WO1998015956A1 - Generateur de signaux d'horloge et dispositif d'entrainement de disque - Google Patents

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WO1998015956A1
WO1998015956A1 PCT/JP1997/003616 JP9703616W WO9815956A1 WO 1998015956 A1 WO1998015956 A1 WO 1998015956A1 JP 9703616 W JP9703616 W JP 9703616W WO 9815956 A1 WO9815956 A1 WO 9815956A1
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clock
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phase comparison
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PCT/JP1997/003616
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Hiroaki Yada
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Sony Corporation
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    • G11B2220/20—Disc-shaped record carriers

Definitions

  • the present invention relates to a disk generating device and a disk generating device suitable for application to, for example, a sample servo type magnetic disk device.
  • clock signals that provide timing information for detecting head position servo information from the magnetic disk surface are arranged discretely and at equal intervals on concentric recording tracks. It is generated based on the reproduced signal of the clock pattern in the servo area.
  • FIG. 16A, FIG. 16B, and FIG. 16C show the operation principle of the phase comparator.
  • FIG. 16A shows the case where the phase of the clock signal lags behind the clock pattern.
  • FIG. 16B shows the case where the phase of the clock signal matches the phase of the clock signal.
  • the figure shows a case where the phase of the clock signal is ahead of the clock pattern.
  • the phase comparison output can be obtained using not only two sample values but also more sample values of the reproduced isolated waveform of the clock pattern.
  • the maximum likelihood phase comparator that makes the coefficient almost equal to the sample value of the fractional waveform of the reproduced signal of the clock pattern and achieves the phase comparison accuracy close to the theoretical limit was proposed (Japanese Unexamined Patent Publication No. 8-6999). No. 668 publication). In a portion where the slope of the reproduced isolated waveform of the clock pattern is large, the level change of the sample value with respect to the phase change is large, so that the influence of noise is small and the phase shift can be detected efficiently.
  • the differential waveform of the reproduced signal of the clock pattern has a large amplitude level at a portion where the reproduced isolated waveform has a large slope. Therefore, a high-precision phase comparison output can be obtained by making the weighting coefficient of the linear combination approximately equal to the sample value of the differential waveform of the reproduced signal of the cook pattern.
  • the sample value of the reproduced isolated waveform of the clock pattern as shown in the first 7 Figure Z k - 8, when ⁇ ⁇ ⁇ , the Z k is used, the reproduction signal of the clock pattern, as shown in the first 8 Figure
  • the sample values C 0, ⁇ , C 8 of the differentiated waveform are used as weighting factors.
  • the inner product of the vector with (Z k- 8 , ⁇ ⁇ ⁇ , Z k) and the vector (C o, ⁇ ⁇ ⁇ , C 8 ) is calculated.
  • a highly accurate phase comparison output can be obtained.
  • the sample servo type magnetic disk device has, for example, 200 servo areas per one rotation of the disk.
  • the servo sampling frequency can be increased, so that high-precision head positioning can be achieved, and a high storage density can be achieved by increasing the track density.
  • the switching time from data recording to servo information reproduction is long during data recording, the useless area increases on the magnetic disk, the effective utilization rate of the medium surface is reduced, and a high storage capacity can be achieved.
  • This switching time is the time required for the temperature change of the magnetic head due to the switching of the recording / reproducing operation, the internal state of the circuit such as the head amplifier being stabilized, and the DC level of the reproduced signal waveform being stabilized.
  • An object of the present invention is to reduce the influence of the DC fluctuation of the phase comparison target signal on the phase comparison result. Disclosure of the invention
  • a clock generation device includes: a clock signal generation unit that generates a clock signal; and a phase comparison target signal supplied at a predetermined timing and having a first period.
  • Sampling means for sampling based on the clock signal for each second period shorter than the period, and outputting N (N is a natural number) sample values in the first period; and N sample values.
  • An inner product calculating means for calculating an inner product of the signal vector and a coefficient vector having N weighting coefficients, and outputting a calculation result as a phase comparison signal; and a phase comparison target signal based on the phase comparison signal.
  • Phase control means for controlling the clock signal generation means so that the phase of the clock signal coincides with the phase of the clock signal, and the sum of N weighting coefficients is substantially zero.
  • a disk drive device is a disk drive device for driving a disk-shaped recording medium on which a reference pattern for clock generation is recorded at predetermined intervals, wherein a signal recorded on the disk-shaped recording medium is Access means for reproducing and outputting a reproduction signal; clock signal generation means for generating a clock signal; and reproducing the reproduction signal of the reference pattern included in the reproduction signal for each predetermined time and having a first period.
  • a sampling means for sampling based on the clock signal every second period shorter than the first period, and outputting N (N is a natural number) sample values in the first period;
  • An inner product that calculates the inner product of a signal vector consisting of sample values and a coefficient vector having N weighting coefficients, and outputs the calculation result as a phase comparison signal Calculation means, and phase control means for controlling the clock signal generation means based on the phase comparison signal so that the phase of the reproduction signal of the reference pattern and the phase of the clock signal are equal to each other.
  • a phase comparison target signal is sampled based on a clock signal, a signal vector including N sample values is generated, and a coefficient having N weighting coefficients whose total sum with this signal vector is almost zero.
  • the inner product with the vector is calculated to obtain a phase comparison signal.
  • the clock signal phase generated by the clock signal generation means is synchronized with the phase of the phase comparison target signal with high accuracy regardless of the DC fluctuation of the phase comparison target signal.
  • FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a magnetic disk according to the best mode of the present invention.
  • FIG. 2A and FIG. 2B are diagrams showing the dipole obtained corresponding to the clock pattern.
  • FIG. 3 is a block diagram showing a sample servo type magnetic disk drive as the best mode of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the head shift amount and the reproduced signals of the first to fourth phase fine patterns.
  • Fig. 5 shows the amount of head shift and the subtraction signal of the reproduced signal of the fine pattern of the first and third phases.
  • FIG. 6 is a diagram showing the relationship between the two-phase and fourth-phase fine pattern reproduction signals and the subtraction signal ( FIG. 6 shows the positions of the fine pattern and the magnetoresistive head (MR head)).
  • MR head magnetoresistive head
  • Fig. 7 is a block diagram showing a clock generator included in the magnetic disk drive
  • Fig. 8 is a block diagram showing a specific configuration of a coefficient generator.
  • FIGS, second 9 M figure is a timing chart for explaining the operation of the click-locking generator.
  • the first 0 figure data reproduction mode Figure a is c first 1 showing the waveform of a reproduced signal
  • Fig. 12 shows the waveform of the reproduced signal in the data recording mode
  • Fig. 13 shows the conventional and best modes used in a clock generator.
  • FIG. 14 is a diagram showing a reproduced signal of a servo area used for simulation; Fig. 16A, Fig. 16B, and Fig. 16C show the effect of a DC component d superimposed on a reproduced signal on an error.
  • Fig. 17 and Fig. 18 are views for explaining the phase comparator described in JP-A-8-69668.
  • FIG. C is the best mode for carrying out the invention.
  • FIG. 1 shows a sample servo type magnetic disk 11 in the best mode.
  • a plurality of servo areas S A are formed at regular intervals by cutting the data area D AR.
  • the servo area SAR is provided, for example, at 200 locations in one track.
  • Data is recorded in the data area DAR in a unit called a sector of 5 12 bytes.
  • the data of each sector is recorded with a sector ID (Sector Identity Code), an ECC (Error Correction Code) and the like.
  • the sector ID includes a head number indicating one of a plurality of heads, a track number, a sector number, and information indicating that the sector is unusable due to a diff or the like.
  • the servo area SAR is composed of an address area ADA, a clock area CKA, and a fine area FNA.
  • the address pattern (track address code) 12 is recorded in the address area ADA.
  • the headless pattern 12 is required in the track seek mode of moving the magnetic head to the target track among the magnetic head position servos.
  • the address pattern 12 is composed of a gray code consisting of a pattern in which the track address is different in length and arrangement so as to be different for each track.
  • a clock pattern 13 as a timing reference pattern for generating a clock signal is continuously recorded in the radial direction.
  • the timing of the presence of the peak value gives clock information synchronized with the rotation of the magnetic disk 11 to the overnight system and the servo system.
  • Fine pattern 14 is recorded in the fine area FNA.
  • the fine pattern 14 is necessary in the tracking mode in which the head is accurately positioned at the center of the target track among the magnetic head position servos, and the relative position of the magnetic head to the track is required. It is a pattern showing a position.
  • the fine pattern 14 is a fine pattern P of the first phase to the fourth phase which are sequentially shifted by 1 Z 2 track pitches in the radial direction of the disk, that is, shifted by 90 °.
  • the radial width of / 2 , P1, P3 / 2 is made equal to the track pitch Tp. Also, the fine patterns of the first and third phases Po, P! The center of each of the two fine tracks P 1/2 and P s / 2 of the second and fourth phases is positioned at the center of the track. Have been.
  • Synchronization with the clock pattern 13 is performed by the clock generator 46 shown in FIG. 3, but before the unique pattern detection signal UPD is supplied and synchronization is established, first the approximate existence of the clock pattern 13 I have to search for the location.
  • a unique pattern 15 is recorded in the endless dress area ADA at a fixed cycle instead of the address pattern 12, for example, at intervals of about several 10 places in one round of the track.
  • the unique pattern 15 is composed of a plurality of lines (patterns) that are continuous in the radial direction, and can be easily detected even before a clock signal in phase is generated.
  • encoded data A bioration code that cannot appear in the series is used.
  • a home index pattern 16 is recorded as a rotation origin, one per rotation, in the address area instead of the address pattern 12 described above. After the initial synchronization has been established, the home index pattern 16 is detected in order to know the position of the magnetic disk 11 in the rotational direction (the position where the magnetic head is accessing). The mode shifts to the recording / playback mode.
  • the magnetic disk 11 includes a disk substrate 11a and a magnetic layer 11b.
  • the servo information described above is recorded in the servo area SAR of the magnetic disk 11 by the following first and second methods.
  • the first method is to remove a part of the magnetic layer of the flat substrate on which the magnetic layer is formed by a method such as etching according to the servo information, and to magnetize the remaining part in one direction by a magnetic head or the like. It is.
  • a magnetic layer is formed on a substrate on which concavities and convexities are collectively formed in accordance with servo information, and the concave and convex portions are DC-magnetized in opposite directions.
  • the section A—A ′ in FIG. 1 shows the magnetic disk 11 on which servo information is recorded by the first method.
  • the arrow on the magnetic layer 11b in the servo region indicates the direction of magnetization.
  • FIG. 2A shows a clock pattern 12 of the magnetic disk 11 on which servo information is recorded by the first method.
  • FIG. 2B shows a clock pattern 12 of the magnetic disk 11 on which servo information is recorded by the second method. Note that arrows shown in the portion of the magnetic layer 11b in FIGS. 2A and 2B indicate the direction of magnetization.
  • FIG. 3 shows a sample servo type magnetic disk drive 20 as the best mode.
  • the magnetic disk drive 20 writes data to the data area DAR of the magnetic disk 11. It has an inductive head 21 A for writing data and a magneto-resistive effect (MR) head 21 B for reading data from its data area DAR and servo area SAR. ing.
  • the heads 21 A and 2 IB are integrally formed as, for example, a composite head 21.
  • the composite head 21 has a suspension (not shown) fixed to the other end of an arm (not shown) held at one end by a rotatable pivot (not shown). It is mounted on a flying slider (not shown) attached to the tip of the. The suspension is for applying a load to the flying slider. At one end of the arm, a voice coil motor (VCM) 22 is attached as a drive motor.
  • VCM voice coil motor
  • the flying slider is configured to fly with a constant flying height with respect to the surface of the magnetic disk 11 while the magnetic disk 11 is rotating at a constant speed.
  • the magnetic disk device 20 includes an interface 23 for connecting to a host computer, a microprocessor (MPU) 24 for controlling the operation of the entire device, and an operation program for the microprocessor 24.
  • ROM that stores instructions
  • the magnetic disk device 20 includes a write data buffer 26 for temporarily storing write data WD sent from the host computer via the interface unit 23, and a buffer 26 for writing data to the magnetic disk. It has a write data processing circuit 27 that obtains recording data by applying error correction code addition processing, digital modulation processing, etc. to the write data WD read at a timing corresponding to the recording timing. are doing.
  • a digital modulation method for example, MFM (Modified Frequency
  • the magnetic disk drive 20 has a write compensation circuit 28 for performing write compensation on the recording data output from the data processing circuit 27, and an output data of the compensation circuit 28. It has a recording amplifier 29 that obtains a recording current signal and supplies it to the inductive head 21A.
  • the compensation circuit 28 generates the magnetic field generated during high-density recording. The minute correction of the magnetization reversal during the light is performed in consideration of the peak shift of the read signal due to the polarization reversal interference.
  • the magnetic disk drive 20 includes a reproducing amplifier 31 for amplifying a signal S MR reproduced from the magnetic disk 11 by the MR type head 21 B at the time of reading, and an output of the reproducing amplifier 31.
  • a variable gain amplifier 32 that adjusts the signal level
  • an analog-to-digital (AZD) converter 33 that converts the output signal of the variable gain amplifier 32 into a digital signal
  • this AZD conversion vessel 3 3 c also has an equalizer 3 4 to the waveform equalizing process by FIR (Finite Impulse Response) filter or the like on the output signal of the magnetic disk unit 2 0, the equalizer 3 4
  • a data detector 35 for detecting the reproduced data from the output signal of the first and a read for obtaining the read data RD by performing digital demodulation processing, error correction processing, etc.
  • the data processing circuit 36 and the data output from the data processing circuit 36 A read data buffer 37 for temporarily storing the read data RD.
  • the above-mentioned sector-one ID is also extracted from the read data. This sector ID is supplied to the microprocessor 24.
  • the magnetic disk drive 20 is provided with a VCM driver 41 for driving the voice coil motor 22 and a head 21 A, 21 B for positioning the target track on the magnetic disk 11.
  • VCM driver 4 1 Servo controller 4 2 that controls 1 and A / D converter 3 3 Detects signal amplitude from output signal of 3 and amplitude detector 4 3 that supplies gain control signal SGC to variable gain amplifier 3 2
  • a servo information detector 44 for detecting servo information from the output signal of the A / D converter 33.
  • the track address information T AD and the tracking information (fine position signal) T RA obtained by the servo information detector 44 are supplied to the servo controller 42.
  • the servo controller 42 is provided with the target track address information A D0 from the microprocessor 24 at the time of writing or reading.
  • the track address information TAD is detected based on the reproduced signal of the address pattern 12, and the tracking information TRA is detected based on the reproduced signal of the fine pattern 14.
  • the tracking information TRA is formed, for example, as follows. That is, the output signal of the A / D converter 33 The amplitude of the reproduced signal of the fine pattern P 1/2, P 3/2, P 0, P 1 from the signal F 1/2 , F 3/2,
  • F o, F are detected. And the amplitude F. From amplitude F! Is subtracted to obtain a subtraction signal (F.I Fi). Then, the tracking information TRA is formed by correcting the level of the subtraction signal (F.-F! And the sign of the sign.
  • FIG. 4 shows that, as shown in FIG. 6, when the MR type head 21B moves in the radial direction of the magnetic disk 11, the fine pattern ⁇ , P1, P1 / 2, P than 3/2, respectively which reproduced the signal Fo, F 1, F 1/2, shows the F 3/2.
  • Fig. 5 shows the subtraction signals (Fo-, (F1 / 2-F3 / 2).
  • each signal in Figs. Fig. 6 shows a case where the width w of the MR type head 21B matches the track pitch Tp In Fig. 6, TRC indicates a track center.
  • Subtraction signal (F. one F ⁇ is to. Mr Kaka relationship between positional displacement direction of the head 2 1 B to the positive or negative sign and the magnetic is that reversed every track, subtraction signal (F 1 / 2 - F 3/2) is also due to positive or negative sign is inverted every one track, the subtraction signal (F 1/2 - the use of F 3/2), the subtraction signal (F.- F positive and negative of The relationship between the sign and the displacement direction of the magnetic head 21 B can be corrected so as to be constant for each track.
  • the magnetic disk drive 20 includes a unique pattern detector 45 for detecting the unique pattern 15, a clock generator 46 for generating a clock signal CLK synchronized with the rotation of the magnetic disk 11, and a servo It has a timing generator 47 for generating timing signals indicating various information point positions on the magnetic disk 11, such as timing signals used by the information detector 44.
  • the clock generator 46 generates a clock signal CLK synchronized with the reproduced signal of the clock pattern 13.
  • the clock generator 46 is supplied with the unique pattern detection signal UPD from the unique pattern detector 45, and a 1-bit signal indicating whether the microprocessor 24 is in the write or read mode.
  • a cut mode signal R / W is supplied.
  • the clock signal CLK generated by the clock generator 46 is supplied to an amplitude detector 43, a servo information detector 44, a timing generator 47, and the like.
  • the timing generator 47 receives the home information shown in Fig. 1 from the servo information detector 44.
  • the signal STP indicating the origin position obtained by detecting the index pattern 16 is supplied, and the clock signal CLK is supplied from the clock generator 46 as described above.
  • the timing generator 47 the number of clocks from the origin position is counted, and various timing signals are generated based on the count value.
  • FIG. 7 shows the configuration of the clock generator 46.
  • the clock generator 46 is composed of a digital PLL (phase-locked loop) using a linear combination type phase comparator.
  • the clock generator 46 includes a voltage controlled oscillator (VCO) 51 that outputs a clock signal CLK by receiving an output signal of a loop filter 54 described later as a control signal, and a clock pattern 13.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • the phase comparator 52 compares the phase of the reproduced signal of the clock signal CLK with the phase of the clock signal CLK, and converts the phase comparison error signal f (0) output from the phase comparator 52 into an analog signal.
  • a filter 54 is a filter 54.
  • the clock signal CLK output from the voltage controlled oscillator 51 is supplied to the A / D converter 33 as a sampling clock and is also supplied to the phase comparator 52 as an operation clock.
  • the phase comparator 52 outputs N (N is a natural number) sample values obtained by sampling the reproduced signal z (t) of the clock pattern 13 with the clock signal CLK, and outputs the values from a coefficient generator described later.
  • a digital inner product calculator 61 that calculates the inner product of the arranged coefficient vectors), and the calculation result of the inner product of the signal vector and the coefficient vector in the calculator 61 is latched, and the phase comparison error signal is latched. It has a D flip-flop 62 that outputs as f (0) and a coefficient generator 63 that outputs N weighting coefficients.
  • FIG. 8 shows a configuration of the coefficient generator 63.
  • the coefficient generator 63 has a coefficient memory 63 a for storing the coefficient, and a lower 4-bit signal (a 0 , 0 a) of the 5-bit read address signal ADR supplied to the coefficient memory 63 a. ai, a 2 , a 3 ) And an address generator 63b.
  • Address generator 6 3 b as the coefficient memory 6 3 a than N weight coefficients ci in synchronization with the reproduced signal of the click hole Kkupatan 1 3 is read, Thailand Mi emissions from the PLL controller 6 4 described below reset is Bok in grayed signal S TM, the lower 4 bits of the signal read Adoresu signal AD R in synchronization with the clock signal CLK (a 0, ai, a 2, as) sequentially generates.
  • the arithmetic unit 61 includes a multiplier 71 for sequentially multiplying the N elements of the signal vector and the N weighting coefficients of the coefficient vector, and a multiplication result of the multiplier 71. It consists of one accumulator 72 that performs sequential addition.
  • the accumulator 72 includes an adder 72a and an accumulation register 72b.
  • the output side of the multiplier 71 is connected to one input side of the adder 72a, and the output side of the adder 72a is connected to the input side of the accumulation register 72b.
  • the output side of b is connected to the other input side of the adder 72a.
  • the phase comparator 52 supplies a timing signal STM indicating the start of outputting the N weighting coefficients to the coefficient generator 63, and the timing signal STM is supplied to the accumulation register 72b constituting the arithmetic unit 61.
  • It has a PLL controller 64 that supplies the latch signal SLA to the D flip-flop 62 and supplies the latch signal SCL to the D flip-flop 62.
  • the unique pattern detection signal UPD is supplied from the unique pattern detector 45 to the PLL controller 64. The contents of the unique pattern are described in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 6-290545 (US Pat. No. 5,526,200).
  • the above-described timing signal STM, clear signal SCL, and latch enable signal SLA are formed based on the detection time point of the unique pattern 15.
  • the evening imaging signal STM is output after a predetermined time consisting of a predetermined number of clocks from the point of detection of the unique pattern 15 (FIGS. 9H and 9I).
  • the phase of the clock signal CLK (FIG. 9M) coincides with the phase of the reproduced signal z (t) (FIG. 9A) of the clock pattern 13
  • the first element forming the signal vector is supplied to the multiplier 71 of the arithmetic unit 61.
  • the latchable signal SLA (FIG.
  • the reproduced signal z (t) (FIG. 9A) of the clock pattern 13 is converted into a digital signal by the A / D converter 33, and then supplied to the phase comparator 52, where it is converted by the digital inner product calculator 61.
  • the linear combination that is, the inner product of the above-mentioned signal vector and coefficient vector is calculated.
  • a signal vector whose elements are N sample values z (i'Ts) (Fig. 9B) obtained by sampling the reproduced signal z (t) of the clock pattern 13 with the clock signal CLK.
  • the inner product with a coefficient vector having N weighting coefficients C i (FIGS. 9C and 9K) output from the coefficient generator 63 is calculated.
  • a phase comparison error signal f (0) (FIG. 9G) is output from the D flip-flop 62.
  • the phase comparison error signal f (0) is converted into an analog signal by the D / A converter 53, and unnecessary noise and harmonic components are removed by the loop filter 54, and the time domain response characteristics and The frequency domain response characteristics are adjusted and supplied to the voltage control oscillator 51 as a control signal.
  • the phase of the clock signal CLK output from the voltage controlled oscillator 51 is controlled, and a clock signal CLK synchronized with the reproduced signal z (t) of the clock pattern 13 is obtained.
  • 9D shows the output signal Sa of the multiplier 71
  • FIG. 9E shows the output signal Sb of the adder 72a
  • FIG. 9F shows the output signal of the accumulation register 72b.
  • FIG. 9J shows the read address signal ADR supplied to the coefficient generator 63a.
  • N samples obtained by sampling the reproduction signal z (t) of the click pattern 13 with the clock signal CLK are used.
  • a linear combination of the pull value z (i, Ts) and the N weighting coefficients Ci output from the coefficient generator 63 is calculated.
  • T ( ⁇ ) ⁇ Z ('CM ⁇ ⁇ ⁇ (1) of i -Ts—
  • ( t 1.
  • ⁇ ( ⁇ ) [ ⁇ (5Ts-, ⁇ (4Ts—,..., z (i ⁇ Ts-, ⁇ , z, 4Ts, z (5Ts_ (9)] T
  • FIG. 11 shows a reproduced signal waveform near this switching time. Immediately after the start of the reproducing operation, although a reproduced signal corresponding to the servo information is obtained, the DC level of the entire reproduced signal fluctuates, so-called baseline fluctuation occurs.
  • the recording circuit that handles a relatively large current receives a weak voltage (for example, 700 V to 1 mV in peak-to-peak value). ) Occurs in the reproduction circuit that handles). Therefore, after switching between recording and playback, the interference causes a change in the DC level of the playback signal.
  • the weighting coefficient ci a coefficient whose total sum is zero (DC free coefficient) c 2 i is used.
  • Equation (8) shows the phase comparison error signal f (0) when the DC component d is superimposed on the reproduction signal of the clock pattern 13.
  • the weighting coefficient cd is obtained by differentiating the reproduced signal s (t) of the clock pattern 13 without noise according to the equation (2), so that the weighting coefficient cd is originally not affected by the superimposed DC component. If the total number of coefficients N is infinite, then the sum ⁇ di must be zero. However, the total number N of coefficients is actually finite, and the coefficients corresponding to the bases are not used, so that the sum ⁇ di is not zero.
  • the negative polarity coefficients are all included in the above 11 .
  • the weighting coefficient c 2 i in the present embodiment since the sum ⁇ c 2 i of the 11 coefficients c 2 i described above is zero, the conventional weighting coefficient c 2 i The coefficient value is slightly offset to the positive side compared to c! i.
  • the weighting coefficient c 2 i at the time of writing in the present embodiment is a value obtained by slightly offsetting the conventional weighting coefficient c to the plus side.
  • the servo information reproduction operation can be started without waiting for the DC component of the reproduction signal to completely stabilize after the switching of the recording Z reproduction operation.
  • the waste area for stabilizing the DC component can be significantly reduced. Therefore, effective use on the disk surface can be achieved, and the data recording capacity per disk surface can be increased.
  • FIGS. 14 and 15 show the results of quantitatively confirming the effects of the present embodiment by simulation.
  • FIG. 14 shows a reproduced signal z (t) of the servo area SAR used in the simulation. This involves superimposing a DC component d resulting from recording / reproduction switching on a dipulse reproduction signal s (t) obtained from a clock pattern (clock mark) consisting of one convex part, and further simulating an actual magnetic disk device. In this case, noise n (t) is also superimposed.
  • the width (convex length) of the clock pattern 13 is 200 ns, and a Lorentz-type pulse having a half-width of 100 ns of two isolated reproduction waveforms for synthesizing the dipulse is used.
  • the noise n (t) is assumed to be white Gaussian noise which is common in magnetic recording and reproducing systems, the average value is zero, and the standard deviation N rms is zero-zero of the above-mentioned isolated waveform.
  • Figure 15 shows the effect of the superimposed DC component on the error.
  • the average value E 1 (6) of the error changes in inverse proportion to the DC component, and is greatly affected by the DC component.
  • the weighting coefficient c 2 i in the present embodiment is used, the DC component is not affected at all, and the average value of the error E 2 (6>) is always 0.
  • the phase comparator 52 uses the weighting coefficient c 2 i in the present embodiment as the coefficient ci to obtain the reproduced signal z (t) of the clock pattern 13. Highly stable and highly accurate phase comparison can be performed with little influence of the DC component and DC fluctuation component superimposed on the signal. Accordingly, the operation of the magnetic disk drive 20 can be further stabilized, and at the same time, the gap between the data area DAR of the magnetic disk 11 and the servo area SAR can be narrowed, and the data area can be expanded. Therefore, high storage capacity can be achieved. Next, the operation of the magnetic disk device 20 shown in FIG. 3 will be described.
  • the above-described operation for establishing the initial synchronization is performed.
  • the signal reproduced by the MR head 21B from the magnetic disk 11 is supplied to the reproduction amplifier 31 and amplified.
  • the clock generator 46 generates the clock signal CLK synchronized with the reproduction signal of the clock pattern 13 included in the reproduction signal of the servo area SAR of the magnetic disk 11 as described above.
  • the write / read operation is performed.
  • the microprocessor 24 uses the conversion table stored in the ROM 25 to convert the logical block number included in the command to the physical position of the magnetic disk 11. (Head number indicating one of multiple heads, track number, sector number). As a result, the target track address and the write start sector are recognized. Then, the microprocessor 24 sets the target track address (track number) information A D0 to the servo controller 42 to start the track seek operation.
  • the track seek operation is performed as follows.
  • the servo controller 42 compares the current track address of the heads 21A and 21B based on the track address information TAD obtained by the servo information detector 44 with the target track address, and The voice coil motor 22 is controlled via the VCM driver 41 so that the track address matches the target track address. After the track address of the current location matches the target track address, the servo controller 42 determines the heads 21 A and 21 B based on the fine position signal TRA obtained by the servo information detector 44 described above. The voice coil motor 22 is controlled via the VCM driver 41 so that is located at the center of the target track. The track seek force is completed when the heads 21A and 21B are positioned at the center of the target track.
  • the microprocessor 24 accesses the write start sector by referring to the sector ID extracted by the read data processing circuit 36 and is transferred from the host computer to write.
  • the reading of the write data WD temporarily stored in the write data buffer 26 is started.
  • the light In the data processing circuit 27, the write data WD read from the write data buffer 26 is subjected to an error correction code addition process, a digital modulation process, and the like to form recording data. Is light-compensated by the light compensation circuit 28 and supplied to the recording amplifier 29.
  • a recording current signal corresponding to the write data WD is output from the recording amplifier 29, and this recording current signal is supplied to the inductive head 21A.
  • the write data WD transferred from the host computer is written to a predetermined sector of the magnetic disk 11 specified by the write command.
  • the recording of the sector ID of the data area DAR of the magnetic disk 11 is performed at the time of formatting.
  • the clock generator 46 obtains N sample values z obtained by sampling the reproduced signal z (t) of the clock pattern 13 as described above.
  • the phase comparison result is obtained by calculating the inner product of the signal vector consisting of (i «Ts) and the coefficient vector in which N weighting coefficients ci are arranged so that the sum 2 c 2 i becomes zero.
  • the effect of the DC fluctuation of the reproduced signal z (t) of the clock pattern 13 on the phase comparison result can be reduced, and the clock signal CL ⁇ synchronized with the reproduced signal z (t) of the clock pattern 13 with high accuracy can be obtained. It becomes possible.
  • the microprocessor 24 uses the conversion table stored in the ROM 25 to input the logical block number included in the command to the magnetic disk 11. Convert to physical position (head number, track number, sector number). Thus, the target track address and the read start sector are recognized.
  • the microprocessor 24 sets the target track address (track number) information AD0 to the servo controller 42, and starts the track seek operation.
  • the track seek operation is performed in the same manner as at the time of writing.
  • the MR head 21 B from the data area DAR of the magnetic disk 11
  • the signal reproduced by the amplifier is supplied to the reproduction amplifier 31 and amplified, and then the level is adjusted by the variable gain amplifier 32 and digitized by the AZD converter 33.
  • the output signal of the A / D converter 33 is subjected to waveform equalization processing by the equalizer 34, and the data detector 35 is subjected to reproduction data detection processing. Then, the reproduced data output from the data detector 35 is supplied to the read data processing circuit 36.
  • the data processing circuit 36 read data is subjected to digital demodulation processing, error correction processing, and the like, and read data RD is obtained.
  • the microprocessor 24 accesses the read start sector 1 with reference to the sector ID extracted by the read data processing circuit 36. Then, after accessing the read start sector one, the microprocessor 24 transfers the read data RD output from the read data processing circuit 36 to the host computer via the read data buffer 37. As a result, the read data RD is obtained from the predetermined sector 1 of the magnetic disk 11 designated by the read command, and the read data RD is transferred to the host computer.
  • the operations of the magnetic head 21 and the head amplifier are kept switched to the reproducing operation, and the reproduced signal z (t) of the clock pattern 13 is stable without DC fluctuation. ing. Therefore, at the time of this read, as described above, in the clock generator 46, the coefficient cd equal to the sample value of the time-differential waveform of the reproduced signal s (t) of the clock pattern 13 containing no noise is used as the weighting coefficient ci. It is used so that a maximum likelihood phase comparison is performed. It is needless to say that the same weighting factor can be used in this read as in the write.
  • the power required to obtain a linear combination of a plurality of sample values required for the phase comparison by a digital operation on the signal samples obtained by the AZD converter 33 is disclosed in As shown in Japanese Patent Publication No. 668, a linear combination is always calculated by an analog delay circuit and an operational amplifier, and the output is sampled and held at the time given by the sampling pulse generator to obtain a phase comparison output. Applicable to In this case, by adjusting the gain group of the operational amplifier for performing weighting so that the sum thereof becomes zero, the same operation and effect as in the above-described embodiment can be obtained.
  • a phase comparator 52 is configured for a reproduced waveform of a clock pattern in which a plurality of convex portions are arbitrarily combined. You may. This is performed in order to further average the phase comparison errors caused by medium noise, head noise, and the like, and to further reduce the phase comparison output jitter. In this case, too, by adjusting the sum of the weighting coefficients of the linear combination to be zero, it is possible to generate a highly stable clock which is hardly affected by DC fluctuation after switching between recording and reproduction.
  • the present invention is applicable not only to the dedicated clock pattern 13 but also to a case where a phase comparator is configured by regarding other application patterns in the servo area SAR as clock patterns, and a highly stable and highly accurate clock generation is performed. Can be done.
  • a signal vector composed of N elements obtained by sampling a phase comparison target signal at a predetermined sampling time, and N signal vectors whose sum is almost zero
  • the result of phase comparison is obtained by calculating the inner product with the coefficient vector in which the weighting coefficients of the phase comparison are arranged.
  • the effect on the phase comparison result due to DC fluctuation of the phase comparison target signal can be reduced.
  • a clock signal synchronized with the accuracy can be obtained.
  • the reproducing operation of the servo information can be started without waiting for the complete stabilization of the DC component of the reproducing signal.
  • the waste area for stabilizing the DC component can be greatly reduced. Therefore, effective use on the disk surface can be achieved, and the data recording capacity per disk surface can be increased.
  • the clock generation device and the like according to the present invention are suitably applied to a sample servo magnetic disk device and the like.

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Description

明細書
ク口ック生成装置およびディスク駆動装置 技術分野
この発明は、 例えばサンプルサーボ型磁気ディスク装置等に適用して好適な ク口ック生成装置およびディスク駆動装置に関する。 背景技術
サンプルサーボ型磁気ディスク装置では、 磁気ディスク面からへッ ド位置サー ボ情報を検出するためのタイ ミ ング情報を与えるクロック信号が、 同心円状の記 録トラックに離散的に、 かつ等間隔に配置されたサーボ領域内のクロックパター ンの再生信号に基づいて生成される。
クロック信号を生成するための位相同期ループ （P L L ： phase- locked loop) において、 クロックパターンの再生信号の位相比較のために、 本出願人は、 先に ク口ックパターン再生信号のサンプル値の線形結合を位相比較結果とする線形結 合型位相比較器を提案した （特開平 6— 2 9 0 5 4 5号公報） 。 第 1 6 A図、 第 1 6 B図、 第 1 6 C図は、 その位相比較器の動作原理を示している。 第 1 6 A図 は、 クロックパターンに対してクロック信号の位相が遅れている場合を示し、 第 1 6 B図はクロックパターンとクロック信号の位相が一致している場合を示し、 第 1 6 C図はクロックパターンに対してクロック信号の位相が進んでいる場合を 示している。
位相比較出力 P kは、 時刻 t = ( k - 1 ) Tにおけるクロックパターンの一つの エツジからの再生孤立波形のサンプル値 S に重み付け係数 C。を掛けたものと、 時刻 t = ( k + 1 ) Tにおける上記再生孤立波形のサンプル値 S k + 1に重み付け係 数 C iを掛けたものとを加算することで得られる。 ここで、 クロックパターンの一 つのエッジからの再生孤立波形は、 ほぼ左右対称であるので、 C。= l、 C , = - 1 とされる。
再生孤立波形のピークがク口ック位相と一致する場合、 再生孤立波形のピーク が時刻 T = k Tに存在する場合には、 サンプル値 S k— iとサンプル値 S k + 1はほぼ 等しく、 位相比較出力 P kは 0となる （第 1 6 B図） 。 し力、し、 再生孤立波形のピ ーク位置に対してクロック位相がずれており、 位相差が存在する場合には、 位相 比較出力 P kは 0にならない （第 1 6 A図、 第 1 6 C図） 。
また、 2個のサンプル値だけではなく、 クロックパターンの再生孤立波形のさ らに多くのサンプル値を使用して位相比較出力を得ることができるが、 本出願人 は、 さらに、 線形結合の重み付け係数を、 ほぼクロックパターンの再生信号の微 分波形のサンプル値と等しく し、 理論限界に近い位相比較精度が得られる最尤 (Maximum Likel ihood) 位相比較器を提案した （特開平 8 - 6 9 6 6 8号公報） 。 クロックパターンの再生孤立波形の傾斜が大きい部分では、 位相変化に対する サンプル値のレベル変化が大きいため、 ノイズの影響が少なく、 効率よく位相ず れを検出できる。 一方、 クロックパターンの再生信号の微分波形は、 再生孤立波 形の傾斜の大きい部分で振幅レベルが大きくなる。 したがって、 線形結合の重み 付け係数を、 ク口ックパターンの再生信号の微分波形のサンプル値とほぼ等しく することで、 高精度の位相比較出力を得ることが可能となる。
例えば、 第 1 7図に示すようにクロックパターンの再生孤立波形のサンプル値 Z k - 8， · · ·， Z kが使用されるとき、 第 1 8図に示すようにクロックパターン の再生信号の微分波形のサンプル値 C 0, · · ·， C 8が重み付け係数として使用 ざれる。 この場合、 （Z k— 8, · ■ · , Z k) を成分とするべク トルと、 （C o, · • · , C 8) を成分とするベク トルとの内積演算をすることで、 高精度の位相比較 出力が得られる。
ところで、 サンプルサ一ボ型磁気ディスク装置は、 ディスク 1周当り、 例えば 2 0 0箇所のサーボ領域を持っている。 そのため、 サーボサンプル周波数を高く できるので、 高精度なへッ ド位置決めが可能となり、 高トラック密度化による高 記憶容量化が可能になる。
しかし、 データ記録時において、 データ記録からサーボ情報再生への切り替え 時間が長い場合には、 磁気ディスク上に無駄領域が増加し、 媒体面の有効利用率 を低下させ、 高記憶容量化が可能であるという上記利点を相殺する恐れがある。 例えば、 ディスク 1周当り 2 0 0箇所のサーボ領域を持ち、 サーボサンプル周波 数が 1 5 k H z程度である場合、 切り替え時間が 1〜3 sであるとすると、 磁 気ディスク上に 2〜 5 %程度の無駄領域が形成される。 なお、 この切り替え時間 は、 記録 再生動作切り替えによる磁気へッ ドの温度変化およびへッ ドアンプな どの回路内部の状態が安定し、 再生信号波形の D Cレベルが安定するのに必要な 時間である。
本出願人が先に提案した線形結合型位相比較器あるいは最尤位相比較器による クロック信号を用いて高精度なへッ ド位置検出を実現する場合においても、 この 媒体面の利用率を低下させる問題は存在していた。
この発明の目的は、 位相比較対象信号の D C変動が位相比較結果に及ぼす影響 を軽減することにある。 発明の開示
この発明に係るク口ック生成装置は、 ク口ック信号を生成するクロック信号生 成手段と、 所定タイ ミ ング毎に供給され、 第 1の期間を有する位相比較対象信号 を、 第 1の期間より短い第 2の期間毎にクロック信号に基づいてサンプリ ングし、 第 1の期間において、 N個 （Nは自然数） のサンプル値を出力するサンプリ ング 手段と、 N個のサンプル値からなる信号ベク トルと、 N個の重み付け係数を有す る係数べク トルとの内積を演算し、 演算結果を位相比較信号として出力する内積 演算手段と、 位相比較信号に基づいて、 位相比較対象信号の位相とクロック信号 の位相とがー致するようにクロック信号生成手段を制御する位相制御手段とを備 え、 N個の重み付け係数の総和がほぼゼロであることを特徴とするものである。 また、 この発明に係るディスク駆動装置は、 所定間隔毎にクロック生成のため の基準パターンが記録されたディスク状記録媒体を駆動するディスク駆動装置に おいて、 ディスク状記録媒体に記録された信号を再生し、 再生信号を出力するァ クセス手段と、 クロック信号を生成するクロック信号生成手段と、 再生信号に所 定タイ ミ ング毎に含まれ、 第 1の期間を有する上記基準パターンの再生信号を、 第 1の期間より短い第 2の期間毎にクロック信号に基づいてサンプリ ングし、 第 1の期間において、 N個 （Nは自然数） のサンプル値を出力するサンプリ ング手 段と、 N個のサンプル値からなる信号べク トルと、 N個の重み付け係数を有する 係数べク トルとの内積を演算し、 演算結果を位相比較信号として出力する内積演 算手段と、 位相比較信号に基づいて、 基準パターンの再生信号の位相とクロック 信号の位相とがー致するようにクロック信号生成手段を制御する位相制御手段と を備え、 内積演算手段の N個の重み付け係数の総和がほぼゼロであることを特徴 とするものである。
この発明において、 位相比較対象信号がクロック信号に基づいてサンプリング され、 N個のサンプル値からなる信号ベク トルが生成され、 この信号ベク トルと 総和がほぼゼロとなる N個の重み付け係数を有する係数べク トルとの内積が演算 されて位相比較信号が得られる。 この場合、 N個の重み付け係数の総和がほぼゼ 口であることから、 位相比較対象信号の D C変動の位相比較信号に及ぼす影響が 軽減される。 そのため、 位相比較対象信号の D C変動に依らず、 クロック信号生 成手段で生成されるクロック信号位相は位相比較対象信号の位相に高精度に同期 したものとなる。
データ記録領域とは独立した領域にクロック生成のための基準パターンが記録 されたディスク状記録媒体を取り扱うディスク駆動装置において、 記録モードで は、 データ記録領域からサーボ領域に入るとき、 記録 Z再生動作の切り替えが行 われるが、 上述したように再生信号の D Cレベルが安定するために所定の切り替 え時間が必要となる。 しかし、 上述したように位相比較対象信号の D C変動の位 相比較信号に及ぼす影響が軽減され、 位相比較対象信号の D C変動に依らず基準 パタ一ンの再生信号に高精度に同期したクロック信号を得ることができることか ら、 記録 Z再生動作の切り替え後に、 再生信号の D C成分の完全安定を待たずに サーボ情報の再生動作を開始することが可能となる。 図面の簡単な説明
第 1図は、 この発明の最良の形態における磁気ディスクの概略構成を示す図で ある。 第 2 A図および第 2 B図は、 クロックパターンに対応して得られるダイパ ルスを示す図である。 第 3図は、 この発明の最良の形態としてのサンプルサ一ボ 型磁気ディスク装置を示すブロック図である。 第 4図は、 へッ ドずらし量と第 1 相〜第 4相のフアインパターンの再生信号との関係を示す図である。 第 5図は、 へッ ドずらし量と第 1相、 第 3相のファインパターンの再生信号の減算信号、 第 2相、 第 4相のフアインパターンの再生信号の減算信号との関係を示す図である ( 第 6図は、 ファインパターンと磁気抵抗効果型へッ ド （M R型へッ ド） との位置 関係を示す図である。 第 7図は、 磁気ディスク装置を構成するクロック生成器を 示すブロック図である。 第 8図は、 係数発生器の具体構成を示すブロック図であ る。 第 9 A図〜第 9 M図は、 ク口ック生成器の動作を説明するためのタイミング チャー トである。 第 1 0図は、 データ再生モー ドの再生信号波形を示す図である c 第 1 1図は、 データ記録モー ドの再生信号波形を示す図である。 第 1 2図は、 ク 口ック生成器で使用される従来と最良の形態とにおける係数の例 （係数総数 N = 1 1 ) を示す図である。 第 1 3図は、 クロック生成器で使用される従来と最良の 形態とにおける係数の例 （係数総数 N = 2 1 ) を示す図である。 第 1 4図は、 シ ミュレーシヨンに用いたサーボ領域の再生信号を示す図である。 第 1 5図は、 サ ーボ領域の再生信号に重畳した D C成分 dが誤差に与える影響を示す図である。 第 1 6 A図、 第 1 6 B図および第 1 6 C図は、 特開平 6— 2 9 0 5 4 5号公報に 記載された位相比較器を説明するための図である。 第 1 7図および第 1 8図は、 特開平 8 - 6 9 6 6 8号公報に記載された位相比較器を説明するための図である c 発明を実施するための最良の形態
第 1図は、 最良の形態におけるサンプルサーボ型の磁気ディスク 1 1を示して いる。 磁気ディスク 1 1上には、 複数のサ一ボ領域 S A が、 データ領域 D A R を寸断して等間隔に形成されている。 このサーボ領域 S A Rは、 トラック 1周に 例えば 2 0 0箇所設けられている。
データ領域 D A Rには、 5 1 2バイ 卜のセクタ一と呼ばれる単位でデータが記 録される。 そして、 各セクタ一のデータには、 セクタ一 I D (Sector I dentific ation Code) や E C C (誤り訂正符号） 等が付加されて記録される。 セクタ一 I Dは、 複数のへッ ドのどれかを示すへッ ド番号、 トラック番号、 セクタ一番号の 他に、 そのセクタ一がディフエク ト等により使用不能であることを示す情報等も 含む。
サ一ボ領域 S A Rは、 アドレス領域 A D A、 クロック領域 C K Aおよびフアイ ン領域 F N Aから構成されている。 ァドレス領域 A D Aには、 ァ ドレスパターン （トラックアドレスコー ド） 1 2 が記録されている。 ァドレスパターン 1 2は、 磁気へッ ドの位置サーボのうち、 目標トラックに磁気へッ ドを移動させる トラックシーク · モ一 ドにおいて必要と なる。 このアドレスパターン 1 2では、 卜ラックア ドレスがトラックごとに異な るように長さと配置を変えたパターンからなるグレイコー ドで構成される。
クロック領域 C K Aには、 ク口ック信号生成のためのタイ ミ ング基準パターン としてのクロックパターン 1 3が半径方向に連続して記録されている。 この場合、 クロックパターン 1 3の再生孤立波形において、 例えばピーク値の存在タイ ミ ン グは、 デ一夕系、 サ一ボ系に対して磁気ディスク 1 1の回転に同期したクロック 情報を与える。
ファイン領域 F N Aには、 ファインパターン 1 4が記録されている。 ファイン パターン 1 4は、 磁気へッ ドの位置サ一ボのうち、 目標トラックの中心にへッ ド を正確に位置決めする 卜ラッキングモー ドにおいて必要であり、 トラックに対す る磁気へッ ドの相対位置を示すパターンである。
フアインパターン 1 4は、 ディスクの径方向に 1 Z 2 トラックピッチずつ順次 ずれた、 つまり 9 0 ° ずつ位相がずれた第 1相から第 4相のファインパターン P
0 , P 1 / 2 , P 1 , P 3 / 2で構成されている。 この場合、 ファインパターン Ρ θ, P 1
/2, P 1 , P 3 / 2の径方向の幅はトラックピッチ T pと等しくされる。 また、 第 1 相、 第 3相のファインパターン P o， P！の中心はそれぞれ隣接する 2つのトラッ クの間に位置するようにされ、 第 2相、 第 4相のファインパターン P 1 / 2， P s/ 2 の中心はそれぞれトラックのセンターに位置するようにされている。
クロックパターン 1 3への同期は、 第 3図に示すクロック生成器 4 6で行われ るが、 ユニークパターン検出信号 U P Dが供給されて同期が確立する前は、 まず クロックパターン 1 3のおよその存在位置を搜さなければならない。 そのための 同期補助パターンとして、 ユニークパターン 1 5力 了ドレス領域 A D Aにァド レスパターン 1 2に替わって一定周期で、 例えばトラック 1周に数 1 0箇所程度 の間隔で記録されている。 このユニークパターン 1 5は、 半径方向に連続する複 数の線 （パターン） より構成されており、 位相の合ったクロック信号が生成され る以前においても容易に検出できるようになされる。 一般に、 符号化したデータ 系列には現れ得ないバイオレーショ ンコードなどが使用される。
また、 磁気ディスク 1 1の回転方向の位置を知るために、 回転原点としてホー ムィンデックスパターン 1 6 、 1周に 1個、 上述したァドレスパターン 1 2に 替わってア ドレス領域に記録されている。 初期同期が確立した後、 磁気ディスク 1 1の回転方向の位置 （磁気ヘッ ドがアクセスしている位置） を知るためにホー ムインデックスパターン 1 6の検出を、 最も待つときには 1周待ってから、 記録 再生が可能なモー ドに移行する。
磁気ディスク 1 1は、 ディスク基板 1 1 aと磁性層 1 1 bで構成される。 磁気 ディスク 1 1のサーボ領域 S A Rには、 以下の第 1および第 2の方法で上述した サーボ情報が記録される。 第 1の方法は、 磁性層を形成した平坦基板の上記磁性 層をサーボ情報に応じてェッチング等の手法で一部除去し、 残つた部分を磁気へ ッ ド等により一方向に直流磁化するものである。 第 2の方法は、 基板にサーボ情 報に対応して凹凸を一括形成した基板上に磁性層を形成し、 凹部と凸部とを逆方 向に直流磁化するものである。
図 1の A— A ' 断面は、 第 1の方法でサ一ボ情報が記録された磁気ディスク 1 1を示している。 サ一ボ領域の磁性層 1 1 b上に付された矢印は、 磁化の方向を 示している。
上述したサ一ボ領域 S A Rに記録された各パターンを図示しない磁気へッ ドで 再生すると、 パターンの前縁と後縁にて孤立波形が再生され、 両者が合成されて いわゆるダイパルス P D Iが得られる第 2 A図、 第 2 B図は、 それぞれクロックパ ターン 1 3に対応して得られるダイパルス （Dipulse) P D Iを示している。 第 2 A 図は、 第 1の方法でサ一ボ情報が記録された磁気ディスク 1 1のクロックパター ン 1 2について示している。 一方、 第 2 B図は、 第 2の方法でサ一ボ情報が記録 された磁気ディスク 1 1のクロックパターン 1 2について示している。 なお、 第 2 A図、 第 2 B図の磁性層 1 1 bの部分に記載した矢印は磁化の方向を示してい る。
第 3図は、 最良の形態としてのサンプルサ一ボ型磁気ディスク装置 2 0を示し ている。
磁気ディスク装置 2 0は、 磁気ディスク 1 1のデータ領域 D A Rにデータを書 き込むためのィンダクティブ型へッ ド 2 1 Aと、 そのデータ領域 D A Rやサーボ 領域 S A Rよりデータを読み出すための磁気抵抗効果 （M R ： Magneto- Resistiv e Effect) 型ヘッ ド 2 1 Bとを有している。 ヘッ ド 2 1 A , 2 I Bは、 例えば複 合型へッ ド 2 1 として一体的に形成される。
図示せずも、 複合型へッ ド 2 1は、 一端が回転自在のピボッ ト （図示せず） に 保持されたアーム （図示せず） の他端に固定されているサスペンション （図示せ ず） の先端に取り付けられた浮上スライダ （図示せず） に搭載される。 サスペン シヨ ンは浮上スライダに荷重を付与するためのものである。 なお、 アームの一端 には、 駆動モータとしてのボイスコイルモータ （V C M ： Voice Coi l Motor) 2 2が取り付けられている。 浮上スライダは、 磁気ディスク 1 1が一定速度で回転 している状態では、 その表面に対して一定の浮上量で浮上するように構成されて いる。
また、 磁気ディスク装置 2 0は、 ホストコンピュータと接続するためのィンタ フェース部 2 3と、 装置全体の動作を制御するためのマイクロプロセッサ （M P U ) 2 4と、 このマイクロプロセッサ 2 4の動作プログラム等を格納した R O M
(Read Only Memory) 2 5とを有している。 この場合、 ホストコンピュータ （図 示せず） より送られてく るライ 卜コマンドやリー ドコマンドは、 インタフヱ一ス 部 2 3を介してマイクロプロセッサ 2 4に供給される。
また、 磁気ディスク装置 2 0は、 ホス トコンピュータよりインタフヱ一ス部 2 3を介して送られてく るライ トデータ W Dを一時的に記憶するライ トデータバッ ファ 2 6と、 このバッファ 2 6より磁気ディスクに記録するタイ ミ ングに相当す るタイ ミ ングで読み出されたライ トデータ W Dに対して誤り訂正符号の付加処理、 ディジタル変調処理等を施して記録データを得るライ トデータ処理回路 2 7とを 有している。 ディ ジタル変調方式としては、 例えば M F M ( Modified Frequency
Modulation) 方式や R L L (Run Length Limited) 方式等が使用されている。 また、 磁気ディスク装置 2 0は、 データ処理回路 2 7より出力される記録デー 夕に対してライ ト補償をするライ ト補償回路 2 8と、 この補償回路 2 8の出力デ 一夕に対応した記録電流信号を得てインダクティブ型へッ ド 2 1 Aに供給する記 録アンプ 2 9とを有している。 補償回路 2 8では、 高密度記録の際に発生する磁 化反転干渉による読み出し信号のピークシフ 卜を考慮したライ 卜時の磁化反転夕 ィ ミ ングの微少補正が行われる。
また、 磁気ディスク装置 2 0は、 リード時に磁気ディスク 1 1より M R型へッ ド 2 1 Bで再生される信号 S MRを増幅するための再生アンプ 3 1 と、 この再生ァ ンプ 3 1 の出力信号のレベルを調整する可変利得増幅器 3 2と、 この可変利得増 幅器 3 2の出力信号をディジタル信号に変換するための A Z D (analog- to- digi tal ) 変換器 3 3と、 この A Z D変換器 3 3の出力信号に対して F I R (Finite Impulse Response) フィルタ等で波形等化処理をする等化器 3 4とを有している c また、 磁気ディスク装置 2 0は、 等化器 3 4の出力信号より再生データを検出 するデータ検出器 3 5と、 このデータ検出器 3 5で検出される再生データに対し てディ ジタル復調処理、 誤り訂正処理等をしてリー ドデータ R Dを得るリー ドデ —タ処理回路 3 6と、 このデータ処理回路 3 6より出力されるリー ドデータ R D を一時的に格納するリ一ドデータバッファ 3 7とを有している。 データ処理回路 3 6では、 リードデータからの上述したセクタ一 I Dの抽出も行われる。 このセ クタ一 I Dはマイクロプロセッサ 2 4に供給される。
また、 磁気ディスク装置 2 0は、 ボイスコイルモータ 2 2を駆動するための V C Mドライバ 4 1 と、 ヘッ ド 2 1 A， 2 1 Bを磁気ディスク 1 1上の目標卜ラッ クに位置決めするために V C Mドライバ 4 1を制御するサーボ制御器 4 2と、 A / D変換器 3 3の出力信号より信号振幅を検出し、 可変利得増幅器 3 2に利得制 御信号 S G Cを供給する振幅検出器 4 3と、 A / D変換器 3 3の出力信号よりサ —ボ情報を検出するためのサーボ情報検出器 4 4とを有している。
サーボ情報検出器 4 4で得られる トラックァ ドレス情報 T A Dやトラッキング 情報 （ファイン位置信号） T R Aはサ一ボ制御器 4 2に供給される。 なお、 サ一 ボ制御器 4 2には、 書き込み時や読み出し時にマイクロプロセッサ 2 4より目標 トラックァドレス情報 A D 0が与えられる。
サ一ボ情報検出器 4 4では、 ァ ドレスパターン 1 2の再生信号に基づいてトラ ックァドレス情報 T A Dが検出されると共に、 フアインパターン 1 4の再生信号 に基づいてトラッキング情報 T R Aが検出される。 このトラッキング情報 T R A は、 例えば以下のようにして形成される。 すなわち、 A / D変換器 3 3の出力信 号よりファインパターン P 1/2, P 3/2, P 0, P 1の再生信号の振幅 F 1/2, F 3/2,
F o, F ,を検出する。 そして、 振幅 F。から振幅 F！を減算して減算信号 （F。一 F i) を得る。 その後に、 減算信号 （F。— F !) のレベルや正負の符号を修正するこ とでトラッキング情報 TR Aが形成される。
第 4図は、 第 6図に示すように、 MR型へッ ド 2 1 Bが磁気ディスク 1 1の径 方向に移動していく際に、 ファインパターン Ρθ， P 1, P 1/2, P3/2よりそれぞ れ再生される信号 Fo， F 1, F 1/2, F3/2を示している。 そして、 第 5図は、 減 算信号 （Fo— 、 (F 1/2 - F 3/2) を示している。 なお、 理解が容易となる ように、 第 4図、 第 5図における各信号は、 MR型へッ ド 2 1 Bの幅 wがトラッ クピッチ T pと一致する場合について示している。 第 6図において、 TRCはト ラックセンタ一を示している。
減算信号 （F。一 F ^ は、 その正負の符号と磁気へッ ド 2 1 Bの位置ずれ方向 との関係が 1 トラック毎に逆転したものとなる。 しカヽし、 減算信号 （F 1/2— F3 /2) も 1 トラック毎に正負の符号が反転するため、 この減算信号 （F 1/2— F3/2) を使用することで、 減算信号 （F。― F の正負の符号と磁気へッ ド 2 1 Bの位 置ずれ方向との関係が各トラックで一定となるように修正できる。
また、 磁気ディスク装置 2 0は、 ユニークパターン 1 5を検出するためのュニ ークパターン検出器 4 5と、 磁気ディスク 1 1の回転に同期したクロック信号 C LKを生成するクロック生成器 46と、 サーボ情報検出器 44で使用されるタイ ミ ング信号等、 磁気ディスク 1 1上における種々の情報点位置を示すタイ ミ ング 信号を発生するタイ ミ ング発生器 47とを有している。
ク口ック生成器 46では、 ク口ックパターン 1 3の再生信号に同期したクロッ ク信号 C L Kの生成が行われる。 このクロック生成器 46には、 ユニークパター ン検出器 4 5よりユニークパターン検出信号 UP Dが供給され、 またマイクロプ 口セッサ 24よりライ トあるいはリ― ドのいずれのモードにあるかを示す、 1 ビ ッ 卜のモード信号 R/Wが供給される。 ク口ック生成器 46で生成されるクロッ ク信号 C LKは、 振幅検出器 43、 サ一ボ情報検出器 44、 タイ ミ ング発生器 4 7等に供給される。
タイ ミ ング発生器 47には、 サ一ボ情報検出器 44より、 図 1に示すホームィ ンデックスパターン 1 6を検出して得られる原点位置を示す信号 S T Pが供給さ れると共に、 上述したようにクロック生成器 4 6よりクロック信号 C L Kが供給 される。 タイ ミ ング発生器 4 7では、 原点位置からのクロック数がカウン卜され、 そのカウント値に基づいて種々のタイ ミ ング信号が発生される。
第 7図は、 クロック生成器 4 6の構成を示している。 このクロック生成器 4 6 は、 線形結合型位相比較器を用いたデジタル P L L (phase-locked loop) で構成 される。
クロック生成器 4 6は、 後述するループフィルタ 5 4の出力信号が制御信号と して供給されてクロック信号 C L Kを出力する電圧制御発振器 （V C O ： Voltag e Controlled Oscillator) 5 1 と、 クロックパターン 1 3の再生信号とクロック 信号 C L Kとの位相を比較する位相比較器 5 2と、 この位相比較器 5 2より出力 される位相比較誤差信号 f ( 0 )をアナログ信号に変換する D Z A (digital - to a nalog) 変換器 5 3と、 この D / A変換器 5 3の出力信号に含まれている不要なノ ィズゃ高調波成分を除去すると共に、 時間領域応答特性や周波数領域応答特性を 決めるループフィルタ 5 4とを有して構成される。 ここで、 電圧制御発振器 5 1 より出力されるクロック信号 C L Kは、 A / D変換器 3 3にサンプリ ングクロッ クとして供給されると共に、 位相比較器 5 2に動作クロックとして供給される。 位相比較器 5 2は、 クロックパターン 1 3の再生信号 z (t)をクロック信号 C L Kでサンプリ ングして得た N個 （Nは自然数） のサンプル値と、 後述する係数発 生器より出力される N個の重み付け係数との線形結合 （クロックパターン 1 3の 再生信号をクロック信号 C L Kでサンプリ ングして得た N個のサンプル値を要素 とする信号べク トルと、 N個の重み付け係数を並べた係数べク トルとの内積） を 計算するディジタル内積演算器 6 1 と、 この演算器 6 1における信号べク トルと 係数べク トルとの内積の計算結果をラッチし、 位相比較誤差信号 f ( 0 )として出 力する Dフリ ップフロップ 6 2と、 N個の重み付け係数を出力する係数発生器 6 3とを有している。
第 8図は、 係数発生器 6 3の構成を示している。 係数発生器 6 3は、 係数を記 憶する係数メモリ 6 3 aと、 この係数メモリ 6 3 aに供給する 5 ビッ 卜の読み出 しア ドレス信号 A D Rの下位 4 ビッ トの信号 （ a 0， a i , a 2， a 3) を生成する アドレス発生器 6 3 bとを有して構成されている。 ア ドレス発生器 6 3 bは、 ク 口ックパターン 1 3の再生信号に同期して係数メモリ 6 3 aより N個の重み付け 係数 c iが読み出されるように、 後述する P L Lコントローラ 6 4からのタイ ミ ン グ信号 S TMでリセッ 卜され、 クロック信号 C L Kに同期して読み出しァドレス 信号 AD Rの下位 4 ビッ トの信号 （ a 0， a i, a 2, a s) を順次生成する。
なお、 上述したようにマイクロプロセッサ 2 4より供給されるモ一ド信号 RZ Wは読み出しァドレス信号 ADRの上位 1 ビッ 卜の信号 （ a 4) として供給される ( これにより、 リー ド時およびライ ト時に係数メモリ 6 3 aより読み出される N個 の重み付け係数 c iが異なるようにされている。
演算器 6 1は、 信号べク トルの N個の要素と係数べク トルの N個の重み付け係 数とを順次掛算する 1個の乗算器 7 1 と、 この乗算器 7 1の掛算結果を順次加算 していく 1個の累加算器 7 2とから構成される。 累加算器 7 2は、 加算器 7 2 a および累積レジスタ 7 2 bで構成される。 ここで、 乗算器 7 1の出力側は加算器 7 2 aの一方の入力側に接続され、 加算器 7 2 aの出力側は累積レジスタ 7 2 b の入力側に接続され、 このレジスタ 7 2 bの出力側は加算器 7 2 aの他方の入力 側に接続されている。
また、 位相比較器 5 2は、 N個の重み付け係数の出力開始を示すタイ ミ ング信 号 S TMを係数発生器 6 3に供給し、 演算器 6 1を構成する累積レジスタ 7 2 b にク リァ信号 S C Lを供給し、 さらに Dフリ ップフロップ 6 2にラッチイネ一ブ ル信号 S L Aを供給する P L Lコントローラ 6 4を有している。 P L Lコント口 —ラ 6 4には、 ユニークパターン検出器 4 5よりユニークパターン検出信号 U P Dが供給される。 なお、 ユニークパターンの内容に関しては、 例えば特開平 6— 2 9 0 5 4 5号 （U S P 5, 5 2 6， 2 0 0 ) に記載されている。 P L Lコン トローラ 6 4では、 ユニークパターン 1 5の検出時点を基準に、 上述したタイ ミ ング信号 S TM、 ク リア信号 S C L、 ラッチイネ一ブル信号 S L Aが形成される。 ここで、 夕イ ミ ング信号 S TMは、 ユニークパターン 1 5の検出時点から予め 決められたクロック数でなる所定時間後に出力される （第 9 H図、 第 9 I図） 。 クロック信号 C L K (第 9M図） の位相がクロックパターン 1 3の再生信号 z ( t ) (第 9 A図） の位相と一致している場合、 この所定時間経過後に、 上述し た信号べク トルを構成する最初の要素が演算器 6 1の乗算器 7 1に供給される。 また、 ラツチイネ一ブル信号 S L A (第 9 L図） は、 演算器 6 1で信号べク トル と係数ベク トルとの内積計算が行われた後に出力される。 さらに、 ク リア信号 S C L (第 9 A図〜第 9 M図には図示せず） は、 ラッチイネ一ブル信号 S L Aが出 力された後、 演算器 6 1で次回の内積計算を開始する前に出力される。
第 7図に示すクロック生成器 4 6の動作を説明する。 クロックパターン 1 3の 再生信号 z (t) (第 9 A図） は、 A / D変換器 3 3でディジタル信号に変換された 後に位相比較器 5 2に供給され、 ディジタル内積演算器 6 1によって線形結合、 すなわち上述した信号べク トルと係数べク トルとの内積が計算される。 つまり、 クロックパターン 1 3の再生信号 z (t)をクロック信号 C L Kでサンプリ ングして 得た N個のサンプル値 z ( i 'Ts) (第 9 B図） を要素とする信号べク トルと、 係数 発生器 6 3より出力される N個の重み付け係数 C i (第 9 C図、 第 9 K図） を要素 とする係数ベク トルとの内積が演算される。 これにより、 Dフリ ップフロップ 6 2より位相比較誤差信号 f ( 0 ) (第 9 G図） が出力される。
この位相比較誤差信号 f ( 0 )は D / A変換器 5 3でアナログ信号に変換され、 さらにループフィルタ 5 4によって不要なノイズや高調波成分が除去されると共 に、 時間領域応答特性や周波数領域応答特性が整えられ、 制御信号として電圧制 御発振器 5 1に供給される。 これにより、 電圧制御発振器 5 1 より出力されるク ロック信号 C L Kの位相が制御され、 クロックパターン 1 3の再生信号 z (t)に同 期したク口ック信号 C L Kが得られる。
なお、 第 9 A図〜第 9 M図のタイ ミ ングチヤ一 トは N = 1 1個の場合を示してい る。 また、 クロック信号 C L Kの位相がクロックパターン 1 3の再生信号の位相 と一致している場合を示しており、 従って位相比較誤差信号 f ( 0 ) = 0となって いる。 また、 第 9 D図は乗算器 7 1の出力信号 S aを示し、 第 9 E図は加算器 7 2 aの出力信号 S bを示し、 第 9 F図は累積レジスタ 7 2 bの出力信号 S cを示 し、 さらに第 9 J図は係数発生器 6 3 aに供給される読み出しァ ドレス信号 A D Rを示している。
上述したように、 位相比較器 5 2における演算器 6 1では、 ク口ックパターン 1 3の再生信号 z (t) をクロック信号 C L Kでサンプリ ングして得た N個のサン プル値 z (i，Ts)と、 係数発生器 63より出力される N個の重み付け係数 Ciとの線 形結合が計算される。
例えば、 係数総数 N= l 1であるとき、 演算器 6 1では、 逐次供給される信号 サンプル値 z(i*Ts) (i = -5, -4, ···,()，···， 4,5) と、 各々対応する重み付け係数 c i (i = -5, -4, ···,(],···, 4, 5) とが乗算され、 その乗算結果が累加算される。 その ため、 位相比較誤差信号 f は、 （ 1 ) 式で表される。 すなわち、 クロックパ ターン 1 3の再生信号 z(t) とクロック信号 C LKとの位相誤差 0の関数として、 位相比較結果を表すことができる。 なお、 T sはサンプル間隔を示している。 ΐ (θ)=∑ Z (i -Ts—の 'CM · · · ( 1 )
i=-5
ここで、 高い位相比較精度を得るために、 重み付け係数 c(i)として 、 （2) 式に示すように、 位相比較対象信号としてのクロックパターン 1 3の再生信号の 理想値、 すなわちノイズを含まないクロックパターン 1 3の再生信号 s (t)の時間 微分波形のサンプル値と等しい係数 （以下、 「従来型の重み付け係数」 という） c !iを用いることが提案されている （特開平 8— 6 9668号公報参照） 。 c l l= ^i | (t = 1.Ts) · ' · ( 2) なお、 上述した （ 1 ) 式の線形結合演算は、 別の見方をすると、 （3) 式に示 すように、 信号サンプル z(i*Ts-0) を要素として並べた信号べク トル Z(0)と、 重み付け係数 ciを並べた係数べク トル C との内積を計算することとも考えられ る。 ただし、 信号べク トル Ζ(θ)は （4) 式で表され、 係数べク トル Cは （5) 式で表される。 ここで、 Τはベク トルや行列の転置を表している。 f (8) = Z(e)TC '· ·( 3)
Ζ(θ) = [ζ ( 5Ts - ，ζ ( 4Ts—の，…，z(i · Ts- ， ···， z (4Ts の， z (5Ts_(9)]T
'••(4)
T
C= [C- 5, C 4, ·'·' C i, ···, C4, C5] ·'· (5) さて、 磁気ディスク装置 2 0がデータ再生モードにある場合は、 サーボ領域 S A Rからサーボ情報を再生し、 へッ ド位置サーボを行いながらデータ領域 D A R からデータを再生する。 そのため、 磁気へッ ド 2 1 (MR型へッ ド 2 1 B) およ びへッ ドアンプ （再生アンプ 3 1 ) は常に再生動作を行うため、 第 1 0図に示す ように、 サーボ領域 S ARとデータ領域 DARの両領域に跨って連続的に再生信 号が出力され、 その直流成分は安定している。
ところカ^ 磁気ディスク装置 20がデータ記録モードにある場合は、 サーボ領 域 S ARからサ一ボ情報を再生し、 へッ ド位置サ一ボを行いながらデータ領域 D ARにデータを記録する。 そのため、 磁気へッ ド 2 1がサーボ領域 S A Rにさし かかる毎に、 磁気へッ ド 2 1およびへッ ドアンプの動作が記録から再生に切り替 えられる。 第 1 1図は、 この切り替え時付近の再生信号波形を示している。 再生 動作の開始直後は、 サーボ情報に応じた再生信号が得られるものの、 再生信号全 体の D Cレベルが変動し、 いわゆるベースラインゆらぎが生じている。
この D Cレベルの変動の性質としては、 切り替え後にゆつく り安定すること、 変動の速さを表わす時定数が数 /s以上であること等が判っている。 この D Cレべ ルの変動の原因としては、 大別して以下の 2種類が考えられる。
すなわち、 記録再生切り替えに伴って磁気へッ ド 2 1の内部の各種電流 （記録 電流、 センス電流、 バイアス電流） 力 オン Zオフされる。 そのため、 発熱量の変 化による磁気抵抗効果素子の温度変化によりその磁気抵抗効果素子の電気抵抗値 が変化し、 再生信号の D Cレベルに変動が生じる。
また、 記録と再生の両回路を含むへッ ドアンプの I C内部において、 比較的大 電流 （例えば 3 OmA) を扱う記録回路から微弱電圧 （例えば、 ピーク ·ツー · ピーク値で 700 V〜 1 m V) を扱う再生回路に千渉が生じる。 そのため、 記 録再生切り替え後にはその干渉によって再生信号の D Cレベルに変動が生じる。 この D C変動の影響を受けずに、 正確にクロックパターン 1 3における位相比 較を行うために、 本形態においては、 重み付け係数 ciとして、 その総和がゼロに なるような係数 （DCフリー係数） c 2iが用いられる。
この係数 c 2iは、 係数総数 N= 1 1の場合、 （6) 式によって簡単に求めるこ とができる。
5
C2i = cii -∑ cik/11， ί=-5,-4,···,0,···,4.5
k = 5
•••(6) この係数 c 2iの総和がゼロであることは、 （7) 式によって確認できる。
5 5 5
∑ C21 =∑ (c 1 i- , C lk/11 )
k = -5
Figure imgf000018_0001
この係数 c 2iを用いれば、 クロックパターン 1 3の再生信号に D C成分が重畳 していても、 線形結合演算の演算結果、 すなわち位相比較誤差信号 f (0)に影響 を与えない。 これは、 （8) 式によって説明できる。 この （8 ) 式は、 クロック パターン 1 3の再生信号に D C成分 dが重畳されているときの位相比較誤差信号 f (0)を示している。
f (の = ∑ (Z(i-Ts の + d) -C2i 二（∑Z ( Ts—の 'C2i)+(d*∑C2i) …（ 8)
(8) 式の右辺第 2項は、 （7) 式の結果からゼロとなる。 よって、 位相比較 誤差信号 f(6) は、 （9) 式に示すようになり、 重畳されている D C成分 dの影 響を全く受けないものとなる。 f (の =
Figure imgf000018_0002
·'·(9) 第 1 2図、 第 1 3図に、 本実施の形態におけるライ 卜時の重み付け係数 ci= c 2iの一例を、 従来型 （特開平 8 - 6 9668号公報参照） の重み付け係数 c と 比較して示している。 なお、 リード時にはクロックパターン 1 3の再生信号 z(t) は DC変動がなく安定していることから、 リード時の重み付け係数 ciとしては従 来型の重み付け係数 c dが使用され、 上述した最尤位相比較が行われるようにな つている。
ここで、 重み付け係数 c dは、 （2) 式に従ってノイズを含まないクロックパ ターン 1 3の再生信号 s (t)を微分して得たものなので、 本来は重畳している DC 成分の影響を受けず、 係数総数 Nが無限大であれば、 総和 ∑diはゼロになるは ずである。 しかし、 実際には係数総数 Nは有限であり、 裾野に対応する係数は使 用しないので、 総和∑diはゼロとはならない。 第 1 2図は、 線形結合演算を N = l 1個の信号サンプルについて行う場合の重 み付け係数 c ! i, c 2iの例を示している。 （2 ) 式に従ってノイズを含まないク ロックパターン 1 3の再生信号 s (t)を微分して得た従来型の重み付け係数 c の うち、 マイナス極性の係数は上述の 1 1個に全て含まれる。 それに対して、 ブラ ス極性の係数は、 本来は広い時間範囲に分布しているので、 上述の 1 1個には全 て含まれない。 よって、 上述した 1 1個の係数 c ΰに関しては、 プラス極性の係 数の総和はマイナス極性の係数の総和よりも小さくなり、 ∑ c dはゼロでなくマ ィナスの値になる （これは、 以下の第 1 3図に示す Ν = 2 1個の場合でも同様で ある） 。
これに対して、 本形態における重み付け係数 c 2iにおいては、 上述した 1 1個 の係数 c 2iに関して、 その総和∑ c 2iがゼ口になるようにしてあるので、 従来型 の重み付け係数 c ! iに比べてプラス側にややオフセッ 卜した係数値になっている。 同様に、 第 1 3図は、 線形結合演算を、 N = 2 1個の信号サンプルについて行 う場合の重み付け係数 c d， c 2iの例を示している。 この例では、 係数の時間分 布範囲が広いので、 従来型の重み付け係数 c , iの総和∑d iは比較的ゼロに近くな る。 そのため、 本形態におけるライ 卜時の重み付け係数 c 2iは、 従来型の重み付 け係数 c をプラス側にわずかにオフセッ 卜させたものとなる。
これら、 第 1 2図あるいは第 1 3図の例に示したような重み付け係数 c 2iを用 いれば、 上述した （8 ) 式、 （9 ) 式により説明した効果が得られ、 クロックパ ターン 1 3の再生信号に重畳された D C成分の影響を受けない位相比較誤差信号 f ( 0 )を得ることができ、 クロックパターン 1 3の再生信号に高精度に同期した クロック信号 C L Kを得ることができる。
これにより、 記録 Z再生動作の切り替え後に再生信号の D C成分が完全に安定 するのを待たずにサ一ボ情報の再生動作を開始できることから、 データ領域 D A Rとサーボ領域 S A Rとの間に設けられる D C成分の安定のための無駄領域を大 幅に短縮できる。 そのため、 ディスク面上の有効利用を図ることができ、 デイス ク面当たりのデータ記録容量を増加させることができる。
なお、 第 1 4図、 第 1 5図を使用して、 本実施の形態の効果をシミュレーショ ンにより定量的に確認した結果を示す。 第 1 4図は、 シミュレ一ショ ンに用いたサーボ領域 S A Rの再生信号 z( t) を 示している。 これは、 一つの凸部からなるクロックパターン （クロックマーク） から得られたダイパルス再生信号 s ( t )に、 記録再生切り替えに起因する D C成分 dを重畳させ、 さらに実際の磁気ディスク装置を良く模擬するために、 ノイズ n (t)をも重畳させたものである。
ここで、 シミュレーションのパラメータとしては、 実際の磁気ディスク装置を 良く模擬するために、 以下の数値を用いた。 まず、 クロックパターン 1 3の幅 (凸部長） は 2 0 0 n sであり、 ダイパルスを合成する 2つの孤立再生波形の半 値幅 （halfiidth) が 1 0 0 n sのローレンツ （ Lorentz) 型パルスとした。 さ らに、 前記ノイズ n (t)は、 磁気記録再生系で一般的な白色ガウス性ノイズ （Gau ssian noise) とし、 その平均値はゼロ、 その標準偏差 N rmsは上述した孤立波形 の zero- peak 値 S。- pに対し 1 Z 2 0 (― 2 6 d B ) とした。 位相比較結果の真 値からの誤差の統計的解析のために、 統計的性質 （平均値、 標準偏差値） は同じ だが波形が異なるノイズを重畳した再生信号 z(t)を 2 0 0通り用意した。 これら の再生信号 z(t)を位相比較器 5 2 (第 7図参照） に与え、 得られた 2 0 0通りの 位相比較誤差信号 f ( )の真値からの誤差を統計的に解析し、 誤差の平均値を求 めた。 係数総数 Nは 1 1、 サンプリ ング間隔 T sは 2 5 n sである。
第 1 5図は、 重畳した D C成分が誤差に与える影響を示している。 従来型の重 み付け係数 c dを用いる場合には、 D C成分に反比例して誤差の平均値 E 1 ( 6» ) が変化し、 D C成分の影響を大きく受ける。 これに対し、 本実施の形態における 重み付け係数 c 2iを用いる場合には、 D C成分の影響を全く受けず、 誤差の平均 値 E 2( 6> ) は常に 0である。
以上のシミュレ一ション結果から明かなように、 位相比較器 5 2において、 係 数 c iとして、 本実施の形態における重み付け係数 c 2iを用いることにより、 クロ ックパターン 1 3の再生信号 z (t) に重畳した D C成分および D C変動成分の影 響をほとんど受けずに、 高安定かつ高精度の位相比較を行うことができる。 した がって、 磁気ディスク装置 2 0の動作をさらに安定化できると同時に、 磁気ディ スク 1 1のデータ領域 D A Rとサ一ボ領域 S A Rの間の間隙を狭めることができ、 データ領域を広げることができるので、 高記憶容量化を図ることができる。 次に、 第 3図に示す磁気ディスク装置 2 0の動作を説明する。
電源投入直後または同期はずれ後に、 上述した初期同期の確立動作が行われる。 この場合、 磁気ディスク 1 1 より M R型へッ ド 2 1 Bで再生される信号は再生ァ ンプ 3 1 に供給されて増幅される。 そして、 ク口ック生成器 4 6では、 上述した ように磁気ディスク 1 1のサーボ領域 S A Rの再生信号に含まれるクロックバタ ーン 1 3の再生信号に同期したクロック信号 C L Kが生成される。
このような初期同期の確立後に、 ライ ト/リードの動作が行われる。 まず、 ラ ィ ト動作を説明する。 マイクロプロセッサ 2 4は、 ホストコンピュータより送ら れてく るライ トコマン ドを受信すると、 R O M 2 5に記憶されている変換テープ ルを利用してコマンドに含まれる論理プロック番号を磁気ディスク 1 1の物理位 置 （複数へッ ドのどれかを示すへッ ド番号、 トラック番号、 セクタ一番号） に変 換する。 これにより、 目標トラックア ドレスやライ ト開始セクタ一を認識する。 そして、 マイクロプロセッサ 2 4は、 サ一ボ制御器 4 2に目標トラックァドレ ス （ トラック番号） 情報 A D 0をセッ 卜してトラックシークの動作を開始させる。 トラックシーク動作は、 以下のように行われる。
すなわち、 サーボ制御器 4 2は、 サーボ情報検出器 4 4で得られる トラックァ ドレス情報 T A Dによるヘッ ド 2 1 A , 2 1 Bの現在地のトラックア ドレスと目 標卜ラックァドレスを比較し、 現在地のトラックァ ドレスが目標トラックァドレ スと一致するように V C Mドライバ 4 1を介してボイスコイルモータ 2 2を制御 する。 また、 現在地のトラックァドレスが目標トラックァ ドレスと一致した後、 サーボ制御器 4 2は、 サーボ情報検出器 4 4で得られる上述したファイン位置信 号 T R Aに基づき、 ヘッ ド 2 1 A， 2 1 Bが目標トラックの中心に位置するよう に V C Mドライバ 4 1を介してボイスコイルモータ 2 2を制御する。 ヘッ ド 2 1 A , 2 1 Bが目標トラックの中心に位置する状態となることでトラックシーク力 完了する。
トラックシークが完了した後に、 マイクロプロセッサ 2 4は、 読み出しデータ 処理回路 3 6で抽出されるセクタ一 I Dを参照して、 ライ 卜開始セクタ一にァク セスし、 ホストコンピュータより転送されてきてライ トデータバッファ 2 6に一 時的に記憶されていたライ トデータ W Dの読み出しを開始する。 そして、 ライ ト データ処理回路 2 7ではライ トデータバッファ 2 6より読み出されたライ トデ一 夕 W Dに対して誤り訂正符号の付加処理、 ディ ジタル変調処理等が施されて記録 データが形成され、 この記録データはライ ト補償回路 2 8でライ 卜補償されて記 録アンプ 2 9に供給される。
そして、 記録ァンプ 2 9よりライ トデータ W Dに対応した記録電流信号が出力 され、 この記録電流信号がインダクティブ型ヘッ ド 2 1 Aに供給される。 これに より、 ホストコンピュータより転送されてきたライ トデータ W Dが、 ライ トコマ ン ドで指定された磁気ディスク 1 1の所定セクタ一に書き込まれる。 なお、 磁気 ディスク 1 1のデータ領域 D A Rのセクタ一 I Dの記録はフォーマツ ト時に行わ れる。
このようなライ 卜時には、 上述したように磁気へッ ド 2 1がサーボ領域 S A R にさしかかる毎に、 磁気へッ ド 2 1およびへッ ドアンプの動作が記録から再生動 作に切り替えられ、 再生動作の開始直後は再生信号全体の D Cレベルが変動する。 し力、し、 このライ ト時には、 ク口ック生成器 4 6において、 上述したように、 ク ロックパターン 1 3の再生信号 z (t)をサンプリ ングして得た N個のサンプル値 z ( i «Ts) からなる信号べク トルと、 総和∑ c 2iがゼロとなる N個の重み付け係数 c iを並べた係数べク トルとの内積を計算して位相比較結果を得ているため、 クロ ックパターン 1 3の再生信号 z (t)の D C変動による位相比較結果に及ぼす影響を 軽減でき、 クロックパターン 1 3の再生信号 z (t)に高精度に同期したクロック信 号 C L Κを得ることが可能となる。
次に、 リード時の動作を説明する。 マイクロプロセッサ 2 4は、 ホス トコンビ ユー夕より送られてきたリー ドコマン ドを受信すると、 R O M 2 5に記憶されて いる変換テーブルを利用してコマンドに含まれる論理プロック番号を磁気ディス ク 1 1の物理位置 （へッ ド番号、 トラック番号、 セクタ一番号） に変換する。 こ れにより、 目標トラックァ ドレスや読み出し開始セクタ一を認識する。
そして、 マイクロプロセッサ 2 4は、 サ一ボ制御器 4 2に目標トラックァドレ ス （トラック番号） 情報 A D 0をセッ 卜してトラックシークの動作を開始させる。 トラックシーク動作は、 上述したライ 卜時と同様に行われる。
リード時には、 磁気ディスク 1 1のデータ領域 D A Rより M R型へッ ド 2 1 B で再生される信号が再生アンプ 3 1に供給されて増幅され、 その後に可変利得増 幅器 3 2でレベル調整され、 A Z D変換器 3 3でディ ジタル化される。 A / D変 換器 3 3の出力信号に対して等化器 3 4で波形等化処理が行われ、 データ検出器 3 5で再生データの検出処理が行われる。 そして、 データ検出器 3 5より出力さ れる再生データがリー ドデータ処理回路 3 6に供給される。 そして、 データ処理 回路 3 6では、 再生データに対してディジタル復調処理、 誤り訂正処理等が施さ れてリー ドデータ R Dが得られる。
トラックシークが完了した後に、 マイクロプロセッサ 2 4は、 リードデータ処 理回路 3 6で抽出されるセクタ一 I Dを参照して、 リー ド開始セクタ一にァクセ スする。 そして、 マイクロプロセッサ 2 4は、 リー ド開始セクタ一にアクセスし た後に、 リー ドデータ処理回路 3 6より出力されるリードデータ R Dを、 リー ド データバッファ 3 7を介してホス トコンピュータに転送する。 これにより、 リー ドコマン ドで指定された磁気ディスク 1 1の所定セクタ一より リ一 ドデータ R D が得られ、 このリ一ドデータ R Dがホス 卜コンピュータに転送される。
このようなリー ド時には、 磁気へッ ド 2 1およびへッ ドアンプの動作は再生動 作に切り替えられたままとされ、 クロックパターン 1 3の再生信号 z (t)は D C変 動がなく安定している。 そのため、 このリード時には、 上述したように、 クロッ ク生成器 4 6において、 ノイズを含まないクロックパターン 1 3の再生信号 s (t) の時間微分波形のサンプル値と等しい係数 c dが重み付け係数 c iとして使用され、 最尤位相比較が行われるようになつている。 なお、 このリード時にも、 ライ ト時 と同じ重み付け係数を使用できることは勿論である。
なお、 上述の形態においては、 位相比較に必要な複数サンプル値の線形結合を A Z D変換器 3 3により得た信号サンプルに対するディジタル演算で得るもので ある力、 この発明は、 特開平 8 - 6 9 6 6 8号公報に示されるようにアナログ遅 延回路と演算増幅器により線形結合を常に計算し、 その出力をサンプリ ングパル ス発生器の与える時刻でサンプルホールドして位相比較出力を得るものにも同様 に適用できる。 この場合、 重み付けを行う演算増幅器の利得群がその総和がゼロ になるように調整されることで、 上述形態と同様の作用効果を得ることができる。 また、 上述の形態では、 一つの凸部から構成されるクロックパターン 1 3のダ ィパルス再生波形を対象として位相比較器 5 2を構成したものであるが、 この発 明は、 複数の凸部が任意に組み合わされたクロックパターンの再生波形を対象と して位相比較器を構成してもよい。 これは、 媒体ノイズやへッ ドノイズなどに起 因する位相比較誤差をさらに平均化し、 位相比較出カジッタをさらに減少させる ために行われる。 この場合においても、 線形結合の重み付け係数の総和がゼロに なるように調整されることで、 記録/再生切り替え後の D C変動の影響を受けに くい高安定なクロック生成を行うことができる。
さらに、 この発明は、 専用クロックパターン 1 3ではなく、 サーボ領域 S A R 中の他用途パターンをクロックパターンと見なして位相比較器を構成する場合に おいても適用でき、 高安定かつ高精度なクロック生成が行うことができる。 以上説明したように、 この発明によれば、 位相比較対象信号を所定のサンプリ ング時刻においてサンプリ ングして得た N個の要素からなる信号べク トルと、 総 和がほぼゼロとなる N個の重み付け係数を並べた係数べク トルとの内積を計算し て位相比較結果を得るものであり、 位相比較対象信号の D C変動による位相比較 結果に及ぼす影響を軽減でき、 位相比較対象信号に高精度に同期したクロック信 号を得ることができる。
これにより、 ディスク装置では、 記録/再生動作の切り替え後に再生信号の D C成分の完全安定を待たずにサーボ情報の再生動作を開始できることから、 デ一 夕領域とサ一ボ領域との間に設けられる D C成分の安定のための無駄領域を大幅 に短縮できる。 そのため、 ディスク面上の有効利用を図ることができ、 ディスク 面当たりのデータ記録容量を増加させることができる。 産業上の利用可能性
以上のように、 この発明に係るクロック生成装置等は、 サンプルサーボ型磁気 ディスク装置等に適用して好適である。

Claims

請求の範囲
1 . クロック信号を生成するクロック信号生成手段と、
所定タイミング毎に供給され、 第 1の期間を有する位相比較対象信号を、 上記 第 1の期間より短い第 2の期間毎に上記ク口ック信号に基づいてサンプリングし、 上記第 1の期間において、 N個 （Nは自然数） のサンプル値を出力するサンプリ ング手段と、
上記 N個のサンプル値からなる信号べク トルと、 N個の重み付け係数を有する 係数べク トルとの内積を演算し、 演算結果を位相比較信号として出力する内積演 算手段と、
上記位相比較信号に基づいて、 上記位相比較対象信号の位相と上記クロック信 号の位相とがー致するように上記ク口ック信号生成手段を制御する位相制御手段 とを備え、
上記 N個の重み付け係数の総和がほぼゼロであることを特徴とするク口ック生
2 . 上記内積演算手段は、 乗算器と加算器とレジスタとを有することを特徴とす る請求の範囲第 1項に記載のクロック生成装置。
3 . 上記位相比較対象信号は、 上記第 1の期間において第 1の極大値と上記第 1 の極大値と極性の異なる第 2の極大値とを有することを特徴とする請求の範囲第 1項に記載のクロック生成装置。
4 . 所定間隔毎にクロック生成のための基準パターンが記録されたディスク状記 録媒体を駆動するディスク駆動装置において、
上記ディスク状記録媒体に記録された信号を再生し、 再生信号を出力するァク セス手段と、
ク口ック信号を生成するクロック信号生成手段と、
上記再生信号に所定タイミング毎に含まれ、 第 1の期間を有する上記基準バタ ―ンの再生信号を、 上記第 1の期間より短い第 2の期間毎に上記ク口ック信号に 基づいてサンプリングし、 上記第 1の期間において、 N個 （Nは自然数） のサン プル値を出力するサンプリング手段と、
上記 N個のサンプル値からなる信号べク トルと、 N個の重み付け係数を有する 係数べク トルとの内積を演算し、 演算結果を位相比較信号として出力する內積演 算手段と、
上記位相比較信号に基づいて、 上記基準パターンの再生信号の位相と上記ク口 ック信号の位相とがー致するように上記ク口ック信号生成手段を制御する位相制 御手段とを備え、
上記内積演算手段の上記 N個の重み付け係数の総和がほぼゼロであることを特 徴とするディスク駆動装置。
5 . 上記内積演算手段は、 乗算器と加算器とレジスタとを有することを特徴とす る請求の範囲第 4項に記載のディスク駆動装置。
6 . 上記基準パターンの再生信号は、 上記第 1の期間において第 1の極大値と上 記第 1の極大値と極性の異なる第 2の極大値とを有することを特徴とする請求の 範囲第 4項に記載のディスク駆動装置。
7 . 再生モードと記録モードを切り換える制御手段をさらに有し、
上記アクセス手段は、 上記再生モードにおいて、 上記ディスク状記録媒体から 上記基準パターンおよび情報信号を再生し、 上記記録モードにおいて、 上記ディ スク状記録媒体から上記基準パターンを再生すると共に上記ディスク状記録媒体 に情報信号を記録し、 少なくとも上記記録モードにおいて、 上記内積演算手段の 上記 N個の重み付け係数の総和がほぼゼロであることを特徴とする請求の範囲第 4項に記載のディスク駆動装置。
8 . 上記制御手段は、 上記再生モードと上記記録モードとで、 上記内積演算手段 の N個の重み付け係数を異なる値に切り換えることを特徴とする請求の範囲第 7 項に記載のディスク駆動装置。
9 . 上記ディスク状記録媒体が磁気ディスクであることを特徴とする請求の範囲 第 4項に記載のディスク駆動装置。
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