WO2001015432A2 - Verfahren zur signalumsetzung eines modulierten reellwertigen analogen bildsignals sowie zugehöriger signalumsetzung - Google Patents

Verfahren zur signalumsetzung eines modulierten reellwertigen analogen bildsignals sowie zugehöriger signalumsetzung Download PDF

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WO2001015432A2
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Dietmar Wenzel
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Marconi Communications Gmbh
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/16—Multiple-frequency-changing
    • H03D7/161—Multiple-frequency-changing all the frequency changers being connected in cascade

Definitions

  • IF converters are used to feed individual analog TV signals into the processing units of digital broadband television distribution systems. These converters implement the TV signals from the m intermediate countries, standardized intermediate frequency positions, and an intermediate frequency position that is favorable for the digital system and has been implemented independently of this country analog mixers and filters before the signal was fed to the A / D converter for feeding the digital system
  • a TV signal in the intermediate frequency position is oversampled, subjected to digital filtering to form a complex-value digital signal and a sampling rate conversion.
  • the digital signal is shifted in frequency so that its center frequency appears at zero frequency.
  • the complex signal is then fed to a digital filter for separate treatment of the real part and the imaginary part.
  • the output signal is real-valued and available in the band-pass position, in contrast to EP 06 83 071 B1, where the output signal is complex and in
  • Standard interface is possible.
  • the A / D converter of the B / G standard interface is replaced by a signal conversion according to the invention, whereby other components of an existing transmission system can continue to be used unchanged.
  • the invention also differs from the further solution cited at the beginning.
  • the output signal according to the invention is freely selectable in the normal or inverted position and can be further processed as required without renewed implementation.
  • Signal converter according to the invention is also characterized in that all signal processing system components can work with the sampling frequency of the digital output signal. Any spectral interference components outside the useful spectrum do not influence the useful signal. Such interference components can be suppressed by a simple half-band filter, which has to process real signals.
  • the digital signal converter according to the invention has the advantages over the analog solutions that it is exactly reproducible, does not require any adjustment work, and its characteristic features are not influenced by temperature changes or aging.
  • the requirements regarding the amplitude frequency response can be specified as precisely as desired and depend exclusively on the word width and the number of filter coefficients.
  • the signal converter according to the invention has an absolutely linear phase response which can only be achieved approximately with analog devices and is of great importance in particular in the case of TV signals.
  • a D / A converter can either be connected to the digital output of the signal converter according to the invention, or the signal can be fed directly into a digital processing system for TV signals, so that further A / D or D / A conversions are not required , This enables continuous digital signal processing in such systems.
  • FIG. 1 shows a block diagram of the digital signal conversion according to the invention
  • FIG. 2 shows the signal spectra within the processing chain
  • FIG. 3 shows a real half-band low-pass filter
  • FIG. 4 shows the structure of a modified digital f A / 4 modulator
  • FIG. 5 shows a real half-band filter with decimation and frequency shift
  • FIG. 6 shows the states of a cross multiplexer
  • FIG. 7 shows a real f J4 bandpass filter
  • Figure 8 is a block diagram for effort-optimized
  • an NTSC TV signal is selected in the intermediate frequency position.
  • Figure 1 shows the principle of a digital TV IF converter according to the invention as a block diagram.
  • sampling is carried out by means of an A / D converter 1.
  • a digital FIR filter 2 the output of which is connected to a down switch, which reduces the sampling frequency f A by half.
  • the filter and the down button together form a complex decimator.
  • a complex signal is present at the output of the wait button, which is then shifted in frequency with the aid of a complex carrier (mixer 3).
  • the real part of the frequency-shifted signal can be calculated particularly efficiently without generating a digital sine or cosine signal.
  • the FIR filter 7 can also be used to suppress the remaining interference outside the useful band.
  • FIGS. 1 and 2 show the associated spectral representations of the processing chain. Corresponding signals are identified in FIGS. 1 and 2 by reference numerals in circles.
  • the analog signal is sampled at twice the sampling frequency f A of the output signal, that is to say an oversampling by a factor of 2. It is also possible to work with another oversampling factor.
  • the oversampling results in lower demands on the analog prefilter and wider transition areas of the digital filter.
  • f A is 56 MHz. This frequency can be derived from the SDH hierarchy using integer divisors.
  • the output signal should have a sampling frequency of ⁇ 28 MHz (% f A ).
  • a sampling of the bandpass signal with% f A (28 MHz) is not possible because aliasing would occur. Aliasing would only be avoided when scanning at 29 MHz. However, this procedure would mean that the sampling frequency would again depend on the IF position of the TV signal. A sample rate conversion to the required output sample rate of 28 MHz would also be very difficult.
  • the relatively high sampling frequency of the A / D converter 1 means that the analog bandpass filter BP in front of the A / D converter 1 has only a few requirements.
  • the complex digital FIR filter 2 can be implemented with little effort using a half-band filter CHBF. With such a design, filters with a high degree and relatively steep flanks can be achieved with just a few multiplications. This means that IF signals whose bandwidth deviates from% f A can still be processed.
  • the filtering creates a complex signal with a sampling frequency of 28 MHz (see ⁇ ).
  • the digitized and filtered image signal is shifted such that the band boundaries are symmetrical to the frequency zero, ie also the center frequency (see. ⁇ ). This minimizes the requirements for the following filter, by making the transition areas as wide as possible.
  • the frequency shift can be done with a numerical control led oscillator (NCO). These NCOs are commercial for sampling frequencies of approximately 30 MHz available. For certain IF positions of the TV signal or special selection of f A , the frequency shift can be replaced by a so-called f A / n modulator, which results in even less effort.
  • any interference components that may be present are suppressed by a digital filter 4, in particular an FIR filter, which can advantageously be designed as a half-band filter HBF in order to prevent the real output signal from being influenced by these interference components.
  • the spectrum is shifted by means of a further digital mixer 5 in such a way that it is centered around a% f A (cf. (4)).
  • a real FIR bandpass filter 7 whose band center is also at% f A , can be connected downstream on the output side. It proves to be advantageous not to integrate this filter operation in one of the preceding filters, so that they can then no longer be carried out as half-band filters. If the bandpass FIR filter 7 is formed from the real part of a low-pass filter shifted for A / 4, the total computing effort is the least. Advantageous configurations of the filters and mixers are also presented below.
  • the FIR filter 2 for obtaining the complex TV signal is designed as a complex half-band filter CHBF, whose
  • Magnitude response odd symmetry with respect% f A and in the passband even symmetry with respect% f A has.
  • the filter emerges from a real half-band low-pass filter from FIG. 3, whose coefficients according to the following regulation
  • the filter 2 can be implemented together with the down switch according to FIG. 8 from a multiplexer 9, a delay element 10 and FIR filter 11 with a real symmetrical impulse response, which only has N multipliers with a total filter degree of 4N.
  • the FIR filter 11 and the delay element 10 already work with the sampling frequency f A on the output side.
  • Delay element 10 results from the following relationship
  • FIG. 4 shows the structure of a modified digital f A / 4 modulator, at the input of which a complex signal is present and which provides a real signal at its output.
  • the modulator described consists of an input-side multiplexer 12, which alternately feeds the real and imaginary part of the input signal to an inverter 13, which inverts two non-inverting values in each case.
  • the input-side multiplexer 12 alternately discards every second
  • the output-side multiplexer 14 combines the corresponding signal parts again.
  • a synchronization device 15 ensures the synchronism of the multiplexer 12 and the multiplexer 14.
  • the calculation rule of the modulator is as follows:
  • DE 44 26 935 AI discloses a related structure which realizes an f A / 2 modulator for a real signal. There it is referred to as a digital double push-pull modulator.
  • the filter 4 for suppressing unwanted spectral components outside the useful band can also advantageously be designed as a half-band filter.
  • Figure 5 shows the filter being broken down into two polyphases. All samples of the input signal that are not required for the calculation of the corresponding polyphase component are identified by dashes. It is easy to see that polyphase 1 only requires samples with odd indices and polyphase 2 only needs those with even indices. Each poly phase only works at a quarter of the original sampling frequency.
  • This filter 4 can advantageously with the further
  • Frequency shift can be combined, as will be described below.
  • Figure 5 (top right) shows the associated filter structure for the real or imaginary part of the signal.
  • the same filter can be used together for the real and the imaginary part by doubling the status registers of the filter. Since the real and imaginary parts are folded with the same impulse response, this is possible without restrictions.
  • Figure 5 shows the resulting structure. Status registers, which currently contain samples of the imaginary part, have a gray background.
  • the multiplexer 12 at the input of the f A / 4 modulator according to FIG. 4 can be shifted in front of the half-band filter and can be combined with the polyphase multiplexer to form a cross multiplexer.
  • the combination gives a multiplexer according to FIG. 5 (bottom right), which How a cross switch works.
  • the positions of the cross multiplexer in two successive states are shown in FIG. 6.
  • phase relationship between multiplexer 12 and inverter 13 in FIG. 4 or the calculation rule for the modulator is changed as follows:
  • the scanning frequency of an interface is tuned to the special intermediate frequency position of the TV signal, so that bandpass scanning can take place without additional signal processing having to take place.
  • signals with a different intermediate frequency position can no longer be sampled at the same frequency, since then one
  • the signal processing unit can be used universally for processing signals of the standards B, G, M, N, L, D, I.
  • the NCO of the first mixer in FIG. 1 can be replaced by an f A / n modulator, where n is an integer, in particular a power of 2. This reduces the number of values that the complex carrier can assume to a few.
  • the first mixer can be implemented in a similarly simple manner as the second mixer.
  • the signal may make sense to suppress the remaining spectral components remaining between the useful components. This is necessary, for example, if several TV signals are arranged side by side in a channel grid. If the remaining spectral components were not suppressed, they could influence neighboring channels.
  • Such filtering can be carried out in a cost-effective manner by means of a real band-pass FIR filter 7, which is formed from the real part of an f A / 4-shifted low-pass filter.
  • the control and reversal of the signal are filtered equally.
  • Figure 7 shows the steps of filter design.
  • the filter has the same structure as the polyphase 2 of the real half-band filter according to FIG. 5 (bottom right).
  • the real and imaginary parts of a complex signal are not filtered, but only a real signal. Because of the special nature of the impulse response of the bandpass filter from FIG. 7, the same filter structure results.
  • FIG. 8 shows the combination of the aforementioned measures according to the invention. With this cost-effective structure, all components, with the exception of the multiplexer, which is connected downstream of the A / D converter 1, are operated at half the sampling frequency.
  • FIG. 8 shows the method also for the example of the implementation of an NTSC signal and represents the connection with the basic circuit diagram according to FIG. 1.
  • the filter FIR3 is only necessary if the RBP filter 7 is to suppress unwanted spectral components outside the useful band.

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Abstract

Zur Signalumsetzung eines Bildsignals in Zwischenfrequenzlage erfolgt eine Überabtastung mit nachfolgender digitaler Filterung (2) und Umwandlung in ein komplexwertiges Digitalsignal. Eine zweimalige Frequenzverschiebung (3, 5) liefert ein reelles Ausgangssignal in einer anderen Zwischenfrequenzlage, die unabhängig ist von der Zwischenfrequenzlage des Eingangssignals. Bildsignale unterschiedlicher Norm können mit einer vorhandenen Schnittstelle weiterbehandelt werden.

Description

Verfahren zur S gnalumset zung eines modulierten reell ertigen analogen Bildsignals sowie zugehöriger Signalumset zung
Stand der Technik
Bisherige Verfahren zur Verarbeitung von TV- Zwischenfrequenzsignalen dienen im wesentlichen dazu, Signale aus dem Basisband m analoge Signale m ZF- oder HF- Lage bzw analoge Signale m ZF- oder HF-Lage m analoge Basisbandsignale umzusetzen Hierzu werden fast ausschließlich analoge Frequenzumsetzer benutzt
Für die Einspeisung einzelner analoger TV-Signale m die Aufbereitungseinheiten digitaler breitbandiger Fernsehverteilsysteme werden ZF-Umsetzer eingesetzt, die eine Umsetzung der TV-Signale aus den m verschiedenen Landern standardisierten Zwischenfrequenzlagen m eine für das digitale System gunstige, landesunabhangige Zwischenfrequenzlage vornehmen Diese Umsetzung erfolgte bisher durch analoge Mischer und Filter bevor das Signal dem A/D-Umsetzer zur Emspeisung m das digitale System zugeführt wurde
In der DE 44 26 935 AI wird ein derartiges Verfahren beschrieben, welches das Signal digital verarbeitet Kennzeichnend für das dortige Verfahren ist jedoch, daß die Abtastfrequenz, bei der das System arbeitet, von der ZF-Lage des TV-Signals bestimmt wird. Ferner arbeiten die Komponenten des Systems dort nicht mit einer einheitlichen Abtastfreσuenz .
Aus der DE 197 03 079 AI ist es bekannt, reellwertige analoge Bildsignale in Zwischenfrequenzlage bezogen auf des Nyquist-Theorem überabzutasten und anschließend mittels einer komplexen Trägerschwingung umzusetzen und in einem komplexen Bandpaßfilter einer Dezimation zu unterziehen. Das Ausgangssignal zur Weiterverarbeitung ist somit ein komplexes Bandpassignal . Mit bestimmten Bedingungen für die Abtastfrequenz können Zwischenfrequenzsignale unterschiedlicher Übertragungsnormen mit gleicher Aufbereitungseinheit verarbeitet werden.
Bei einem Signalumsetzer für modulierte analoge TV-Signale in Zwischenfrequenzlage gemäß der EP 06 83 607 Bl wird ein TV-Signal in Zwischenfrequenzlage überabgetastet, einer Digitalfilterung zur Bildung eines komplexwertigen Digitalsignals sowie einer Abtastratenwandlung unterzogen. Mittels einer komplexen Mischeinrichtung erfolgt eine Frequenzverschiebung des Digitalsignals derart, daß seine Mittenfrequenz bei der Frequenz Null erscheint. Das komplexwertige Signal wird dann einem Digitalfilter zu getrennten Behandlung des Realteils und des Imaginärteils zugeführt .
Vorteile der Erfindung
Mit den Maßnahmen der Ansprüche 1 oder 5 ist es möglich, Bildsignale unterschiedlicher ZF-Lagen auf eine einheitliche digitale ZF-Lage umzusetzen, wobei die ZF-Lage des Ausgangssignals unabhängig von der ZF-Lage des Eingangssignals ist.
In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausgestaltungen aufgezeigt.
Durch die Signalumsetzung mittels digitaler Signalverarbeitung sind im allgemeinen keine analogen Einrichtungen vor dem A/D-Umsetzer notwendig. Die Vorteile der digitalen Signalverarbeitung können im gesamten Signalverarbeitungspfad genutzt werden.
Bei der erfindungsgemäßen Lösung ist das Ausgangssignal reellwertig und in Bandpaßlage verfügbar im Gegensatz zur EP 06 83 071 Bl, wo das Ausgangssignal komplex und in
Tiefpaßlage vorliegt. Bei der EP 06 83 071 Bl wird die B/G- Nomitschnittstelle ersetzt, wohingegen bei der vorliegenden Erfindung diejenigen ZF-Signale, die nicht der B/G- Normschnittstelle entsprechen, in ein ZF-Signal umgesetzt werden, so daß eine Behandlung mit einer vorhandenen B/G-
Normschnittstelle möglich ist. Es wird der A/D-Umsetzer der B/G-Normschnittstelle durch eine erfindungsgemäße SignalUmsetzung ersetzt, wodurch andere Komponenten eines vorhandenen Übertragungssyste s unverändert weiter benutzt werden können. Hierin unterscheidet sich die Erfindung auch von der weiteren, eingangs zitierten Lösung.
Das Ausgangssignal nach der Erfindung ist frei wählbar in Regel- oder Kehrlage verfügbar und kann je nach Bedarf ohne erneute Umsetzung weiter verarbeitet werden. Der
Signalumsetzer nach der Erfindung zeichnet sich auch dadurch aus, daß alle signalverarbeitenden Systemkomponenten mit der Abtastfrequenz des digitalen AusgangsSignals arbeiten können . Eventuell vorhandene spektrale Störanteile außerhalb des Nutzspektrums beeinflussen das Nutzsignal nicht. Solche Störanteile können durch ein einfaches Halbbandfilter, welches reelle Signale verarbeiten muß, unterdrückt werden.
Der erfindungsgemäße digitale Signalumsetzer besitzt gegenüber den analogen Lösungen die Vorteile, das er exakt reproduzierbar ist, keine Abgleicharbeiten erfordert und seine charakteristischen Merkmale nicht durch Temperatur- änderungen oder Alterung beeinflußt werden. Außerdem können die Anforderungen bezüglich des Amplitudenfrequenzgangs beliebig genau vorgegeben werden und hängen ausschließlich von der Wortbreite und der Zahl der Filterkoeffizienten ab. Weiterhin besitzt der erfindungsgemäße Signalumsetzer einen absolut linearen Phasengang, der mit analogen Einrichtungen nur näherungsweise erreicht werden kann und insbesondere bei TV-Signalen von großer Bedeutung ist.
An den digitalen Ausgang des erfindungsgemaßen Signalum- setzers kann entweder ein D/A-Umsetzer angeschlossen werden oder das Signal kann direkt in eine digitale Aufbereitungsanlage für TV-Signale eingespeist werden, so daß weitere A/D- bzw. D/A-Umsetzungen entfallen. Damit ist eine durchgehende digitale SignalVerarbeitung in derartigen Systemen möglich.
Zeichnungen
Anhand der Zeichnungen werden Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert.
Es zeigen
Figur 1 ein Blockschaltbild der digitalen Signalumsetzung nach der Erfindung, Figur 2 die Signalspektren innerhalb der Verarbeitungskette,
Figur 3 ein reelles Halbband-Tiefpaßfilter,
Figur 4 die Struktur eines modifizierten digitalen fA/4- Modulators ,
Figur 5 ein reelles Halbbandfilter mit Dezimation und FrequenzverSchiebung,
Figur 6 die Zustände eines Kreuzmultiplexers ,
Figur 7 ein reelles f J4 -Bandpaßfilter ,
Figur 8 ein Blockschaltbild für aufwandopti iertes
Verfahren.
Beschreibung der Ausführungsbeispiele
Die Erfindung wird im folgenden durch schematische Darstellungen für ein Ausführungsbeispiel näher erklärt. Für das Beispiel ist ein NTSC-TV-Signal in Zwischenfrequenzlage gewählt .
Figur 1 zeigt das Prinzip eines erfindungsgemäßen digitalen TV-ZF-Umsetzers als Blockschaltbild. Nach einem eventuellen analogen Vorfilter BP erfolgt die Abtastung mittels A/D- Wandler 1. Es schließt sich ein digitales FIR-Filter 2 an, dessen Ausgang mit einem Abwärtstaster beschältet ist, der die Abtastfrequenz fA auf die Hälfte reduziert. Das Filter und der Abwärtstaster bilden gemeinsam einen komplexen Dezimator. Am Ausgang des Abwartstasters liegt ein komplexes Signal vor, das mit Hilfe eines komplexen Trägers anschließend in seiner Frequenzlage verschoben wird (Mischer 3) . Ein Vorteil bei der Verschiebung des komplexen Signals ist, daß keine zusätzlichen Spektralanteile entstehen, die durch zusätzliche Filteroperationen unterdrückt werden müßten .
Nach der Frequenzverschiebung folgt ein FIR-Filter 4, das die Aufgabe hat, unerwünschte Spektralanteile, die auf eine unzureichende Dämpfung des analogen Vorfilters BP zurückzuführen sind oder durch nichtlineare Eigenschaften des A/D-Umsetzers 1 entstehen, im interessierenden
Frequenzbereich zu unterdrücken. Daran schließt sich eine erneute Frequenzverschiebung mit Hilfe eines komplexen Trägers an (Mischer 5) . Der Realteil des frequenzverschobenen Signals repräsentiert das gewünschte digitale TV-Signal in der ausgangsseitigen
Zwischenfrequenzlage. Die Berechnung des Realteils des frequenzverschobenen Signals läßt sich besonders effizient ohne Erzeugung eines digitalen Sinus- bzw. Kosinus-Signals realisieren.
Falls erforderlich, können mit dem FIR-Filter 7 auch noch die restlichen Störanteile außerhalb des Nutzbandes unterdrückt werden.
Figur 2 zeigt die zugehörigen spektralen Darstellungen der Verarbeitungskette. Einander entsprechende Signale sind in den Figuren 1 und 2 durch Bezugsziffern in Kreisen gekennzeichnet .
Die Abtastung des analogen Signals erfolgt mit der doppelten Abtastfrequenz fA des Ausgangssignals, also einer Überabtastung um den Faktor 2. Es kann auch mit einem anderen Überabtastfaktor gearbeitet werden. Durch die Überabtastung ergeben sich geringere Anforderungen an das analoge Vorfilter sowie breitere Übergangsbereiche der digitalen Filter. Im Beispiel beträgt fA - 56 MHz. Diese Frequenz läßt sich durch ganzzahlige Teilerfaktoren aus der SDH-Hierarchie ableiten. Das Ausgangssignal soll in diesem Beispiel eine Abtastfrequenz von ~ 28 MHz (% fA) aufweisen.
Eine Abtastung des Bandpassignals mit % fA (28 MHz) ist nicht möglich, da hierbei Aliasing auftreten würde. Erst bei einer Abtastung mit 29 MHz würde Aliasing vermieden. Diese Vorgehensweise würde aber bedeuten, daß die Abtastfrequenz wieder von der ZF-Lage des TV-Signals abhängig wäre. Eine Abtastratenumsetzung auf die geforderte ausgangsseitige Abtastrate von 28 MHz wäre außerdem sehr schwierig. Durch die relativ hohe Abtastfrequenz des A/D-Umsetzers 1 ergeben sich nur geringe Anforderungen an das analoge Bandpaßfilter BP vor dem A/D-Umsetzer 1.
Das komplexe digitale FIR-Filter 2 kann mit geringem Aufwand durch ein Halbbandfilter CHBF ausgeführt werden. Durch eine derartige Ausführung können bereits mit wenigen Multiplikationen Filter mit hohem Grad und relativ steilen Flanken erzielt werden. Somit können auch ZF-Signale, deren Bandbreite von % fA abweicht, noch verarbeitet werden. Durch die Filterung entsteht ein komplexes Signal mit einer Abtastfrequenz von 28 MHz (vgl. ©) .
Durch die Multiplikation mit einem digitalen Träger, d.h. durch eine komplexen digitalen Mischer 3, wird das digitalisierte und gefilterte Bildsignal derart verschoben, daß die Bandgrenzen symmetrisch zur Frequenz Null liegen, d.h. auch die Mittenfrequenz (vgl. ©) . Dadurch minimieren sich die Anforderungen an das folgende Filter, indem die Überganqspereicne maximal breit werden. Die Frecruenzverschiebung Kann mit einem numerischen Oszillator (Numericai Control led Oscillator NCO) erfolgen. Für Abtastfrequenzen von ca. 30 MHz sind diese NCOs kommerziell verfügbar. Für bestimmte ZF-Lagen des TV-Signals bzw. spezielle Wahl von fA kann die Frequenzverschiebung durch einen sogenannten fA/n-Modulator ersetzt werden, wodurch sich ein noch geringerer Aufwand ergibt .
Im Bereich der halben Abtastfrequenz werden eventuell vorhandene Störanteile durch ein digitales Filter 4, insbesondere ein FIR-Filter unterdrückt, das vorteilhaft als Halbbandfilter HBF ausgeführt werden kann, um eine Beeinflussung des reellen Ausgangssignals durch diese Störanteile zu verhindern.
Um ein reelles Signal am Ausgang zu erhalten, wird das Spektrum mittels einem weiteren digitalen Mischer 5 derart verschoben, daß es um ein % fA zentriert ist (vgl. (4)) .
Damit ergeben sich auch optimale Bedingungen für die weitere Verarbeitung des Signals. Da am Ausgang nur der Realteil von Interesse ist, läßt sich die Frequenzverschiebung und Realteilbildung (Baugruppe 6) vorteilhaft kombinieren. Als Ergebnis liegt ein reelles TV-ZF-Signal mit einer
Abtastfrequenz von 28 MHz vor, dessen Bandmitte bei % fA liegt (vgl. (5) ) .
Sollen auch noch unerwünschte Spektralanteile außerhalb des Nutzbandes unterdrückt werden, so kann ausgangsseitig ein reelles FIR-Bandpaßfilter 7, dessen Bandmitte ebenfalls bei % fA liegt, nachgeschaltet werden. Es erweist sich als vorteilhaft, diese Filteroperation nicht in einem der vorangehenden Filter zu integrieren, daß sich diese dann nicht mehr als Halbbandfilter ausführen ließen. Wird das Bandpaß-FIR-Filter 7 aus dem Realteil eines fA/4 verschobenen Tiefpaßfilters gebildet, so ergibt sicn in Summe der geringste Rechenaufwand. Nachfolgend werden auch vorteilhafte Ausgestaltungen der Filter und Mischer vorgestellt.
Das FIR-Filter 2 zur Gewinnung des komplexen TV-Signals wird als komplexes Halbbandfilter CHBF ausgeführt, dessen
Betragsfrequenzgang ungerade Symmetrie bezüglich % fA und im Durchlaßbereich gerade Symmetrie bezüglich % fA aufweist. Das Filter geht aus einem reellen Halbband-Tiefpaßfilter aus Figur 3 hervor, dessen Koeffizienten gemäß folgender Vorschrift
hn*exp(jn π/2) n = 0...L-1
multipliziert werden.
Jeder zweite Wert des Halbbandfilters, mit Ausnahme des Mittenkoeffizienten ist Null.
Das Filter 2 kann zusammen mit dem Abwärtstaster gemäß Figur 8 aus einem Multiplexer 9, einem Verzögerungsglied 10 und FIR-Filter 11 mit reeller symmetrischer Impulsantwort realisiert werden, das nur noch N Multiplizierer bei einem Gesamtfiltergrad von 4N besitzt. Das FIR-Filter 11 und das Verzögerungsglied 10 arbeiten bereits mir der ausgangsseitigen Abtastfrequenz fA. Die Länge des
Verzögerungsgliedes 10 ergibt sich aus folgender Beziehung
N ungerade
N gerade
Figure imgf000010_0001
Wobei Ν die Anzahl der unterschiedlich Koeffizienten in der zweiten Polyphase des Halbbandfilters ist. Alle Koeffizienten, die den Wert Null besitzen, verursachen auf diese Weise keinen Rechenauf and. Figur 4 zeigt die Struktur eines modifizierten digitalen fA/4 -Modulators, an dessen Eingang ein komplexes Signal anliegt, und der an seinem Ausgang ein reelles Signal liefert. Der beschriebene Modulator besteht aus einem eingangsseitigen Multiplexer 12, der abwechselnd den Real- und Imaginärteil des Eingangssignals einem Inverter 13 zuführt, der jeweils zwei aufeinander folgende Werte invertiert bzw. nicht invertiert. Der eingangsseitige Multiplexer 12 verwirft dabei abwechselnd jeden zweiten
Abtastwert des Real- und Imaginärteils. Der ausgangsseitige Multiplexer 14 fügt die entsprechenden Signalteile wieder zusammen. Eine Synchronisiereinrichtung 15 sorgt für den Gleichlauf des Multiplexers 12 und des Multiplexers 14. Die Rechenvorschrift des Modulators ergibt sich folgendermaßen:
Re {aπ + jbn * exp (jnπ/2)} => a0 , -bx, -a2, b3 , ...
In der DE 44 26 935 AI ist eine verwandte Struktur, die einen fA/2 -Modulator für ein reelles Signal realisiert, angegeben. Sie wird dort als digitaler Doppel -Gegentakt - Modulator bezeichnet.
Auch das Filter 4 zur Unterdrückung unerwünschter Spektralanteile außerhalb des Nutzbandes kann vorteilhaft als Halbbandfilter ausgeführt werden.
Figur 5 (links) zeigt die Zerlegung des Filters in zwei Polyphasen. Alle Abtastwerte des Eingangssignals, die nicht für die Berechnung der entsprechenden Polyphasenkomponente benötigt werden, sind durch Striche gekennzeichnet. Es ist leicht zu erkennen, daß Polyphase 1 nur Abtastwerte mit ungeraden Indizes und Polyphase 2 nur solche mit geraden Indizes benötigt. Jede Polyphase arbeitet nur noch mit einem Viertel der ursprünglichen Abtastfrequenz . Dieses Filter 4 kann vorteilhafter Weise mit der weiteren
Frequenzverschiebung kombiniert werden, wie nachfolgend noch beschrieben wird.
Um unerwünschte Spektralanteile außerhalb des Nutzbandes vorteilhafter Weise an der Stelle zu unterdrücken, an der nach Realteilbildung der gespiegelte Spektralanteil liegt, wird nur jeder zweite Wert des Real- und Imaginärteils benötigt. Damit genügt es auch, nur jeden zweiten Ausgangswert des gefilterten Signals zu berechnen. Dadurch kann eine herkömmliche Polyphasenstruktur , wie sie auch bei Dezimationsfiltern verwendet wird, gewählt werden.
Figur 5 (rechts oben) zeigt die zugehörige Filterstruktur für den Real- oder Imaginärteil des Signals.
Um die Zahl der erforderlichen Multiplizierer klein zu halten, kann durch Verdoppelung der Zustandsregister des Filters dasselbe Filter gemeinsam für den Real- und den Imaginärteil benutzt werden. Da Real- und Imaginärteil mit derselben Impulsantwort gefaltet werden, ist dies ohne Einschränkungen möglich.
Figur 5 (rechts unten) zeigt die resultierende Struktur. Zustandsregister, die augenblicklich Abtastwerte des Imaginärteils enthalten, sind grau hinterlegt.
Da nach dem fA/4 -Modulator gemäß vorgenannter Rechenvorschrift nur Werte des Realteils mit geraden Indizes und Werte des Imaginärteils mit ungeraden Indizes vorhanden sind, kann der Multiplexer 12 am Eingang des fA/4 -Modulators nach Figur 4 vor das Halbbandfilter verschoben und mit dem Polyphasenmultiplexer zu einem Kreuzmultiplexer zusammengefaßt werden. Durch die Zusammenfassung erhält man einen Multiplexer gemäß Figur 5 (rechts unten) , der die Funktionsweise eines Kreuzschalters besitzt. Die Stellungen des Kreuzmultiplexers in zwei aufeinander folgenden Zuständen zeigt Figur 6.
Wird die Phasenbeziehung zwischen Multiplexer 12 und Inverter 13 in Figur 4 bzw. die Rechenvorschrift für den Modulator folgendermaßen abgeändert :
Re {aπ + jbn* exp (jn 3π/2)} => a0, hlt -a2, -b3, ...,
so vertauschen sich die Regel- und Kehrlage des Spektrums © in Figur 2. Die ZF-Lage des gewünschten Spektralanteils ist auf diese Weise um fA verschiebbar.
Häufig wird die Abtastf requenz einer Schnittstelle auf die spezielle Zwischenfrequenzlage des TV-Signals abgestimmt, so daß eine Bandpaßabtastung stattfinden kann, ohne daß eine zusätzliche Signalverarbeitung stattfinden muß. Oft können dann Signale mit anderer Zwischenfrequenzlage nicht mehr der gleichen Frequenz abgetastet werden, da dann eine
Bandpaßabtastung ohne Auftreten von Aliasing nicht möglich ist. Bisherige Lösungen resultieren in der Wahl einer anderen Abtastfrequenz oder einer analogen Frequenzumsetzung vor dem A/D-Umsetzer.
Die Maßnahmen der Erfindung lassen sich daher vorteilhaft bei Schnittstellen einsetzen, deren Abtastf requenz auf die Bandpaßabtastung von TV-Signalen nach Normen B und G ausgelegt ist, z.B. 28 MHz = % fA, und die es nicht gestatten, mit derselben Frequenz Signale der Normen M und N abzutasten, ohne Aliasing zu verursachen. Die Signalverarbeituno kann universell für die Verarbeitung von Signalen der Normen B, G, M, N, L, D, I, eingesetzt werden. Bei geeignetem Verhältnis der Abtastfrequenz fA und der Zwischenfrequenzlage des Eingangssignals kann der NCO des ersten Mischers in Figur 1 durch einen fA/n-Modulator ersetzt werden, wobei n eine ganze Zahl, insbesondere eine Potenz von 2 ist. Dadurch reduziert sich die Anzahl der Werte, die der komplexe Träger annehmen kann, auf einige wenige. Dadurch läßt sich der erste Mischer auf ähnlich einfache Weise wie der zweite Mischer realisieren.
Für die weitere Verarbeitung des Signals ist es gegebenenfalls sinnvoll, die restlichen verbliebenen Spektralanteile zwischen den Nutzanteilen zu unterdrücken. Dies ist beispielsweise notwendig, wenn mehrere TV-Signale in einem Kanalraster nebeneinander angeordnet werden. Würden die verbliebenen Spektralanteile nicht unterdrückt, so könnten sie benachbarte Kanäle beeinflussen.
Durch ein reelles Bandpaß-FIR-Filter 7, das aus dem Realteil eines fA/4-verschobenen Tiefpaßfilters gebildet wird, kann eine derartige Filterung aufwandsgünstig erfolgen. Regel- und Kehrlage des Signals werden dabei gleichermaßen gefiltert. Figur 7 zeigt die Schritte des Filterentwurfs. Das Filter besitzt die gleiche Struktur wie die Polyphase 2 des reellen Halbbandfilters nach Figur 5 (rechts unten) . Hier werden jedoch nicht Real- und Imaginärteil eines komplexen Signals, sondern nur ein reelles Signal gefiltert. Aufgrund der speziellen Beschaffenheit der Impulsantwort des Bandpaßfilters aus Figur 7 ergibt sich die gleiche Filterstruktur .
Bedingt durch die Art des Filterentwurfs , ist jeder zweite Koeffizient der Impulsantwort des Bandpaßfilters Null bei unveränderter Flankensteilheit bezüglich des Tiefpaßfilters Figur 8 zeigt die Kombination der vorgenannten Maßnahmen nach der Erfindung. Bei dieser aufwandsgünstigen Struktur werden alle Komponenten mit Ausnahme des Multiplexers, der dem A/D-Umsetzer 1 nachgeschaltet ist, mit der halben Abtastfrequenz betrieben. Figur 8 zeigt das Verfahren ebenfalls für das Beispiel der Umsetzung eines NTSC-Signals und stellt den Zusammenhang mit dem Prinzipschaltbild gemäß Figur 1 dar .
Das Filter FIR3 ist nur notwendig, wenn eine Unterdrückung unerwünschter Spektralanteile außerhalb des Nutzbandes mit dem RBP-Filter 7 erfolgen soll.

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zur SignalUmsetzung eines modulierten reellwertigen analogen Bildsignals, insbesondere TV- Signals, in Zwischenfrequenzlage mit folgenden Schritten:
das modulierte reellwertige analoge Bildsignal wird abgetastet (1) mit einem Ubertastfaktor von mindestens
2, bezogen auf die Nutzbandbreite des Bildsignals in Zwischenfrequenzlage ,
mittels digitaler Filterung (2) wird das überabgestastete Bildsignal in ein komplexwertiges
Digitalsignal überführt und um einen Faktor dezimiert, der insbesondere der vorherigen Überabtastung entspricht,
- durch Mischung (3) mit einem komplexwertigen digitalen
Trägersignal wird das komplexwertige Bildsignal derart digital frequenzverschoben, daß die Mittenfrequenz des komplexwertigen Digitalsignals bei der Frequenz Null erscheint,
eventuell vorhandene Störanteile nach der Frequenzverschiebung werden unterdrückt,
zur Gewinnung eines reellen AusgangsSignals in einer anderen Zwischenfrequenzlage wird das komplexwertige Digitalsignal einer weiteren digitalen
Frequenzverschiebung (5) und einer Realteilbildung (6) unterzogen.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die weitere digitale Frequenzverschiebung (5) so vorgenommen wird, daß das Spektrum um % fA zentriert wird, wobei fA die Abtastfrequenz für die Überabtastung des Bildsignals bezeichnet.
3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterdrückung der Störanteile außerhalb des Nutzbandes vorgenommen wird, insbesondere an einer Stelle, an der nach der Realteilbildung der gespiegelte Spektralanteil liegt.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3 , dadurch gekennzeichnet, daß die weitere Frequenzverschiebung (5) mit einer Halbbandfilterung zur Unterdrückung unerwünschter Spektralanteile kombiniert wird.
5. Signalumsetzer für ein moduliertes reellwertiges analoges Bildsignal, insbesondere TV-Signal in Zwischenfrequenzlage mit folgenden Merkmalen:
Einem Abtaster (1) für das reellwertige analoge Bildsignal mit einem Überabtastfaktor von mindestens 2, bezogen auf die Nutzbandbreite des Bildsignals in Zwischenfrequenzlage ,
einem digitalen Filter (2) zur Überführung des überabgetasteten Bildsignals in ein komplexwertiges Digitalsignal und zur Dezimation insbesondere mit einem Abtastfaktor, der der vorherigen Überabtastung entspricht, einem ersten komplexen digitalen Mischer (3) zur Frequenzverschiebung des komplexwertigen Digitalsignals derart, daß seine Mittenfrequenz bei der Frequenz Null erscheint,
gegebenenfalls einem Filter (4) zur Unterdrückung von Störanteilen nach der ersten FrequenzverSchiebung,
- einem weiteren komplexen digitalen Mischer (5) zur
Frequenzverschiebung des komplexwertigen Diqitalsignals in eine andere Zwischenfrequenzlage,
'einer Einrichtung zur Realteilbildüng (6) des in die andere Zwischenfrequenzlage frequenzverschobenen komplexwertigen Digitalsignals.
6. Signalumsetzer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere komplexe digitale Mischer (5) als fA/4- Modulator ausgebildet ist, wobei fA die Abtastfrequenz des Abtasters (1) darstellt.
7. Signalumsetzer nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der fA/4 -Modulator zur Frequenzverschiebung um 2/t fA genutzt wird.
8. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter (2) zur Überführung des überabgetasteten Bildsignals in ein komplexwertiges Digitalsignal als komplexes FIR-Filter in einer Zwei-Polyphasenstruktur ausgebildet ist.
9. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Dezimation ein komplexes Halbbandfilter in Zwei-Phasenstruktür vorgesehen ist.
0. Signalumsetzer nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter (2) zur Überführung des überabgetasteten Bildsignals in ein Digitalsignal und zur Dezimation aus einem Multiplexer
(9) , einem Verzögerungsglied (10) und einem FIR-Filter
(11) mit reeller symmetrischer Impulsantwort besteht, wobei der Multiplexer (9) abwechselnd Abtastproben auf das Verzögerungsglied
(10) und das FIR-Filter (11) schaltet .
11. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der fA/4 -Modulator (5) sowohl zur Frequenzverschiebung als auch zur Realteilbildung ausgebildet ist und eingangsseitig aus einem Multiplexer
(12) besteht, der abwechselnd den Real- und Imaginärteil des Eingangssignals einem Inverter (13) zuführt, welcher jeweils zwei aufeinander folgende Digitalwerte invertiert bzw. nicht invertiert, wobei der Multiplexer (12) jeden zweiten Abtastwert des Real- und Imaginärteils verwirft.
12. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (4) zur Unterdrückung von Störanteilen mit dem weiteren komplexen digitalen Mischer (5) kombiniert ist, wobei dieses Filter insbesondere aus einer Polyphasen-Filterstruktur besteht, deren eine Polyphase nur Abtastwerte mit ungeraden Indizes und deren andere Polyphase nur Abtastwerte mit geraden Indizes verarbeitet und jede Polyphase nur mit einem Viertel der Abtastfrequenz des Abtasters (1) arbeitet.
13. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 5 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der erste komplexe digitale Mischer (3) durch einen fA/n-Modulator ersetzt ist, wobei fA die Abtastfrequenz des Abtasters (1) und n den ganzzahligen Teilerfaktor darstellt.
1 . Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 5 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß ausgangsseitig insbesondere zur Unterdrückung von NachbarkanalStörungen ein Bandpaß-FIR- Filter (7) für reellwertige Signale vorgesehen ist, das insbesondere aus dem Realteil eines fA/4 -verschobenen Tiefpaßfilters gebildet ist.
15. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 6 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (4) zur Unterdrückung von Störanteilen nach der ersten Frequenzverschiebung als Halbbandfilter ausgebildet ist.
16. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 5 bis 15, gekennzeichnet als Zwischenfrequenz-Schnittstelle für Bildsignale unterschiedlicher TV-Normen wie B, G, M, N, L, D, I.
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