WO1998003901A1

WO1998003901A1 - Dispositif de regulation de courant

Info

Publication number: WO1998003901A1
Application number: PCT/JP1997/002451
Authority: WO
Inventors: Mitsuhiro Shimazu; Shuki Akushichi
Original assignee: Komatsu Ltd.
Priority date: 1996-07-19
Filing date: 1997-07-15
Publication date: 1998-01-29
Also published as: EP0952507B1; DE69705431D1; JPH1039902A; DE69705431T2; EP0952507A1; US6351718B1; EP0952507A4; KR980010684A

Description

明細書電流制御装置技術分野

本発明は、制御対象に通電される電流の大きさを制御する電流制御装置に関し , 特に通電される電流値に応じた力を発生するァクチユータの制御に適用されるものである。背景技術

建設機械等の油圧回路では、油圧ァクチユエータに供給される圧油の流量を制御するために電磁比例弁が用いられる。この電磁比例弁は、コントローラよりこの電磁比例弁に付設されたソレノィドに加えられる電流の大きさにほぼ比例してその弁開度が変化される。そして、その弁開度に応じた流量の圧油が油圧ァクチユエ一タに供給されることになる。

この場合、ソレノイドのコイルに実際に流れる励磁電流を検出しており、コントローラは、この検出電流をフィードバック量として目標電流値が得られるようにソレノィドに加える電流を制御している。

すなわち、コントローラは、所定の時間毎に入力される目標電流値に対応するデューティを当該所定の時間毎に演算し、このデューティのパルス信号を生成しており、これを駆動用トランジスタに加えるようにしている。そして、パルス信号入力に応じて駆動用トランジスタが付勢されると、ソレノィドのコイルには、上記目標電流値が得られるように電流が通電されることになる。

しかし、実際には、通電時間の長期化、油温の上昇等によりソレノイドのコィルが温度上昇してしまい、これに伴うコイルの直流抵抗の増加等によって、目標電流値に見合う分だけの電流がコイルに通電されなくなってしまい制御の精度が落ちることがある。

そこで、こうしたコイルの温度上昇による制御の精度の劣化を防止すべく、特公昭 6 2— 5 9 4 4 4号公報では、操作レバ一の操作に応じた制御目標値（目標電流値）をソレノイドに与えるようにしたコント口一ラにおいて、操作レバーが中立位置に戻されているときに、油圧ァクチユエータが動かないレベルの一定の電流をソレノィドに流して、そのときのデューティ値とフィルタ処理された平均検出電流値とに基づいて補正係数を求め、この補正係数によつてデューティ値を補正するようにしている。

し力し、この公報記載の技術によれば、操作レバーが不感帯域にある場合には問題はないものの、操作レバーが不感帯域からフルレバー操作された場合には、デューティを補正したとしても制御上、誤差を生じてしまうことがある。

そこで、特公平 7— 6 6 2 9 9号公報記載のものでは、ソレノイドのコイルに流れる励磁電流を P WMパルス信号に同期して積分手段で積分し、制御目標値と積分手段から出力される積分値とからデューティを補正するようにしている。これにより、操作レバーが不感帯域からフルレバー操作されて、コイルの励磁電流が増大した場合の制御上の誤差をなくすようにしている。

上記公報記載のものは、操作レバーの操作に応じた制御目標値（目標電流値）がコントロ一ラに入力されることを想定しており、制御目標値の変化はそれ程激しいものではない。

しカゝし、エンジン回転数を示す信号に応じて生成された制御目標値がコント口 —ラに入力される場合には、エンジン回転数が急激に変化するため、所定時間毎に制御目標値は激しく変化することになる。

このように所定時間毎に制御目標値が激しく変化する場合には、上記特公昭 6 2 - 5 9 4 4 4号公報記載の技術によっては適切に対処することはできず、制御上の誤差が生じることになる。

また、上記特公平 7— 6 6 2 9 9号公報記載の技術によって対処しょうとしても、実現が極めて困難となり、また制御上の不安定さが招来する。

すなわち、この公報記載のものでは、 PWMパルスの 1周期毎にコイルの励磁電流の積分を行うようにしているため、励磁電流を高精度に積分するには P WM パルスの 1周期内という高速のサンプリングで A/D変換を行う必要がある。これは高速、高精度の A/D変換器を必要とし、実現が極めて困難である。

しかも、以下の理由で制御電流が不安定になりやすい。 1 ) 積分のフィ一ドバックは現実的には 1周期おき以内では困難であるため遅れがあり、不安定になりやすい。

2 ) 補正係数を求めてそれにより指令される制御電流値を変化させる方式の場合には、ソレノイドのインダクタンス分で実電流はすぐには追従できないので、過渡的に補正係数が大きくなつたり、小さくなつたりする。これが上記 1 ) と同じ原因で 1周期以上遅れて発生するので、これも不安定になりやすい。

以上のように、従来の技術によれば、所定時間毎に制御目標値が激しく変化する場合には、ソレノイドのコイル等の制御対象に通電される電流を、精度よく、かつ安定して制御することができないという問題が招来することになつていた。本発明はかかる問題点を解決すべくなされたものである。発明の開示

そこで、本発明の主たる発明では、所定の時間毎に入力された目標電流値に対応するデューティを当該所定の時間毎に演算して出力するデューティ演算手段と、前記デューティ演算手段から出力されたデューティのパルス信号を生成するパルス信号生成手段と、前記パルス信号生成手段で生成されたパルス信号によって駆動されることにより通電される制御対象とを有した電流制御装置において、前記制御対象を通電する電流値を検出し、当該検出電流値を所定の時間毎に出力する電流値検出手段と、

前回の補正電流値と、前記電流値検出手段から今回出力された電流値とに基づいて、今回の補正電流値が前回の補正電流値と前記電流値検出手段から今回出力された電流値との中間の値となるように当該今回の補正電流値を所定の時間毎に演算して出力する補正電流値演算手段と、

前回の補正デューティと、前記デューティ演算手段から今回出力されたデューティとに基づいて、今回の補正デューティが前回の補正デューティと前記デューティ演算手段から今回出力されたデューティとの中間の値となるように当該今回の補正デューティを所定の時間毎に演算して出力する補正デューティ演算手段とを具え、

前記デューティ演算手段は、前記入力される目標電流値と、前記補正電流値演算手段から出力された補正電流値と、前記補正デューティ演算手段から出力された補正デューティとに基づいて、デューティを演算して出力するようにしている。

このように、デューティ演算手段において、入力される目標電流値と、前記補正電流値演算手段から出力された補正電流値と、前記補正デューティ演算手段から出力された補正デューティとに基づいて、デューティを演算して出力するようにしているので、制御対象の抵抗値、これに印加される電源からの電圧値が変化等したとしても、目標電流値に一致する電流を制御対象に流すことができるようになり、制御の精度が飛躍的に向上する。

さらに、デューティ演算手段から出力されるデューティの演算に用いられる今回の補正電流値を、補正電流値演算手段において、前回の補正電流値と、前記電流値検出手段から今回出力された電流値とに基づいて、今回の補正電流値が前回の補正電流値と前記電流値検出手段から今回出力された電流値との中間の値となるように所定の時間毎に演算しており、かつ上記デューティ演算手段から出力されるデューティの演算に用いられる今回の補正デューティを、補正デューティ演算手段において、前回の補正デューティと、前記デューティ演算手段から今回出力されたデューティとに基づいて、今回の補正デューティが前回の補正デューティと前記デューティ演算手段から今回出力されたデューティとの中間の値となるように所定の時間毎に演算しているので、所定時間毎に目標電流値が激しく変化したとしても、応答性、追従性のよいデューティ値を演算、出力することができるようになり、制御の安定性が飛躍的に向上する。図面の簡単な説明

図 1は、本発明に係る電流制御装置の実施の形態を示すブロック図で、コントローラをマイクロプロセッサで構成して、電磁装置として電磁比例弁を想定したものである。

図 2は本発明に係る電流制御装置の実施の形態を示すブロック図である。図 3は図 1に示す電磁比例弁のソレノィドの構造を示す断面図である。

図 4は図 1に示す比例電磁弁と抵抗にかかる電圧と電流との関係を示す電気回路図である。

図 5は図 1に示すデューティ演算部で実行される処理手順を示すフローチヤ一トである。

図 6は図 1に示すフィルタ演算部で実行される処理手順を示すフローチヤ一卜である。

図 7は図 1に示すフィルタ演算部の伝達関数を示す図である。

図 8は図 1に示すフィルタ演算部で実行される処理手順を示すフローチヤ一トである。

図 9は図 1に示すフィルタ演算部で実行される処理手順を示すフローチヤ一トである。

図 1 0は図 1に示すフィルタ演算部で実行される処理手順を示すフローチヤ一トである。

図 1 1 ( a ) 〜（g ) は図 1の各部の信号のタイミングチャートである。

図 1 2は実測電流値と理論電流値との関係を示すグラフである。

図 1 3は実測電流値と理論電流値との関係を示すグラフである。

図 1 4は図 1 0の区間平均演算処理を説明するために用いた図で、レジスタ列に格納される内容を示す図である。発明を実施するための最良の形態

以下、図面を参照して本発明に係る電流制御装置の実施の形態について説明する。

図 2は、実施の形態の装置をブロック図にて示したものであり、この電流制御装置は、一定の周期 t 1毎に入力された制御目標値（目標電流値） x lに対応するデューティ（デューティ比） d lを、後述する補正電流値 y 4と補正デューティ d 3とに基づき、当該一定の時間 t 1毎に演算して出力するデューティ演算部 1 0と、このデューティ演算部 1 0から出力されたデューティ d lに対応する PWMパルス信号 d 2を生成するパルス信号形成部 1 1と、このパルス信号形成部 1 1で生成されたパルス信号 d 2に対応する励磁電流 Iを生成する励磁電流形成部 1 2と、この励磁電流形成部 1 2で生成された励磁電流 Iが比例ソレノィドのコイルに通電されることにより作動する電磁装置 1 3と、この電磁装置 1 3の比例ゾレノィドのコイルに流れる励磁電流 Iをアナログ信号 y lとして検出し、これを一定周期 t 2 毎にディジタル信号 y 3に変換して出力する電流検出部 1 4と、この電流検出部 1 4から出力された電流値信号 y 3に対して、後述するフィルタ演算処理を一定周期 t 3毎に実行して、フィルタ処理された補正電流値 y 4を上記デュ一ティ演算部 1 0に出力するフィルタ演算部 1 5と、上記デューティ演算部 1 0から出力されたデューティ d lに対して、後述するフィルタ演算処理を一定周期 t 3毎に実行して、フィルタ処理された補正デューティ d 3を上記デューティ演算部 1 0に出力するフィルタ演算部 1 6とから構成されている。

図 1は、図 2のブロック図をより具体的に示した図であり、電磁装置 1 3として電磁比例弁 3 3を想定している。

すなわち、この電流制御装置は、大きくは、マイクロプロセッサ等で構成され、制御目標値 x lを入力して P WMパルス信号 d 2を出力するコン卜ローラ 3 0と、コントローラ 3 0より入力されたパルス信号 d 2に応じて動作して比例電磁弁 3 3 の弁開度が調整される駆動部 5 0とから構成されている。

すなわち、コントローラ 3 0は、図 2のデューティ演算部 1 0に相当するデュ —ティ演算部 3 0 aと、図 2のパルス信号形成部 1 1に相当する P WM出力部 3 0 dと、図 2の電流検出部 1 4を構成する A/D変換部 3 0 eと、図 2のフィルタ演算部 1 5に相当するフィルタ演算部 3 0 cと、図 2のフィルタ演算部 1 6に相当するフィルタ演算部 3 0 bとから構成されている。

一方、駆動部 5 0は、図 2の励磁電流形成部 1 2に相当する駆動回路 3 4、電源 3 7、フライホール用のダイオード 3 6と、図 2の電磁装置 1 3に相当する比例電磁弁 3 3と、図 2の電流検出部 1 4を構成する電流検出用抵抗 3 5 、ハ一ドフィルタ 3 2とから構成されている。

すなわち、コントローラ 3 0の前段では、エンジン回転数を示す信号等に応じて、制御目標値（比例電磁弁 3 3を通過する流量の目標値）が生成され、これが比例電磁弁 3 3のソレノィドのコイルに流すべき目標電流値 X 1に変換されて、コントロ一ラ 3 0に入力される。

コントローラ 3 0の P WM出力部 3 0 dからは P WMパルス信号 d 2が出力され、これが駆動部 5 0の駆動回路 3 4に加えられる。

駆動回路 3 4はトランジスタを中心として構成されており、トランジスタのべ —スに加えられたパルス信号 d 2に応じて付勢されることにより、電源 3 7を介して比例電磁弁 3 3のソレノィドのコイルに所定の電圧を印加させて励磁電流 Iを通電させる。

ここで、電源 3 7としては、ノくッテリが使用され、オルタネータ等によって充電されるようになっている。

図 3は、比例電磁弁 3 3を構成するソレノィド 4 0の断面を示しており、可動鉄心であるプランジャ 4 1と、固定鉄心 4 2と、コイル 4 3とから成っており、コイル 4 3に流れる電流値 Iに応じてプランジャ 4 1に力が加わり、この力とプランジャ 4 1に対向するパネ 4 5のバネ力とがつり合う位置まで当該プランジャ 4 1が移動されるようになつている。そして、このプランジャ 4 1の先端 4 1 a には弁のスプール弁 4 4が接続されており、上記プランジャ 4 1の位置変化 Aに応じてスプール弁 4 4が移動され、弁開度が調整される。

検出用抵抗 3 5は、上記コイル 4 3に流れる電流値 Iを、当該抵抗 3 5の両端に印加される電圧 y lとして検出するものであり、この信号 y lはハードフィルタ 3 2に加えられる。

ハードフィルタ 3 2は、 P WMパルスのキヤリァ周波数よりも十分低い力ットオフ周波数特性を持つ口—パスフィルタであり、このハ一ドフィルタ 3 2を通過した信号 y 2が A/ D変換部 3 0 eに加えられてディジタル信号 y 3に変換される。このため、検出用抵抗 3 5から励磁電流を検出するときにキヤリアとサンプリングによるエリアシングが予め除去され、 A/D変換部 3 0 eは精度よく励磁電流を検出することができるようになる。

図 1の各部の信号を図 1 1 ( a ) 〜（g ) に例示する。

つぎに、コントローラ 3 0のデューティ演算部 3 0 a、フィルタ演算部 3 0 b 、フィルタ演算部 3 0 cで実行される演算処理内容について説明する。

図 4は、比例電磁弁 3 3のソレノィド 4 0のコイル 4 3と検出用抵抗 3 5に印加される電圧と電流との関係を示す図である。

いま、同図に示すようにコイル 4 3の抵抗値を R、検出用抵抗 3 5の抵抗値を _r、コイル 43に流れる励磁電流の電流値を I、コイル 43と検出用抵抗 35の両端に印加される電圧値を Vとする。

すると、これら電流値 I、電圧値 Vと、パルス信号 d 2、つまりパルス〗周期の時間に対して信号がオンしている時間の割合（デューティ） d2との間には、次式 (1) に示される関係が成立する。

I = d2 · V/ (R+ r ) ·■· (1)

一方、検出用抵抗 35の両端の電圧 v、つまり検出電流値 y lに対応する電圧 V と、上記励磁電流 I、抵抗値 rとの間には次式（2) の関係が成立する。

V = I ■ r ·■· (2)

そこで、この（2) 式を（1) 式に代入すると、次式（3) が得られる。

V = d2 · (V/ (R+ r) ) · r … （3)

ここで、仮に電圧値 V、抵抗値 R及び rが一定であるものとすると、検出用抵抗 35の検出電流値 yl (電圧 V) は、デューティ d2のみによって決定されることになる。

この場合には、理論電流値を示すデューティ d l (d2) は、実測電流値を示す y 1と一致することになり、実測電流値を理論電流値に一致させるような補正を行う必要はない。つまり、デューティ dlに対応する補正デューティ d3と、電流値 ylに対応する補正電流値 y 4とに基づきデューティ演算部 30 aで後述するような補正演算を行って d 1を算出する必要はない。

ところが、上記（3) 式における電圧値 Vは、オルタネ一タの個体差等によつて電源 37の充電電圧がばらつくこと等から変動することがある。さらに、抵抗値 Rは、温度変化に応じて変動することがある。

このため、実際には、検出用抵抗 35の検出電流値 yl (電圧 V) は、デューティ d 2のみによって決定されることはなく、理論電流値と実測電流値は現実には一致しない。このため理論電流値と実測電流値を一致させるベくディーティ演算部 30 aで dlを求める際に後述する補正演算を行う必要がある。

すなわち、図 5に示すようにデューティ演算部 30 aでは、補正係数 kが、 k = f (d3) /y4 ··· (4)

と求められ（ステップ 101) 、この補正係数 kに基づいて、制御目標値 xlに対応する補正デューティ dlが以下のように演算される。

d 1= X 1 · k ■·■ (5)

(ステップ 1 02 ) 上記（4) 式において f (d3) は、補正デューティ d3から得られる理論電流値を意味し、補正電流値 y 4は実測電流値を意味する。

上記（4) に示されるように理論電流値 f (d3) と実測電流値 y4とが仮に等しければ、 k = lである。この場合、上記（5) 式において制御目標値 X 1をそのままデューティ dlとすればよく、補正を行う必要はない。

また、上記（4) 式において理論電流値 f (d3) に対して実測電流値 y 4が小さければ、 k〉 lとなる。したがって、この場合、上記（5) 式において制御目標値 X 1を大きくするような補正演算が行われてデューティ d 1が取得される。また、上記（4) 式において理論電流値 f (d3) に対して実測電流値 y4が大きければ、 kく 1となる。したがって、この場合、上記（5) 式において制御目標値 xlを小さくするような補正演算が行われてデューティ dlが取得される。図 1 2は補正デュ一ティ d3と理論電流値 f (d3) との関係の一例を示している。この場合、理論電流値は

f (d3) = a · d3+ b ··· (6)

ただし、 a、 bは 0より大きい定数。

と表され、 d3と f (d3) は比例関係にある。

し力、し、実際には、図 1 3に示されるように、 d3と f (d3) は、 d3が 0に近い部分と、最大値に近い部分において比例関係から外れてしまう。

すなわち、図 1 3は、図 1の回路においてデューティ演算部 30 aの出力をそのまま制御目標値 xlとしてデューティ演算部 30 aに入力させたときの実測電流値 y 4と理論電流値 d 1との関係を示したものである。

ここで、デューティ dlと図 3のソレノィド 40のコイル 4 3に流れる電流の平均電流 10との関係は、上記（1) 式から明らかに、

I 0= d 1 · V/ (R+ r ) ··· (7)

となる。しカゝし、この（7) 式は理想的にソレノイド 40が駆動されたときの関係であり、実際にはダイオード 36で電圧ロスが生じるため、上記（7) 式の関係（比例関係）は成立せず、非線形な関係（図 1 3参照）になる。

また、ソレノイド 40のプランジャ 41の位置は、前述したように、コイル 4 3に流れる電流値 Iに応じて、変化される。このようにプランジャ位置が変化することに伴い、ソレノィド 40のィンダクタンス Lも変化してしまう。つまり、プランジャ 4 1と固定鉄心 42とのギヤップを gとすると、ィンダクタンス Lとギヤップ gとの間には、

L cc i/g ·■· (8)

という関係が成立する。

よって、これらの非線形成分によって上記（7) 式の I d 1という比例関係は成立しなくなり、図 1 3の非線形部分の関係は、ソレノィド 40の基本的設計値で決定されることになる。そこで、ソレノイド 40の基本的設計値に応じて図 1 3の関数 f を予め決定しておき、この関数 f より理論電流値 f (d3) を求めるようにすればよい。もちろん、非線形部分を線形のものとして近似することができれば、図 1 2に示す比例関係の関数 f (第（6) 式参照）から理論電流値 f ( d3) を求めることができる。

なお、補正係数 kを求める演算は、上記（4) 式に示される演算に限定されるものではない。要は、実測電流値を理論電流値に一致させるような補正を行うことができる補正係数であればよい。

ところで、制御目標値 xlがゼロになると、上記（5) 式（dl= xl · k) より、デューティ dlがゼロになってしまう。このとき励磁電流 y 1もゼロになるので、最終的にフィルタ演算部 30 cで演算される補正電流値 y4もゼロになってしまう。この補正電流値 y4をそのまま上記（4) 式（k= f (d3) /y4) に代入して補正係数 kを求めようとすると、補正係数 kは不定となり、この補正係数 kから得られるデューティ dlは異常な値を示すことになる。

そこで、制御目標値 xlがゼロになったときは、（4) 式の演算をそのまま実行するのではなく、逐次、補正係数 kの値を記憶、保持しておき、制御目標値 xlがゼロになる直前に記憶、保持した補正係数 kの値を用いて、（5) 式の演算を行い、デューティ dlを求めるようにすればよレ、。このようにすれば、デューティ d 1が異常な値を示すことを回避することができる。また、デューティ d 1が異常な値として出力されないように、（5) 式の演算結果にリミッタをかけるようにしてもよレ、。

リミッタをカバナる方法としては、

a) (5) 式の演算結果 dlの上限値、下限値を適当に予め設定しておく _r.

b) (5) 式で補正係数 kが 1としたときの演算結果 d 1に対する D%の値（D/ 100) · d 1を求め、一（D/ 100) · d 1を下限値、（D/ 100) · d 1を上限値とする。

ことなどが考えられる。

また、電源投入直後などの初期段階では、フィルタ演算部 30 b、 30 cからそれぞれ出力される d3、 y4の値は不安定であり、これらから求められるデューティ dlは異常な値を示すことがある。そこで、電源投入直後という初期段階では、補正係数 kは 1と一律に設定しておき、初期段階が経過（一定時間経過）した時点以後にはじめて、上記（4) 式に基づき補正係数 kを求めるようにすればよい。図 5のステップ 101の補正係数 kを求めるために必要な補正デューティ d 3、補正電流値 y4を求める処理は、図 6、図 8に示される。こうした演算処理は、フィルタ演算部 30 b、 30 cでそれぞれ実行される。

すなわち、フィルタ演算部 30 b、 30 cは、フィルタとして 1次の低域フィルタを用いてフィルタリングを行い、 dl、 y3から d3、 y 4をそれぞれ算出している。これを入力を X (dl、 y3) 、出力を Y (d3、 y4) とする伝達関数で示すと、図 7に示すように 1次遅れの伝達関数

Y/X= 1 / ( 1 +Τ s ) … （9)

ただし、 Τはフィルタの時定数。

として表される。なお、フィルタとしては 1次の低域フィルタに限定されるものではなく、高次の低域フィルタを用いてもよい。

上記（9) 式は、図 8のような演算として実行される。

この図 8に示す演算処理は、サンプリングタイム ΔΤ (図 1 1 ( f ) 、（g) に示す周期 t 3) 毎に起動されて、繰り返し実行されて、入力 Xからこれを補正した補正値 Yが取得される。

まず、今回 n回目の新たなデータ Xnがサンプリングされ、この Xnが Xnewの内容とされる（ステップ 30 1 ) 。

ついで、このステップ 3 0 1で今回得られた Xnewと、前回演算された補正値 X oldとに基づき、今回の補正値 Xが、

X= c · Xnew+ ( 1 - c ) · Xold ··■ ( 1 0)

ただし、 cはフィルタ係数で、 0 < c≤ l。

と求められる。ここで、フィルタ時定数 Tと、サンプリングタイム Δ Tと、フィルタ係数 cとの関係は、

c =T/ (Τ+ Δ Τ) ··· ( 1 1 )

と表される（ステップ 302) 。

そして、このステップ 302で今回得られた補正値 Xが Xoldの内容とされて（ステップ 3 03) 、この Xoldが補正値 Yとしてフィルタ演算部 3 0 b、 3 0 c力ら出力される（ステップ 304) 。

このように、上記（1 0) 式の Xを d3と、 Xnewを dlと、 Xoldを d3oldと置いた下式、

d3= c · d 1+ ( 1 - c ) · d3old ■·· ( 1 2)

から補正デューティ d3が演算され、フィルタ演算部 3 0 bから出力される。つまり、前回の補正デューティ d3oldと、デュ一ティ演算部 30 aから今回出力されたデューティ dlとに基づいて、今回の補正デューティ d 3が前回の補正デューティ d3oldとデューティ演算部 3 0 aから今回出力されたデューティ dlとの中間の値となるように当該今回の補正デューティ d 3が演算され、これがフィルタ演算部 30 bから出力される。なお、この「中間の値」とは、前回の補正デューティ d 3oldの値、デューティ演算部 3 0 aから今回出力されたデューティ d 1の値を含み、これら d3oldから dlまでの間のいずれかの値のことを意味する（ステップ 20 1 ) ついで、上記（1 0) 式の Xを y4と、 Xnewを y ' 3 (これは y3に基づき得られる）と、 Xoldを y4oldと置いた下式、

y 4= c · y ' 3+ ( 1 - c ) · y 4old … (1 3)

から補正電流値 y4が演算され、フィルタ演算部 3 0 cから出力される。つまり、前回の補正電流値 y4oldと、 A/D変換部 3 0 eから今回出力された電流値 y 3に基づき得られた平均電流値 y ' 3とに基づいて、今回の補正電流値 y 4が前回の補正電流値 y4oldと A/D変換部 30 eから今回出力された電流値 y 3に基づき得られた平均電流値 y '3との中間の値となるように当該今回の補正電流値 y 4が演算され、これがフィルタ演算部 30 cから出力される。なお、この「中間の値」とは、前回の補正電流値 y4oldの値、 A/D変換部 30 eから今回出力された電流値 y 3に基づき得られた平均電流値 y '3の値を含み、これら y4oldから y '3までの間のいずれかの値のことを意味する（ステップ 202) 。

こうした図 6の処理はサンプリングタイム ΔΤ毎に行われるが、図 5の処理はこのサンプリングタイム Δ Tに同期しなくてもよレ、。

図 9は、上記（1 3) 式に示す平均電流値 y ' 3を求める処理の手順を示すフロ —チヤ一トである。

同図に示すように、カウンタのカウント値 1 (初期値は 0) が + 1インクリメントされ（ステップ 401) 、その上で A/D変換部 30 eで A/D変換が行われて、ディジタル信号 y 3が取得される（ステップ 402) 。

ここで、 n個（n回前まで）のディジタルデータ y 3をストアすることができる n個のレジスタ列が用意されており、 i番目のレジスタ y3iの内容が、このカウント値 iのときに取得されたディジタルデータ y 3とされる（ステップ 403) 。ついで、現在のカウント値 iが nに達したか否かが判断される（ステップ 40 4) 。

この結果、カウント値 iが nに達していなければ、手順はステップ 401に移行され、同様の処理が繰り返されるが、カウント値 iが nに達していると判断されると、今までレジスタに格納された n個分（n回前まで）のディジタルデータ y3i ( i = l〜n) の平均値 y '3を求める演算、

n

y '3= (1/n) · ∑ y3j … （14)

j=l

が実行される（ステップ 405) 。

その後、 iは 0にリセットされて（ステップ 406) 、手順は再度ステップ 4 0 1に移行される。

こうして、今回取得された電流値 y 3を含む過去 n回分の平均電流値 y ' 3が演算され、これが（1 3) 式に代入されて補正電流値 y4が演算されることになる：なお、図 9の平均電流値 y ' 3を求める処理は、図 6の実行間隔よりも速い実行間隔で実行される。

なお、（1 3) 式において平均電流値 y '3の代わりに、今回取得された電流値 y3をそのまま使用してもよい。

以上のように、フィルタ演算部 30 b、 30 cでは、いわゆるフィルタ演算を実行することにより、補正係数 kを求めるために必要な補正デューティ d3、補正電流値 y 4が求められる。

この場合、デューティ dl、電流値 y3をそのまま使用してフィルタ演算を行うのではなく、デューティ dl、電流値 y3を積分処理したものを使用してフィルタ演算を行うようにしてもよい。積分値はフィルタ演算を行う度にリセットすればよい。

また、以上のようなフィルタ演算を実行する代わりに、図 1 0に示すような区間平均演算を実行することにより、補正係数 kを求めるために必要な補正デューティ d3、捕正電流値 y 4を求めるようにしてもよい。

この場合、図 6、図 8の処理の代わりに図 1 0の処理が実行される。

同図 1 0に示すように、まず、 iが 1にイニシャライズされる（ステップ 50

1)

ここで、図 14に示すように、 n個（n回前まで）のディジタルデータ d 1を n 個のレジスタにストアすることができるレジスタ歹リ { dli、 dl2、 ··.、 d In} 用意されており、 d liはレジスタ列の i番目のレジスタにストァされる d 1の値を示す。

そこで、前回のレジスタ列の i + 1番目のレジスタにス卜ァされた dlの値を、今回のレジスタ列の i番目のレジスタにストァし直す処理が実行される（ステツプ 502 ) 。

ついで、 iを + 1インクリメントして（ステップ 503) 、 iが nに達していない限り（ステップ 504の判断 NO) 、同様の処理（ステップ 502〜503) が繰り返し実行される。

そして、 iが nに到達すると、今回、デューティ演算部 30 aから出力されているデュ一ティ dlを、今回のレジスタ列の n番目のレジスタにス卜ァする処理が実行される（ステップ 505) 。

以上のレジスタ列のストア箇所の移動を、図 1 4に矢印にて示す。つまり、毎回、 d 1について n回前までのデータがレジスタ列に格納、保持されることになりその格納内容が毎回更新される。

ついで、こうして取得された今回のレジスタ列の格納内容 d li ( ι = 1〜η) に基づき、これら区間（ i = l〜n) の平均値を求める演算が下記のごとく実行され、この区間平均値が、補正デューティ d3とされる。

n

d3= ( 1/n) · ∑ dlj ·■· (1 5)

j=l

つまり、毎回、デューティ d 1についての n回前までのデータの平均値が補正デュ —ティ d3とされて、出力される（ステップ 506) 。

補正デューティ電流値 y4についても、補正デューティ d3と同様にして求められる。

すなわち、 iが 1にイニシャライズされ（ステップ 507) 、前回のレジスタ列の i + 1番目のレジスタにストァされた y '3の値を、今回のレジスタ列の i番目のレジスタにストアし直す処理が実行される（ステップ 508) 。

ついで、 i を + 1インクリメントして（ステップ 509) 、 iが nに達していない限り（ステップ 5 10の判断 NO) 、同様の処理（ステップ 508〜 509) が繰り返し実行される。

そして、 iが nに到達すると、図 9の平均電流値の演算の結果今回取得された平均電流値 y '3を、今回のレジスタ列の n番目のレジスタにストァする処理が実行される（ステップ 5 1 1 ) 。

こうして、毎回、 y ' 3について n回前までのデータがレジスタ列に格納、保持され、その格納内容が毎回更新されることになる。

ついで、こうして取得された今回のレジスタ列の格納内容 y ' 3i ( i = l〜n) に基づき、これら区間（ i = l〜n) の平均値を求める演算が下記のごとく実行され、この区間平均値が、補正電流値 y4とされる。 n

y4= (1/n) · ∑ y ' 3j … （ 1 6)

j=l

つまり、毎回、平均電流値 y ' 3についての n回前までのデータの平均値が補正電流値 y 4とされて、出力される（ステップ 5 1 2) 。

以上、補正電流値 y4および補正デューティ d3ともに、図 6に示すフィルタ演算によって求める場合と、補正電流 y4および補正デューティ d3ともに、図 10 に示す区間平均演算によって求める場合とに分けて説明したが、補正電流値 y 4については、図 6のステップ 202に示すフィルタ演算によって求め、補正デューティ d 3については、図 1 0のステップ 50 1〜506に示す区間平均演算によつて求める実施も可能である。逆に、補正電流値 y 4については、図 1 0のステップ 507〜51 2に示す区間平均演算によって求め、補正デューティ d3については、図 6のステップ 201に示すフィルタ演算によって求める実施も可能である。

図 1 1 (a) 〜（g) は、図 1各部の信号のタイミングチヤ一トを示している。同図（a) に示すように、制御目標値 xlは、周期 t l毎に入力される。制御目標値 xlは、この周期 t 1毎に値が大きく変動しているのがわかる。

同図（b) は、デューティ演算部 30 aで演算、出力されるデューティ dlを示している。このデューティ dlは、補正電流値 y4、補正デューティ d3に基づき入力の制御目標値 xlを補正して得られたものであるので、同図（a ) に示す入力 X 1に対する応答遅れが発生していないのがわかる。

同図（c) は、励磁電流検出用抵抗 35で検出される電流 yl (アナログ信号）を示している。同図（b) のデューティ d 1に対してはソレノイド 40のコイル 4 3のィンダクタンス分だけ応答遅れを生じているのがわかる。

同図（d) は、ハードフィルタ 32による処理後の電流 y2 (アナログ信号）を示している。高域周波数成分が除去されているのがわかる。

同図（e) は、 A/D変換部 30 eによる処理後の電流 y3 (ディジタル信号）を示している。 A/D変換部 30 eは、周期 t 2毎にアナログ信号 y2からディジタル信号 y3への変換を行い、ディジタル信号 y 3を出力しているのがわかる。

同図（ f ) は、フィルタ演算部 30 cによる補正処理後の補正電流 y 4を示している。フィルタ演算部 30 cは、周期 t 3毎に、図 6のステップ 2 0 2に示すフィルタ演算ないしは図 1 0のステップ 5 0 7〜 5 1 2に示す区間平均演算を行い、逐次補正電流値 y 4を出力する。同図（e) に示す信号 y 3の変動に比較して、同図（ f ) に示す信号 y 4の変動が極めて小さくなるよう補正されているのがわかる同図（g) は、フィルタ演算部 30 bによる補正処理後の補正デューティ d3を示している。フィルタ演算部 3 O bは、周期 t 3毎に、図 6のステップ 2 0 1に示すフィルタ演算ないしは図 1 0のステップ 5 0 1〜50 6に示す区間平均演算を行い、逐次補正デューティ d3を出力する。同図（b) に示す信号 d lの変動に比較して、同図（g) に示す信号 d3の変動が極めて小さくなるよう補正されているのがわかる。

このように信号 y3、 dlの変動を抑制した補正電流値 y 4、補正デュ一ティ d3 を求め（同図（ f ) 、 (g) 参照）、これら補正電流値 y 4、補正デューティ d3 から入力 xlを補正してデューティ dlを求めるようにしたので、たとえ周期 t 1毎に制御目標値 xlが大きく変化したとしても（同図（a ) 参照）、応答性、追従性のよいデューティ値 dlを演算、出力することができるようになり（同図（b) 参照）、制御の安定性が飛躍的に向上することとなる。

Claims

請求の範囲

1 . 所定の時間毎に入力された目標電流値に対応するデューティを当該所定の時間毎に演算して出力するデューティ演算手段と、前記デューティ演算手段から出力されたデューティのパルス信号を生成するパルス信号生成手段と、前記パルス信号生成手段で生成されたパルス信号によって駆動されることにより通電される制御対象とを有した電流制御装置において、

前記制御対象を通電する電流値を検出し、当該検出電流値を所定の時間毎に出力する電流値検出手段と、

前回の補正デューティと、前記デューティ演算手段から今回出力されたデューティとに基づいて、今回の補正デューティが前回の補正デューティと前記デューティ演算手段から今回出力されたデュ一ティとの中間の値となるように当該今回の補正デューティを所定の時間毎に演算して出力する補正デューティ演算手段とを具え、

前記デューティ演算手段は、

前記入力される目標電流値と、前記補正電流値演算手段から出力された補正電流値と、前記補正デューティ演算手段から出力された補正デューティとに基づいて、デューティを演算して出力するようにした、

電流制御装置。

2 . 所定の時間毎に入力された目標電流値に対応するデューティを当該所定の時間毎に演算して出力するデューティ演算手段と、前記デューティ演算手段から出力されたデューティのパルス信号を生成するパルス信号生成手段と、前記パルス信号生成手段で生成されたパルス信号によつて駆動されることにより通電される制御対象とを有した電流制御装置において、

前記制御対象を通電する電流値を検出し、当該検出電流値を所定の時間毎に出力する電流値検出手段と、前記電流値検出手段から今回出力された電流値と前回までに出力された所定回数分の電流値との合計値の平均値を所定の時間毎に演算し、これを補正電流値として出力する補正電流値演算手段と、

前記デューティ演算手段から今回出力されたデューティと前回までに出力された所定回数分のデューティとの合計値の平均値を所定の時間毎に演算し、これを補正デュ一ティとして出力する補正デューティ演算手段と

を具え、

前記デューティ演算手段は、

電流制御装置。

3 . 所定の時間毎に入力された目標電流値に対応するデューティを当該所定の時間毎に演算して出力するデューティ演算手段と、前記デューティ演算手段から出力されたデューティのパルス信号を生成するパルス信号生成手段と、前記パルス信号生成手段で生成されたパルス信号によって駆動されることにより通電される制御対象とを有した電流制御装置において、

前記デューティ演算手段から今回出力されたデューティと前回までに出力された所定回数分のデューティとの合計値の平均値を所定の時間毎に演算し、これを補正デューティとして出力する補正デューティ演算手段と

を具え、

前記デューティ演算手段は、

電流制御装置。

4 . 所定の時間毎に入力された目標電流値に対応するデューティを当該所定の時間毎に演算して出力するデューティ演算手段と、前記デューティ演算手段から出力されたデューティのパルス信号を生成するパルス信号生成手段と、前記パルス信号生成手段で生成されたパルス信号によつて駆動されることにより通電される制御対象とを有した電流制御装置において、

前記電流値検出手段から今回出力された電流値と前回までに出力された所定回数分の電流値との合計値の平均値を所定の時間毎に演算し、これを補正電流値として出力する補正電流値演算手段と、

前記デューティ演算手段は、

電流制御装置。