WO1999021271A1 - Procede et dispositif pour commander un moteur a courant continu sans balai - Google Patents

Procede et dispositif pour commander un moteur a courant continu sans balai Download PDF

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WO1999021271A1
WO1999021271A1 PCT/JP1998/004726 JP9804726W WO9921271A1 WO 1999021271 A1 WO1999021271 A1 WO 1999021271A1 JP 9804726 W JP9804726 W JP 9804726W WO 9921271 A1 WO9921271 A1 WO 9921271A1
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WO
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brushless
timer value
rotational position
motor
detection signal
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PCT/JP1998/004726
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French (fr)
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Taizou Kimura
Tetsuya Itagaki
Original Assignee
Daikin Industries, Ltd.
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
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    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
    • H02P6/182—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using back-emf in windings

Definitions

  • the present invention relates to a brushless DC motor control method and a device therefor, and more particularly, to fixing a brushless DC motor to which an operating voltage is applied by an inverter. Brushless based on the first neutral point voltage at the connection point of the slave winding and the second neutral point voltage at the connection point of the resistor connected in parallel with the stator winding of the brushless DC motor.
  • the present invention relates to a brushless DC motor control method and apparatus for detecting a rotational position of a rotor of a DC motor and controlling an impeller based on the detected rotational position.
  • the voltage waveform of the inverter is a rectangular wave.
  • a device that detects the rotational position of the rotor by using the inverter waveform as a 120 ° conduction waveform and detecting the motor induced voltage generated in the non-conduction section is adopted. It is possible to do. However, since the 120-degree conduction waveform is adopted, the efficiency of using the magnetic flux of the permanent magnet of the rotor is low, and the reduction in efficiency and noise due to the occurrence of torque ripple during commutation occur. There are inconveniences such as becoming a problem. Also, when driving a brushless DC motor with an inverter waveform as a rectangular wave, the integral waveform of the output signal from the rotation position detector becomes the waveform shown in Fig.
  • the voltage waveform of the inverter is a sine wave.However, in order to perform sine wave modulation, it is necessary to detect an accurate rotational position. A position detector, that is, an expensive encoder of about 104 pulses per rotation, etc. is required, and if the encoder, etc. is arranged in the compressor section, the reliability is not guaranteed, so the applicable range is limited. Will be done.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and can detect a rotational position of a rotor without using a Hall element or the like, and can prevent inconvenience during commutation.
  • Brushless DC motor system It is intended to provide a control method and an apparatus therefor.
  • the brushless DC motor control method according to claim 1 includes a first neutral point voltage at a connection point of a stator winding of a brushless DC motor to which an operating voltage is applied by an inverter; The rotation position of the rotor of the brushless DC motor is detected based on the second neutral point voltage at the connection point of the resistor connected in parallel with the stator winding, and the inverter is operated based on the detected rotation position.
  • the brushless DC motor control method includes a first neutral point voltage at a connection point of a stator winding of a brushless DC motor to which an operating voltage is applied by an inverter;
  • the rotation position of the rotor of the brushless DC motor is detected based on the second neutral point voltage at the
  • the current electrical angle phase is calculated, and the inverter is controlled based on the count value of the rotational position detection signal and the calculated electrical angle phase to generate a sinusoidal pulse width modulation voltage. Is a method of outputting
  • a brushless DC motor control method is a method of counting a rotation position detection signal and calculating a current electrical angle phase from a reference timer value at the edge of the rotation position detection signal and a current timer value.
  • a brushless DC motor control device wherein a first neutral point voltage at a connection point of a stator winding of the brushless DC motor to which an operating voltage is applied by an inverter, and a stator winding of the brushless DC motor.
  • the rotational position of the rotor of the brushless DC motor is detected based on the second neutral point voltage at the connection point of the resistor connected in parallel with the wire, and the inverter is controlled based on the detected rotational position.
  • a rotation position detection signal counting means for counting the rotation position detection signal; an electrical angle phase calculation means for calculating the current electrical angle phase; and an inverter based on the count value of the rotation position detection signal and the calculated electrical angle phase.
  • Inverter control means for controlling the output of a sinusoidal pulse width modulated voltage.
  • the brushless DC motor control device according to claim 4, wherein the electric angle phase calculating means calculates a current electric angle phase from a reference timer value at an edge of a rotation position detection signal and a current timer value.
  • the electrical angle phase calculating means includes a reference timer value setting unit that holds a timer value at an edge of a rotation position detection signal and sets the timer value as the reference timer value. Is adopted.
  • the electrical angle phase calculating means includes a reference timer value setting means which reads by an edge of a rotation position detection signal by a highest priority interrupt process and sets the reference timer value. Adopt it.
  • the brushless DC motor control method of the first aspect the first neutral point voltage at the connection point of the stator winding of the brushless DC motor to which the operating voltage is applied by the inverter, and the fixing of the brushless DC motor.
  • the rotational position of the rotor of the brushless DC motor is detected based on the secondary winding and the second neutral point voltage at the connection point of the resistor connected in parallel, and the inverter is controlled based on the detected rotational position.
  • the inverter In addition to counting the rotational position detection signal, the current electrical angular phase is calculated, and the inverter is controlled based on the count value of the rotational position detection signal and the calculated electrical angular phase to control the sinusoidal pulse width modulation voltage.
  • the rotor's rotational position can be detected without using a Hall element, etc., and an accurate electrical angle phase is obtained from the rotational position detection signal, and the inverter performs sine wave pulse width modulation. By doing so, it is possible to prevent the occurrence of inconvenience during commutation and drive the brushless DC motor efficiently.
  • the rotation position detection signal is counted, and the reference timer value at the edge of the rotation position detection signal is compared with the current timer value. Since the current electrical angle phase is calculated from the two values, the current electrical angle phase can be easily calculated from the two timer values, and the same operation as in claim 1 can be achieved.
  • the rotational position of the rotor of the brushless DC motor is detected based on the second neutral point voltage at the connection point of the winding and the resistor connected in parallel, and the inverter is controlled based on the detected rotational position. In doing so,
  • the rotation position detection signal is counted by the rotation position detection signal counting means, the current electrical angle phase is calculated by the electrical angle phase calculation means, and the count value of the rotation position detection signal and the calculation are calculated by the inverter control means.
  • the inverter can be controlled based on the electrical angle phase to output a sinusoidal pulse width modulation voltage.
  • the rotational position of the rotor can be detected without using a Hall element, etc., and the electrical angle phase is accurately obtained from the rotational position detection signal, and the inverter performs sinusoidal pulse width modulation to perform commutation. This prevents the occurrence of inconvenience at the time of occurrence and enables efficient driving of the brushless DC motor.
  • the electric angle phase calculating means calculates a current electric angle phase from a reference timer value at a wedge of a rotation position detection signal and a current timer value. From the power that adopts, the current electrical angle phase can be easily calculated from the two timer values, and the same operation as in claim 3 can be achieved.
  • a timer value is held by a wedge of a rotation position detection signal, Since a device including a reference timer value setting means as the reference timer value is employed, the setting of the reference timer value can be easily and reliably achieved, and the same operation as in claim 3 or claim 4 is achieved. can do.
  • FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of a brushless DC motor control device according to the present invention. '
  • FIG. 2 is a flowchart illustrating a part of the carrier cycle interrupt processing.
  • FIG. 3 is a flowchart for explaining the rest of the carrier cycle interrupt processing. '
  • FIG. 4 is a flowchart illustrating an interrupt process by a rotation position detection signal.
  • FIG. 5 is a diagram illustrating voltage vectors V 1 to V 6.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the electrical angle and the voltage vector to be used.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a relationship among a rotational position detection signal, a carrier interrupt, and an output waveform.
  • FIG. 8 is an enlarged view of a part of FIG.
  • FIG. 9 is an enlarged view of a part of FIG.
  • FIG. 10 is a schematic diagram for explaining the correction processing of the phase correction angle.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining an example of updating the output waveform mode.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining another example of updating the output waveform mode.
  • FIG. 13 is a diagram showing a relationship between a modulation waveform and an integration signal according to the present invention.
  • FIG. 14 is a flowchart for explaining a part of the processing when reading the reference point timer value by software.
  • FIG. 15 is a flowchart for explaining the rest of the processing when the reference point timer value is read by software.
  • FIG. 16 is a diagram showing a relationship between a conventional modulation waveform and an integrated signal.
  • FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the brushless DC motor control device of the present invention.
  • the brushless DC motor control device applies the output voltage from the three-phase inverter 2 to the stator winding of the brushless DC motor 1. Then, the compressor 3 is driven by the brushless DC motor 1. Also, the first neutral point voltage at the connection point of the stator winding of the brushless DC motor 1 and the connection point of the resistance (not shown) connected in parallel to the stator winding of the brushless DC motor 1 The second neutral point voltage is supplied to the position detector 4.
  • the position detector 4 receives the two neutral point voltages as inputs, integrates a difference voltage between the two neutral point voltages, outputs an integrated signal, and detects a zero cross of the integrated signal to rotate. Output as position detection signal Power.
  • the integration signal is supplied to a level detector 5 and outputs a level detection signal. Further, the rotation position detection signal is supplied to the period measurement timer 6.
  • the timer value of the cycle measuring timer 6 is supplied to the capture register 7 and the cycle calculating unit 8.
  • the capture register 7 takes in the timer value at the edge of the rotational position detection signal from the period measurement timer 6 and temporarily holds the timer value.
  • the cycle calculation unit 8 calculates, for example, a timer value from an edge of the rotation position detection signal to an edge of the next rotation position detection signal, and calculates a cycle from the timer value.
  • the cycle calculation result output from the cycle calculation unit 8 is supplied to the speed calculation unit 9, and the current speed (current frequency) output from the speed calculation unit 9 is supplied to the subtraction unit 10 together with the command frequency, and is subtracted.
  • the difference frequency output from 10 is supplied to the voltage speed controller 11, and the voltage command output from the voltage speed controller 11 is supplied to the sine wave PWM controller 12.
  • the level detection signal output from the level detector 5 is supplied to the level detection unit 13, and the output signal from the level detection unit 13 is supplied to the maximum efficiency control unit 14.
  • the phase correction angle output from the maximum efficiency control unit 14 is supplied to the phase command unit 15, and the phase command output from the phase command unit 15 and the contents of the capture register 7 (for example, the capture value T a)
  • the current timer value T b is supplied to the angle calculation unit 16, and the angle command output from the angle calculation unit 16 is supplied to the sine wave PWM control unit 12.
  • the reset signal from the level detector 13 is supplied to the level detector 5, and the comparison level setting signal output from the maximum efficiency controller 14 is supplied to the level detector 5. I have.
  • the level detector 13 takes in the level detection signal from the level detector 5 and temporarily holds the same, and resets the level detector 5 to prepare for the next level detection by the level detector 5.
  • Maximum efficiency control unit 1 4 controls, for example, the phase correction angle so that the integration signal level becomes a preset integration signal level, that is, advances the phase correction angle when the integration signal is smaller than the preset level, and conversely, controls the phase correction angle when the integration signal is larger In addition to controlling the phase correction angle to be delayed, it outputs a phase command instruction signal for achieving maximum efficiency operation based on the phase command output from the phase command unit 15.
  • the angle calculation unit 16 receives the phase command, the capture value, and the current timer value, obtains an angle command, and outputs the angle command.
  • the inverter waveform signal output from the sine wave PWM control unit 12 is supplied to the three-phase inverter 2 via the drive unit 17.
  • FIGS. 2 to 4 are flowcharts for explaining the carrier cycle interrupt processing
  • FIG. 4 is a flowchart for explaining the interrupt processing by the rotational position detection signal.
  • step SP1 the timer value Tb of the period measurement timer 6 is read, and in step SP2, the value obtained by holding the timer value of the period measurement timer 6 at the edge of the rotation position detection signal from the timer value Tb
  • the current angle timer value is calculated by subtracting Ta, and in step SP3, it is determined whether or not the current angle timer value is equal to or less than a timer value corresponding to 60 degrees (hereinafter, referred to as a 60 ° timer value). . If the current angle timer value is equal to or less than the 60 ° timer value, in step SP4, the rotation position detection signal mode is set to the waveform vector mode.
  • step SP5 the 60 ° timer value is subtracted from the current angle timer value and set to a new current angle timer value.
  • the rotation position detection signal mode is incremented by 1 and set to the waveform vector mode.
  • step SP 7 the current angle is calculated by dividing the value obtained by multiplying 60 ° by the current angle timer value by the 60 ° timer value.
  • step SP8 the voltage control ratio is set.
  • step SP9 it is determined whether or not the phase correction angle is less than 60 °. If the phase correction angle is less than 60 °, it is determined in step SP10 whether the current angle is less than the phase correction angle. If the current angle is less than the phase correction angle, in step SP11, the waveform vector mode is advanced by two for the number of the rotational position detection signal. If it is determined in step SP10 that the current angle is equal to or larger than the phase correction angle, in step SP12, the waveform vector mode is advanced by three with respect to the number of the rotational position detection signal.
  • step SP9 If it is determined in step SP9 that the phase correction angle is 60 ° or more, it is determined in step SP13 whether the phase correction angle is less than 120 °. If the phase correction angle is less than 120 °, the angle obtained by subtracting 60 ° from the phase correction angle is set as a new phase correction angle in step SP14, and the current phase correction angle is set in step SP15. Determine whether the angle is less than the phase correction angle. If the current angle is smaller than the phase correction angle, in step SP16, the waveform vector mode is advanced by one with respect to the number of the rotation position detection signal. If it is determined in step SP15 that the current angle is equal to or larger than the phase correction angle, in step SP17, the waveform vector mode is advanced by two with respect to the number of the rotational position detection signal.
  • step SP18 If it is determined in step SP13 that the phase correction angle is equal to or greater than 120 °, in step SP18, the angle obtained by subtracting 120 ° from the phase correction angle is set as a new phase correction angle. Then, in step SP19, it is determined whether or not the current angle is less than the phase correction angle. Current angle is phase corrected If the angle is less than the angle, a determination is made in step SP21 described later. If it is determined in step SP19 that the current angle is equal to or larger than the phase correction angle, in step SP20, the waveform vector mode is advanced by one with respect to the number of the rotational position detection signal.
  • step S P 1 Processing of step S P 1 1, processing of step S P 1 2, step S P 1
  • step SP21 it is determined whether the current angle is less than the phase correction angle. If the current angle is less than the phase correction angle, in step SP22, add 60 ° to the current angle and subtract the phase correction angle to obtain the voltage vector / angle ⁇ 6. If it is determined in step SP21 that the current angle is equal to or larger than the phase correction angle, in step SP23, the angle obtained by subtracting the phase correction angle from the current angle is set as the voltage vector angle ⁇ 6.
  • step SP22 the angle obtained by subtracting ⁇ 6 from 60 ° is set as the voltage vector angle ⁇ 4 in step SP24
  • step SP25 the voltage control rate is multiplied by s ⁇ 4 and the carrier timer value TO to obtain a voltage vector timer value of 4
  • step SP26 the voltage control rate, si ⁇ 6, and The result is multiplied by the rear timer value T 0 to obtain a voltage vector timer value ⁇ 6.
  • step SP 27 4 and 6 are subtracted from the carrier timer value TO, and the value obtained by dividing the subtraction result by 2 is applied to the voltage value.
  • the pulse width modulation timer is set in step S ⁇ 28, and a series of processing ends.
  • step S ⁇ 1 the position signal mode is advanced by one, and step S ⁇ In step 2, the cycle calculation is performed.In step SP3, the speed calculation is performed.In step SP4, the voltage speed control is performed.At the same time, the voltage control ratio is output. At the same time, the phase correction angle is output, and the series of processing ends.
  • V 0 and V 7 are zero-vectors.
  • 0, 4 and ⁇ 6 and 7 are the durations of the voltage vectors V 0, V 4, V 6 and V 7 respectively.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between ⁇ and the voltage vector to be used.
  • the voltage vectors V4 and V6 are adopted, and when the angle ⁇ is in the range of ⁇ 3 to 2 ⁇ no3, the voltage vector V 2, V6 is adopted, and the voltage vector V2, V3 is used when the angle ⁇ is in the range of 2 ⁇ 3 to ⁇ , and the voltage vector is used when the angle ⁇ is in the range of ⁇ to 4 ⁇ 3.
  • V1 and V3 are used and the angle ⁇ is in the range of 4 ⁇ / 3 to 5 ⁇ / 3
  • the voltage vectors VI and V5 are used and when the angle ⁇ is in the range of 5 ⁇ 3 to 2 ⁇ .
  • the voltage vectors V4 and V5 are employed. In any range, zero vectors V 0 and V 7 are used in combination to prevent the combined voltage vector from becoming too large.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining a relationship between a rotational position detection signal, a carrier interrupt (interrupt generated every period of pulse width modulation), and an output waveform.
  • a carrier interrupt interrupt generated every period of pulse width modulation
  • FIG. 7 every time a carrier interrupt occurs, the processing of the flowcharts shown in FIGS. 2 and 3 is performed.
  • the rotation position detection signal is obtained as shown in FIG. 7 (B)
  • the processing of the flowchart shown in FIG. 4 is performed at the edge of the rotation position detection signal.
  • Figure 4 The output waveform vector mode is switched as shown in FIG. 7A based on the phase correction angle obtained by performing the processing of the flowchart shown in FIG. 8 and 9 are enlarged views of a part of FIG.
  • the falling edge of the rotational position detection signal is used as the reference point Ta, and the current angle timer value Tb-Ta is calculated. Then, the magnitude of the current angle timer value Tb—Ta and the 60 ° timer value (the past average timer value for the electrical angle of 60 °) is determined. If the current angle timer value Tb—Ta is equal to or less than the 60 ° timer value, the current angle is calculated without changing the current angle timer value Tb—Ta, as shown in FIG. Used for Conversely, if the current angle timer value Tb—Ta is greater than the 60 ° timer value, as shown in FIG. 9, the current angle timer value Tb—Ta is used to increase the 60 ° timer value. The value is subtracted and used as the new current angle timer value, and the output waveform vector mode is updated.
  • FIG. 10 is a schematic diagram for explaining the correction processing of the phase correction angle (the processing of steps SP9, SP13, SP14, and SP18).
  • (A) in Fig. 10 shows the case where the phase correction angle is less than 60 °
  • (B) in Fig. 10 shows the case where the phase correction angle is 60 ° or more and less than 120 °
  • (C) in FIG. 10 shows the case where the phase correction angle is 120 ° or more.
  • the phase correction angle is adopted as it is
  • the angle obtained by subtracting 60 ° from the phase correction angle is used as a new angle. It is adopted as the phase correction angle
  • the angle obtained by subtracting 120 ° from the complementary complementary angle is used as the new phase correction angle.
  • a position shifted by the subtraction angle is set as a new reference point Ta.
  • FIG. 11 and Fig. 12 show the output waveform mode update (step SP 19, step FIG. 21 is a diagram illustrating the processing of step SP20).
  • Fig. 11 shows the case where the current angle is less than the phase correction angle, and the time point determined by the complementary phase angle is the mode switching point, so that the current output waveform vector mode is maintained as it is.
  • Fig. 12 shows the case where the current angle is larger than the phase correction angle, and the time point determined by the phase correction angle (the time point before the current angle) is the mode switching point. Advances the output waveform vector mode by one.
  • the timer value of the period measurement timer 6 which is running free is captured by the capture register 7 and held. However, it may be read using the highest priority interrupt processing.
  • the timer value held or captured in this manner is defined as a reference point (reference point timer value) T a shown in FIGS.
  • the current angle timer value corresponding to the current electric phase angle can be obtained.
  • the current angle timer value is compared with the 60 ° timer value. If the current angle timer value is equal to or less than the 60 ° timer value, the current angle timer value is set to the output waveform vector mode as shown in FIG. Because it is before the update point of, the rotation position detection signal mode is set to the output waveform vector mode. Conversely, If the current angle timer value is greater than the 60 ° timer value, as shown in Fig. 9, the current angle timer value is after the update point of the output waveform vector mode. At the same time, the rotation position detection signal mode is incremented by 1 and the output waveform vector mode is set.
  • the force is in the range of 0 to 60 ° or in the range of 60 ° to 120 °, or 120 ° to 180 °, and use the phase correction angle as it is according to each range. , Or correct the phase correction angle. Then, for example, as shown in FIGS. 11 and 12, the current angle and the phase correction angle are compared, and based on the comparison result, the force to adopt the output waveform vector mode as it is, the force to advance, If so, set how many to proceed. .
  • inverter 2 calculates the voltage vector angle, calculates the voltage vector timer value, and sets the pulse width modulation timer. Therefore, as shown in Fig. 13 (A), inverter 2 is modulated by sinusoidal pulse width to prevent the occurrence of inconvenience during commutation as shown in Fig. 13 (B). As a result, the brushless DC motor 1 can be efficiently driven. Of course, there is no need to provide a Hall element or the like inside the compressor under poor conditions, and the rotational position of the rotor of the brushless DC motor 1 can be accurately detected.
  • FIG. 14 and FIG. 15 are flowcharts for explaining processing when the reference point timer value is read by software.
  • the processing in FIG. 14 is the rotation position detection signal interruption processing 1 (highest priority interruption processing), and the processing in FIG. 15 is the rotation position detection signal interruption processing 2 (interruption processing with a low priority level). ).
  • step SP 1 of the flowchart in FIG. 14 the reference point timer value Ta is read, and at step SP 2, the rotational position detection signal interrupt is generated. Request processing 2 and end the series of processing.
  • step SP1 of the flowchart in FIG. 15 the position signal mode is advanced by one, the cycle calculation is performed in step SP2, the speed calculation is performed in step SP3, and the voltage speed control is performed in step SP4. Then, the voltage control ratio is output, and in step SP5, the maximum efficiency control based on the phase is performed, the phase correction angle is output, and the series of processes is terminated as it is.
  • the integration signal is not distorted by adopting the sine wave modulation, the integration signal level can be narrowed down, and the motor efficiency can be further improved. As a result, controllability and energy saving equal to or higher than when equal width pulse width modulation is performed can be realized.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiment.
  • it is possible to control the speed control output as a phase correction angle and the maximum efficiency control output as a voltage control rate. It is possible to adopt other configurations as the maximum efficiency control section, level detector, and level detection section, and it is also possible to perform speed control and maximum efficiency control based on other than the position signal interrupt. It is possible.
  • INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can realize speed control and maximum efficiency control of a brushless DC motor without providing a special position detecting device, and is suitable for various devices using a brushless DC motor as a driving source. Can be applied to

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Description

明細書 ブラシレス D Cモータ制御方法およびその装置 技術分野 この発明はブラシレス D Cモータ制御方法およびその装置に関し、 さ らに詳細にいえば、 ィンバ一タにより動作用電圧が印加されるブラシレ ス D Cモータの固定子卷線の接続点における第 1の中性点電圧と、 ブラ シレス D Cモータの固定子卷線と並列に接続された抵抗の接続点におけ る第 2の中性点電圧とに基づいてブラシレス D Cモー,タの回転子の回転 位置を検出し、 検出した回転位置に基づいてィンパ一タを制御するブラ シレス D Cモータ制御方法およびその装置に関する。 背景技術 従来から、 ブラシレス D Cモータを制御するためには、 回転子の回転 位置を検出し、 回転位置検出信号に基づいて、 ブラシレス D Cモータに 動作用電圧を供給するためのィンバータを制御することが必要であるこ とが知られている。 ここで、 回転子の回転位置を検出するための装置と して、 ホール素子を用いたセンサなどを用いる装置が知られている （特 開平 9 - 1 4 9 6 7 9号公報参照） 。
また、 ィンバータの電圧波形を矩形波とすることが一般的に採用され ている。
しかし、 例えば、 空気調和装置の圧縮機の駆動源と してブラシレス D
Cモータを採用する場合には、 圧縮機の内部環境が劣悪であるから、 回 転子の回転位置を検出するための、 ホール素子を用いたセンサなどを用 いる装置を採用することが困難である。 すなわち、 回転子の回転位置を 検出するための、 ホール素子を用いたセンサなどを用いる装置を採用し たブラシレス D Cモータは適用範囲が限定されてしまう。 また、 ホール 素子の取付け精度の低下に起因する回転位置検出信号の誤差が発生して . しまう という不都合もある。
このよ うな不都合を解消しよう とすれば、 インバータ波形を 1 2 0度 通電波形と し、 非通電区間に発生するモータ誘起電圧を検出することに よ り回転子の回転位置を検出する装置を採用することが考えられる。 し かし、 1 2 0度通電波形を採用するのであるから、 回転子の永久磁石の 磁束利用効率が低く、 しかも転流時の トルク リプルが発生することに起 因して、 効率低下や騒音などが問題になるなどの不都合がある。 また、 ィンバータ波形を矩形波としてブラシレス D Cモータを駆動する場合に は、 回転位置検出器からの出力信号の積分波形が第 1 6図に示す波形に なり、 イ ンバータ電圧の転流時になめらかでない変化点が現れ、 この変 化点がゼ口クロス点に位置すると回転位置検出信号の誤差につながり、 ブラシレス D Cモータの制御性の悪化を引き起こしてしまう。
また、 転流時のこのような不都合を解決するために、 インバータの電 圧波形を正弦波とすることが考えられるが、 正弦波変調を行うためには、 正確な回転位置を検出するための位置検出器、 すなわち、 1回転 1 0 2 4パルス程度の高価なエンコーダ等が必要であり、 しかも、 エンコーダ 等を圧縮機內部に配置すると信頼性が保証されないことになるので、 適 用範囲が限定されてしまうことになる。
この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、 ホール素子な どを用いることなく回転子の回転位置を検出することができ、 しかも、 転流時の不都合の発生を防止することができるブラシレス D Cモータ制 御方法およびその装置を提供することを目的と している。 発明の開示 請求項 1 のブラシレス D Cモータ制御方法は、 インバータにより動作 用電圧が印加されるブラシレス D Cモータの固定子卷線の接続点におけ る第 1 の中性点電圧と、 ブラシレス D Cモータの固定子卷線と並列に接 続された抵抗の接続点における第 2の中性点電圧とに基づいてブラシレ ス D Cモータの回転子の回転位置を検出し、 検出した回転位置に基づい てイ ンバータを制御するに当たって、
回転位置検出信号を計数すると ともに、 現在の電気角位相を算出し、 回 転位置検出信号の計数値および算出された電気角位相に基づいてィンパ ータを制御して正弦波状のパルス幅変調電圧を出力する方法である。
請求項 2のブラシレス D Cモータ制御方法は、 回転位置検出信号を計 数し、 回転位置検出信号のエッジでの基準タイマ値と現在のタイマ値と から現在の電気角位相を算出する方法である。
請求項 3のブラシレス D Cモータ制御装置は、 ィンバータにより動作 用電圧が印加されるブラシレス D Cモータの固定子卷線の接続点におけ る第 1 の中性点電圧と、 ブラシレス D Cモータの固定子卷線と並列に接 続された抵抗の接続点における第 2の中性点電圧とに基づいてブラシレ ス D Cモータの回転子の回転位置を検出し、 検出した回転位置に基づい てインバ一タを制御するものであって、
回転位置検出信号を計数する回転位置検出信号計数手段と、 現在の電気 角位相を算出する電気角位相算出手段と、 回転位置検出信号の計数値お よび算出された電気角位相に基づいてィンバータを制御して正弦波状の パルス幅変調電圧を出力させるィンバータ制御手段とを含むものである, 請求項 4のブラシレス D Cモータ制御装置は、 前記電気角位相算出手 段と して、 回転位置検出信号のエッジでの基準タイマ値と現在のタイマ 値とから現在の電気角位相を算出するものを採用するものである。
請求項 5のブラシレス D Cモータ制御装置は、 前記電気角位相算出手 段と して、 回転位置検出信号のエッジでタイマ値をホールドし、 前記基 準タイマ値とする基準タイマ値設定手段を含むものを採用するものであ る。
請求項 6のブラシレス D Cモータ制御装置は、 前記電気角位相算出手 段として、 回転位置検出信号のエツジで最優先割り込み処理により読み 込み、 前記基準タイマ値とする基準タイマ値設定手段を含むものを採用 するものである。
請求項 1 のブラシレス D Cモータ制御方法であれば、 ィンバータによ り動作用電圧が印加されるブラシレス D Cモータの固定子卷線の接続点 における第 1 の中性点電圧と、 ブラシレス D Cモータの固定子卷線と並 列に接続された抵抗の接続点における第 2の中性点電圧とに基づいてブ ラシレス D Cモータの回転子の回転位置を検出し、 検出した回転位置に 基づいてインバータを制御するに当たって、
回転位置検出信号を計数すると ともに、 現在の電気角位相を算出し、 回 転位置検出信号の計数値および算出された電気角位相に基づいてィンバ ータを制御して正弦波状のパルス幅変調電圧を出力するのであるから、 ホール素子などを用いることなく回転子の回転位置を検出することがで きると ともに、 回転位置検出信号から正確な電気角位相を得てィンバー タを正弦波パルス幅変調を行い、 転流時の不都合の発生を未然に防止し て、 ブラシレス D Cモータを効率よく駆動することができる。
請求項 2のブラシレス D Cモータ制御方法であれば、 回転位置検出信 号を計数し、 回転位置検出信号のェッジでの基準タイマ値と現在のタイ マ値とから現在の電気角位相を算出するのであるから、 2つのタイマ値 から簡単に現在の電気角位相を算出できるほか、 請求項 1 と同様の作用 を達成することができる。
請求項 3のブラシレス D Cモータ制御装置であれば、 ィンバータによ り動作用電圧が印加されるプラシレス D Cモータの固定子卷線の接続点 における第 1 の中性点電圧と、 ブラシレス D Cモータの固定子卷線と並 列に接続された抵抗の接続点における第 2の中性点電圧とに基づいてブ ラシレス D Cモータの回転子の回転位置を検出し、 検出した回転位置に 基づいてィンバータを制御するに当たって、
回転位置検出信号計数手段によって回転位置検出信号を計数し、 電気角 位相算出手段によって、 現在の電気角位相を算出し、 .ィンバ一タ制御手 段によって、 回転位置検出信号の計数値および算出された電気角位相に 基づいてィンバータを制御して正弦波状のパルス幅変調電圧を出力させ ることができる。
したがって、 ホール素子などを用いることなく回転子の回転位置を検 出することができるとともに、 回転位置検出信号から正確な電気角位相 を得てィンバ一タを正弦波パルス幅変調を行い、 転流時の不都合の発生 を未然に防止して、 ブラシレス D Cモータを効率よく駆動することがで さる。
請求項 4のブラシレス D Cモータ制御装置であれば、 前記電気角位相 算出手段と して、 回転位置検出信号のェッジでの基準タイマ値と現在の タイマ値とから現在の電気角位相を算出するものを採用するのである力 ら、 2つのタイマ値から簡単に現在の電気角位相を算出できるほか、 請 求項 3 と同様の作用を達成することができる。
請求項 5のブラシレス D Cモータ制御装置であれば、 前記電気角位相 算出手段と して、 回転位置検出信号のェッジでタイマ値をホールドし、 前記基準タイマ値とする基準タイマ値設定手段を含むものを採用するの であるから、 基準タイマ値の設定を簡単、 かつ確実に達成できるほか、 請求項 3または請求項 4 と同様の作用を達成することができる。
請求項 6のブラシレス D Cモータ制御装置であれば、 前記電気角位相 算出手段と して、 回転位置検出信号のェッジで最優先割り込み処理によ り読み込み、 前記基準タイマ値とする基準タイマ値設定手段を含むもの を採用するのであるから、 基準タイマ値の設定を簡単、 かつ確実に達成 できるほか、 請求項 3または請求項 4 と同様の作用を達成することがで きる。 図面の簡単な説明 . 第 1図は、 この発明のブラシレス D Cモータ制御装置の一実施態様を 示すブロック図である。 '
第 2図は、 キャリア周期割り込み処理の一部を説明するフローチャー トである。
第 3図は、 キャリア周期割り込み処理の残部を説明するフローチヤ一 トである。 '
第 4図は、 回転位置検出信号による割り込み処理を説明するフローチ ヤートである。
第 5図は、 電圧ベク トル V 1 ~ V 6を説明する図である。
第 6図は、 電気角と用いるべき電圧べク トルとの関係を示す図である。 第 7図は、 回転位置検出信号と、 キャ リ ア割り込みと、 出力波形との 関係を説明する図である。
第 8図は、 第 7図の一部を拡大して示す図である。
第 9図は、 第 7図の一部を拡大して示す図である。 第 1 0図は、 位相補正角の補正処理を説明する概略図である。
第 1 1図は、 出力波形モードの更新の一例を説明する図である。
第 1 2図は、 出力波形モードの更新の他の例を説明する図である。 第 1 3図は、 この発明による変調波形と積分信号との関係を示す図で ある。
第 1 4図は、 基準点タイマ値をソフ トゥエアで読み込む場合の処理の 一部を説明するフローチャートである。
第 1 5図は、 基準点タイマ値をソフ トウェアで読み込む場合の処理の 残部を説明するフローチャートである。
第 1 6図は、 従来の変調波形と積分信号との関係を示す図である。 発明を実施するための最良の形態 以下、 添付図面を参照して、 この発明のブラシレス D Cモータ制御方 法おょぴその装置の実施の態様を詳細に説明する。
図 1 はこの発明のブラシレス D Cモータ制御装置の一実施態様を示す ブロック図である。
ブラシレス D Cモータ制御装置は、 三相ィ ンバータ 2からの出力電圧 をブラシレス D Cモ一タ 1の固定子卷線に印加している。 そして、 ブラ シレス D Cモータ 1 により コンプレッサ 3を駆動するよ うにしている。 また、 ブラシレス D Cモータ 1の固定子卷線の接続点における第 1 の 中性点電圧と、 ブラシレス D Cモータ 1 の固定子卷線に対して並列接続 された抵抗 （図示せず） の接続点における第 2の中性点電圧とを位置検 出器 4に供給している。 この位置検出器 4においては、 前記両中性点電 圧を入力と して、 両中性点電圧の差電圧を積分して積分信号を出力する と ともに、 積分信号のゼロクロスを検出して回転位置検出信号と して出 力する。
前記積分信号はレベル検出器 5に供給され、 レベル検出信号を出力す る。 また、 前記回転位置検出信号は周期測定タイマ 6に供給される。
この周期測定タイマ 6のタイマ値は、 キヤプチャレジスタ 7およぴ周 期演算部 8に供給される。 キヤプチャ レジスタ 7は、 回転位置検出信号 のエッジでのタイマ値を周期測定タイマ 6から取り込んで一時的に保持 する。 また、 周期演算部 8は、 例えば、 回転位置検出信号のエッジから 次の回転位置検出信号のエッジまでのタイマ値を算出し、 このタイマ値 から周期を算出する。
周期演算部 8から出力される周期演算結果は速度演算部 9に供給され、 速度演算部 9から出力される現在速度 （現在周波数） は、 指令周波数と 共に減算部 1 0に供給され、 減算部 1 0から出力される差周波数は電圧 速度制御部 1 1に供給され、 電圧速度制御部 1 1から出力される電圧指 令を正弦波 P WM制御部 1 2に供給している。 '
レベル検出器 5から出力されるレベル検出信号はレベル検出部 1 3に 供給され、 レベル検出部 1 3からの出力信号は最大効率制御部 1 4に供 給される。 最大効率制御部 1 4から出力される位相補正角は位相指令部 1 5に供給され、 位相指令部 1 5から出力される位相指令と、 キヤプチ ャレジスタ 7の内容 （例えば、 キヤプチャ値 T a ) と現在タイマ値 T b とが角度演算部 1 6に供給され、 角度演算部 1 6から出力される角度指 令を正弦波 P WM制御部 1 2に供給している。 また、 レベル検出部 1 3 からのリセッ ト信号をレベル検出器 5に供給していると ともに、 最大効 率制御部 1 4から出力される比較レベル設定信号をレベル検出器 5に供 給している。 レベル検出部 1 3は、 レベル検出器 5からのレベル検出信 号を取り込んで一時的に保持するとともに、 レベル検出器 5をリセッ ト してレベル検出器 5による次のレベル検出に備える。 最大効率制御部 1 4は、 例えば、 予め設定された積分信号レベルとなるよ うに位相補正角 を制御する、 すなわち、 積分信号が予め設定されたレベルよ り小さいと きは位相補正角を進め、 逆に大きいときは位相補正角を遅らせるよう制 御すると ともに、 位相指令部 1 5から出力される位相指令とに基づいて 最大効率運転を達成するための位相指令指示信号を出力する。 角度演算 部 1 6は、 位相指令、 キヤプチャ値および現在のタイマ値を入力と して、 角度指令を求め、 これを出力する。
そして、 前記正弦波 P WM制御部 1 2から出力されるインバータ波形 信号を ドライブ部 1 7を介して三相インバータ 2に供給している。
次いで、 第 2図から第 4図に示すフローチャー トを説明する。 なお、 第 2図、 第 3図がキヤリァ周期割り込み処理を説明す.るフローチヤ一ト であり、 第 4図が回転位置検出信号による割り込み処理を説明するフ口 一チヤ一トである。
先ず、 キャ リ ア周期割り込み処理を説明する。 '
ステップ S P 1 において、 周期測定タイマ 6のタイマ値 T bを読み込 み、 ステップ S P 2において、 タイマ値 T bから回転位置検出信号のェ ッジでの周期測定タイマ 6のタイマ値をホールドした値 T a を減算して 現在角度タイマ値を算出し、 ステップ S P 3において、 現在角度タイマ 値が 6 0度に対応するタイマ値 （以下、 6 0 ° タイマ値と称する） 以下 か否かを判定する。 そして、 現在角度タイマ値が 6 0 ° タイマ値以下で あれば、 ステップ S P 4において、 回転位置検出信号モードを波形べク トルモードに設定する。 逆に、 現在角度タイマ値が 6 0 ° タイマ値より も大きければ、 ステップ S P 5において、 現在角度タイマ値から 6 0 ° タイマ値を減算して新たな現在角度タイマ値に設定し、 ステップ S P 6 において、 回転位置検出信号モー ドを 1だけインク リ メ ン ト して波形べ ク トルモー ドに設定する。 ステップ S P 4またはステップ S P 6の処理が行われた後は、 ステッ プ S P 7において、 6 0 ° と現在角度タイマ値とを乗算した値を 6 0 ° タイマ値で除算して現在角度を算出し、 ステップ S P 8において、 電圧 制御率を設定する。
次いで、 ステップ S P 9において、 位相補正角が 6 0 ° 未満か否かを 判定する。 位相補正角が 6 0 ° 未満である場合には、 ステップ S P 1 0 において、 現在角度が位相補正角未満であるか否かを判定する。 現在角 度が位相補正角未満である場合には、 ステップ S P 1 1 において、 波形 べク トルモードを回転位置検出信号の番号に対して 2つ進める。 ステツ プ S P 1 0において現在角度が位相補正角以上であると判定された場合 には、 ステップ S P 1 2において、 波形ベク トルモードを回転位置検出 信号の番号に対して 3つ進める。
ステップ S P 9において位相補正角が 6 0 ° 以上であると判定された 場合には、 ステップ S P 1 3において、 位相補正角が 1 2 0 ° 未満か否 かを判定する。 位相補正角が 1 2 0 ° 未満である場合には、 ステップ S P 1 4において、 位相捕正角から 6 0 ° を減算した角度を新たな位相捕 正角と し、 ステップ S P 1 5において、 現在角度が位相補正角未満であ るか否かを判定する。 現在角度が位相補正角未満である場合には、 ステ ップ S P 1 6において、 波形べク トルモ一ドを回転位置検出信号の番号 に対して 1つ進める。 ステップ S P 1 5において現在角度が位相補正角 以上であると判定された場合には、 ステップ S P 1 7において、 波形べ ク トルモードを回転位置検出信号の番号に対して 2つ進める。
ステップ S P 1 3において位相補正角が 1 2 0 ° 以上であると判定さ れた場合には、 ステップ S P 1 8において、 位相補正角から 1 2 0 ° を 減算した角度を新たな位相補正角と し、 ステップ S P 1 9において、 現 在角度が位相補正角未満であるか否かを判定する。 現在角度が位相補正 角未満である場合には、 後述するステップ S P 2 1の判定を行う。 ステ ップ S P 1 9において現在角度が位相補正角以上であると判定された場 合には、 ステップ S P 2 0において、 波形ベク トルモードを回転位置検 出信号の番号に対して 1つ進める。
ステップ S P 1 1 の処理、 ステップ S P 1 2の処理、 ステップ S P 1
6の処理、 ステップ S P 1 7の処理、 ステップ S P 2 0の処理の何れか が行われた場合、 またはステップ S P 1 9において現在角度が位相補正 角未満であると判定された場合には、 ステップ S P 2 1 において、 現在 角度が位相補正角未満であるか否かを判定する。 現在角度が位相補正角 未満である場合には、 ステップ S P 2 2において、 現在角度に 6 0° を 加算し、 かつ位相補正角を減算した角度を電圧べク ト/レ角度 Φ 6 とする。 ステップ S P 2 1において現在角度が位相補正角以上であると判定され た場合には、 ステップ S P 2 3において、 現在角度から位相補正角を減 算した角度を電圧ベク トル角度 Φ 6 とする。 '
ステップ S P 2 2の処理またはステップ S P 2 3の処理が行われた場 合には、 ステップ S P 2 4において、 6 0° から Φ 6を減算した角度を 電圧べク トル角度 Φ 4 と し、 ステップ S P 2 5において、 電圧制御率と s ί η Φ 4 とキャ リアタイマ値 T O とを乗算して電圧べク トルタイマ値 て 4 と し、 ステップ S P 2 6において、 電圧制御率と s i η Φ 6 とキヤ リアタイマ値 T 0 とを乗算して電圧ベク トルタイマ値 τ 6 と し、 ステツ プ S P 2 7において、 キャリアタイマ値 T Oから て 4およびて 6を減算 し、 減算結果を 2で除算した値を電圧べク トルタイマ値 τ 0およびて 7 と し、 ステップ S Ρ 2 8において、 パルス幅変調タイマをセッ トし、 そ のまま一連の処理を終了する。
次いで、 回転位置検出信号による割り込み処理を説明する
ステップ S Ρ 1において、 位置信号モードを 1つ進め、 ステップ S Ρ 2において、 周期演算を行い、 ステップ S P 3において、 速度演算を行 い、 ステップ S P 4において、 電圧速度制御を行う と ともに、 電圧制御 率を出力し、 ステップ S P 5において、 位相による最大効率制御を行う と ともに、 位相補正角を出力し、 そのまま一連の処理を終了する。
なお、 PWM制御を行うに当たって用いられる電圧ベク トル V 1 ~V
6は第 5図に示すとおりであり、 電圧べク トル V 0、 V 7はゼ口べク ト ルである。 また、 て 0、 て 4、 τ 6、 て 7は、 それぞれ電圧べク トル V 0、 V 4、 V 6、 V 7の継続時間である。
さらに詳細に説明する。
第 6図は Φと用いるべき電圧べク トルとの関係を示す図である。
この第 6図から明らかなように、 角度 が 0〜 3の範囲において は、 電圧ベク トル V4、 V 6が採用され、 角度 Φが π 3〜 2 πノ 3の 範囲においては、 電圧ベク トル V 2、 V 6が採用され、 角度 Φが 2 πΖ 3〜πの範囲においては、 電圧ベク トル V 2、 V 3が採用され、 角度 Φ が π〜 4 π 3の範囲においては、 電圧べク トル V 1、 V 3が採用され、 角度 Φが 4 π/ 3〜 5 π/3の範囲においては、 電圧ベク トル V I、 V 5が採用され、 角度 Φが 5 πΖ 3 ~ 2 πの範囲においては、 電圧べク ト ル V 4、 V 5が採用される。 また、 何れの範囲においても、 合成された 電圧べク トルの大きさが大きく なりすぎることを防止するために、 ゼロ ベク トル V 0、 V 7が併用される。
第 7図は回転位置検出信号と、 キャリア割り込み （パルス幅変調の周 期毎に発生する割り込み） と、 出力波形との関係を説明する図である。 第 7図中 （C) に示すようにキャリア割り込みが発生するごとに第 2 図および第 3図に示すフローチャートの処理を行う。 そして、 第 7図中 (B) に示すよ うに回転位置検出信号が得られれば、 回転位置検出信号 のエッジで第 4図に示すフローチャートの処理を行う。 そして、 第 4図 に示すフローチヤ一トの処理を行って得られた位相補正角に基づいて、 第 7図中 （A) に示すよ うに出力波形ベク トルモードが切り替えられる。 第 8図、 第 9図は第 7図の一部を拡大して示す図である。
第 8図、 第 9図の何れにおいても、 回転位置検出信号の立ち下がりの エッジを基準点 T a と し、 現在角度タイマ値 T b— T a を算出する。 そ して、 現在角度タイマ値 T b— T a と 6 0° タイマ値 （電気角 6 0° 分 の過去の平均タイマ値） との大小を判定する。 現在角度タイマ値 T b— T aが 6 0° タイマ値以下の場合には、 第 8図に示すよ うに、 現在角度 タイマ値 T b— T aを変更することなく、 この角度を現在角度計算に使 用する。 逆に、 現在角度タイマ値 T b—T aが 6 0° タイマ値より も大 きい場合には、 第 9図に示すように、 現在角度タイマ値 T b— T aから 6 0° タイマ値を減算して新たな現在角度タイマ値と して採用し、 さら に出力波形べク トルモー ドの更新を行なう。
第 1 0図は位相補正角の補正処理 （ステップ S P 9、 ステップ S P 1 3、 ステップ S P 1 4、 ステップ S P 1 8の処理） を説明する概略図で ある。
第 1 0図中 （A) は位相補正角が 6 0° 未満の場合を示し、 第 1 0図 中 （B) は位相補正角が 6 0° 以上、 かつ 1 2 0° 未満の場合を示し、 第 1 0図中 （C) は位相補正角が 1 2 0° 以上の場合を示している。 そして、 第 1 0図中 （A) の場合には、 位相補正角をそのまま採用し、 第 1 0図中 （B) の場合には、 位相補正角から 6 0° を減算した角度を 新たな位相補正角と じて採用し、 第 1 0図中 （C) の場合には、 位相補 正角から 1 2 0° を減算した角度を新たな位相補正角と して採用する。 また、 第 1 0図中 （B) の場合、 第 1 0図中 （C) の場合には、 それぞ れ減算角度だけずれた位置を新たな基準点 T a と している。
第 1 1図、 第 1 2図は出力波形モードの更新 （ステップ S P 1 9、 ス テツプ S P 2 0の処理） を説明する図である。
第 1 1図は、 現在角度が位相補正角未満の場合を示しており、 位相補 正角で定まる時点がモード切り替え点となるので、 そのまま現在の出力 波形べク トルモー ドを維持する。 また、 第 1 2図は、 現在角度が位相捕 正角より も大きい場合を示しており、 位相補正角で定まる時点 （現在角 度より も前の角度の時点） がモー ド切り替え点となるので、 出力波形べ ク トノレモ一ドを 1つ進める。
ただし、 第 1 1図、 第 1 2図の処理が第 1 0図中 （B ) に適用された 場合には、 第 1 0図中 （B) の処理で出力波形ベク トルモー ドを 1つ進 めていることになるので、 ステップ S P 1 6、 ステップ S P 1 7の処理 に対応し、 第 1 0図中 （A) に適用された場合には、 .第 1 0図中 （A) の処理で出力波形べク トルモー ドを 2つ進めていることになるので、 ス テツプ S P 1 1、 ステップ S P 1 2の処理に対応することになる。
以上、 要約すれば、 回転位置検出信号のエッジのタイ ミングで、 フ リ 一ランしている周期測定タイマ 6のタイマ値をキヤプチャレジスタ 7に より取り込んでホールドする。 ただし、 最優先割り込み処理を用いて読 み込むようにしてもよい。
このようにしてホールドされ、 または取り込まれたタイマ値を第 8図、 第 9図に示す基準点 （基準点タイマ値） T a とする。
パルス幅変調の周期ごとに、 周期測定タイマ 6のタイマ値 T b と基準 点タイマ値 T a との差を算出することにより、 現在の電気位相角に相当 する現在角度タイマ値を得ることができる。
そして、 この現在角度タイマ値を 6 0° タイマ値と比較し、 現在角度 タイマ値が 6 0° タイマ値以下であれば、 第 8図に示すように、 現在角 度タイマ値は出力波形ベク トルモードの更新点より も前であるから、 回 転位置検出信号モードを出力波形ベク トルモードに設定する。 逆に、 現 在角度タイマ値が 6 0° タイマ値より も大きければ、 第 9図に示すよう に、 現在角度タイマ値は出力波形べク トルモー ドの更新点より も後であ るから、 現在角度タイマ値を更新すると ともに、 回転位置検出信号モー ドを 1だけイ ンク リ メ ン トして出力波形べク トルモードに設定する。
その後、 電圧制御率を設定し、 第 1 0図に示すように、 位相補正角が
0〜 6 0° の範囲力、、 6 0° ~ 1 2 0° の範囲力 1 2 0° 〜 1 8 0° の範囲かを判定し、 それぞれの範囲に応じて位相補正角をそのまま採用 し、 または位相補正角を補正する。 そして、 例えば、 第 1 1図、 第 1 2 図に示すように、 現在角度と位相補正角とを比較し、 比較結果に基づい て、 出力波形べク トルモー ドをそのまま採用する力 、 進める力 、 進める 場合にはいくつ進めるかを設定する。 .
さらに、 電圧べク トル角度を計算するとともに、 電圧べク トルタイマ 値を計算して、 パルス幅変調のタイマをセッ トする。 したがって、 第 1 3図中 （A) に示すように、 イ ンバータ 2を正弦波パル 幅変調し、 第 1 3図中 （B) に示すよ うに、 転流時の不都合の発生を未然に防止して、 ブラシレス D Cモータ 1 を効率よく駆動することができる。 もちろん、 劣悪な条件の圧縮機内部にホール素子等を設ける必要がなく、 しかもブ ラシレス D Cモータ 1の回転子の回転位置を正確に検出することができ る。
第 1 4図、 第 1 5図は、 基準点タイマ値をソフ トウエアで読み込む場 合の処理を説明するフローチャートである。 なお、 第 1 4図の処理は、 回転位置検出信号割り込み処理 1 (最優先割り込み処理） であり、 第 1 5図の処理は、 回転位置検出信号割り込み処理 2 (優先レベルが低い割 り込み処理） である。
第 1 4図のフローチャー トのステップ S P 1において、 基準点タイマ 値 T aを読み込み、 ステップ S P 2において、 回転位置検出信号割り込 み処理 2を要求し、 そのまま一連の処理を終了する。
第 1 5図のフローチャートのステップ S P 1において、 位置信号モー ドを 1つ進め、 ステップ S P 2において、 周期演算を行い、 ステップ S P 3において、 速度演算を行い、 ステップ S P 4において、 電圧速度制 御を行う とともに、 電圧制御率を出力し、 ステップ S P 5において、 位 相による最大効率制御を行う と ともに、 位相補正角を出力し、 そのまま 一連の処理を終了する。
したがって、 第 1 4図、 第 1 5図のフローチヤ一トの処理を採用した 場合にも、 キヤプチャレジスタ 7を用いて基準点タイマ値をホールドす る場合と同様の作用を達成することができる。 もちろん、 ソフ トウェア 多重割り込みが発生した場合であっても、 回転位置検出信号のエッジの タイ ミングを正確に検出することができ、 この結果、 精度よく位置信号 の基準点を得ることができ、 ひいては高精度な正弦波変調を達成するこ とができる。 '
そして、 正弦波変調を採用することに伴って積分信号の歪みがなくな るので、 積分信号レベルをより小さく絞り込むことができ、 モータ効率 をより向上させることができる。 この結果、 等幅パルス幅変調を行う場 合と比較して同等以上の制御性、 省エネルギー性を実現することができ る。
なお、 この発明は上記の実施態様に限定されるものではなく、 例えば、 速度制御出力を位相補正角と し、 最大効率制御出力を電圧制御率と して 制御を行なう ことが可能であるほか、 最大効率制御部、 レベル検出器、 レベル検出部と して他の構成のものを採用することが可能であり、 さら に、 速度制御、 最大効率制御を位置信号割り込み以外に基いて行なう こ とが可能である。 産業上の利用可能性 この発明は、 ブラシレス D Cモータの速度制御、 最大効率制御を、 特 別に位置検出装置を設けることなく実現することができ、 ブラシレス D Cモータを駆動源とする各種の装置に好適に適用することができる。

Claims

請求の範囲
1. イ ンバ一タ （ 2) により動作用電圧が印加されるブラシレス D C モータ （ 1 ) の固定子卷線の接続点における第 1の中性点電圧と、 ブラ シレス D Cモータ （ 1 ) の固定子卷線と並列に接続された抵抗の接続点 における第 2の中性点電圧とに基づいてブラシレス D Cモータ （ 1 ) の 回転子の回転位置を検出し、 検出した回転位置に基づいてィンバータ
( 2) を制御するブラシレス D Cモータ制御方法において、
回転位置検出信号を計数すると ともに、 現在の電気角位相を算出し、 回 転位置検出信号の計数値および算出された電気角位相に基づいてイ ンバ —タ （ 2) を制御して正弦波状のパルス幅変調電圧を出力することを特 徴とするブラシレス D Cモータ制御方法。
2. 回転位置検出信号を計数し、 回転位置検出信号のエッジでの基準 タイマ値と現在のタイマ値とから現在の電気角位相を算出する請求項 1 に記載のブラシレス D Cモータ制御方法。
3. イ ンバータ （ 2) により動作用電圧が印加されるブラシレス D C モータ （ 1 ) の固定子卷線の接続点における第 1の中性点電圧と、 ブラ シレス D Cモータ （ 1 ) の固定子卷線と並列に接続された抵抗の接続点 における第 2の中性点電圧とに基づいてブラシレス D Cモータ （ 1 ) の 回転子の回転位置を検出し、 検出した回転位置に基づいてインバータ ( 2) を制御するブラシレス D Cモータ制御装置において、
回転位置検出信号を ft "数する回転位置検出信号計数手段と、 現在の電気 角位相を算出する電気角位相算出手段と、 回転位置検出信号の計数値お よび算出された電気角位相に基づいてィンバータを制御して正弦波状の パルス幅変調電圧を出力させるィンパータ制御手段とを含むことを特徴 とするブラシレス D Cモータ制御装置。
4 . 前記電気角位相算出手段は、 回転位置検出信号のエッジでの基準 タイマ値と現在のタイマ値とから現在の電気角位相を算出するものであ る請求項 3に記載のブラシレス D Cモータ制御装置。
5 . 前記電気角位相算出手段は、 回転位置検出信号のエッジでタイマ 値をホールドし、 前記基準タイマ値とする基準タイマ値設定手段を含む . ものである請求項 3または請求項 4に記載のブラシレス D Cモータ制御
6 . 前記電気角位相算出手段は、 回転位置検出信号のエッジで最優先 割り込み処理により読み込み、 前記基準タイマ値とする基準タイマ値設 定手段を含むものである請求項 3または請求項 4に記載のブラシレス D Cモータ制御装置。
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