WO1998005169A1 - Synchronisierungsverfahren - Google Patents

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WO1998005169A1
WO1998005169A1 PCT/DE1997/001570 DE9701570W WO9805169A1 WO 1998005169 A1 WO1998005169 A1 WO 1998005169A1 DE 9701570 W DE9701570 W DE 9701570W WO 9805169 A1 WO9805169 A1 WO 9805169A1
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WO
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clock signal
count
difference
counter
frequency
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Application number
PCT/DE1997/001570
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English (en)
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Inventor
Soeren Hein
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N21/00—Selective content distribution, e.g. interactive television or video on demand [VOD]
    • H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
    • H04N21/43—Processing of content or additional data, e.g. demultiplexing additional data from a digital video stream; Elementary client operations, e.g. monitoring of home network or synchronising decoder's clock; Client middleware
    • H04N21/4302—Content synchronisation processes, e.g. decoder synchronisation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/08—Details of the phase-locked loop
    • H03L7/085—Details of the phase-locked loop concerning mainly the frequency- or phase-detection arrangement including the filtering or amplification of its output signal
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    • H03L7/107—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using a variable transfer function for the loop, e.g. low pass filter having a variable bandwidth
    • H03L7/1075—Details of the phase-locked loop for assuring initial synchronisation or for broadening the capture range using a variable transfer function for the loop, e.g. low pass filter having a variable bandwidth by changing characteristics of the loop filter, e.g. changing the gain, changing the bandwidth
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04N21/23—Processing of content or additional data; Elementary server operations; Server middleware
    • H04N21/242—Synchronization processes, e.g. processing of PCR [Program Clock References]

Definitions

  • the present invention relates to a method according to the preamble of claim 1, i.e. a method for achieving a desired target difference between the number of a first counter caused by a first clock signal for counting and the count of a second counter caused by a second clock signal, the second clock signal being generated by a clock signal generator which is driven such that the second clock signal has essentially the same clock frequency as the first clock signal.
  • the MPEG-2 standard is a compression and transmission standard designed especially for digital video data, which is expected to be the most important standard of its kind in the coming years. It is already being used to a considerable extent in digital television sets, video recorders, etc.
  • a (second) clock signal must be generated in the data reception station, which is used with a (first) used in a data transmission station Clock signal is synchronized.
  • digital systems require a different procedure because the known TV synchronization signals have not to be transmitted.
  • This changed procedure exists in the present, i.e. in the systems operating according to the MPEG-2 standard in that the data transmission station transmits from time to time certain time stamp data or so-called timestamps to the data reception station.
  • the structure of the data transmission station and data reception station to be provided for synchronization using time stamps, and the generation and evaluation of the said time stamps in the data transmission station and the data reception station are described below using a practical example.
  • the clock signal to which to synchronize i.e. the (first) clock signal used by the data transmission station (e.g. an encoder) is a clock signal, the frequency of which may be 27 MHz.
  • the permissible deviation from the specified target frequency amounts to ⁇ 810 Hz, the maximum permissible drift being set at 0.075 Hz / s. The stated values thus exactly meet the specifications made by the MPEG-2 standard.
  • the clock signal from the data transmission station controls a (first) counter (here a 42-bit counter) provided there, the count of which is increased by 1 per clock cycle.
  • the current count of the counter is transmitted to the data receiving station (for example a decoder) at certain time intervals. These represent the count, which is dependent on the clock signal frequency
  • Data are the time stamp data or timestamps already mentioned above.
  • time intervals in which such timestamps are transmitted are different; in the MPEG-2 standard they are a maximum of 100 ms (for the so-called transport stream) or a maximum of 700 ms (for the so-called program stream).
  • the data receiving station receives the timestamps, the time of reception at which the last bit of the respectively transmitted timestamp is received.
  • the count of the counter of the data transmission station represented by a respective timestamp is compared with the count of a (second) counter provided in the data receiving station at the time the timestamp was received.
  • the counter of the data receiving station counts as a function of the (second) clock signal generated there to be synchronized. More precisely, its count is increased by 1 per clock cycle of the clock signal generated in the data receiving station.
  • Knowing or tracking the said difference between the mentioned counts is not only important for the clock signal synchronization, because the count of the counter of the data receiving station can also be used, among other things, to define defined reference times or to determine those prescribed by the data transmission station the reference times relating to output or forwarding times serve at which useful data (video and / or audio data) transmitted to the data receiving station are to be output or passed on.
  • the present invention is therefore based on the object of finding a method according to the preamble of patent claim 1 which, with unlimited use of the counts of the counters for synchronizing the clock signals causing the counters to count, allows a desired target difference to be achieved between said counts and maintain.
  • the clock signal generator when the counts have a difference that deviates from the target difference, the clock signal generator is driven in such a way that the second clock signal generated by it has a frequency that deviates from the frequency of the first clock signal until the counts have the desired target difference exhibit.
  • the count of the second counter is adapted to the count of the first payer, indirectly via the second clock signal driving the second counter. This is remarkable in that it has the consequence that the second clock signal is brought to a frequency that is different from the frequency of the first clock signal, to which the second clock signal is to be synchronized. This means that the desired difference between the two counts is achieved by accepting a temporarily inaccurate synchronization of the clock signals.
  • this synchronization which is temporarily not exact, is generally tolerable, although the aim is to achieve the most accurate possible synchronization, since the extent and duration of this targeted incorrect synchronization can generally be determined without any problems in such a way that disruptive effects caused by the incorrect synchronization are negligible.
  • this type of count adjustment offers the very considerable advantage that the count progress of the second counter is completely continuous. That is to say, unlike, for example, when the counter status is overwritten by a new value, the counter is stopped in the meantime or a temporary counting in other counting intervals, no count status is skipped and no count status is reached more than once in the inventive counter status adjustment.
  • the counters continue to count independently of one another, taking only the respective clock signals into account. she are therefore still fully suitable for synchronizing the clock signals.
  • a method has thus been found which, with unrestricted usability of the counts of the counters for synchronizing the clock signals causing the counters for counting, makes it possible to achieve and maintain a desired target difference between said counts.
  • FIG. 1 shows a block diagram of a circuit in which the method according to the invention is used
  • FIG. 2 is a block diagram showing the internal structure of a block 50 provided in the circuit according to FIG. 1.
  • FIG. 3 is a block diagram showing the internal structure of blocks 10 and 60 provided in the circuit according to FIG. 1.
  • FIG. 4 shows a block diagram of a circuit suitable for carrying out a second exemplary embodiment of the method according to the invention.
  • Figure 5 is a graphical representation illustrating the effect of jitter phenomena on the timestamp transmission (s).
  • the invention is described below on a system operating according to the MPEG-2 standard. However, this should not be understood as restricting the use of the invention in systems operating according to this standard. Rather, the invention can be used in general wherever there is a need to synchronize a clock signal with another clock signal.
  • one is a (first) counter housed in a data transmission station and the other a (second) counter housed in a data reception station.
  • the first counter counts depending on one in the
  • Data transmission station used (first) clock signal more specifically depending on the frequency of this clock signal.
  • the count of the first counter is increased by 1 per clock cycle of the first clock signal.
  • the second counter counts depending on a (second) clock signal used in the data transmission station, more precisely depending on the frequency of this clock signal.
  • the count of the second counter is increased by 1 per clock cycle of the second clock signal.
  • the data transmission station sends data to the data reception station, the data reception station receiving this data and processing and / or forwarding it in a manner that is not of interest here.
  • the synchronization of the clock signal to be synchronized takes place using time stamp data or timestamps which, as before, are interspersed between the user data to be transmitted, scattered from the data transmission station to the data receiving station, at certain intervals, which can be constant or varying in size.
  • time stamp data or timestamps which, as before, are interspersed between the user data to be transmitted, scattered from the data transmission station to the data receiving station, at certain intervals, which can be constant or varying in size.
  • the block diagram shown in Figure 1 is part of the data receiving station.
  • the (second) counter the count of which is to be adapted to the count of the (first) counter accommodated in the data transmission station, is part of a clock signal generator block denoted by reference numeral 50 in FIG.
  • this clock signal generator block contains a digital / analog converter 51, a clock signal generator 52 in the form of a voltage-controlled crystal oscillator (VCXO) and the second counter 53.
  • VCXO voltage-controlled crystal oscillator
  • the second counter 53 is controlled by the clock signal generated by the clock signal generator 52 in such a way that the counter ⁇ stood the counter 53 is increased by 1 per clock cycle of the clock signal.
  • the frequency (fvcxo) of the second clock signal generated by the clock signal generator 52 depends on a signal supplied to it
  • Control signal more precisely its voltage, current, frequency or the like.
  • the voltage-controlled crystal oscillator used here as a clock signal generator it is the voltage that determines the frequency of its output signal.
  • the control voltage supplied to the clock signal generator 52 is formed by the digital / analog converter 51 from a control signal which is input into the clock signal generator block 50 and characterizes the desired frequency of the second clock signal.
  • said control signal is the signal ⁇ fvcxo and corresponds to the deviation of the frequency of the first clock signal from its known target frequency; however, the control signal input into the clock signal generator block can also represent the desired frequency of the second clock signal in another way, for example directly by the frequency of the first clock signal itself.
  • the digital / analog converter 51 uses the digital input signal ⁇ fvcxo to generate the analog voltage required to drive the crystal oscillator.
  • the digital / analog converter 51 is scaled or scalable in such a way that the frequency values which can be represented by the input signal ⁇ fvcxo or the deviations of the frequency of the first clock signal from the target frequency which can be represented thereby are converted into those analog voltages which the clock signal generator provides Initiate the generation of the desired frequency.
  • Said control signal ⁇ fvcxo depends on two factors, namely on the one hand on the deviation of the frequency of the second clock signal from the frequency of the first clock signal, and on the other others from the deviation of the count of the second counter from the count of the first counter.
  • the influence of the deviation of the frequency of the second clock signal from the frequency of the first clock signal is taken into account in a frequency calculation unit 20 and an adaptive filter 30; In these units, an estimate of the frequency of the first clock signal or the deviation of this frequency from a known target frequency of the first clock signal, which in the exemplary embodiment under consideration may be 27 MHz, is carried out.
  • the influence of the deviation of the count of the second counter from the count of the first counter is taken into account in a count adjustment unit 40.
  • Ets denotes the timestamps (encoder time stamps) transmitted by the data transmission station or the numbers of numbers represented by them. As already mentioned above, the timestamps ets are transmitted at certain time intervals, which can be constant or vary in size. The difference between the counts represented between two ets signals is referred to as ⁇ ets. This difference is formed in a differentiating unit 10, the internal structure of which is shown in FIG. 3.
  • the differentiating unit 10 contains a difference-forming element 11 and a delay element 12.
  • the difference-forming element forms the difference between the number represented by the current ets signal and the count represented by the previous ets signal.
  • Dts decoder ti e stamp designates the counts which the second counter 53 has at the time of receiving the timestamps of the data transmission station (ets signals), more precisely at the time of receiving the last bit thereof.
  • the dts signals are output by the second counter 53.
  • the difference between the counts represented between two dts signals is denoted by ⁇ dts. This difference is formed in a differentiation unit 60, the internal structure of which is identical to that of the differentiation unit 10 already described above.
  • F raw denotes the frequency of the first clock signal (of the data transmission station) calculated by the frequency calculation unit 20.
  • ⁇ f raw denotes the deviation of this frequency from the known target frequency calculated by the frequency calculation unit 20, which may be 27 MHz here.
  • Fvcxo denotes the frequency of the second clock signal generated by the clock signal generator 52 (crystal oscillator VCXO).
  • the signal ⁇ fvcxo which is generated by the count adjustment unit 40, denotes the desired (and actual) deviation of the frequency of the second clock signal generated by the clock signal generator 52 from the known target frequency of the first clock signal (the data transmission station).
  • ⁇ f £ llt ⁇ r denotes a control signal generated by the adaptive filter 30, which indicates how much the frequency fvcxo of the second clock signal has to deviate from the known target frequency of the first clock signal (the data transmission station) so that the first and the second clock signal have the same frequency.
  • the frequency calculation unit 20 and the adaptive filter 30 perform an estimate of the frequency of the first clock signal or an estimate of the deviation of the frequency of the first clock signal from its known target frequency (27 MHz). This estimation takes place in two successive steps, namely a calculation step carried out in the frequency calculation unit 20 and a filter step carried out in the adaptive filter 30.
  • the (apparent) frequency ( fra w) of the (first) clock signal of the data transmission station is taken into account here that the said time ⁇ t is the difference ( ⁇ dts) from the counts represented by two data receiving station timestamps and using the frequency
  • the said runtime fluctuations or jitter phenomena are randomly varying fluctuations in the signal runtime. Its extent depends, among other things, on the transmission path (satellite, cable, ATM network, etc.) and can vary from a few nanoseconds to a few milliseconds.
  • FIG. 5 shows the transmission time-reception time assignment of time stamps sent from the data transmission station to the data reception station.
  • the respective timestamps are received by the data reception device at times which deviate from the expected reception times or target reception times (specified by line I in FIG. 5); In most cases, the actual reception times are before or after the respective target reception times, the respective intervals between the actual reception times and the target reception times being able to vary as desired in terms of sign and amount.
  • the count dts to be assigned to a respective count ets is in fact that count of counter 53 of the data receiving station which it had at the time of receipt of a respective ets timesta ps.
  • the filtering in the filtering step of the signals f raw or ⁇ f ra w calculated in the calculation step has the purpose of subsequently correcting them. More precisely, the filter step is intended to correct (incorrect) calculations, which, as has just been explained, are based in particular on the fact that the ets timestamps are exposed to the influence of jitter phenomena when they are transmitted to the data receiving station.
  • ⁇ n a filter coefficient or weighting factor of the adaptive filter relating to the nth timestamp
  • the filter coefficient ⁇ is equal to 1, the input signal and the output signal are identical, so there is no filtering. If the filter coefficient ⁇ is 0, the output signal is a constant regardless of the input signal ( ⁇ f f iit ⁇ r . N -i).
  • the filter coefficient used in the present exemplary embodiment is fixed over time (continuously decreasing). A good choice for the filter coefficient ⁇ is to determine it
  • a targeted reset of the system during "normal” operation or comparable other measures having approximately the same effect make it possible for said abrupt adjustments to also be permitted during "normal” operation if necessary.
  • a lower limit value for the filter coefficient ⁇ is set which must not be undercut.
  • the change in the filter coefficient can be limited in such a way that the influence of the variable ( ⁇ f ra w) calculated in the calculation step on the output signal ⁇ ff ⁇ t ⁇ r ) of the adaptive filter does not fall below a certain minimum.
  • the output signal ⁇ ff ⁇ ter generated in the filter step is suitable for controlling a clock signal generator that generates the clock signal to be synchronized.
  • the second clock signal is optimally synchronized with the first clock signal under the given circumstances.
  • ⁇ f f is subjected to further processing in the count adjustment unit 40 mentioned above before it is used for clock signal generator control in the present exemplary embodiment.
  • the aim of the said processing is to ensure that the counts ets and dts of the counters of the data transmission station and of the data reception station have a constant difference, and are preferably even identical. This can be of not insignificant importance in particular because, as already mentioned above, the count of the counter 53 of the data receiving station can be used to determine defined reference times and / or to determine a time that has elapsed from the reference time.
  • a constant difference between the above-mentioned counts cannot be reliably achieved by the synchronization of the clock signal from the data receiving station alone, because any synchronization, however short, leads to a change in the count difference, which is caused by the frequency of the second clock signal being matched to the frequency of the first clock signal cannot be undone.
  • the count adjustment unit 40 modifies the signal ⁇ f fi input into it, optimized for the clock signal synchronization or in any case suitable for it, and based on this generates the signal ⁇ fvcxo «which has been entered into the clock signal generator block 50 and which, as already mentioned above, is a measure of the desired deviation of the frequency of the clock signal generator 52 generated (second) clock signal represented by the known target frequency of the (first) clock signal of the data transmission station.
  • a signal ⁇ fvcxo is generated by the counter adjustment unit, by which, when the counter readings have a difference that deviates from the target difference, the clock signal generator is driven in such a way that the second clock signal generated by it is so long one of the frequency of the first clock signal deviates frequency until the counts have the desired target difference.
  • the counter reading adaptation carried out in this way is advantageous in that it differs from, for example, an overwriting of the counter reading, an intermittent stop or a temporary counting in changed
  • Steps no count is left out or can appear multiple times.
  • said constants are designed such that, on the one hand, the desired difference between the counts of the counters can be reached at the earliest when the next time stamp data is received, and on the other hand, the frequency of the clock signal that is generated by the controlled clock signal generator, cannot leave a predetermined frequency range.
  • a further possibility of the practical realization of the basic idea for achieving a desired target difference between the counts of the first and the second counter is that the value for ⁇ fvcxo.n related to the nth timestamp in the count adjustment unit 40 or so comparable unit according to the equation
  • the task, function and mode of operation of the said second adaptive filter essentially correspond to those of the (first) adaptive filter 30 already described. Unless there is explicit reference to existing differences, the statements made for the first adaptive filter apply accordingly to the second adaptive filter.
  • the signal ⁇ countfiiter.n generated by the second adaptive filter can be determined by the equation
  • OC n a filter coefficient or weighting factor of the adaptive filter relating to the nth timestamp are .
  • the exemplary embodiments for calculating the signal ⁇ fvcxo described with reference to equations (6) and (8) differ mathematically essentially in that the quantity (ets n - dts n ) used in equation (6) is given in equation (8) by ⁇ count £ l ⁇ ter is replaced. This replacement is advantageous insofar as the disruptive influence on the count adjustment unit by the jitter phenomena already mentioned can be eliminated.
  • FIG. 1 A circuit by means of which the previously described procedures according to the second exemplary embodiment can be practically implemented is shown schematically in FIG.
  • the circuit shown in FIG. 4, more precisely the counter adjustment unit shown there as a larger block 400, can replace the counter adjustment unit 40 in FIG. 1.
  • the count adjustment unit 400 comprises a difference-forming element 410, the already mentioned second adaptive filter 420 a calculation unit 430, which are connected as shown in FIG.
  • the difference forming element 410 forms the difference between ets n and dts n (ets n - dts n ).
  • the adaptive filter 420 receives this difference as an input signal and outputs the output signal ⁇ count ⁇ iter.n calculated, for example, according to equation (9). Based on this signal ⁇ count £ ⁇ i ter , the signal ⁇ ftiier originating from the (first) adaptive filter is finally further processed into the control signal ⁇ f VC ⁇ o input into the clock signal generator block 50. This is done in the calculation unit 430 by executing equation (8).
  • clock signal synchronization and counting adjustment can be carried out in a simple manner and essentially without mutual interference, both of which are of extremely high quality and themselves can meet the highest demands.

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Abstract

Es wird ein Verfahren zum Erzielen einer gewünschten Solldifferenz zwischen dem Zählstand eines durch ein erstes Taktsignal zum Zählen veranlaßten ersten Zählers und dem Zählstand eines durch ein zweites Taktsignal zum Zählen veranlaßten zweiten Zählers beschrieben, wobei das zweite Taktsignal von einem Taktsignalgenerator generiert wird, welcher derart angesteuert wird, daß das zweite Taktsignal im wesentlichen die selbe Taktfrequenz wie das erste Taktsignal aufweist. Das beschriebene Verfahren zeichnet sich dadurch aus, daß dann, wenn die Zählstände eine von der Solldifferenz abweichende Differenz aufweisen, der Taktsignalgenerator derart angesteuert wird, daß das durch diesen erzeugte zweite Taktsignal so lange eine von der Frequenz des ersten Taktsignals abweichende Frequenz aufweist, bis die Zählstände die gewünschte Solldifferenz aufweisen.

Description

Beschreibung
SYNCHRONISIERUNGSVERFAHREN
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, d.h. ein Verfahren zum Erzielen einer gewünschten Solldifferenz zwischen dem Zahlstand eines durch ein erstes Taktsignal zum Zählen veranlaßten ersten Zählers und dem Zählstand eines durch ein zweites Taktsignal zum Zählen veranlaßten zweiten Zählers, wobei das zweite Taktsignal von einem Taktsignalgenerator generiert wird, welcher derart angesteuert wird, daß das zweite Taktsignal im wesentlichen die selbe Taktfrequenz wie das erste Taktsignal aufweist.
Verfahren dieser Art werden unter anderem in nach dem MPEG-2- Standard arbeitenden Systemen (digitalen Übertragungssystemen) benötigt.
Der MPEG-2-Standard ist ein insbesondere für digitale Video- daten ausgelegter Komprimierungs- und Ubertragungsstandard, von dem erwartet wird, daß er in den kommenden Jahren der bedeutendste Standard seiner Art sein bzw. werden wird. Er wird bereits jetzt in erheblichem Umfang in digitalen Fernsehgeräten, Videorecordern etc. eingesetzt.
Sollen in einem nach dem MPEG-2-Standard arbeitenden System von einer Datensendestation Daten zu einer Datenempfangsstation übertragen und dort weiterverarbeitet werden, so muß in der Datenempfangsstation ein (zweites) Taktsignal gene- riert werden, das mit einem in einer Datensendestation verwendeten (ersten) Taktsignal synchronisiert ist. Im Gegensatz zu analogen Videosystemen, wo die Synchronisierung von Datenempfangsstation und Datensendestation unter Verwendung von zusammen mit den Videodaten übertragenen TV- Synchronisationssignalen durchgeführt werden konnte, erfor- dern digitale Systeme mangels Notwendigkeit der Übertragung der bekannten TV-Synchronisationssignale eine veränderte Vorgehensweise .
Diese veränderte Vorgehensweise besteht bei den vorliegend betrachteten, d.h. bei den nach dem MPEG-2-Standard arbeitenden Systemen darin, daß die Datensendestation von Zeit zu Zeit bestimmte Zeitmarken-Daten bzw. sogenannte Timestamps an die Datenempfangsstation übermittelt.
Der zur Synchronisierung unter Verwendung von Timestamps vorzusehende Aufbau von Datensendestation und Datenempfangsstation sowie die Generierung und die Auswertung der besagten Timestamps in der Datensendestation bzw. der Datenempfangsstation werden nachfolgend anhand eines praktischen Beispiels beschrieben.
Das Taktsignal, auf welches synchronisiert werden soll, d.h. das von der Datensendestation (z.B. einem Codierer) verwendete (erste) Taktsignal sei ein Taktsignal, dessen Frequenz 27 MHz betragen möge. Die zulässige Abweichung von der genannten Sollfrequenz belaufe sich auf ±810 Hz, wobei der maximal zulässige Drift auf 0,075 Hz/s festgelegt sei. Die genannten Werte erfüllen damit exakt die durch den MPEG-2- Standard gemachten Vorgaben.
Durch das besagte Taktsignal der Datensendestation wird ein dort vorgesehener (erster) Zähler (hier ein 42-Bit-Zähler) angesteuert, wobei dessen Zählstand pro Taktzyklus um 1 erhöht wird. Der jeweils aktuelle Zählstand des Zählers wird in gewissen zeitlichen Abständen zur Datenempfangsstation (beispielsweise einem Decodierer) übertragen. Diese, den taktsignalfrequenzabhängigen Zählstand repräsentierenden Daten sind die vorstehend bereits erwähnten Zeitmarken-Daten bzw. Timestamps.
Die zeitlichen Abstände, in denen solche Timestamps über- tragen werden, sind unterschiedlich; sie betragen beim MPEG- 2-Standard maximal 100 ms (beim sogenannten Transport Stream) bzw. maximal 700 ms (beim sogenannten Program Stream) .
Die Datenempfangsstation empfängt die Timestamps, wobei als EmpfangsZeitpunkt jeweils derjenige Zeitpunkt zählt, zu dem das letzte Bit des jeweils übertragenen Timestamps empfangen wird.
In der Datenempf ngsstation wird der durch einen jeweiligen Timestamp repräsentierte Zählstand des Zählers der Datensendestation mit dem zum EmpfangsZeitpunkt des Timestamps erreichten Zählstand eines in der Datenempfangsstation vorgesehenen (zweiten) Zählers verglichen.
Der Zähler der Datenempfangsstation zählt in Abhängigkeit von dem dort generierten, zu synchronisierenden (zweiten) Taktsignal. Genauer gesagt wird dessen Zählstand pro Taktzyklus des in der Datenempfangsstation generierten Taktsignals um 1 erhöht .
Wenn und so lange sich bei der Gegenüberstellung der genannten Zählstände ergibt, daß diese gleich sind oder eine gleichbleibende Differenz aufweisen, kann davon ausgegangen werden, daß das Taktsignal der Datenempfangsstation und das Taktsignal der Datensendestation gleichfrequent bzw. synchron sind. Andernfalls, also wenn die Zählstandsdifferenz variiert und auf damit auf eine ungenaue oder fehlerhafte Synchronisierung hindeutet, wird ein das zu synchronisierende Taktsignal erzeugender Taktsignalgenerator der Datenempfangs- Station nachgeregelt, um die Synchronisation möglichst schnell wiederherzustellen. Die Kenntnis bzw. Verfolgung der besagten Differenz zwischen den genannten Zählständen ist nicht nur für die Taktsignal- Synchronisierung von Bedeutung, denn der Zählstand des Zählers der Datenempfangsstation kann unter anderem auch zur Festlegung von definierten Bezugszeitpunkten bzw. zur Ermittlung von durch die Datensendestation vorgeschriebenen, auf die Bezugszeitpunkte bezogenen Ausgabe- bzw. Weitergabezeitpunkten dienen, zu welchen der Datenempfangsstation übermittelte Nutzdaten (Video- und/oder Audiodaten) aus- bzw. weiterzugeben sind.
Die Erfahrung zeigt, daß schwankende Differenzen zwischen den gegenübergestellten Zählständen die Festlegung der Bezugε- zeitpunkte und/oder die Bestimmung der darauf bezogenen Ausgabe- bzw. Weitergabezeitpunkte erschweren. Im Hinblick darauf wäre es daher erstrebenswert, die Zählstände derart aneinander zu koppeln, daß sich zwischen diesen eine konstante Soll-Differenz einstellt, welche im Idealfall Null beträgt .
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 zu finden, welches es bei uneingeschränkter Verwendbarkeit der Zählstände der Zähler zur Synchronisierung der die Zähler zum Zählen veranlassenden Taktsignale erlaubt, eine gewünschte Solldifferenz zwischen den besagten Zählständen zu erzielen und beizubehalten.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnen- den Teil des Patentanspruchs 1 beanspruchten Merkmale gelöst.
Demnach ist vorgesehen, daß dann, wenn die Zählstände eine von der Solldifferenz abweichende Differenz aufweisen, der Taktsignalgenerator derart angesteuert wird, daß das durch diesen erzeugte zweite Taktsignal so lange eine von der Frequenz des ersten Taktsignals abweichende Frequenz aufweist, bis die Zählstande die gewünschte Solldifferenz aufweisen. Es wird also bei Bedarf der Zählstand des zweiten Zählers an den Zählstand des ersten Zahlers angepaßt, und zwar indirekt über das den zweiten Zähler ansteuernde zweite Taktsignal . Dies ist insofern bemerkenswert, als dies zur Folge hat, daß das zweite Taktsignal dadurch gezielt auf eine Frequenz gebracht wird, die von der Frequenz des ersten Taktsignals, auf welches ja das zweite Taktsignal synchronisiert werden soll, verschieden ist. D.h., das Erzielen der gewünschten Soll- differenz zwischen den beiden Zählständen wird unter Inkaufnahme einer vorübergehend nicht exakten Synchronisierung der Taktsignale bewerkstelligt.
Diese vorübergehend nicht exakte Synchronisierung ist jedoch, obgleich grundsätzlich eine möglichst genaue Synchronisierung anzustreben ist, in der Regel ohne weiteres tolerierbar, denn das Ausmaß und die Dauer dieser gezielten Fehlsynchronisation können in der Regel problemlos derart festlegt werden, daß durch die Fehlsynchronisation verursachte störende Auswirkun- gen vernachlässigbar sind.
Andererseits bietet diese Art der Zählstandsanpassung jedoch den ganz erheblichen Vorteil, daß der Zählstandsverlauf des zweiten Zählers vollkommen kontinuierlich ist. D.h., anders als beispielsweise beim Überschreiben des Zählstandes durch einen neuen Wert, einem zwischenzeitlichen Anhalten des Zählers oder einem vorübergehenden Zählen in anderen Zählinter- vallen wird bei der erfindungsgemäßen Zählstandsanpassung kein Zählstand ausgelassen und kein Zählstand mehrfach er- reicht. Dies wiederum sind optimale Voraussetzungen für die exakte und eindeutige Festlegung der bereits erwähnten Bezugszeitpunkte bzw. für die Ermittlung von auf diese Bezugszeitpunkte bezogenen Ausgabe- bzw. Weitergabezeitpunkten.
Die Zähler zählen nach wie vor unabhängig voneinander unter alleiniger Berücksichtigung der jeweiligen Taktsignale. Sie eignen sich daher weiterhin uneingeschränkt zur Synchronisierung der besagten Taktsignale.
Es wurde also ein Verfahren gefunden, welches es bei unein- geschränkter Verwendbarkeit der Zählstände der Zähler zur Synchronisierung der die Zähler zum Zählen veranlassenden Taktsignale erlaubt, eine gewünschte Solldifferenz zwischen den besagten Zählständen zu erzielen und beizubehalten.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert . Es zeigen
Figur 1 ein Blockschaltbild einer Schaltung, in welcher das erfindungsgemäße Verfahren zur Anwendung kommt,
Figur 2 ein Blockschaltbild, das den inneren Aufbau eines in der Schaltung gemäß Figur 1 vorgesehenen Blocks 50 zeigt,
Figur 3 ein Blockschaltbild, das den inneren Aufbau von in der Schaltung gemäß Figur 1 vorgesehenen Blöcken 10 und 60 zeigt,
Figur 4 ein Blockschaltbild einer zur Durchführung eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Verfahrens geeigneten Schaltung, und
Figur 5 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung der Auswirkung von Jitter-Phänomenen auf die Timestamp- Übertragung (en) . Die Erfindung wird nachfolgend an einem nach dem MPEG-2-Standard arbeitenden System beschrieben. Allerdings möge dies nicht als Einschränkung des Einsatzes der Erfindung in nach diesem Standard arbeitenden Systemen verstanden werden. Die Erfindung ist vielmehr ganz allgemein überall dort einsetzbar, wo es gilt, ein Taktsignal mit einem anderen Taktsignal zu synchronisieren.
Von den Zählern, zwischen deren Zählständen die gewünschte Solldifferenz erzielt werden soll, sei der eine ein in einer Datensendestation untergebrachter (erster) Zähler, und der andere ein in einer Datenempfangsstation untergebrachter (zweiter) Zähler.
Der erste Zähler zählt in Abhängigkeit von einem in der
Datensendestation verwendeten (ersten) Taktsignal, genauer gesagt in Abhängigkeit von der Frequenz dieses Taktsignals. Der Zählstand des ersten Zählers wird dabei pro Taktzyklus des ersten Taktsignals um 1 erhöht.
Der zweite Zähler zählt in Abhängigkeit von einem in der Datensendestation verwendeten (zweiten) Taktsignal, genauer gesagt in Abhängigkeit von der Frequenz dieses Taktsignals. Der Zählstand des zweiten Zählers wird dabei pro Taktzyklus des zweiten Taktsignals um 1 erhöht.
Wie die Bezeichnungen der jeweiligen Einheiten schon andeuten, versendet die Datensendestation an die Datenempfangsstation Daten, wobei die Datenempfangsstation diese Daten empfängt und auf eine hier nicht interessierende Art und Weise weiterverarbeitet und/oder weiterleitet.
Wie eingangs bereits erläutert wurde, bedarf es hierzu der Synchronisation des (zweiten) Taktsignals der Datenempfangs- Station auf das (erste) Taktsignal der Datensendestation. β
Die Synchronisierung des zu synchronisierenden Taktsignals erfolgt dabei unter Verwendung von Zeitmarken-Daten bzw. Timestamps, die wie bisher in gewissen Abständen, die gleichbleibend oder variierend groß sein können, zwischen die zu übertragenden Nutzdaten eingestreut von der Datensendestation zur Datenempfangsstation übertragen werden. Insoweit besteht zu dem eingangs erläuterten System kein Unterschied. Bezüglich weiterer Einzelheiten, insbesondere Einzelheiten zur Timestamp-Generierung und zur Timestamp-Übertragung kann daher auf die einleitend gemachten Ausführungen und die Definition des MPEG-2-Standards (beispielsweise in den ISO/IEC- Normen verwiesen werden.
Die Verarbeitung bzw. Auswertung der besagten Timestamps in der Datenempfangsstation, insbesondere die erfindungsgemäße Zählstandsanpassung wird nachfolgend anhand zweier Ausführungsbeispiele beschrieben.
Zunächst wird unter Bezugnahme auf die Figuren 1 bis 3 ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfahrens beschrieben.
Das in der Figur 1 dargestellte Blockschaltbild ist Bestandteil der Datenempfangsstation. Der (zweite) Zähler, dessen Zählεtand es an den Zählstand des in der Datensendestation untergebrachten (ersten) Zählers anzupassen gilt, ist Bestandteil eines in der Figur 1 mit dem Bezugszeichen 50 bezeichneten Taktsignalgeneratorblocks .
Der innere Aufbau dieses Taktsignalgeneratorblocks ist in Figur 2 veranschaulicht. Er enthält einen Digital/Analog- Wandler 51, einen Taktsignalgenerator 52 in Form eines spannungsgesteuerten Kristalloszillators (VCXO) und den zweiten Zähler 53.
Der zweite Zähler 53 wird durch das vom Taktsignalgenerator 52 generierte Taktsignal derart angesteuert, daß der Zähl- θ stand des Zählers 53 pro Taktzyklus des Taktsignals um 1 erhöht wird.
Die Frequenz (fvcxo) des vom Taktsignalgenerator 52 erzeugten zweiten Taktsignals hängt von einem diesem zugeführten
Steuersignal, genauer gesagt dessen Spannung, Strom, Frequenz oder dergleichen ab. Bei dem vorliegend als Taktsignalgenerator verwendeten spannungsgesteuerten Kristalloszillator ist es die Spannung, die die Frequenz dessen Ausgangssignals be- stimmt.
Die dem Taktsignalgenerator 52 zugeführte Steuerspannung wird durch den Digital/Analog-Wandler 51 aus einem in den Taktsignalgeneratorblock 50 eingegebenen, die gewünschte Frequenz des zweiten Taktsignals charakterisierenden Steuersignal gebildet. Das besagte Steuersignal ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel das Signal Δfvcxo und entspricht der Abweichung der Frequenz des ersten Taktsignals von dessen bekannter Sollfrequenz; das in den Taktsignalgeneratorblock eingegebene Steuersignal kann die gewünschte Frequenz des zweiten Takt- signals aber auch auf andere Weise repräsentieren, beispielsweise unmittelbar durch die Frequenz des ersten Taktsignals selbst .
Der Digital/Analog-Wandler 51 erzeugt aus dem digitalen Eingangssignal Δfvcxo die zur Ansteuerung des Kristalloszillators erforderliche Analogspannung. Der Digital/Analog-Wandler 51 ist so skaliert oder skalierbar, daß die durch das Eingangssignal Δfvcxo repräsentierbaren Frequenzwerte bzw. die dadurch repräsentierbaren Abweichungen der Frequenz des ersten Takt- signals von dessen Sollfrequenz, in diejenigen Analogspannun- gen umgesetzt werden, die den Taktsignalgenerator zur Generierung der gewünschten Frequenz veranlassen.
Das besagte Steuersignal Δfvcxo hängt von zwei Faktoren ab, nämlich zum einen von der Abweichung der Frequenz des zweiten Taktsignals von der Frequenz des ersten Taktsignals, und zum anderen von der Abweichung des Zählstandes des zweiten Zählers von Zählstand des ersten Zählers.
Der Einfluß der Abweichung der Frequenz des zweiten Takt- signals von der Frequenz des ersten Taktsignals wird in einer Frequenzberechnungseinheit 20 und einem adaptiven Filter 30 berücksichtigt; in diesen Einheiten wird eine später noch genauer erläuterte Schätzung der Frequenz des ersten Takt- signals oder der Abweichung dieser Frequenz von einer be- kannten Sollfrequenz des ersten Taktsignals, welche im betrachteten Ausführungsbeispiel 27 MHz betragen möge, durchgeführt .
Der Einfluß der Abweichung des Zählstandes des zweiten Zäh- lers von Zählstand des ersten Zählers wird in einer Zähl- standsanpassungseinheit 40 berücksichtigt.
Vor der Erläuterung der Funktion und der Wirkungsweise der genannten Einheiten soll zunächst auf die von diesen verwen- deten und/oder erzeugten Signale eingegangen werden.
Mit "ets" sind die von der Datensendestation übermittelten Timestamps (encoder time stamps) bzw. die durch diese repräsentierten zahlstände bezeichnet. Die Timestamps ets werden, wie vorstehend bereits erwähnt, in gewissen zeitlichen Abständen übermittelt, die gleichbleibend oder variierend groß sein können. Die Differenz der zwischen zwei ets-Signalen repräsentierten Zählstände wird mit Δets bezeichnet. Diese Differenz wird in einer Differenziereinheit 10 gebildet, de- ren innerer Aufbau in Figur 3 gezeigt ist.
Gemäß Figur 2 enthält die Differenziereinheit 10 ein Differenzbildungsglied 11 und ein Verzögerungsglied 12. Im Differenzbildungsglied wird die Differenz zwischen dem durch das aktuelle ets-Signal repräsentierten zahlstand und dem durch das vorhergehende ets-Signal repräsentierten Zählstand, gebildet. Diese vom Differenzbildungsglied 11 ausgegebene Differenz, welche zugleich das Ausgangssignal der Differen¬ ziereinheit 10 darstellt, ist das besagte Signal Δets.
Mit "dts" (decoder ti e stamp) sind die Zählstände bezeich- net, die der zweite Zähler 53 zum Zeitpunkt des Empfangs der Timestamps der Datensendestation (ets-Signale) , genauer gesagt zum Zeitpunkt des Empfangs des jeweils letzten Bits derselben jeweils innehat. Die dts-Signale werden, wie insbesondere aus der Figur 2 ersichtlich ist, vom zweiten Zähler 53 ausgegeben. Die Differenz der zwischen zwei dts-Signalen repräsentierten Zählstände wird mit Δdts bezeichnet. Diese Differenz wird in einer Differenziereinheit 60 gebildet, deren innerer Aufbau identisch mit dem der zuvor bereits beschrieben Differenziereinheit 10 ist.
Mit fraw ist die durch die Frequenzberechnungseinheit 20 berechnete Frequenz des ersten Taktsignals (der Datensendestation) bezeichnet. Δfraw bezeichnet die durch die Frequenzberechnungseinheit 20 berechnete Abweichung dieser Frequenz von der bekannten Sollfrequenz, die hier 27 MHz betragen möge .
Mit fvcxo ist die Frequenz des durch den Taktsignalgenerator 52 (Kristalloszillator VCXO) generierten zweiten Taktsignals bezeichnet. Das Signal Δfvcxo, welches von der Zählstands- anpassungseinheit 40 erzeugt wird, bezeichnet die gewünschte (und tatsächliche) Abweichung der Frequenz des durch den Taktsignalgenerator 52 generierten zweiten Taktsignals von der bekannten Sollfrequenz des ersten Taktsignals (der Daten- sendestation) .
Mit Δf£lltβr ist ein durch das adaptive Filter 30 erzeugtes Steuersignal bezeichnet, welches angibt, um wieviel die Frequenz fvcxo des zweiten Taktsignals von der bekannten Soll- frequenz des ersten Taktsignals (der Datensendestation) abzuweichen hat, damit das erste und das zweite Taktsignal die gleiche Frequenz aufweisen. Durch die Frequenzberechnungseinheit 20 und das adaptive Filter 30 wird, wie vorstehend bereits angedeutet wurde, eine Schätzung der Frequenz des ersten Taktsignals oder eine Schätzung der Abweichung der Frequenz des ersten Taktsignals von dessen bekannter Sollfrequenz (27 MHz) durchgeführt. Diese Schätzung erfolgt in zwei aufeinanderfolgenden Schritten, nämlich einem in der Frequenzberechnungseinheit 20 durchgeführten Berechnungsschritt und einem im adaptiven Fil- ter 30 durchgeführten Filterschritt.
Im Berechnungsschritt wird unter Verwendung der Differenz (Δets) von durch zwei Datensendestations-Timestamps repräsentierten Zählständen und der Zeit (Δt) , die vom Empfang des einen Timestamps bis zum Empfang des anderen Timestamps vergangen ist, die (scheinbare) Frequenz (fraw) des (ersten) Taktsignals der Datensendestation berechnet. Berücksichtigt man dabei, daß sich die besagte Zeit Δt aus der Differenz (Δdts) von durch zwei Datenempfangsstations-Timestamps reprä- sentierten Zählständen und unter Verwendung der Frequenz
(fvcxo) des in der Datenempfangsstation erzeugten, zu synchronisierenden (zweiten) Taktsignals ausdrücken läßt (Δt = Δdts/fvcxo) so läßt sich die im Berechnungsschritt ausgeführte Berechnung der scheinbaren Frequenz fraw des ersten TaktSignals, durch
Δets Δets f ra ~ — 7— ~ -TT- ' f VCXO ( 1 )
Δt Δdts
ausdrücken.
Beispielsweise aus Gründen der Genauigkeit kann es sich als vorteilhaft erweisen, nicht mit den Frequenzen fraw und fvcxo selbst, sondern mit Abweichungen Δfraw und Δfvcxo derselben von der bekannten Sollfrequenz zu arbeiten. Der Zusammenhang zwischen den Frequenzen fraw und fvcxo der Taktsignale selbst und den Abweichungen Δfraw und Δfvcxo derselben von deren bekannter Soll frequenz läßt sich durch
fraw = 27 MHz + Δfraw , fvcxo = 27 MHz + Δ fvcxo (2 )
ausdrücken.
Setzt man Gleichung (2) in Gleichung (1) ein, so erhält man als Ergebnis
Δets . Δets + Δdts ,-,„ » ,„
Δfraw = 7r Δ fvcxo+ 7 27 MHz ( 3 )
Δdts Δdts
Sowohl fra„ nach Gleichung (1) als auch Δfraw nach Gleichung (3) sind grundsätzlich dazu geeignet, als Grundlage zur An- Steuerung eines das zu synchronisierende Taktsignal erzeugenden Taktsignalgenerators zu dienen. Allerdings entsprechen diese Größen, wie vorstehend bereits angedeutet wurde, nur scheinbar den tatsächlich in der Datensendestation vorliegenden Verhältnissen.
Verantwortlich hierfür sind vor allem LaufzeitSchwankungen bzw. die sogenannten Jitter-Phänomene, die bei der Datenübertragung von der Datensendestation zur Datenempfangsstation auftreten.
Die besagten LaufzeitSchwankungen bzw. Jitter-Phänomene sind zufällig variierende Schwankungen der Signallaufzeit. Ihr Ausmaß hängt unter anderem von der Übertragungsstrecke (Satellit, Kabel, ATM-Netzwerk etc.) ab und kann zwischen wenigen Nanosekunden bis hin zu einigen Millisekunden variieren.
Die beim Auftreten von Jitter-Phänomenen primär beobachtbaren Unregelmäßigkeiten sind in Figur 5 veranschaulicht. Die Figur 5 zeigt die Sendezeitpunkt-Empfangszeitpunkt-Zuordnung von von der Datensendestation zur Datenempfangsstation versandten Timestamps .
Im Idealfall, d.h. wenn die die Laufzeit der Timestamps betreffenden Eigenschaften der Übertragungsstrecke zeitlich konstant wären, ergäbe sich ein linearer Zusammenhang zwischen den jeweiligen Sendezeiten und den zugeordneten Empfangszeiten der Timestamps. Dieser Idealfall ist in der Figur 5 durch eine mit I bezeichnete Gerade veranschaulicht.
Bedingt durch das Nicht-Vorliegen idealer Verhältnisse ergeben sich Abweichungen von dem durch die Gerade I repräsentierten linearen Zusammenhang. Genauer gesagt werden die je- weiligen (in der Figur 5 durch Punkte dargestellten) Timestamps von der Datenempfangseinrichtung zu Zeitpunkten empfangen, die von den (in der Figur 5 durch die Gerade I vorgegebenen) erwarteten EmpfangsZeitpunkten bzw. Soll- Empfangszeitpunkten abweichen; die tatsächlichen Empfangε- Zeitpunkte liegen in den meisten Fällen vor oder nach den jeweiligen Soll-Empfangszeitpunkten, wobei die jeweiligen Abstände zwischen den tatsächlichen Empfangszeitpunkten und den Soll-Empfangszeitpunkten nach Vorzeichen und Betrag beliebig variieren können.
Diese Jitter-Phänomene beeinflussen die in der Frequenzberechnungseinheit durchgeführte Berechnung, und zwar aufgrund der dadurch beeinflußten Auswahl der einander zuzuordnenden Zählstandswerte ets und dts. Der einem jeweiligen Zählstand ets zuzuordnende Zählstand dts ist nämlich gerade derjenige Zählstand des Zählers 53 der Datenempfangsstation, den dieser zum Zeitpunkt des Empfangs eines jeweiligen ets- Timesta ps innehatte. Mit der Schwankung der Übertragungszeit der ets-Timestamps von der Datensendestation zur Daten- empfangsstation schwanken also nicht nur die Empfangszeitpunkte der jeweiligen Timestamps, sondern auch die diesen jeweils zuzuordnenden Zählstandswerte des zweiten Zählers und damit auch die Zählstandsdifferenzen Δdts.
Im Ergebnis kann dies erkennbar dazu führen, daß die nach Gleichung (1) bzw. (3) berechneten Werte nicht die tatsächlichen Verhältnisse wiedergeben. Es bedarf daher einer Korrektur, die in dem sich an den Berechnungsschritt anschließenden Filterschritt erfolgt.
Die im Filterschritt erfolgende Filterung der im Berechnungsschritt berechneten Signale fraw bzw. Δfraw bezweckt eine nachträgliche Korrektur derselben. Genauer gesagt sollen durch den Filterschritt (Fehl-) Berechnungen korrigiert werden, die, wie soeben erläutert wurde, insbesondere darauf beruhen, daß die ets-Timestamps bei deren Übertragung zur Datenempfangsstation dem Einfluß von Jitter-Phänomenen ausgesetzt sind.
Bei den weiteren Erläuterungen wird nun davon ausgegangen, daß mit den Abweichungen von den bekannten Sollfrequenzen ge- arbeitet wird, daß also Δfraw der Wert ist, der der Filterung zu unterwerfen ist. Es wird jedoch nochmals darauf hingewiesen, daß die Berechnung und Weiterverarbeitung der Takt- signalfrequenz fraw selbst ebenso möglich ist.
Aus Δfraw wird im Filterschritt eine von Störeinflüssen befreite Größe Δffüer erzeugt. Waren die Timestamps bei deren Übertragung von der Datensendestation zur Datenempfangsstation keinen Störungen durch Jitter-Phänomene etc. ausgesetzt, so ist - jedenfalls im stationären Zustand - Δfraw = Δffiiter; andernfalls unterscheiden sich die genannten Größen.
Erreichbar ist dies, und hierin liegt eine Besonderheit der beschriebenen Schatzwertermittlung, durch den Einsatz eines adaptiven Filters, dessen Ausgangssignal Δf£iiter für den n-ten Timestamp sich nach der Formel
Δf filier ,n = Δf fιlter.n-1 + (Xn (Δfraw ,n _ Δf filier ,n-l) . n > 0 ( 4 ) berechnen läßt, wobei
Δffüβr.n das einen n-ten Timestamp betreffende Ausgangs- signal Δffütβr des adaptiven Filters,
Δffiicer.n-i das einen (n-l)-ten Timestamp betreffende Ausgangssignal Δffüter des adaptiven Filters,
Δfraw,n das einen n-ten Timestamp betreffende Eingangssignal Δfra in den adaptiven Filter, und
<χn ein den n-ten Timestamp betreffender Filterkoeffizient bzw. Wichtungsfaktor des adaptiven Filters
sind.
Das adaptive Filter 30 wird für n=0 mit dem Wert Δffiitβι:.n = 0 initialisiert .
Wenn der Filterkoeffizient α gleich 1 ist, sind das Eingangssignal und das Ausgangssignal identisch, erfolgt also keine Filterung. Wenn der Filterkoeffizient α gleich 0 ist, ist das Ausgangssignal unabhängig vom Eingangssignal eine Konstante (Δffiitβr.n-i) • Der im vorliegenden Ausführungsbeispiel verwendete Filterkoeffizient ist zeitlich veränderlich (kontinuierlich abnehmend) festgelegt. Eine gute Wahl des Filterkoeffizienten α besteht in dessen Festlegung auf
αn , αn+ι = r , <Xι = l ( 5 )
Otn + 1
Für den ersten, zweiten, dritten ... Timestamp werden dadurch kontinuierlich abnehmende Filterkoeffizienten αi, oc2, α3, ... von 1, 1/2, 1/3, ... erhalten. So lange n klein ist, also insbesondere nach dem Einschalten oder Rücksetzen des Systems, werden demnach relativ große Filterkoeffizienten verwendet, wodurch der Einfluß der im Berechnungsschritt berechneten Größe (Δfraw) auf das Ausgangs- signal des adaptiven Filters 30 zunächst relativ groß ist, so daß sich im Ergebnis die Frequenz des zweiten Taktsignals relativ schnell (sprungartig) an die Frequenz des ersten Taktsignals annähern kann. Mit zunehmenden Werten für n, also mit dem Übergang des Systems zum "normalen" Betrieb, werden die Filterkoeffizienten immer kleiner und die Reaktion des Systems auf tatsächlich oder scheinbar veränderte Verhältnisse in der Datensendestation immer schwächer und träger.
Ein gezieltes Rücksetzen des Systems während des "normalen" Betriebs oder vergleichbare andere in etwa gleichwirkende Maßnahmen ermöglichen es, daß die besagten sprungartigen Anpassungen bei Bedarf auch während des "normalen" Betriebs zugelassen werden.
Um zu verhindern, daß das System überhaupt nicht mehr auf Veränderungen reagiert ( für sehr große n geht α gegen 0 ) , kann vorgesehen werden, einen unteren Grenzwert für den Filterkoeffizienten α festzulegen, der nicht unterschritten werden darf. Die Veränderung des Filterkoeffizienten ist da- durch derart begrenzbar, daß der Einfluß der im Berechnungs- schritt berechneten Größe (Δfraw) auf das Ausgangssignal {Δffπtβr) des adaptiven Filters ein gewisses Mindestmaß nicht unterschreitet .
Das im Filterschritt generierte Ausgangssignal Δffύter eignet sich, wie vorstehend bereits erwähnt wurde, zur Ansteuerung eines das zu synchronisierende Taktsignal erzeugenden Takt- signalgenerators. Durch dessen unmittelbare Verwendung könnte erreicht werden, daß das zweite Taktsignal unter den gegebe- nen Umständen jeweils optimal mit dem ersten Taktsignal synchronisiert ist. Gleichwohl wird Δffüter vor dessen Verwendung zur Taktsignal- generatoransteuerung im vorliegenden Ausführungsbeispiel einer weiteren Verarbeitung in der vorstehend bereits erwähnten Zählstandsanpassungseinheit 40 unterworfen.
Durch die besagte Verarbeitung soll erreicht werden, daß die Zählstände ets und dts der Zähler des Datensendestation und der Datenempfangsstation eine gleichbleibende Differenz aufweisen, vorzugsweise sogar identisch sind. Dies kann insbe- sondere deshalb von nicht unerheblicher Bedeutung sein, weil, wie vorstehend bereits erwähnt wurde, der Zählstand des Zählers 53 der Datenempfangsstation dazu herangezogen werden kann, um definierte Bezugszeitpunkte festzulegen und/oder eine ab dem Bezugszeitpunkt verstrichene Zeit zu bestimmen.
Eine gleichbleibende Differenz zwischen den genannten Zähl- ständen ist durch die Synchronisierung des Taktsignals der Datenempfangsstation allein nicht zuverlässig erzielbar, denn jede auch noch so kurze Fehlsynchronisation führt zu einer Veränderung der Zählstandsdifferenz, die durch Angleichung der Frequenz des zweiten Taktsignals an die Frequenz des ersten Taktsignals nicht mehr rückgängig machbar ist .
Noch schwieriger ist es, eine Identität der Zählstände zu erreichen und aufrechtzuerhalten. Aufgrund unterschiedlicher Phasenlagen der zu synchronisierenden Taktsignale kann es nämlich selbst bei vollkommen gleichfrequenten Taktsignalen vorkommen, daß die Zählstände eine zwar gleichbleibende, aber nichtsdestotrotz störende Differenz aufweisen.
Die Zählstandsanpassungseinheit 40 modifiziert das in sie eingegebene, auf die Taktsignalsynchronisierung hin optimierte oder jedenfalls dafür geeignete Signal Δffiiter bei Bedarf und erzeugt basierend darauf das in den Taktsignal- generatorblock 50 eingegebene Signal Δfvcxo« welches, wie vorstehend bereits erwähnt wurde, ein Maß für die gewünschte Abweichung der Frequenz des durch den Taktsignalgenerator 52 erzeugten (zweiten) Taktsignals von der bekannten Sollfrequenz des (ersten) Taktsignals der Datensendestation repräsentiert. Genauer gesagt wird durch die Zählstandsanpassungseinheit ein Signal Δfvcxo erzeugt, durch welches dann, wenn die Zählstände eine von der Solldifferenz abweichende Differenz aufweisen, der Taktsignalgenerator derart angesteuert wird, daß das durch diesen erzeugte zweite Takt- signal so lange eine von der Frequenz des ersten Taktsignals abweichende Frequenz aufweist, bis die Zählstände die gewünschte Solldifferenz aufweisen.
Eine Möglichkeit der praktischen Realisierung dieses grundlegenden Prinzips besteht darin, daß der jeweils auf den n- ten Timestamp bezogene Wert für Δfvcxo.n in der Zählstandsanpassungseinheit 40 nach der Gleichung
Figure imgf000021_0001
berechnet wird, wobei
Figure imgf000021_0002
und worin
etSn-dtSn die einen n-ten Timestamp betreffende Dif ferenz ets-dts ,
eine obere Grenze des zeitlichen Intervalls zwischen den Empfangszeitpunkten zweier aufeinanderfolgender ets-Werte, und eine Konstante wie die maximal mögliche (zulässige) Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Datensendestation von deren Sollfrequen∑
sind.
Die auf diese Weise durchgeführte Zählstandsanpassung ist insofern vorteilhaft, als anders als beispielsweise bei einem Überschreiben des Zählstandes, bei einem zwischenzeitlichen Anhalten oder einem vorübergehenden Zählen in veränderten
Schritten, kein Zählstand ausgelassen wird oder mehrfach auftauchen kann.
Gleichzeitig wird durch das Festsetzen der Konstanten T und F auf die genannten oder ähnliche Werte erreicht, daß keine ungedämpften Schwingungen in der Zählstandsdifferenz auftreten können. Hierzu sind die besagten Konstanten so ausgelegt, daß zum einen die gewünschte Solldifferenz zwischen den Zählständen der Zähler frühestens zum Zeitpunkt des Empfangs der nächsten Zeitmarken-Daten erreicht sein kann, und daß zum anderen die Frequenz des Taktsignals, das durch den angesteuerten Taktsignalgenerator generiert wird, einen vorbestimmten Frequenzbereichs nicht verlassen kann.
Eine weitere Möglichkeit der praktischen Realisierung des grundlegenden Gedankens zur Erzielung einer gewünschten Solldifferenz zwischen den Zählständen des ersten und des zweiten Zählers besteht darin, daß der jeweils auf den n-ten Timestamp bezogene Wert für Δfvcxo.n in der Zählstandsanpassungs- einheit 40 oder einer damit vergleichbaren Einheit nach der Gleichung
( .
Δfvcxo,n = sat Δl fflter.n
Figure imgf000022_0001
(8)
berechnet wird, wobei Δcountfiiter.n die durch ein zweites adaptives Filter gefil¬ terte Differenz etsn-dtSn ist, und
sat (x) nach der Gleichung (7) berechenbar ist
Aufgabe, Funktion und Wirkungsweise des besagten zweiten adaptiven Filters entsprechen im wesentlichen denen des zuvor bereits beschriebenen (ersten) adaptiven Filters 30. Sofern nicht explizit auf bestehende Unterschiede hingewiesen wird, gelten die zum ersten adaptiven Filter gemachten Ausführungen für das zweite adaptive Filter entsprechend.
In Entsprechung mit Gleichung (4) läßt sich das durch das zweite adaptive Filter erzeugte Signal Δcountfiiter.n durch die Gleichung
ΔcOUntfilter.n = ΔC0Untf,itCr,n-l + OLa ((etSn - dtSn ) - ΔcOlintfilter.D-l) ( 9 )
berechnen läßt, wobei
Δcount£_ic das einen n-ten Timestamp betreffende Aus- gangssignal Δcountfl er des zweiten adaptiven Filters,
Δcountfiitβr.n-i das einen (n-l)-ten Timestamp betreffende Ausgangssignal Δffiuβr des zweiten adaptiven Filters,
etSn-dtSn das einen n-ten Timestamp betreffende Eingangssignal (ets-dts) in den adaptiven Filter, und
OCn ein den n-ten Timestamp betreffender Filterkoeffizient bzw. Wichtungsfaktor des adaptiven Filters sind .
Hinsichtlich des Filterkoeffizienten α gelten die zum Filterkoeffizienten α des adaptiven Filters 30 gemachten Ausführun- gen entsprechend.
Die unter Bezugnahme auf die Gleichungen (6) und (8) beschriebenen Ausführungsbeispiele zur Berechnung des Signals Δfvcxo unterscheiden sich mathematisch gesehen im wesentlichen dadurch, daß die in Gleichung (6) verwendete Größe (etsn- dtsn) in Gleichung (8) durch Δcount£lιter ersetzt ist. Diese Ersetzung ist insofern vorteilhaft, als dadurch der störende Einfluß durch die vorstehend bereits erwähnten Jitter-Phänomene auf die Zählstandsanpassungseinheit eliminierbar ist.
Eine Schaltung, durch welche die zuvor verfahrensmäßig beschriebenen Vorgänge nach dem zweiten Ausführungsbeispiel praktisch realisierbar sind, ist schematisch in Figur 4 dargestellt .
Die in der Figur 4 gezeigte Schaltung, genauer gesagt die dort als größerer Block 400 dargestellte Zählstandsanpassungseinheit kann die Zählstandsanpassungseinheit 40 in Figur 1 ersetzen.
Die Zählstandsanpassungseinheit 400 umfaßt ein Differenzbildungsglied 410, das bereits erwähnte zweite adaptive Filter 420 eine Berechnungseinheit 430, welche wie in der Figur 4 gezeigt verschaltet sind.
Durch das Differenzbildungsglied 410 wird die Differenz zwischen etsn und dtsn gebildet (etsn - dtsn) .
Das adaptive Filter 420 erhält diese Differenz als Eingangs- signal und gibt das beispielsweise nach Gleichung (9) berechnete Ausgangssignal Δcountαiter.n aus. Basierend auf diesem Signal Δcount£ιiter wird das aus dem (ersten) adaptiven Filter stammende Signal Δftiier schließlich zu dem in den Taktsignalgeneratorblock 50 eingegebenen Steuersignal ΔfVCχo weiterverarbeitet. Dies geschieht in der Berechnungseinheit 430 unter Ausführung der Gleichung (8) .
Dadurch wird wie bei dem Verfahren nach dem ersten Ausfüh- rungsbeispiel eine Modifikation eines für eine Taktsignal- synchronisierung kreierten Steuersignals (Δfmtβr) durchge- führt, und zwar in der Weise, daß das daraus resultierende Signal (Δfvcxo) ohne nennenswerte Störung der Taktsignalsynchronisation im Hinblick auf eine gewünschte Zählstandsanpassung optimiert ist.
Sowohl durch das Verfahren nach dem ersten Ausführungsbei- spiel als auch durch das Verfahren nach dem zweiten Ausführungsbeispiel lassen sich auf einfache Weise und im wesentlichen ohne gegenseitige Beeinflussung zugleich eine Taktsignalsynchronisierung und eine Zählstandsanpassung durchfüh- ren, von welchen beide eine äußerst hohe Güte aufweisen und selbst höchste Ansprüche erfüllen können.
Abschließend sei darauf hingewiesen, daß die beschriebene Zählstandsanpassung nicht nur in Verbindung mit der beschrie- benen Taktsignalsynchronisierung anwendbar ist; die Zählstandsanpassung kann selbstverständlich auch mit beliebigen anderen Taktsignalsynchronisierungsverfahren kombiniert werden.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Erzielen einer gewünschten Solldifferenz zwischen dem Zählstand eines durch ein erstes Taktsignal zum Zählen veranlaßten ersten Zählers und dem Zählstand eines durch ein zweites Taktsignal zum Zählen veranlaßten zweiten Zählers, wobei das zweite Taktsignal von einem Taktsignal- generator generiert wird, welcher derart angesteuert wird, daß das zweite Taktsignal im wesentlichen die selbe Takt- frequenz wie das erste Taktsignal aufweist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß dann, wenn die Zählstände eine von der Solldifferenz abweichende Differenz aufweisen, der Taktsignalgenerator derart angesteuert wird, daß das durch diesen erzeugte zweite Takt- signal so lange eine von der Frequenz des ersten Taktsignals abweichende Frequenz aufweist, bis die Zählstände die gewünschte Solldifferenz aufweisen.
2. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Ermittlung der Differenz zwischen den Zählständen des ersten Zählers und des zweiten Zählers und die darauf basierende Ansteuerung des Taktsignalgenerators jeweils im Ansprechen auf den Empfang von den jeweiligen Zählstand des ersten Zählers repräsentierenden Zeitmarken-Daten durchgeführt wird.
3. Verfahren nach Anspruch 2 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die zur Bildung der Differenz herangezogenen Zählstands- Paare jeweils aus einem durch die Zeitmarken-Daten repräsentierte Zählstand des ersten Zählers und demjenigen Zählstand des zweiten Zählers bestehen, den dieser zum Zeitpunkt des Empfangs der besagten Zeitmarken-Daten innehatte.
4. Verfahren nach Anspruch 3 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die aus den ZählStands-Paaren gebildeten Differenzen vor deren Berücksichtigung zur Taktsignalgenerator-Ansteuerung einer Filterung in einem adaptiven Filter unterzogen werden.
5. Verfahren nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Ausgangssignal des adaptiven Filters zumindest von der in diesen eingegebenen Zählstandsdifferenz und dem jeweils vorhergehenden Ausgangssignal des adaptiven Filters ab- hängt.
6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß das Ausgangssignal des adaptiven Filters von einem Wich- tungsfaktor abhängt, dessen Größe zeitlich derart verändert wird, daß der Einfluß der eingegebenen Zählstandsdifferenz auf das Ausgangssignal des adaptiven Filters nach dem Einschalten oder Rücksetzen des Systems zunächst relativ groß ist, mit fortschreitender Zeit aber immer weiter abnimmt.
7. Verfahren nach Anspruch 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die zeitabhängig veränderte Größe des Wichtungsfaktors derart begrenzt ist, daß der Einfluß der eingegebenen Zähl- Standsdifferenz auf das Ausgangssignal des adaptiven Filters größer oder gleich einem bestimmten Mindestmaß ist.
8. Verfahren nach einem der Ansprüche 2 bis 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Ansteuerung des Taktsignalgenerators so ausgelegt ist, daß die gewünschte Solldifferenz zwischen den Zähl- ständen der Zähler frühestens zum Zeitpunkt des Empfangs der nächsten Zeitmarken-Daten erreicht sein kann.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß die Ansteuerung des Taktsignalgeneratorε so ausgelegt ist, daß die Frequenz des Taktsignals, das durch den ange¬ steuerten Taktsignalgenerator generiert wird, innerhalb eines vorbestimmten Frequenzbereichs liegt.
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Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0641081A1 (de) * 1993-08-31 1995-03-01 STMicroelectronics S.A. Digitales Filter für einen Phasenregelkreis
WO1995022855A2 (en) * 1994-02-15 1995-08-24 Philips Electronics N.V. Apparatus and methods for improving timing recovery of a system clock
EP0778710A2 (de) * 1995-12-01 1997-06-11 NOKIA TECHNOLOGY GmbH Verfahren und System für Datenübertragung

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4024239C1 (en) * 1990-07-31 1991-10-10 Rohde & Schwarz Gmbh & Co Kg, 8000 Muenchen, De Synchronisation of scanning pulse generator - using Walsh transformation o calculate max. of power intensity spectrum of individual unit pulse sequence

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0641081A1 (de) * 1993-08-31 1995-03-01 STMicroelectronics S.A. Digitales Filter für einen Phasenregelkreis
WO1995022855A2 (en) * 1994-02-15 1995-08-24 Philips Electronics N.V. Apparatus and methods for improving timing recovery of a system clock
EP0778710A2 (de) * 1995-12-01 1997-06-11 NOKIA TECHNOLOGY GmbH Verfahren und System für Datenübertragung

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
BEOMSUP KIM: "OPTIMAL MMSE GEAR-SHIFTING ALGORITHM FOR THE FAST SYNCHRONIZATION OF DPLL", PROCEEDINGS OF THE INTERNATIONAL SYMPOSIUM ON CIRCUITS AND SYSTEMS (ISCS), CHICAGO, MAY 3 - 6, 1993, vol. 1 OF 4, 3 May 1993 (1993-05-03), INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS, pages 172 - 175, XP000409962 *
FIBUSH D K: "TIMING AND SYNCHRONIZATION USING MPEG-2 TRANSPORT STREAMS", SMPTE JOURNAL, vol. 105, no. 7, 1 July 1996 (1996-07-01), pages 395 - 400, XP000597142 *

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