DE4041632C2

DE4041632C2 -

Info

Publication number: DE4041632C2
Application number: DE19904041632
Authority: DE
Inventors: Heinz Dr.-Ing. Goeckler; Georg Dipl.-Ing. 7150 Backnang De Suessmeier
Original assignee: ANT Nachrichtentechnik GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1990-03-15
Filing date: 1990-12-22
Publication date: 1993-05-13
Also published as: DE4041632A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Aufbereitung von mehreren Fernsehsignalen für Übertragungszwecke.

Für die Fernsehprogrammübertragung über Breitbandkabel- Verteilnetze werden Fernsehsignale zunächst in einer Zwischenfrequenzlage aufbereitet, bevor sie nach erneuter Umsetzung im Übertragungsfrequenzbereich, beispielsweise zwischen 40 und 450 MHz übertragen werden.

Aus der DE 37 07 243 C2 oder aus Wissenschaftliche Berichte AEG-Telefunken 53 (1980), 1-2, Seiten 62 bis 71 ist es im Zusammenhang mit einer Digitalsignalübertragung von Fernsehsignalen, beispielsweise über Lichtwellenleiter bekannt, die in Zwischenfrequenzlage vorliegenden Fernsehsignale einzeln mittels A/D-Wandlern zu digitalisieren und mittels eines Multiplexers zu einem digitalen Zeitmultiplexsignal für die Übertragung zusammenzufassen. Nach der Übertragung wird dieses Zeitmultiplexsignal mittels eines Demultiplexers in Einzelsignale zerlegt. Diese Einzelsignale werden jeweils einzeln mittels D/A-Wandlern in Analogsignale zurückverwandelt und in eine gewünschte Frequenzlage (Kanalraster) umgesetzt.

Aus Cable Television Engineering, Vol. 14, No. 4, September 1988, Seiten 579 bis 583, ist es bekannt, eine Vielzahl von analogen Video-Quellsignalen zu digitalisieren, zu einem Zeitmultiplexsignal zusammenzufassen, und nach elektrisch/optischer Wandlung über ein optisches Verteilnetz zu übertragen. Teilnehmerseitig erfolgt eine optisch/elektrische Rückwandlung, eine D/A-Umsetzung und eine Frequenz-Umsetzung, beispielsweise in den UHF-Bereich.

Für die Übertragung ganzer Fernsehsignal-Kanalgruppen über ein Lichtwellenleiterzubringer oder -verteilnetz sind analoge Signalaufbereitungen im Frequenzmultiplex bekannt (Funkschau 15/1989, Seiten 57 bis 62; DE 32 03 785 C2).

Aus der DE 37 16 018 C1 ist ein digitaler Frequenzmultiplexer bekannt, bei dem die einzeln digitalisierten Signale jeweils digital in verschiedene Frequenzbereiche umgesetzt werden, wobei die Umsetzung so vorgenommen wird, daß sich zumindest die Nutzsignalanteile der Signale frequenzmäßig nicht überlappen. Die so umgesetzten Signale werden durch digitale Addition zu einem Frequenzmultiplexsignal zusammengefügt.

Aufgabe der Hauptanmeldung war es, eine auch für hohe Qualitätsanforderungen brauchbare digitale Fernsehsignalaufbereitung anzugeben, bei der insbesondere der empfangsseitige Aufwand gering gehalten werden kann.

Im Gegensatz zur analogen Signalaufbereitung erhöht sich bei dem vorliegenden digitalen Signalübertragungssystem die Übertragungsreichweite wegen des günstigeren S/N-Verhältnisses. Auch sind mehr optische Empfänger pro elektro-optischem Wandler (Laser) anschließbar. Hohe Linearität des elektro-optischen Wandlers (Lasers) ist nicht erforderlich, wodurch kostengünstige Laserbauelemente verwendet werden können.

Bei digitaler Aufbereitung von Fernsehsignalen wurden die einzelnen analogen Fernsehsignale bzw. geträgerten Fernsehsignale bisher einzeln aufbereitet und für die Übertragung zu einem Zeitmultiplexsignal zusammengefaßt. Auf der Empfangsseite mußte das Zeitmultiplexsignal mit unter Umständen hohem Aufwand in ein Frequenzmultiplexsignal gewandelt werden.

Da bei dem Verfahren nach der Hauptanmeldung wie bei dem vorliegenden Verfahren die Übertragung eines digital aufbereiteten Frequenzmultiplexsignals für eine Gruppe von Fernsehsignalen erfolgt, ist die Signalaufbereitung auf der Empfangsseite sehr aufwandsarm, insbesondere ist hier keine zusätzliche Frequenzmultiplexsignalaufbereitung notwendig. Da in einem Kabelfernsehverteilnetz üblicherweise sehr viele Empfänger angeschlossen sind, wirkt sich die Aufwandsminimierung auf der Empfangsseite unter wirtschaftlichen Gesichtspunkten stark aus. Auf der Empfangsseite ist außerdem im Gegensatz zu bekannten Lösungen nur ein D/A-Wandler für eine ganze Kanalgruppe notwendig. Auch ist das vorliegende Verfahren aufwärtskompatibel.

Bei einer späteren sendeseitigen Umrüstung auf Mehrkanalverarbeitung mit einem einzigen A/D-Umsetzer höherer Auflösung und höherer Abtastrate sowie geringen harmonischen Störungen können die Empfangseinrichtungen unverändert weiterbenutzt werden. Als Fernsehsignale lassen sich mit dem Verfahren sowohl geträgerte Fernsehsignale als auch FBAS- oder Komponentensignale aufbereiten. Bei FBAS- oder Komponentensignalen ist jedoch sendeseitig eine digitale Modulation notwendig.

Bei all den genannten Vorteilen, die das Verfahren gemäß der Hauptanmeldung bietet, ist bei der Lösung nach der Hauptanmeldung der Analog-Teil schwierig oder zu aufwendig zu realisieren und auch weniger geeignet für eine VLSI-Realisierung.

Der vorliegenden Zusatzanmeldung lag die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art bzw. gemäß der Hauptanmeldung anzugeben, bei dem der Aufwand für den Analog-Teil, insbesondere für den analogen Filteraufwand, aber auch der Gesamtaufwand gemindert ist. Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

Die Unteransprüche zeigen vorteilhafte Weiterbildungen auf bzw. der Anspruch 11 eine Anwendung des Verfahrens. Der Anspruch 12 bezieht sich auf ein Verfahren zur Rückzerlegung eines digitalen Frequenzmultiplex-Signals, das gemäß den Schritten der vorangehenden Ansprüche aufbereitet ist.

Der Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, daß der Aufwand für den Analog-Teil stark vermindert ist, wobei der VLSI-integrierbare Digitalteil nur mäßig vergrößert ist.

Anhand der Zeichnungen wird nun das Verfahren nach der Erfindung beschrieben. Um den Hintergrund zu erhellen, sind die Fig. 1 bis 5 der Hauptanmeldung wiedergegeben; es zeigt

Fig. 1 die Aufbereitung einer Gruppe von 8 Fernsehsignalen,

Fig. 2 die Signalspektren bei der Fernsehsignalumsetzung,

Fig. 3 einen vergrößerten Ausschnitt aus der ersten Zeile des Frequenzplans gemäß Fig. 2,

Fig. 4 die Aufbereitung von geträgerten FBAS- oder Komponentensignalen und

Fig. 5 die Aufbereitung mehrerer Kanalgruppen.

Auf eine detaillierte Beschreibung dieser Figuren wurde jedoch verzichtet, sie kann in der Hauptanmeldung P 40 08 201.6 nachgelesen werden.

In den Fig. 6a bis 6c sind verschiedene Frequenzspektren wiedergegeben, wobei in Fig. 6a, das Frequenzspektrum des HF- Eingangs gemäß Fig. 1 dargestellt ist, mit den verschiedenen Kanälen. Für einen Kanal ist der Spektralbereich eines analogen Antialiasing-Filters AAF gezeichnet, welches Analogfilter jeweils in den Umsetzern U1 bis U8 enthalten ist. Man sieht deutlich, daß dieses analoge Antialiasing-Filter für die Übergangsbereiche vom Durchlaß- zu den Sperrbereichen jeweils nur die schmalen Lücken des Kanalrasters B zur Verfügung hat und daher sehr aufwendig ist. Die Fig. 6b und 6c zeigen Frequenzspektren am Eingang der digitalen Frequenzumsetzer DFU1 bis 8 beispielsweise ebenfalls gemäß Fig. 1, und zwar im ersten Fall für eine Abtastrate von fA = 2 B und im zweiten Fall für eine Abtastrate fA = 4 B. Im Fall der Fig. 6c kann der Aufwand des digitalen Filters DF in den digitalen Frequenzumsetzern drastisch vermindert werden gegenüber demjenigen Digitalfilter DF gemäß Fig. 6b, dann nämlich wenn man die Eingangsabtastfrequenz beispielsweise verdoppelt, aber das ursprüngliche Antialiasing-Filter AAF beibehält. Dann ist der Bereich um fA/2, in dem im Ausgangsspektrum des CATV-FDM-Multiplexers ein Nutzkanal liegt spektralfrei, und DF kann einen weiten Übergangsbereich aufweisen (Fig. 6c).

Wollte man im Fall höherer Abtastfrequenz mit fA < 2 B, also z. B. fA = 4 B, das digitale Filter DF entsprechend Fig. 6b einsetzen, so wäre der Aufwand des Digital-Filters DF gegenüber dem Fall fA = 2 B im Verhältnis der erhöhten Abtastfrequenz höher und für eine praktische Realisierung zu aufwendig. Dagegen könnte der breitere Übergangsbereich des Digital-Filters DF gemäß Fig. 6c dem analogen Antialisasingfilter zur Aufwandsverminderung zugewiesen werden, z. B. gemäß Fig. 7a und 7b die Frequenzspektren zeigen. In Fig. 7a ist wiederum das Frequenzspektrum am HF-Ein gang gemäß Fig. 1 über der Frequenz aufgezeichnet. Man erkennt die einzelnen Kanäle und den Spektrumsverlauf des AAF mit einem etwa B-breiten Übergangsbereich. In Fig. 7b ist das Frequenzspektrum des DFU-Eingangs gemäß Fig. 1 gezeichnet über der Frequenz, und man erkennt die spektrale Überfaltung in den AAF-Übergangsbereichen um fA/2 bzw. um fA = 4 B. In Fig. 8 ist der Stand der Technik für einen digitalen Frequenzumsetzer DFU wiedergegeben: Dem analogen Antialiasing- Filter AAF folgt ein Analog-Digitalkonverter und danach ein Kanalbandfilter CHBF, die beide mit der Abtastrate fA abgetastet werden. Danach folgt ein digitaler Modulator, durch den mit e^j2 ^π ^kfT/fA geträgert wird. Dahinter folgt ein komplexes Interpolationsfilter, in dem die Abtastrate um den Faktor L angehoben wird und dessen Ausgangssignal in einem nachfolgenden Addierglied mit den Ausgangssignalen der anderen Zweige addiert wird.

Würde man die Anforderungen an AAF vermindern, wie beispielsweise in Fig. 7a gezeichnet, so stiege der Aufwand des komplexen Halbbandfilters CHBF, dessen Mittenfrequenz bei fA/4 liegt, drastisch.

Die Fig. 9 zeigt nun die erfindungsgemäße Lösung, wobei zwischen AD-Umsetzer und dem Kanalbandfilter CHBF jeweils ein weiteres Filter RBF mit reellen Koeffizienten eingefügt ist und mit der gleichen Abtastrate fA wie Umsetzer und Kanalbandfilter betrieben wird. Das eingefügte Filter RBF zeichnet sich dadurch aus, daß je nach Randbedingungen etwa die Hälfte oder mehr Koeffizienten identisch null sind.

Im folgenden sind mehrere Fälle unterschieden.

a) Abtastrate fA = 4 B. Das Nutzspektrum (z. B. 6,59 MHz bei B = 7 MHz) ist zentriert bei fA/4 und 75% der Koeffizienten sind identisch gleich null. In diesem Fall kann das RBF von einem transversalen Finite-Impulse-Response (FIR)-Prototyp- Halbband-Filter abgeleitet werden, wobei etwa jeder zweite Koeffizient identisch null ist. Die Ableitung erfolgt durch die spezielle Tiefpaß-Bandpaßtransformation z=<z² Quadrat kombiniert mit einer Tiefpaß Hochpaßtransformation, die vorausgeht, mit z=<-z.In Fig. 10a ist der Frequenzspektralbereich eines solchen Prototypfilters dargestellt. Der Übergangsbereich ist symmetrisch zum Viertel der Abtastrate. Die Fig. 10b illustriert die Tiefpaß-Hoch paßtransformation, wobei lediglich die mittleren Koeffizienten das Vorzeichen wechseln. In Fig. 10c schließlich ist die Tiefpaß-Bandpaßtransformation dargestellt, wobei eine Gradverdoppelung ohne zusätzliche Koeffizienten mit einem Wert ungleich Null entsteht. Der Fall gemäß Fig. 10 ist besonders attraktiv, da hier bereits das Prototypfilter ein aufwandsgünstiges Halbbandfilter HBF ist. Das durch die Transformationen entstandene reelle Halbbandfilter RHBF (spezielles RBF in Fig. 9) kann nun entweder die gesamte Dämpfung des AAF in dessen Sperrbereichen übernehmen, wie in Fig. 7 illustriert, oder man teilt die Gesamtdämpfungsforderung für die Nachbarkanäle, beispielsweise gleichmäßig, auf AAF und RHBF auf, siehe Fig. 11. Fig. 11a zeigt das Frequenzspektrum des AAF, wobei die Sperrdämpfung mit a und a/2 zweigestaffelt ist. Der in Fig. 11b darunter gezeigte Dämpfungsverlauf des reellen Halbbandfilters läßt eine Sperrdämpfung von ebenfalls a/2 erkennen, so daß die Sperrforderung von a in der unmittelbaren Nachbarschaft des AAF-Durchlaßbereichs insgesamt erfüllt ist.
Fall b) Dieser Fall ist allgemeiner, weshalb etwa nur die Hälfte aller Koeffizienten des RBF von Fig. 9 identisch gleich null sind. Für diesen Fall ist angesetzt die Abtastrate fA≠4 B, weshalb der Prototyp für das reelle Bandfilter RBF kein Halbbandfilter mehr sein kann, vergleiche Fig. 10a, wo der Übergangsbereich des Prototyps symmetrisch zu fA/4 liegt, was in diesem Fall b) nicht mehr zutrifft.

Als Prototyp resultiert ein allgemeines FIR-Filter, bei dem im allgemeinen alle Koeffizienten ungleich null sind. Die restliche Vorgehensweise entspricht dem Fall a) nach Fig. 10b und 10c: Durch die Tiefpaß-Bandpaßtransformation mit z=<z² wird der Grad wiederum verdoppelt, ohne daß zusätzliche von Null verschiedene Koeffizienten auftreten.

Auch hier kann die kombinierte Spezifikation von AAF und RBF entweder gemäß Fig. 7 oder gemäß Fig. 11 vorgenommen werden.

Die beleuchteten beiden Fälle a) und b), basierend auf den Fig. 7 bzw. 11, setzen jeweils voraus, daß das zu verarbeitende Nutzspektrum des jeweiligen Kanals am Ausgang des A/D-Umsetzers bei 1/4 der Abtastrate zentriert ist.

Ist letzteres nicht der Fall, so ist das erfindungsgemäß einzufügende Filter RBF als allgemeines, nicht symmetrisches Filter zu entwerfen, da es im allgemeinen keinen Null- Koeffizienten mehr aufweist. Diese ungünstigste Variante ist aber immer noch aufwandsgünstiger als die Zusammenfassung des eingefügten Filters RBF mit dem Kanalbandfilter CHBF.

Es sei noch bemerkt, daß das erfindungsgemäße Filter RBF ein Transversalfilter (FIR) oder als Rekursivfilter ausgeführt sein kann.

Selbstverständlich gelten die Überlegungen und Ausführungen nicht nur für ein Verfahren zur Aufbereitung von Fernsehsignalen zu einem digitalen Frequenzmultiplexsignal, sondern auch zur Wiederzerlegung eines solchen digitalen Frequenzmultiplexsignals, wobei ein solcher Multiplexer leicht in einen FDM-Demultiplexer überführt werden kann durch eine Hermitesche Transposition, siehe auch Philips Journal of Research, Vol. 33, Nrn. 1/2 von 1978, Seiten 78 bis 102.

Die Fig. 12 zeigt ähnlich wie die Fig. 7 zwei Frequenzspektren, einmal für das analoge Vorfilter AAF und zum andern für das reelle digitale Vorfilter DAF oder wie es in Fig. 9 mit RBF bezeichnet ist. Dieses Filter läßt sich von einem Prototyp-Hochpaßfilter durch die Transformation z=<z² ableiten. Der Hochpaß selbst folgt aus einem Tiefpaß, welcher eventuell ein Halbbandfilter HBF sein kann, mit z=<-z.

Zur Illustration der Spezifikation des digitalen Vorfilters DAF als reellen Halbbandfilter RHBF-2 dient die Fig. 13, wo die obere Zeile das Frequenzspektrum des Tiefpaßprototypen, einem Halbbandfilter HBF mit dem Nutzfrequenzbereich von 0 bis fd = 6,6 MHz bzw. bis zur Sperrfrequenz fs = 7,4 MHz zeigt. Die Abtastrate beträgt 28 MHz, also 4 B. Die untere Zeile der Fig. 13 zeigt das Frequenzspektrum des abgeleiteten reellen Halbbandfilters RHBF-2, wobei der Durchlaßbereich symmetrisch zu 1/4 der Abtastrate liegt.

Ein mit einer Länge von N = 181 Koeffizienten, wovon nur 46 Koeffizienten ungleich Null sind, entworfenes und abgeleitetes reelles Halbbandfilter RHBF-2 weist eine Sperrdämpfung von as = 48,5 dB auf. Die Koeffizientenwortlänge ist dabei 11 Bit bezogen auf eine Aussteuerfrequenz von ± 1 bzw. 10 Bit ohne führende Nullen.

Dadurch, daß der Prototyp ein Halbbandfilter HBF ist, ändert sich bei der Tiefpaß-Hochpaßtransformation mit z=<-z lediglich das Vorzeichen des mittleren Koeffizienten, d. h. 0,5 geht über in -0,5.

Durch die Tiefpaß-Bandpaßtransformation mit z=<z² wird zwischen je zwei Koeffizienten eine Null eingefügt.

Es gelten folgende Gleichungen für die Anzahl der Koeffizienten. NProt - 1 ergibt 2 NProt - 2 = N RHBF - 1.

Damit ist N RHBF = 2 NProt - 1.

Die Anzahl der Nicht-Null-Koeffizienten N1 ist dann N1 = 1/2 (NProt + 1).

Für eine Sperrdämpfung as ≧ 30 dB errechnet sich die Anzahl der Koeffizienten zu N RHBF = 125, wovon N1 = 32 ist bei einer Koeffizientenwortlänge von 10 Bit bezogen auf ± 1 und bei einem maximalen Koeffizientenbetrag von 0,5.

Anhand der Fig. 14 wird ein Ausführungsbeispiel für ein reelles Halbbandfilter RHBF mit geringerem Aufwand bzw. mit Systemmodifikationen vorgestellt. Die oberste Zeile der Fig. 14 zeigt das Blockschaltbild für einen Zweig beginnend mit dem analogen Antialiasing-Filter AAF, dem eine Mischung, eine Analogdigitalumsetzung und die Filterung mit einem erfindungsgemäß eingefügten Filter RHBF sowie das anschließende Kanalbandfilter CHBF folgen. Umsetzer und die beiden nachfolgenden Filter werden mit derselben Abtastrate von 28 MHz abgetastet. Das reelle Halbbandfilter soll eine Koeffizientenanzahl von ≦ 128 aufweisen. In der mittleren Zeile der Fig. 14 ist das Frequenzspektrum aufgetragen über der Frequenz, wobei die Spektren von 5 Kanälen erkennbar sind und wobei Kanal 3 in den Durchlaßbereich des analogen Antialiasingfilters AAF fällt. In den unmittelbar angrenzenden Nachbarkanälen 2 und 4 soll die Sperrdämpfung des analogen Vorfilters ≧ 30 dB betragen, während darüber hinaus die Sperrdämpfung ≧ 60 dB betragen soll. Das digitale reelle Halbbandfilter RHBF soll also die in den unmittelbaren Nachbarkanälen auftretende Sperrdämpfungsdifferenz von 30 dB übernehmen; dies ist aus der dritten Zeile der Fig. 14 entnehmbar. Der maximale Rippel der Durchlaßdämpfung des digitalen Nachfilters soll ≦ ± 0,5 dB betragen.

Ein erster Entwurf für dieses digitale reelle Halbbandfilter RHBF führt auf eine Koeffizientenanzahl von N = 125 mit 32 Koeffizienten ungleich Null, auf eine Sperrdämpfung von ≧ 35 dB, auf eine maximale Durchlaßdämpfungsdifferenz von ≦ 0,3 dB und auf eine Koeffizientenwortlänge von 10 Bit.

Bei den folgenden Entwürfen wird nun versucht, bei der Bildträgerfrequenz lokal eine höhere Dämpfung zu erreichen. Im folgenden erfolgt der Versuch einer Zusammenfassung der beiden hintereinander geschalteten Filter RHBF und CHBF zu einem einzigen Filter CHT. Es wird dabei ausgegangen von folgenden Spezifikation des Prototyps:
Durchlaßbereich 0 bis 3,3 MHz bei einer maximalen Durchlaßdämpfungsdifferenz von ≦ 0,5 dB.
Sperrbereich 1 von 3,7 bis 10,3 MHz bei einer Sperrdämpfung von ≧ 30 dB.
Sperrbereich 2 von 10,7 bis 14 MHz bei einer Sperrdämpfung von ≧ 58,5 dB, siehe dazu auch Fig. 15.

Erforderlich ist dazu, eine Koeffizientenanzahl von mindestens N = 96, was zu einer Anzahl von 2×96 reellen Koeffizienten führt (Mittenfrequenz des zusammengefaßten Filters CHT soll sein 1/4 der Abtastrate).

Von den 2 N Koeffizienten sind genau N ungleich Null. Effektiv sind damit 96 Multiplikationen auszuführen; wegen der Sperrdämpfung von ≧ 58,5 dB im Sperrbereich 2 ist eine Wortlänge von <10 Bit z. B. 16 Bit erforderlich.

Im Vergleich dazu sind bei einer getrennten Ausführung der Filterung im reellen Halbbandfilter RHBF nur 32 Multiplikationen bei einer Koeffizientenanzahl von N = 125 auszuführen und im Kanalbandfilter CHBF sind nur 9 Multiplikationen bei einer Koeffizientenanzahl von N = 15 durchzuführen. In der Summe sind also mit 41 Multiplikationen insgesamt weniger als die Hälfte erforderlich.

Im folgenden sind Filterentwürfe dargelegt, die auf der Abtastung mit 28 MHz beruhen.

Das reelle Bandfilter RBF soll allgemein entworfen werden, während das Kanalbandfilter CHBF symmetrisch und mit breiterem Durchlaßbereich ausgestattet sein soll. Die Fig. 16a zeigt das Frequenzspektrum am Eingang des analogen Vorfilters AAF mit den Kanälen 1 bis 4, den Durchlaßbereich dieses Filters für Kanal 2 und einen abgestuften Sperrdämpfungsbereich von 30 dB für den Nachbarkanal bzw. 60 dB darüber hinaus.

In Fig. 16b ist das Frequenzspektrum für das reelle Bandfilter RBF gezeichnet, welches im unteren Durchlaßbereich den betreffenden Kanal richtig filtert und im oberen Durchlaßbereich bei 16,3 bis 22,9 MHz den betreffenden Kanal spiegelbildlich filtert. In seinen Sperrbereichen wird eine Sperrdämpfung von ≧ 30 dB erreicht, so daß die Mindestanforderung von 60 dB zusammen mit dem analogen Vorfilter erreicht ist. Durch das nachfolgende Kanalbandfilter CHBF mit der Mittenfrequenz bei 1/4 der Abtastrate wird der spiegelbildlich durchgelassene Kanal ausgefiltert. Deutlich sichtbar ist dies in Fig. 16c, wobei auch der breitere Durchlaßbereich und der relativ breite Übergangsbereich erkennbar ist.

Für den Prototyp des Kanalbandfilters CHBF gilt fd = fd+- fA/4 = 11,7-7 MHz = 4,7 MHz und fs = fs+- fA/4= 16,3-7 MHz = 9,3 MHz. Die Spezifikation für das analoge Vorfilter AAF führt zu folgenden Werten: Sperrdämpfung ≧ 60 dB für f < 23,1 MHz und as ≧ 30 dB für 23,1 MHz < f < 32,7 MHz.

Der Durchlaßbereich des analogen Vorfilters AAF trifft den Bereich 33,1 bis 39,7 MHz. Für den höheren Frequenzbereich sind die folgenden Sperrdämpfungen vorgesehen as ≧ 30 dB von 40,1 bis 44,1 MHz und darüber hinaus ≧ 60 dB.

Der Entwurf des reellen Bandfilters RBF_3 führt zu einer Version 1 mit N = 128 und zu einer Version 2 mit N = 125 Koeffizienten, wobei jeweils die Null-Koeffizienten ungleichmäßig verteilt sind und die Wortlänge 10 Bit beträgt. Die max.Durchlaßdämpfungsdifferenz beträgt ≦ 0,4 dB und die Sperrdämpfung beträgt ≧ 30 dB.

Der Filterentwurf für das Kanalbandfilter CHBF_3 benötigt in einer ersten Version 15 Koeffizienten bei einer Wortlänge von 16 Bit.

Das Blockschaltbild in Fig. 17 zeigt einen Zweig, beginnend mit dem Zwischenfrequenzbereich ZF, einer sich anschließenden Analog-Digital-Umsetzung und einer Doppelfilterung RBF_3 und Kanalfilter CHBF_3, welche alle 3 mit einer Abtastrate von 28 MHz abgetastet werden. Danach folgt eine erste Mischung mit Δf = -1,4 MHz, das ist 1/20 der Abtastrate. Bis hierher ist die Signalverarbeitung für alle Kanäle gleich; anschließend erfolgt eine kanalindividuelle Umsetzung zu einer zweiten Mischung mit -fA/8,+fA/8, +3 fA/8, +5 fA/8 usw. und eine anschließende Kanalbandfilterung CHBF . . .

Für die beiden Mischer ergeben sich relativ einfache Verhältnisse: Für den ersten Mischer sind 20 Abtastwerte des Trägers abzuspeichern in einer Periode, und für den zweiten Mischer sind jeweils 8 Abtastwerte pro Periode abzuspeichern. Bei einer Zusammenfassung der beiden Mischer ergeben sich die Mischfrequenzen -7/40 fA, +3/40 fA, +13/40 fA und +23/40 fA. Hierbei sind also jeweils pro Trägerperiode 40 Werte abzuspeichern. Eine Bewertung führt zu dem Ergebnis, daß der Aufwand für die digitalen Filter bereits bei einer Nicht- VLSI-Realisierung wesentlich kleiner ist als im Fall einer analogen Frequenzumsetzung vor der Analog-Digital-Umsetzung, sofern oder wenn man von der etwas aufwendigeren zweifachen digitalen Frequenzumsetzung absieht.

Claims

1. Verfahren zur Aufbereitung von mehreren Fernsehsignalen für Übertragungszwecke, insbesondere in einem Verteilernetz, mit folgenden Schritten:

- die aufzubereitenden Fernsehsignale werden einzeln mittels A/D-Konverter digitalisiert,
- die einzeln digitalisierten Fernsehsignale werden jeweils digital in verschiedene Frequenzbereiche umgesetzt, wobei die Umsetzung so vorgenommen wird, daß sich zumindest die Nutzsignalanteile der Fernsehsignale frequenzmäßig nicht überlappen,
- die so umgesetzten Fernsehsignale werden durch digitale Addition zu einem Frequenzmultiplexsignal zusammengefügt,

mit analoger Vorfilterung der Fernsehsignale,
dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen den A/D-Konvertern und den digitalen Frequenzumsetzern jeweils mittels eines Filters mit reellen Koeffizienten (RBF) eine zusätzliche Filterung erfolgt,
daß dieses Filter ein- und ausgangsseitig mit der gleichen Abtastrate abgetastet wird und
daß die Abtastrate gleich der der A/D-Konverter ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Sperrbereiche des Filters (RBF) symmetrisch zu fA/2 und f = 0 bzw. fA liegen.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Durchlaßbereiche des Filters (RBF) symmetrisch zu fA/4 und 3 fA/4 liegen.

4. Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastrate fA = 4 B beträgt.

5. Verfahren nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Schritte des Anspruchs 1 zumindest mit einer weiteren Gruppe von Fernsehsignalen durchgeführt werden und daß die dabei gebildeten Gruppen von Frequenzmultiplexsignalen zu einem Zeitmultiplexsignal aufbereitet werden.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei sich die aufzubereitenden Fernsehsignale in einer Zwischenfrequenzlage befinden, dadurch gekennzeichnet, daß Abtastung und Digitalisierung dieser (geträgerten) Fernsehsignale ohne zusätzliche Frequenzumsetzung unmittelbar in der jeweils vorliegenden Zwischenfrequenzlage erfolgen.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei Fernsehsignalen, insbesondere in Form von FBAS- oder Komponentensignalen, nach der A/D-Konvertierung eine digitale Modulation vorgenommen wird.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 2, 3, 4, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß nach einer Übertragung des aufbereiteten Frequenzmultiplexsignals eine Digital- Analogkonvertierung mittels nur einem D/A-Konverter vorgenommen wird.

9. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß nach Übertragung des Zeitmultiplexsignals und seiner Zerlegung in die einzelnen Frequenzmultiplexsignale diese jeweils einer Digital-Analog-Umsetzung mittels nur eines D/A-Umsetzers unterzogen werden.

10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß nach der Digital-Analogkonvertierung eine Frequenzumsetzung in eine HF-Kanalgruppe mittels eines Frequenzumsetzers vorgenommen wird.

11. Anwendung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche für die Signalübertragung mittels Lichtwellenleitern in einem Kabelfernsehzubringer- und/oder -verteilnetz.

12. Verfahren zur Zerlegung eines digitalen Frequenzmultiplexsignals, das aufbereitet ist gemäß dem Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die zur Aufbereitung der Fernsehsignale angewendeten Schritte einer Hermite'schen Transposition unterzogen werden.