktivität des Sekundärstromkreises
Rll Widerstand des Rückkopplungszweiges
OK Optokoppler des Rückkopplungszweiges
D3 Diode des Rückkopplungszweiges
IC Ansteuerschaltung
PMS2 zweite Spannungsversorgungsschaltung
PWM Signalerzeugungsscha1tung
PUS Schutzschaltung
AI Ansteuersignal
TS Schalteinheit
PIN1 Eingangsklemme der Ansteuerschaltung
Urk Rückkopplungssignal
Ucl Startphasensignal
Cl Kapazität
Uref Referenzspannung
Rl Widerstand
Gl, G2 UND-Glieder G3 ODER-Glied
Kl, K2 , K3 , K4 Vergleicher
Ul, U2, U3, U4 Referenzsignale
PDR erste Schalteinheit der zweiten Spannungsver- sorgungsschaltung
PUR zweite Schalteinheit der zweiten Spannungsversorgungsschaltung
UVL Vergleicherschaltung der zweiten Spannungsver- sorgungsschaltung Tl erste Zeitdauer
T2 zweite Zeitdauer
Uon obere Referenzspannung
Uout untere Referenzspannung

Claims

Patentansprüche
1. Schaltnetzteil, das folgende Merkmale aufweist:
- eine Primärspule (Ll) und ein in Reihe zu der Primärspule (Ll) geschaltetes Schaltelement (TS) zum Anlegen einer Gleichspannung (Vg) nach Massgabe eines Ansteuersignais (AI) an die Primärspule (Ll) ;
- einen an die Primärspule (Ll) gekoppelten SekundärStromkreis mit Ausgangsklemmen (AKl, AK2) zum Bereitstellen einer AusgangsSpannung (Vout) ;
- eine Ansteuerschaltung (IC) zum Bereitstellen des Ansteuer- signals (AI) , wobei der Ansteuerschaltung ein von der Aus- gangsspannung (Vout) abhängiges Rückkopplungssignal (Urk) zugeführt ist;
- die Ansteuerschaltung (IC) weist eine Signalerzeugungs- Schaltung (PWM) zum Erzeugen des Ansteuersignals (AI) und eine Schutzschaltung (PUS) auf, wobei die Schutzschaltung (PUS) bewirkt, dass kein Ansteuersignal (AI) an das Schaltelement (TS) geliefert wird, wenn das Rückkopplungssignal (Urk) nach einer ersten Zeitdauer (T3) nach einem Start der Ansteuer- Schaltung (IC) den Wert eines ersten Referenzsignals (Ul) erreicht .
2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, das eine erste an die Primärspule (Ll) gekoppelte Spannungsversorgungsschaltung (CVcc/ Dl, L3 ) zum Bereitstellen einer VersorgungsSpannung (VCC) für die Ansteuerschaltung aufweist.
3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Schutzschaltung (PUS) bewirkt, dass kein Ansteuersignal (AI) an das Schaltelement (TS) geliefert wird, wenn während einer zweiten Zeitdauer (T4) nach dem Start der Ansteuerschaltung (IC) die Versorgungsspannung (VCC) den Wert eines zweiten Referenzsi- gnals (U2) erreicht und das Rückkopplungssignal (Urk) den Wert des ersten Referenzsignals (Ul) erreicht.
4. Schaltnetzteil nach Anspruch 3, bei dem die zweite Zeit- dauer (T4) kürzer als die erste Zeitdauer (T3) ist.
5. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Ansteuerschaltung (IC) eine zweite Spannungsversorgungsschaltung (PMS2) aufweist.
6. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die zweite Spannungsversorgungsschaltung (PMS) die Ansteuerschaltung (IC) abschaltet, wenn die VersorgungsSpannung (VCC) den Wert einer unteren Referenzspannung (Uout) er- reicht.
7. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die zweite Spannungsversorgungsschaltung (PMS) die Ansteuerschaltung (IC) einschaltet, wenn die Versorgungsspan- nung (VCC) den Wert einer oberen Referenzspannung (Uon) erreicht.
8. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die erste Spannungsversorgungsschaltung (CVcc Dl, L3 ) an die Primärspule (Ll) und an eine Versorgungsklemme (Kl) gekoppelt ist, wobei an der Versorgungsklemme (Kl) eine von einer EingangsSpannung (Vin) des Schaltnetzteils abhängige Gleichspannung (Vg) zur Verfügung steht.
9. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die zweite Spannungsversorgungsschaltung (PMS) Ausgangsklemmen zur Bereitstellung interner Versorgungsspannungen und Referenzsignale (Uref, Ul, U2, U3 , U4) aufweist.
10. Schaltnetzteil nach Anspruch 9, bei dem zweite Spannungsversorgungsschaltung (PMS) keine internen Versorgungsspannungen und Referenzsignale (Uref, Ul, U2, U3 , U4) bereitstellt, wenn die VersorgungsSpannung (VCC) die untere Referenzspannung (Uout) erreicht, und erst dann wieder interne Versorgungsspannungen und Referenzsignale (Uref, Ul, U2, U3, U4) bereitstellt, wenn die Versorgungsspannung (VCC) die obere - Referenzspannung (Uout) erreicht.'
11. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Schutzschaltung (PUS) einen ersten Vergleicher
(Kl) zum Vergleich des Rückkopplungssignals (Urk) mit dem er- sten Referenzsignal (U4) aufweist.
12. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem die Schutzschaltung (PUS) einen zweiten Vergleicher
(K2) zum Vergleich der VersorgungsSpannung (VCC) mit dem zweiten Referenzsignal (Ul) aufweist.
13. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem der Schutzschaltung (PUS) ein nach dem Einschalten der Ansteuerschaltung (IC) ansteigendes oder abfallendes Startphasensignal (Ucl) zugeführt ist, wobei die Schutzschaltung (PUS) einen dritten Vergleicher (K3) zum Vergleich des Startphasensignals (Ucl) mit einem dritten Referenzsignal (U3) und/oder einen veirten Vergleicher zum Vergleich des Startphasensignals (Ucl) mit einem vierten Referenzsignal (U2) aufweist, wobei die Ausgänge der Vergleicher (Kl, K2, K3, K4) einer Logikschaltung (Gl, G2, G3 , RS) zur Erzeugung eines Schaltsignals für die Signalerzeugungsschaltung (PWM) zugeführt sind.
14. Schaltnetzteil nach einem der vorangehenden Ansprüche bei dem die Logikschaltung (RS) ein Latch (RS) aufweist, das abhängig von dem Rückkopplungssignal (Urk) und dem Wert der Versorgungsspannung (VCC) gesetzt und durch die zweite Spannungsversorgungsschaltung (PMS) zurückgesetzt werden kann.
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