WO1998001969A1 - Digitale signalverarbeitungseinrichtung zur übertragung eines digitalen fdm signales - Google Patents

Digitale signalverarbeitungseinrichtung zur übertragung eines digitalen fdm signales Download PDF

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WO1998001969A1
WO1998001969A1 PCT/DE1997/001419 DE9701419W WO9801969A1 WO 1998001969 A1 WO1998001969 A1 WO 1998001969A1 DE 9701419 W DE9701419 W DE 9701419W WO 9801969 A1 WO9801969 A1 WO 9801969A1
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WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
complex
signal processing
processing device
digital signal
dfm
Prior art date
Application number
PCT/DE1997/001419
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English (en)
French (fr)
Inventor
Heinz Goeckler
Karlheinz Grotz
Original Assignee
Robert Bosch Gmbh
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Publication date
Application filed by Robert Bosch Gmbh filed Critical Robert Bosch Gmbh
Priority to EP97932740A priority Critical patent/EP0910906A1/de
Publication of WO1998001969A1 publication Critical patent/WO1998001969A1/de

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J1/00—Frequency-division multiplex systems
    • H04J1/02—Details
    • H04J1/04—Frequency-transposition arrangements
    • H04J1/05—Frequency-transposition arrangements using digital techniques

Definitions

  • the invention relates to a digital signal processing device for transmitting a frequency multiplex signal (FDM signal), with two DFM circuits (digital frequency multiplexers), each of which is supplied with a plurality of channels, in particular television and radio channels, and each one Generate subband comprehensive FDM signal.
  • FDM signal frequency multiplex signal
  • DFM circuits digital frequency multiplexers
  • DFMs are currently being used, to which only half the number of channels, namely 32, are fed. This results in a total bandwidth of the combined signal of 224 MHz.
  • the sampling frequency to be observed is consequently 448 MHz, which is already technologically feasible today.
  • the digital signal processing device with the features of claim 1 has the advantage that a doubling of the transmission bandwidth is possible immediately after the availability of the fast digital / analog converter, without having to replace the very expensive DFM's on the transmitter side. Because the transmitter-side, digital signal processing device has a transmission interface circuit which combines the individual signals of the existing DFMs and feeds them into a common optical fiber, the higher transmission bandwidth can be used on the one hand, but without having to replace the DFMs on the other hand.
  • the DFMs are preferably suitable for the transmission of 32 individual channels with a total bandwidth of approximately 224 MHz.
  • a signal of a DFM comprising a subband is first fed as a real-value signal to a complex half-band filter, which in turn feeds its complex-value output signal to a complex adder.
  • the adder receives a complex signal indirectly or directly from a second complex half-band filter. If the subbands are already in the desired frequency position, the adder can immediately follow the second half-band filter. If, on the other hand, a frequency conversion of the second subband is required, then the second complex halfband filter is first followed by a complex mixer which shifts the frequency position of the output signal of the halfband filter comprising the second subband.
  • the second complex half-band filter is fed by another DFM.
  • the output signal of the adder is then fed to a further complex half-band filter for doubling the sampling rate, of whose complex output signal only the real-valued signal component is passed on (real or imaginary part of the complex output signal).
  • the frequency conversion of the subband does not take place after the first complex half-band filter, but before it.
  • the two complex half-band filters upstream of the adder can share the state memory, that is to say they can use the same state memories.
  • Significant effort can be saved.
  • a further advantageous embodiment variant provides that subordinate complex half-band filters for doubling the sampling rate are split into two corresponding half-band filters, one half-band filter in each case being assigned to a processing branch, that is to say a sub-band signal.
  • the preprocessing of the two subband signals corresponds to the previously mentioned methods.
  • the two real-value output signals of the two branches are then fed to a real adder and combined there.
  • a further embodiment variant is particularly advantageous with regard to the computing effort.
  • This embodiment variant provides for combining the two subordinate complex half-band filters described above with sampling rate doubling to form a complex half-band filter filter. This saves a large number of multipliers in particular.
  • Figure 1 is a schematic representation of a digital signal processing device
  • Figure 2a shows a first embodiment of a transmission interface circuit
  • Figure 2b is a spectral representation of the signal processing of the first embodiment
  • Figure 3a shows a second embodiment of a transmission interface circuit
  • FIG. 3b shows the spectral representation of the transmission interface circuit according to FIG. 3a
  • Figure 4a shows a transmission interface circuit according to a third exemplary embodiment
  • FIG. 4b the associated spectral representation
  • FIG. 5a shows a transmission interface circuit according to a further exemplary embodiment
  • FIG. 5b shows a possible implementation of the filter switch according to FIG. 5a
  • FIG. 6 shows a transmission interface circuit according to a further exemplary embodiment
  • FIG. 7 shows a transmission interface circuit according to a further exemplary embodiment.
  • FIG. 1 shows a digital signal processing device 1 with a dashed border, which has two DFM circuits 3, 5 and an FDM (Frequency Division Multiplex) interface circuit 7 has.
  • FDM Frequency Division Multiplex
  • the DFM circuit 3 processes a number of 32 equivalent TV channels, each with a bandwidth of 7 MHz, to form an FDM signal with a bandwidth of 224 MHz, which is fed to the FDM interface circuit 7 via a line 9.
  • the second DFM circuit 5 also processes 32 individual channels, whereby of course not only television but also radio channels can be processed.
  • the corresponding output signal likewise with a bandwidth of approximately 224 MHz, is fed to a further input of the FDM interface circuit 7 via a line 11.
  • the FDM interface circuit 7 now processes the two input signals in such a way that a single FDM signal with 64 frequency slots of 7 MHz arises. This 64-channel FDM-PCM signal is then transmitted via a fiber optic line 13 to a receiver 15.
  • the digital FDM-PCM signal is converted by a digital / analog converter 17.
  • the sampling rate required by the sampling theorem is 896 MHz.
  • a digital / analog converter with this sampling rate is not yet feasible at the moment, but it can certainly be expected in the next few years.
  • the channels processed by the DFM 3 are usually transmitted in the normal position, while the channels of the second sub-band are transmitted by the DFM 5 in the inverted position.
  • the first exemplary embodiment shown in FIG. 2 shows a first complex half-band filter 19 which is connected to the DFM 3 via the line 9. This half-band filter 19 thus processes the sub-band TB1.
  • Another complex half-band filter 21 is connected to the other DFM 5 via line 11. This half-band filter processes the sub-band TB2.
  • the complex-valued output signal s_ ⁇ _ (2kT) of the first half-band filter 19 is fed to an adder 23, while the likewise complex-valued output signal ⁇ _
  • _ 2 - 2 ⁇ ⁇ ) of the second half-band filter 21 initially by means of a complex mixer 25 by a frequency f of approximately -36. 42 MHz at a sampling frequency f A 452.42 MHz is frequency shifted.
  • the sum signal s (2 kT) is fed to a downstream complex half-band filter 27 which doubles the sampling rate and outputs a real-value signal s (kT).
  • a corresponding spectral diagram is shown in FIG. 2b for clarification. This clearly shows that the first subband S ] ⁇ is transmitted in control position R with a frequency range from 47 to 216 MHz. To filter out this frequency range, the complex half-band filter 19 has a center frequency f of 1/4 f and blocks from a frequency of 236 MHz.
  • the frequency range from 252 MHz to 434 MHz of the second subband S ' 2 is filtered out by the complex half-band filter 21 and shifted downward by a frequency ⁇ f.
  • the composite signal spectrum S supplied by the adder 23 is then shown below, the downstream complex half-band filter 27 filtering out the lower spectral range from 47 MHz to 398 MHz.
  • the lower diagram shows the real-value signal spectrum S present at the output of the FDM interface circuit, which is a mirror image of f A / 2.
  • FIG. 3a shows a second exemplary embodiment, which essentially corresponds to the aforementioned first exemplary embodiment. Therefore, a more detailed description is omitted.
  • the two complex half-band filters 19, 21 can be arranged such that they share state memories, that is to say use the same state memory. This leads to a further saving of effort.
  • FIG. 4a shows a further third exemplary embodiment of an FDM interface circuit 7.
  • the preprocessing of the real-value signals S j ⁇ kT) and s 2 ( 2 kT) is carried out in accordance with the first exemplary embodiment using two complex half-band filters 19 and 21, the complex-valued signal ⁇ _! _ 2 (2kT) of the second half-band filter 21 is shifted in frequency in the mixer 25 by the frequency ⁇ f.
  • the further processing of the two complex signals Signale j _ (2kT) and and s (2kT) takes place in each case with a complex half-band filter 31 or 33, which, as it were, carry out a sampling rate doubling.
  • Their real-value output signals (kT) and s 2 (kT) are fed to an adder 35 and combined there to form a signal s (kT).
  • FIG. 5a shows a fourth exemplary embodiment of an FDM interface circuit 7.
  • the signals s 1 (2kT) and s 2 (2kT) of the subbands TB1 and TB2 are processed by complex half-band filters 19 and 21, the output signal s_ 2 - 2k ⁇ ) being shifted by the mixer 25 by the frequency ⁇ f.
  • the two complex signals s_ ⁇ _ (2kT) and s 2 (2kT) are then supplied to a filter switch 37 in contrast to the exemplary embodiments shown.
  • a filter switch 37 in contrast to the exemplary embodiments shown.
  • Such a combination of two half band filters, as shown in FIG. 4a, shown as 31, 33, is possible if the two half-band filters have the same coefficients, apart from a few signs. Such an implementation enables the interface circuit to be further minimized.
  • FIG. 5b shows an example of a possibility for designing the filter switch 37. It is a canonical structure with a minimal number of state memories. A more detailed description should not be given here. Rather, for inclusion in the disclosure, the patent DE 36 10 195 C2 and the patent application "digital filter filter” from Robert Bosch GmbH from the same day are expressly referred to.
  • FIG. 6 Another exemplary embodiment is shown in FIG. 6. This corresponds essentially to the exemplary embodiment according to FIG. 4a, but the upper processing branch relating to the subband TB1 operates purely as a real value.
  • a real half-band filter 39 takes on the one hand the filtering of the signal S] _ and on the other hand the sampling rate doubling.
  • the two output signals of the half-band filters 33 and 39 are combined via an adder 35 to form a common real-value signal s (kT).
  • the real half-band filter 39 has twice the number Coefficients, which leads to a doubling of the effort.
  • the sixth exemplary embodiment shown in FIG. 7 differs from the fourth exemplary embodiment according to FIG. 5a only in that the subband TB1 is not fed in the desired frequency position. For this reason, a complex mixer 51 is assigned to the complex half-band filter 19.
  • this additional mixer 51 can also be used in all of the above-mentioned exemplary embodiments, provided that the subband TB1 is not in the desired frequency position.

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  • Signal Processing (AREA)
  • Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine digitale Signalverarbeitungseinrichtung zur Übertragung eines digitalen FDM-Signals, mit zumindest zwei DFM-Schaltungen (3, 5), denen jeweils eine Vielzahl von Kanälen zugeführt ist und die jeweils ein ein Teilband umfassendes FDM-Signal erzeugen. Sie zeichnet sich aus durch eine Übertragungsschnittstellenschaltung (7), die den DFM-Schaltungen (3, 5) nachgeordnet ist und die die FDM-Ausgangssignale der DFM-Schaltungen zu einem einzigen FDM-Signal zur Übertragung zusammenfaßt.

Description

DIGITALE SIGNAL VERARBEITUNGSEINRICHTUNG ZUR ÜBERTRAGUNG EINES DIGITALEN FDM SIGNALES
Stand der Technik
Die Erfindung betrifft eine digitale Signalverarbeitungseinrichtung zur Übertragung eines Frequenz- multiplex-Signalε (FDM-Signal) , mit zwei DFM-Schaltungen (digitale Frequenzmultiplexer) , denen jeweils eine Vielzahl von Kanälen, insbesondere Fernseh- und Rundfunkkanäle, zugeführt ist und die jeweils ein ein Teilband umfassendes FDM-Signal erzeugen .
Aus dem Artikel "DIAMANT, All Digital Frequency Division Multiplexing for 10 Gbit/ε Fibre-Optic CATV Distribution System", GÖCKLER und GROTZ, SIGNAL PROCESSING VII, 1994, ist ein Übertragungsystem bekannt, mit dem bis zu 64 TV-Kanäle über eine einzelne Glasfaserleitung übertragen werden können. Dazu werden die einzelnen Kanäle mit einer üblichen Bandbreite von 7 MHz mittels einer DFM-Schaltung (im folgenden kurz DFM genannt) zu einem einzigen FDM-Signal mit einer Bandbreite von 448 MHz zusammengefaßt. Das Signal wird dann in eine Glasfaser- leitung eingespeist und auf der Empfängerseite in entsprechende analoge Signale umgesetzt.
Bei einer Bandbreite von 448 MHz muß dabei der Digital/Analog-Wandler nach dem Abtasttheorem mit einer Abtastfrequenz von 2 x 448 MHz = 896 MHz arbeiten. Das ist nach dem heutigen Stand der Technik mit der geforderten Qualität noch nicht möglich.
Aus diesem Grund werden momentan DFM's eingesetzt, denen nur die halbe Anzahl von Kanälen, nämlich 32, zugeführt werden. Folglich ergibt sich eine gesamte Bandbreite des zusammengefaßten Signals von 224 MHz. Die einzuhaltende Abtastfrequenz beträgt folglich 448 MHz, was heute bereits technologisch realisierbar ist.
Zur Erhöhung der Kanalzahl auf die gewünschten 64 Kanäle müssen mit diesem System zwei parallele Glasfaserleitungen eingesetzt werden, die jeweils mit einem DFM und einem Digital/Analog-Wandler auf der Empfängerseite zusammenarbeiten.
Selbstverständlich möchte man, sobald die schnellen Digital/Analog-Wandler technisch verwirklichbar sind, die vorhandenen Lichtwellenleiter besser ausnutzen, indem dann eine größere Anzahl von Kanälen in die Lichtwellenleiter eingespeist wird. Auf der Senderseite sind dafür jedoch nachhaltige Änderungen vorzunehmen, insbesondere müssen die bisher für 32 Kanäle vorgesehenen DFM's durch neue für 64 Kanäle geeignete DFM's ersetzt werden. Hierfür sind jedoch hohe finanzielle Aufwendungen notwendig.
Vorteile der Erfindung
Die erfindungsgemäße digitale Signalverarbeitungseinrichtung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 hat demgegenüber den Vorteil, daß eine Verdoppelung der Ubertragungsbandbreite sofort nach Verfügbarkeit der schnellen Digital/Analog-Wandler möglich ist, ohne die sehr teueren DFM's auf der Senderseite ersetzen zu müssen. Dadurch, daß die senderseitige, digitale Signalverarbeitungseinrichtung eine Über- tragungsschnittstellenschaltung aufweist, die die einzelnen Signale der vorhandenen DFM's zusammenfaßt und in einen gemeinsamen Lichtwellenleiter einspeist, kann einerseits die höhere Ubertragungsbandbreite genutzt werden, ohne jedoch andererseits die DFM's austauschen zu müssen .
Vorzugsweise sind die DFM's zur Übertragung von 32 Einzelkanälen mit einer Gesamtbandbreite von etwa 224 MHz geeignet.
In einer vorteilhaften Ausführungsform wird ein ein Teilband umfassendes Signal eines DFMs zunächst als reellwertiges Signal einem komplexen Halbbandfilter zugeführt, das seinerseits sein komplexwertiges Ausgangssignal einem komplexen Addierer zuführt. Als weiteres Eingangssignal erhält der Addierer ein komplexwertiges Signal mittelbar oder unmittelbar von einem zweiten komplexen Halbbandfilter. Wenn die Teilbänder schon in der gewünschten Frequenzlage vorliegen, kann der Addierer unmittelbar dem zweiten Halbbandfilter folgen. Ist dagegen eine Frequenzumsetzung des zweiten Teilbandes erforderlich, dann ist dem zweiten komplexen Halbbandfilter zunächst ein komplexer Mischer nachgeschaltet, der die Frequenzlage des das zweite Teilband umfassenden Ausgangεsignals des Halbbandfilters verschiebt.
Das zweite komplexe Halbbandfilter wird dabei von einem weiteren DFM gespeist. Das Ausgangssignal des Addierers wird dann einem weiteren komplexen Halbbandfilter zur Abtastratenverdoppelung zugeführt, von dessen komplexem Ausgangssignal nur der reellwertige Signalanteil weitergegeben wird (Realoder Imaginärteil des komplexen Ausgangsεignals) . Durch Verwendung von komplexen Halbbandfiltern mit einer Mittenfrequenz fm = 1/4 f oder 3/4 fA der jeweiligen Abtastfrequenz f lassen sich gegenüber dem allgemeinen Fall mit einer Mittenfrequenz ungleich f /4 beziehungsweise 3 f /4 mehr als 50 % der Multiplizierer sparen.
In einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform erfolgt die Frequenzumsetzung des Teilbandε nicht nach dem ersten komplexen Halbbandfilter, sondern vor diesem. Mit Hilfe dieser Anordnung läßt sich erreichen, daß die beiden dem Addierer vorgeordneten komplexen Halbbandfilter sich den Zuεtandsspeicher teilen können, das heißt, dieselben Zustandsspeicher nutzen können. Eine erhebliche Aufwandseinsparung ist damit zu erreichen. Eine weitere vorteilhafte Ausführungsvariante sieht vor, nachgeordnete komplexe Halbbandfilter zur Ab- tastratenverdoppelung aufzuspalten in zwei entsprechende Halbbandfilter, wobei jeweils ein Halbbandfilter einem Verarbeitungszweig, das heißt einem Teilbandsignal , zugeordnet wird. Die Vorverarbeitung der beiden Teilbandsignale entspricht dabei den zuvor erwähnten Verfahren. Die beiden reellwertigen Ausgangssignale der beiden Zweige werden dann einem reellen Addierer zugeführt und dort zusammengefaßt.
Eine weitere Ausführungsvariante ist insbesondere im Hinblick auf den Rechenaufwand besonders vorteilhaft. Diese Ausführungsvariante sieht vor, die zuvor beschriebenen beiden nachgeordneten komplexen Halbbandfilter mit Abtastratenverdoppelung zu einer komplexen Halbbandfilterweiche zusammenzufassen. Damit läßt sich insbesondere eine hohe Anzahl an Multiplizierern einsparen.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den übrigen Unteransprüchen.
Zeichnung
Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen mit Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Figur 1 eine schematische Darstellung einer digitalen Signalverarbeitungseinrichtung;
Figur 2a ein erstes Ausführungsbeispiel einer Übertragungsschnittstellenschaltung; Figur 2b eine spektrale Darstellung der Signalverarbeitung des ersten Ausführungsbeispiels;
Figur 3a ein zweites Ausfuhrungsbeispiel einer Übertragungsschnittstellenschaltung;
Figur 3b die spektrale Darstellung der Übertra- gungsschnittstellenschaltung gemäß Figur 3a;
Figur 4a eine Übertragungsschnittstellenschaltung gemäß einem dritten Ausfuhrungsbeispiel;
Figur 4b die dazugehörende spektrale Darstellung;
Figur 5a eine Übertragungsschnittstellenschaltung gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel;
Figur 5b eine Realisierungs öglichkeit der Filterweiche gemäß Figur 5a;
Figur 6 eine Übertragungsschnittstellenschaltung gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel, und
Figur 7 eine Übertragungsschnittstellenschaltung gemäß einem weiteren Ausfuhrungsbeispiel.
In Figur 1 ist eine gestrichelt umrandete digitale Signalverarbeitungseinrichtung 1 dargestellt, die zwei DFM-Schaltungen 3, 5 und eine FDM (Frequency Division Multiplex) -Schnittstellenschaltung 7 aufweist.
Im vorliegenden Ausführungsbeispiel verarbeitet die DFM-Schaltung 3 eine Anzahl von 32 äquivalenten TV- Kanälen mit jeweils einer Bandbreite von 7 MHz zu einem FDM-Signal mit einer Bandbreite von 224 MHz, das über eine Leitung 9 der FDM- Schnittεtellenschaltung 7 zugeführt wird.
Auch die zweite DFM-Schaltung 5 verarbeitet 32 Einzelkanäle, wobei selbstverständlich nicht nur Fernseh-, sondern auch Rundfunkkanäle verarbeitbar sind. Das entsprechende Ausgangssignal, ebenfalls mit einer Bandbreite von etwa 224 MHz, wird über eine Leitung 11 einem weiteren Eingang der FDM- Schnittstellenschaltung 7 zugeführt.
Die FDM-Schnittstellenschaltung 7 verarbeitet die beiden Eingangssignale nun derart, daß ein einziges FDM-Signal mit 64 Frequenzschlitzen ä 7 MHz entsteht. Dieses 64 Einzelkanäle umfassende FDM- PCM-Signal wird dann über eine Glasfaserleitung 13 zu einem Empfänger 15 übertragen.
Zuvor wird das digitale FDM-PCM-Signal jedoch von einem Digital/Analog-Wandler 17 umgewandelt. Bei einer Signal-Bandbreite von insgesamt 448 MHz beträgt die vom Abtasttheorem geforderte Abtastrate 896 MHz. Ein Digital/Analog-Wandler mit dieser Abtastrate ist zwar im Moment noch nicht realisierbar, in den nächsten Jahren kann jedoch sicherlich damit gerechnet werden. Üblicherweise werden die vom DFM 3 verarbeiteten Kanäle in Regellage übertragen, während die Kanäle des zweiten Teilbands vom DFM 5 in Kehrlage übertragen werden.
Die Verarbeitung der beiden von den DFM-Schaltungen 3, 5 kommenden Signale S (2kT) und s2(2kT) in der FDM-Schnittstellenschaltung 7 soll nun anhand der Figur 2 beschrieben werden.
Das in Figur 2 dargestellte erste Ausfuhrungsbeispiel läßt ein erstes komplexes Halbbandfilter 19 erkennen, das mit dem DFM 3 über die Leitung 9 verbunden ist. Somit verarbeitet dieses Halbbandfilter 19 das Teilband TB1.
Mit dem anderen DFM 5 ist ein weiteres komplexes Halbbandfilter 21 über die Leitung 11 verbunden. Dieses Halbbandfilter verarbeitet das Teilband TB2.
Das komplexwertige Ausgangssignal s_η_(2kT) des ersten Halbbandfilters 19 wird einem Addierer 23 zugeführt, während das ebenfalls komplexwertige Ausgangssignal ε_|_2-2^τ) des zweiten Halbbandfilters 21 zunächst mittels eines komplexen Mischers 25 um eine Frequenz f von etwa -36,42 MHz bei einer Abtastfrequenz fA = 452,42 MHz frequenzverschoben wird .
Das Summensignal s(2kT) wird einem nachgeordneten komplexen Halbbandfilter 27 zugeführt, das eine Abtastratenverdoppelung durchführt und ein re- ellwertiges Signal s(kT) ausgibt. Zur Verdeutlichung ist in Figur 2b ein entsprechendes Spektraldiagramm dargestellt. Darin ist deutlich zu erkennen, daß das erste Teilband S]^ in Regellage R übertragen wird mit einem Frequenzbereich von 47 bis 216 MHz. Zur Herausfilterung dieses Frequenzbereichs besitzt das komplexe Halbbandfilter 19 eine Mittenfrequenz f von 1/4 f und sperrt ab einer Frequenz von 236 MHz.
Entsprechend wird der Frequenzbereich von 252 MHz bis 434 MHz des zweiten Teilbands S'2 durch das komplexe Halbbandfilter 21 herausgefiltert und um eine Frequenz Δf nach unten verschoben. Das komplexe Halbbandfilter 21 selbst besitzt eine Mittenfrequenz f2 = 3/4 fA und eine Sperrfrequenz von 470,42 MHz.
Das vom Addierer 23 gelieferte, zusammengesetzte Signalspektrum S ist dann darunter dargestellt, wobei das nachgeordnete komplexe Halbbandfilter 27 den unteren Spektralbereich von 47 MHz bis 398 MHz herausfiltert .
Das untere Diagramm zeigt dann das am Ausgang der FDM-Schnittstellenschaltung vorhandene reellwertige Signalspektrum S, das spiegelbildlich zu fA/2 ist.
In Figur 3a ist ein zweites Ausfuhrungsbeispiel gezeigt, das im wesentlichen dem zuvor genannten ersten Ausfuhrungsbeispiel entspricht. Deshalb wird auf eine nochmalige genauere Beschreibung verzichtet.
Der einzige Unterschied zwischen den beiden Ausfüh- rungsformen besteht darin, daß das Signal s2(2kT) des zweiten Teilbands vor der Verarbeitung im komplexen Halbbandfilter 21 durch den komplexen Mischer 25 um einen Betrag Δf = -36,42 MHz frequenzverschoben wird. Eine entsprechende spektrale Darstellung zeigt die Figur 3b.
Aufgrund der vorgezogenen Position des komplexen Mischers 25 lassen sich die beiden komplexen Halbbandfilter 19, 21 so anordnen, daß sie sich Zustandsspeicher teilen, das heißt denselben Zustandsspeicher nutzen. Damit erreicht man eine weitere Aufwandseinsparung .
Neben den in Figur 3b angegebenen Eckdaten des Halbbandfilters 21 beträgt dessen Mittenfrequenz f2 = 3/4 fA + Δf = 302.89 MHz.
Dieser Einsparungseffekt durch die gemeinsame Nutzung des Zustandsspeichers geht jedoch dann verloren, wenn die komplexen Halbbandfilter 19, 21 des ersten Ausführungsbeispiels gemäß Figur 2a in Direktform realisiert werden. Eine entsprechende Möglichkeit ist in der Patentanmeldung DE 37 05 207 offenbart, auf die explizit verwiesen wird. Auf eine Beschreibung wird deshalb verzichtet.
Figur 4a zeigt ein weiteres drittes Ausfuhrungsbeispiel einer FDM-Schnittstellenschaltung 7. Die Vorverarbeitung der reellwertigen Signale Sj^kT) und s2(2kT) erfolgt entsprechend dem ersten Ausführungsbeispiel mittels zweier komplexer Halbbandfilter 19 und 21, wobei das komplexwertige Signal ε_!_2(2kT) des zweiten Halbbandfilters 21 im Mischer 25 um die Frequenz Δf frequenzverschoben wird. Die weitere Verarbeitung der beiden komplexwertigen Signale Ξj_(2kT) beziehungsweise und s (2kT) erfolgt jedoch jeweils mit einem komplexen Halbbandfilter 31 beziehungεweiεe 33, die gleichsam eine Abtastratenverdoppelung durchführen. Deren reell- wertigen Ausgangssignale
Figure imgf000013_0001
(kT) und s2 (kT) werden einem Addierer 35 zugeführt und dort zu einem Signal s(kT) zusammengefaßt.
In Figur 4b ist das entsprechende Spektraldiagramm gezeigt. Daraus ist ersichtlich, daß daε Halbbandfilter 31 mit einer Abtastfrequenz von fA = 904,84 MHz eine Mittenfrequenz von foi = 1/8 fA besitzt .
Das andere Halbbandfilter 33 arbeitet demgegenüber mit einer Mittenfrequenz f02 = 3/8 r A- AlΞ Ausgangεsignal des Addierers 35 ergibt sich dann das aus S]_ und S zusammengesetzte, in der unteren Spektrandarstellung gezeigte Signal.
In Figur 5a ist ein viertes Ausfuhrungsbeispiel einer FDM-Schnittstellenschaltung 7 dargestellt. Auch hier werden die Signale s1(2kT) und s2(2kT) der Teilbänder TB1 und TB2 durch komplexe Halbbandfilter 19 beziehungsweise 21 verarbeitet, wobei das Ausgangssignal s_2-2kτ) durch den Mischer 25 um die Frequenz Δf verschoben wird.
Die beiden komplexwertigen Signale s_ι_(2kT) und s2(2kT) werden dann jedoch im Gegensatz zu den vorgezeigten Ausführungsbeispielen einer Filterweiche 37 zugeführt. Eine solche Zusammenfassung zweier Halbbandfilter, wie sie in Figur 4a mit 31, 33 bezeichnet gezeigt sind, ist dann möglich, wenn die beiden Halbbandfilter abgesehen von einigen Vorzeichen - dieselben Koeffizienten aufweisen. Eine solche Realisierung ermöglicht eine weitere Aufwandsminimierung der Schnittstellenschaltung .
In Figur 5b ist beispielhaft eine Möglichkeit dargestellt, die Filterweiche 37 auszubilden. Es handelt sich hierbei um eine kanonische Struktur mit einer minimalen Anzahl von Zustandsspeichern . Auf eine genauere Beschreibung soll an dieser Stelle verzichtet werden. Vielmehr wird zur Einbeziehung in die Offenbarung auf das Patent DE 36 10 195 C2 und die Patentanmeldung "Digitale Filterweiche" der Robert Bosch GmbH vom selben Tag ausdrücklich verwiesen.
Ein weiteres Ausfuhrungsbeispiel ist in Figur 6 dargestellt. Dieses entspricht im wesentlichen dem Ausfuhrungsbeispiel gemäß Figur 4a, wobei jedoch der obere, das Teilband TB1 betreffende Verarbei- tungszweig rein reellwertig arbeitet. Ein reelles Halbbandfilter 39 übernimmt dabei einerseits die Filterung des Signals S]_ als auch andererseits die Abtastratenverdoppelung. Die beiden Ausgangssignale der Halbbandfilter 33 und 39 werden über einen Addierer 35 zu einem gemeinsamen reellwertigen Signal s(kT) zusammengeführt.
Im Gegensatz zu dem Halbbandfilter 19 des dritten Ausführungsbeispiels gemäß Figur 4a hat das reelle Halbbandfilter 39 die doppelte Anzahl an Koeffizienten, was zu einer Verdoppelung des Aufwands führt.
Das in Figur 7 gezeigte sechste Ausfuhrungsbeispiel unterscheidet sich gegenüber dem vierten Ausfuhrungsbeispiel gemäß Figur 5a lediglich darin, daß das Teilband TB1 nicht in der gewünschten Frequenzlage zugeführt wird. Aus diesem Grund ist dem komplexen Halbbandfilter 19 ein komplexer Mischer 51 zugeordnet .
Selbstverständlich ist dieser zusätzliche Mischer 51 in allen zuvor genannten Ausführungsbeispielen ebenfalls einsetzbar, sofern das Teilband TB1 sich nicht in der gewünschten Frequenzlage befindet.
Eine weitere nicht dargestellte Möglichkeit einer FDM-Schnittstellenschaltung besteht darin, statt der in Figur 7 angegebenen Anordnung mit zwei Verarbeitungszweigen eine Anordnugn mit M Zweigen vorzusehen (M = ganze Zahl > 2) . Das bedeutet, daß anstelle von zwei DFM-Signalen M DFM-Signale mit M > 2 zusammengefaßt werden zu einem FDM-Signal und anstelle von Halbbandfiltern zur Abtastratenverdoppelung B-tel-Bandfilter zur Erhöhung der Abtastrate um den Faktor M vorgesehen werden. Vergleiche hierzu :N. Fliege: Multiraten- signalverarbeitung, Teubner 1993
Darüber hinaus lassen sich die beschriebenen Strukturen nicht nur zur Zusammenfassung, sondern auch zur Trennung eines gemeinsamen Signals in zwei einzelne Signale einsetzen. Die dafür notwendigen Maßnahmen sind dem Fachmann bekannt, weshalb an dieser Stelle nicht näher darauf eingegangen wird, vergleiche Patentanspruch 14).

Claims

Ansprüche
1. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung zur Übertragung eines digitalen FDM-Signals, mit zumindest zwei DFM-Schaltungen (3, 5), denen jeweils eine Vielzahl von Kanälen zugeführt ist und die jeweils ein FDM-Signal erzeugen, das jeweils ein Teilband umfaßt, wobei eine Übertragungsschnitt- stellenschaltung (7) vorgesehen ist, die den DFM-Schaltungen (3, 5) nachgeordnet ist und die die FDM-Ausgangssignale der
DFM-Schaltungen zu einem einzigen FDM-Signal zur Übertragung zusammenfaßt, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertra- gungsschnittstellenschaltung (7) folgendes aufweist:
a) zwei komplexe Halbbandfilter (19, 21), die jeweils mit einer der beiden DFM-Schaltungen (3, 5) verbunden sind,
b) ein komplexes Halbbandfilter zur Abtastratenverdoppelung (27), dem ein aus den beiden Ausgangssignalen der Halbbandfilter (19, 21) additiv zusammengesetztes Signal zugeführt ist .
2. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest ein Ausgangssignal zunächst einem komplexen Mischer (25) zur Frequenzlagenverschiebung zugeführt ist.
3. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch l oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die komplexen Halbbandfilter so ausgelegt sind, daß deren Mittenfrequenz 1/4 oder 3/4 der Abtastfrequenz beträgt.
4. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach dem Oberbegriff von Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsschnittstellenschaltung folgendes aufweist:
a) zwei komplexe Halbbandfilter (19, 21) , die jeweils mit einer der beiden DFM-Schaltungen (3, 5) verbunden sind,
b) desweiteren ein komplexes Halbbandfilter zur Abtastratenverdoppelung (27), dem ein aus beiden Ausgangssignalen der Halbbandfilter (19, 21) additiv zusammengesetztes Signal zugeführt ist.
5. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen mindestens einer DFM- Schaltung und einem Halbbandfilter ein komplexer Mischer (25) zur Frequenzlagenverschiebung angeordnet ist.
6. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Halbbandfilter (19, 21) so ausgebildet sind, daß sie Zustandsspeicher gemeinsam nutzen.
7. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach dem Oberbegriff von Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsschnittstellenschaltung (7) zwei komplexe Halbbandfilter (19, 21) aufweist, die jeweils mit einem der beiden DFM-Schaltungen (3, 5) verbunden sind und deren Ausgänge jeweils mit einem komplexen Halbbandfilter (31, 33) zur Abtastratenverdoppelung verbunden sind.
8. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest einem Ausgang ein komplexer Mischer (25) zur Frequenzlagenverschiebung zugeordnet ist.
9. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsεchnittstellenschaltung (7) zwei komplexe Halbbandfilter (19, 21), die jeweils mit einer der beiden DFM- Schaltungen (3, 5) verbunden sind, und eine mit den Ausgängen der komplexen Halbbandfilter (19, 21) verbundene komplexe Filterweiche (37) aufweist, die zwei komplexe Halbbandfilter zur Abtastratenverdoppelung umfaßt.
10. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zumindest ein Eingangssignal der komplexen Filterweiche (37) zunächst einem komplexen Mischer
(25) zur Frequenzlagenverschiebung zugeführt ist
11. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach dem Oberbegriff von Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsschnittstellenschaltung (7) ein mit einer DFM- Schaltung (3) verbundenes Halbbandfilter zur Ab-tastraten- verdoppelung (39) aufweist und desweiteren ein komplexes Halbbandfilter (21) aufweist, das mit der anderen DFM- Schaltung (5) verbunden ist und dem ein komplexer Mischer (25) zur Frequenzlagenverschiebung und ein komplexes Halbbandfilter (33) mit Abtastratenverdoppelung nachgeordnet sind, und desweiteren einen reellwertigen Addierer (35) aufweist, der die reellwertigen Ausgangssignale der beiden komplexen Halbbandfilter zur Abtastratenverdoppelung (31, 33) zusammenfaßt.
12. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer komplexer Mischer (51) vorgesehen ist, so daß beide Ausgangssignale der DFM-Schaltungen (3, 5) vor ihrer Zusammenfassung in ihrer Frequenz verschoben werden.
13. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die komplexen Halbbandfilter als allgemeine rekurεive (IIR) oder nicht rekursive (FIR) Filter ausgebildet sind.
14. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle von zwei DFM-Signalen M DFM-Signale mit M > 2 zusammengefaßt werden zu einem FDM-Signal und anstelle von Halbbandfiltern zur Abtastratenverdoppelung M-tel -Bandfilter zur Erhöhung der Abtastrate um den Faktor M vorgesehen sind.
15. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung zum Trennen von FDM-Signalen in Teil-FDM-Signale (Teilband-Signale) , dadurch gekennzeichnet, daß in einer Signalverarbeitungseinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche alle Signalfluß- und Pfeilrichtungen umgedreht sind, Abtastratenerhöhungen durch -Verminderungen ersetzt sind und daß alle Addierer durch Verzweigungen und alle Verzweigungen durch Addierer ersetzt sind.
16. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ein- und Ausgangssignale der Übertragungsschnittstellen- schaltung (7) jeweils reellwertig sind und mindestens eines der FDM-Ausgangssignale der DFM-Schaltungen in der Übertragungsschnittstellenschaltung (7) in ein komplexwertiges Signal zur Weiterverarbeitung umgewandelt wird und daß daε reellwertige Ausgangssignal der Übertragungsschnittstellenschaltung (7) den Real- oder den Imaginärteil des bei der Weiterverarbeitung anfallenden komplexen Ausgangssignals repräsentiert .
17. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie so ausgebildet ist, daß die nicht benötigten Anteile des Ausgangssignals (real- oder Imaginärteil) erst gar nicht berechnet werden.
18. Digitale Signalverarbeitungseinrichtung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die DFM-Schaltungen (3, 5) zur Übertragung von etwa 32 Einzelkanälen mit einer gesamten Bandbreite von etwa 224 Mhz geeignet sind.
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