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Diese
Erfindung betrifft das Gebiet der Signalverarbeitung. Insbesondere
betrifft diese Erfindung das frequenzabhängige Trennen eines Eingangssignals,
wobei komplexe frequenzverschiebende Wandler verwendet werden.
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Es
ist aus der veröffentlichten
internationalen Anmeldung WO-A-01/65692 bekannt, eine frequenzabhängige Trennung
bereitzustellen, wobei Paare von komplexen Aufwärtswandlern und komplexen Abwärtswandlern
in einer Sequenz von Stufen verwendet werden, und wobei Abtastwerte
zwischen den Stufen verschachtelt bzw. überlagert werden (diese Technik
wird nachfolgend als PFT, Leitungsfrequenztransformation (pipelined
frequency transform) bezeichnet). Diese bekannte Anordnung stellt
eine effiziente, auf Hardware basierende Möglichkeit zur frequenzabhängigen Trennung
eines Eingangssignals dar.
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Während das
oben genannte Frequenztrennungssystem viele Vorteile gegenüber anderen
Systemen hat, welche versuchen, eine frequenzabhängige Trennung bereitzustellen,
mangelt es ihm an der Beschränkung,
Bänder
zur Verfügung
zu stellen, welche nur ein quadratischer Bruchteil des ursprünglichen
Eingangssignalspektrums sind und die nur an festen Punkten innerhalb
des Eingangssignalspektrums zentriert sind. In wichtigen praktischen
Situationen können
diese Beschränkungen
ein beträchtlicher Nachteil
sein.
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Konventionelle
Frequenztrennungstechniken verwenden eine Anzahl von individuellen
digitalen Abwärtswandlern.
Dies wird schnell teuer im Sinne der Hardwareverwendung und -kosten,
wenn die Anzahl der benötigten
Kanäle
zunimmt.
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Unter
einem Aspekt betrachtet, stellt die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung
zum frequenzabhängigen
Trennen eines Eingangssignals bereit, wobei die Vorrichtung aufweist:
eine
Mehrzahl von frequenztrennenden Stufen, wobei jede frequenztrennende
Stufe mindestens einen komplexen frequenzverschiebenden Wandler
aufweist, welcher so betreibbar ist, daß er ein komplexes Eingangssignal
empfängt,
welches eine Eingangsbandbreite darstellt, die sich von –Fs/2 bis
+Fs/2 erstreckt, wobei Fs eine Abtastrate des Eingangssignals darstellt,
und so daß er
ein erstes frequenzverschobenes komplexes Ausgangssignal, das einen oberen
Teil der Eingangsbandbreite darstellt und ein zweites frequenzverschobenes
komplexes Ausgangssignal, welches einen unteren Teil der Eingangsbandbreite
darstellt, ausgibt, wobei
mindestens ein komplexer frequenzverschiebender Wandler
in mindestens einer aus der Mehrzahl von frequenztrennenden Stufen
ein abgestimmter komplexer frequenzverschiebender Wandler ist, welcher eine
frequenzverschiebende Charakteristik hat, so daß er so betreibbar ist, daß er ein
frequenzverschobenes komplexes Ausgangssignal ausgibt, das einen Teil
der Eingangsbandbreite darstellt, der an anderer Stelle als bei –Fs/4 oder
+Fs/4 zentriert ist.
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Die
Erfindung erkennt an, daß während der bekannte
Ansatz, welcher eine reguläre
symmetrische Teilung jedes getrennten Bandes in Hälften bei jeder
Trennstufe verwendet, als die theoretisch optimale Technik zum Herunterbrechen
des Eingangsspektrums auf ein feines Niveau mit einer geringen Anzahl
von Stufen und einer geringen Anforderung an die Hardware betrachtet
werden kann, in der Praxis eine bessere tagtägliche Leistungsfähigkeit,
die an praktische Anforderung zur frequenzabhängigen Trennung angepaßt ist,
durch Bereitstellen eines oder mehrerer abgestimmter komplexer Frequenzverschiebungswandler
in den Trennstufen, die nicht um die gleichen Punkte wie eine symmetrisch
trennende Stufe zentriert sind, welche auf das gleiche Eingangssignal
einwirkt, erreicht werden kann. Zumindest bevorzugte Ausführungsformen
der vorliegenden Technik stellen eine Erhöhung an Effizienz und Kosteneffektivität gegenüber dem
Ansatz aus dem Stand der Technik zur Verfügung.
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der Erfindung sorgen auch dafür,
daß der
abgestimmte komplexe frequenzverschiebende Wandler eine Frequenzverschiebungscharakteristik
aufweist, die so betreibbar ist, daß sie ein frequenzverschobenes komplexes
Ausgangssignal ausgibt, welches einen Teil der Eingangsbandbreite
darstellt, der eine Ausgangsbandbreite zwischen Fs/2 und 3Fs/4 aufweist.
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Dieser
bevorzugte Aspekt der Erfindung berücksichtigt, daß es so,
wie es unter einigen Umständen
vorteilhaft ist, die zentralen Punkte der frequenzgetrennten Bänder weg
von einer symmetrischen baumähnlichen
Struktur zu variieren, es auch in vielen täglichen Situationen vorteilhaft
ist, die von einem frequenzgetrennten Ausgang umfaßte Bandbreite
so zu erstrecken, daß sie
größer ist
als die Hälfte
der Eingangsbandbreite dieses bestimmten komplexen frequenzverschiebenden
Wandlers. Dies ist insbesondere nützlich zum Vermeiden eines
potentiellen Problems, welches bei einem nicht symmetrischen Baum
auftreten kann, bei dem bestimmte interessierende Zielbänder unerreichbar
werden können,
wenn nur ein Zielband in der Standardbandbreite eines komplexen
frequenzverschiebenden Wandlers enthalten ist.
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Es
ist offensichtlich, daß bevorzugte
Ausführungsformen
der Erfindung eine Mehrzahl von Ausgangssignalen aus den frequenztrennenden
Stufen erzeugt, die sich in der Größe unterscheiden und/oder nicht
zusammenhängend
sind. Dieser Typ von Ausgang kontrastiert erheblich mit dem hochgradig
symmetrischen regulären
Typ von Ausgang des oben beschriebenen bekannten Systems und ist
für viele
Typen von praktischen Anwendungen besser geeignet.
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Um
die Anforderungen an die Hardware des Systems zu reduzieren, dienen
bevorzugte Ausführungsformen
dazu, die komplexen Ausgangssignale zwischen frequenztrennenden
Stufen vor der nachfolgenden Verarbeitung abzuschwächen und
zu verschachteln.
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In
bevorzugten Ausführungsformen
der Erfindung weist der abgestimmte frequenzverschiebende komplexe
Wandler einen Lokaloszillator auf, der so betreibbar ist, daß ein oder
mehrere zeitlich variierende Koeffizientensignale erzeugt werden,
mit denen Abtastwerte, als Teil der Frequenztrennoperation multipliziert
werden.
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Die
Abstimmbarkeit solcher frequenzverschiebender Wandler kann bequem
bereitgestellt werden durch Einrichten, daß solche Lokaloszillatoren
so betreibbar sind, daß eines
aus einer Mehr- Mehrzahl
von verschiedenen Strömen
von zeitlich variierenden Koeffizientensignalen ausgewählt wird,
wobei jeder dieser verschiedenen Ströme einer anderen Lokaloszillatorfrequenz
entspricht, welche wiederum dazu dient, einen anderen Teil der Eingangssignalbandbreite
zu trennen.
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Es
ist offensichtlich, daß die
abgestimmten frequenzverschiebenden komplexen Wandler in Abhängigkeit
von den bestimmten Umständen
sowohl Aufwärtswandler-
als auch Abwärtswandlerfunktonalität bereitstellen
können.
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der Erfindung können
symmetrische und nicht-symmetrische Trennstufen mischen, so daß ein Gesamtsystem
hergestellt wird, welches eine verbesserte Leistungsfähigkeit
aufweist. Zum Beispiel können
die frühen
frequenztrennenden Stufen symmetrisch zu den abgestimmten Stufen
sein, die auftreten, wenn eine Frequenztrennung auf einem feineren
Niveau erforderlich ist. Darüber
hinaus müssen
keine Frequenzpfade, die zu nicht benutzten Teilen des Spektrums
gehören,
berechnet werden, so daß sich
bei der nicht benutzten Hardware und/oder den nicht benutzen Taktzyklen
Leistungseinsparungen ergeben.
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Während die
frequenztrennenden Stufen, die ihre frequenzverschiebenden komplexen
Wandler verwenden, bestimmte Zielbandbreitenteile des Eingangs in
das System heraustrennen, begrenzt die Anforderung, ein effizientes
Hardwaresystem bereitzustellen, zu einem bestimmten Grad die Punkte,
um welche separierte bzw. getrennte Bänder zentriert sein können und
die Breite dieser Bänder,
so daß es in
bevorzugten Ausführungsformen
vorteilhaft ist, es zu ermöglichen,
daß Ausgangssignale
durch entsprechende Feinabstimmungsstufen geleitet werden, die dazu
dienen, die Zielträgersignale
zu extrahieren.
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Solche
Feinabstimmungsstufen können
mit relativ langen Verzögerungsleitungen
bereitgestellt werden, die als Filter verwendet werden, die flexibler auf
eine bestimmte Frequenz abstimmbar sind und die eine bestimmte Frequenzantwort
aufweisen, wie von dem extrahierten Zielträgersignal benötigt.
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Die
Erfindung stellt, wie in den beigefügten Ansprüchen dargelegt, auch ein Verfahren
zum Auswählen
von Betriebscharakteristiken einer Mehrzahl von frequenztrennenden
Stufen bereit.
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Beispielhafte
Ausführungsformen
werden nun in Form eines Beispiels unter Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
beschrieben, in denen:
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1 ein
Blockdiagramm eines frequenztrennenden Baumsystems ist;
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2 schematisch
eine Frequenzbandteilung darstellt;
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3 ein
Blockdiagramm eines komplexen Abwärtswandlers (Complex Down-Converter,
CDC) ist;
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4 ein
Blockdiagramm eines komplexen Aufwärtswandlers (Complex Up-Converter,
DUC) ist;
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5 ein
Blockdiagramm einer Verschachtelungsstruktur ist;
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6A ein
Blockdiagramm eines komplexen Abwärtskonverters für eine abstimmbare
Leitungsfrequenztransformation ist;
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6B ein
Blockdiagramm eines komplexen Aufwärtskonverters für eine abstimmbare
Leitungsfrequenztransformation ist;
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7 ein
Blockdiagramm eines feinabstimmenden komplexen Wandlers ist;
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8 eine
Rohabstimmungsbeispiel einer ersten frequenztrennenden Stufe darstellt,
wobei ein komplexer Abwärtswandler
einer symmetrischen Form mit einem abstimmbaren komplexen Wandler verglichen
wird, wobei in diesem Beispiel Fx gleich Fs/2 ist;
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9 schematisch
beispielhafte Begrenzungen darstellt, die aufgrund dessen auftreten
können, daß nur ein
Signal pro Filter extrahiert wird;
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10 schematisch
zwei Frequenzkomponenten pro Filterextraktion darstellt;
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11 ein
Beispiel zum Extrahieren zweiter Signale pro Filter mit dem Ergebnis,
daß alle
benötigen
Frequenzen extrahiert werden können,
darstellt;
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12 schematisch
die Auswahl eines formenden Filters darstellt,
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13 ein
Beispiel eines fünffach
angezapten Mehrphasen bandbegrenzenden/-formenden Filters zur Verwendung in
Stufe 1 mit dazwischengeschalteten Ausgängen darstellt;
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14 ein
Beispiel einer Abtastwertpufferung in dazwischenliegenden Stufen
darstellt,
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15 ein
Beispiel einer Implementierung eines Ausgangsverschachtlers darstellt;
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16 ein
Beispiel eines Steuerleitungszeithaltungsdiagramms für den Ausgangsverschachtler aus 15 darstellt;
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17 schematisch
eine abstimmbare Leitungsfrequenztransformationsarchitektur darstellt, wobei
ein Ausgangsverschachtler nach den Feinabstimmungskomponenten angeordnet
ist;
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18 eine
abstimmbare Leitungsfrequenztransformationsarchitektur darstellt,
wobei die Ausgangsverschachtlerposition vor den Feinabstimmungskomponenten
liegt;
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19 ein
Blockdiagramm einer voll abstimmbaren Leitungsfrequenztransformationsarchitektur
ist, die zwei Verschachtler aufweist, so daß die Extraktion von mehreren
Zielträgersignalen
aus einem einzigen Satz ermöglicht
wird;
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20 ein
Flußdiagramm
ist, welches einen Algorithmus zum Bestimmen einer Nachschlagetabelle
und anderer Parameter für
das abstimmbare Leitungsfrequenztransformationssystem darstellt;
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21 ein
Flußdiagramm
ist, welches das Routinguntersystem zur Rohabstimmung darstellt;
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22 ein
Flußdiagramm
ist, welches das Routinguntersystem zur Feinabstimmung darstellt und
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23 ein
Flußdiagramm
ist, welches die bandbegrenzende/-formende Filterauswahl darstellt.
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Das
verbreitetste Frequenzanalyseverfahren, welches in der digitalen
Signalverarbeitung (Digital Signal Processing, DSP) verwendet wird,
ist die diskrete Fourier-Transformation (DFT) oder ihre weit verbreitete
Variante, die schnelle Fourier-Transformation (Fast Fourier Transform,
FFT). Diese Techniken haben Ausführungsformen
sowohl in Softwarealgorithmen als auch in Hardwareform.
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Eine
Technik, wie in der veröffentlichten
internationalen Patentanmeldung Nr. WO-A-01/65692 beschrieben, wurde entwickelt,
welche einen ganz anderen Ansatz verwendet (als PFT bezeichnet).
In seiner einfachsten Form kann er als ein „Baum"-System realisiert sein durch aufeinanderfolgendes
Aufteilen des interessierenden Frequenzbandes in zwei getrennte
zusammenhängende
Bänder,
wobei jedes um die Nullfrequenz (null IF) zentriert ist. Dies wird erreicht
durch Verwenden komplexer Aufwärts-
und Abwärtswandler.
Um eine nützliche
Anzahl von Bändern
bereitzustellen wird eine große
Anzahl von komplexen Wandlern benötigt (zum Beispiel würden für 1024 Bänder 2047
Wandler benötigt).
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Es
existiert jedoch ein alternatives Verfahren, welches es ermöglicht,
genau das gleiche Ergebnis mit bedeutend weniger Wandlern zu erreichen.
Dieses verwendet eine Schachtelung der Abtastwerte der beiden Bänder an
jeder Stufe und ein Weiterleiten dieser durch eine modifizierte
Form des Aufwärts-/Abwärtswandlers.
Dies erfordert nur 1 + 2·Log2 (N) Stufen, wobei N die letztliche Anzahl
von Frequenzbändern
ist. Zum Beispiel würden
1024 Bänder
nun nur 11 Wandler benötigen,
verglichen mit den 2047 für
das oben genannte „Baum"-System. Das Verfahren
ist nun sehr praktikabel und hat eine ähnliche Skalierungsökonomie
wie sie die FFT gegenüber
den direkteren DFT-(Discrete Fourier Transform)Verfahren hat.
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1 stellt
ein vereinfachtes Blockdiagramm eines dreistufigen Baumsystems dar.
Die Eingabe in das System ist ein bandbegrenztes Signal, zentriert
um die Nullfrequenz (oder null IF). Die Abtastrate beträgt Fs und durch Verwenden einer komplexen (I & Q) Form kann
sich das Eingangsband, wie in 2 dargestellt,
von –Fs/2 bis +Fs/2 erstrecken.
Der Eingang wird nun durch Verwenden eines komplexen Abwärtswandlers
(Complex Down-Converter, CDC) und eines komplexen Aufwärtswandlers
(Complex Up-Converter, CUC) in zwei Bänder aufgeteilt. Daher wird
in 2 die obere Hälfte
des Eingangsbandes (d.h. 0 bis +Fs/2) abwärts in da
s –Fs/4 bis +F2/4 Band gewandelt. Ähnlich wird
die untere Hälfte
des Eingangsbandes aufwärts
in das –Fs/4 bis +Fs/4 Band gewandelt.
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Die
Realisierung des komplexen Abwärtswandlers
(CDC) ist in 3 gezeigt und des komplexen
Aufwärtswandlers
(CUC) in 4. Es ist beabsichtigt, daß diese
nur das Funktionsprinzip zeigen. Die eigentliche Realisierung kann
stark vereinfacht werden, da der Sinus und der Kosinus nur einen
von fünf
Werten annehmen müssen
(0, +1, –1,
+√2/2
und –√2/2).
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Das
Gesamtblockdiagramm ist in 5 gezeigt.
Das erste Paar von Wandlern (CDC"A" und CUC"A") sind identisch mit denen des „Baum"-Systems (1).
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Danach
jedoch werden die Abtastwerte für den „I"-Kanal und für den „Q"-Kanal vor dem Weiterleiten
an die nächste
Verarbeitungsstufe verschachtelt.
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Der
verschachtelte komplexe Abwärtswandler
(ICDC) unterscheidet sich von dem CDC des „Baum"-Systems dadurch, daß die Tiefpaßfilter
nun eine spezielle Form aufweisen, typischerweise bekannt als „interpolierende
FIR-Filter". Durch
Hinzufügen
einer zusätzlichen
Verzögerung
zwischen den Abzweigungen eines FIR-(Finite Impulse Response) Filters
ist es möglich,
jede Anzahl von unabhängigen Datenströmen dadurch
zu verarbeiten, daß sie
zunächst
verschachtelt werden. Die gefilterten Ausgangsdaten sind auch auf
die gleiche Weise verschachtelt.
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Die
Anforderungen sind so, daß jeder
der unabhängigen
Datenströme
durch ein identisches Filter verarbeitet werden muß und daß das interpolierende FIR-Filter
in der Lage ist, bei der erhöhten
Datenrate zu arbeiten, welche durch das Verschachteln der Eingangsdaten
verursacht wird. Da alle CDCs des „Baum"-Systems in jeder der Filterbänke identisch sind,
wird die erste Voraussetzung erfüllt.
Auch fällt die
Abtastrate um einen Faktor 2, obwohl die Anzahl von unabhängigen Datenströmen um einen
Faktor 2 bei jedem Zweig des Baums erhöht wird. Daher ist es möglich, die
Abtastwerte zu verschachteln, ohne eine Gesamterhöhung der
Abtastrate, wodurch die zweite oben genannte Voraussetzung erfüllt wird.
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Exakt
die gleichen Argumente sind auf den verschachtelten komplexen Aufwärtswandler
(ICUC) anwendbar. Der letztliche Ausgang des verschachtelten Systems
ist identisch mit dem des „Baum"-Systems, außer daß natürlich die
Ausgänge
des „Baum"-Systems in paralleler
Form vorliegen, wohingegen Ausgänge
des „verschachtelten" Systems in serieller
Form vorliegen.
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Der
Schachtelungs- und Dezimierungsprozeß ist nicht vollständig offensichtlich
und benötigt
einige Erklärungen.
Gemäß 5 ist
der komplexe Strom von Eingangsabtastwerten an CDC(A) und CUC(A)
mit I1, I2, I3, ... etc. und Q1,
Q2, Q3, ... etc.
bei einer Abtastrate von F2 bezeichnet.
Der Ausgang des komplexen Abwärtswandlers
(CDC(A)) ist der gefilterte Strom von Abtastwerten, mit Id1, Id2, Id3, ... etc. und Qd1,
Qd2, Qd3, ... etc.
bezeichnet, und der entsprechende Ausgang des komplexen Aufwärtswandlers (CUC(A))
ist der gefilterte Strom von Abtastwerten, die mit Iu1,
Iu2, Iu3, ... etc.
und Qu1, Qu2, Qu3, ...etc. bezeichnet sind. Diese Ausgangsströme von Abtastwerten
liegen ebenfalls bei einer Abtastrate Fs.
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Ein
Paar von einfachen Verschachtlern folgt dann, welche die I-Abtastwerte
verschachteln, was zu dem Strom Id1, Iu1, Id2, Iu2, Id3, Iu3, ... etc. führt und auch die Q-Abtastwerte,
welche zu dem Strom Qd1, Qu1,
Qd2, Qu2, Qd3, Qu3, ... etc.
führen.
Diese liegen nun bei der erhöhten
Abtastrate von 2Fs.
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Die
verschachtelten I und Q Ströme
von Abtastwerten werden dann durch die verschachtelten komplexen
Aufwärts-
und Abwärtswandler
(ICDC(B) und (ICUC(B)) verarbeitetet. Der komplexe Ausgangsdatenstrom
von ICDC(B) ist mit Idd1, ud1, Idd2, Iud2, Idd3, Iud3, ... etc.
Und Qdd1, Qud2,
Qdd2, Qud2, Qdd3, Qud3, ... etc.
bezeichnet. Der komplexe Ausgangsdatenstrom von ICUC(B) ist mit
Idu1, Iuu1, Idu2, Iuu2, Idu3, Iuu3, ... etc. und
Qdu1, Quu1, Qdu2, Quu2, Qdu3, Quu3, ... etc.
bezeichnet. Die Abtastrate an diesem Punkt beträgt noch 2Fs,
welche zweimal die erforderliche Rate ist. Es ist jedoch aufgrund
der verschachtelten Natur der Abtastwerte nicht möglich, die
Abtastwerte einfach um einen Faktor 2 zu dezimieren (d.h. jeden
zweiten Abtastwert zu entfernen). Statt dessen ist es vor dem Verschachteln
notwendig, die ersten und zweiten Abtastwerte jedes Stroms zu akzeptieren,
die dritten und vierten zu entfernen, den fünften und sechsten Abtastwert
zu akzeptieren usw. Dies führt
zu Strömen von
Abtastwerten bei dem Ausgang des komplexen 2:4 Verschachtlers/Dezimierers,
wie folgt:
Idd1, Idu1,
Iud1, Iuu1, Idd3, Idu3, ... etc.
und Qdd1, Qdu1,
Qud1, Quu1, Qdd3, Qdu3, ... etc.
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Für alle nachfolgenden
Stufen ist das Verschachteler/Dezimiererprinzip das gleiche. Zum
Beispiel würde
die folgende Stufe die Abtastwerte 1, 2, 3 und 4 erhalten und die
Abtastwerte 5, 6, 7, und 8 verwerfen, die Abtastwerte 9, 10, 11
und 12 (etc.) vor dem Verschachteln entfernen. Die nächste Stufe würde die
Abtastwerte 1 bis 8 erhalten, die Abtastwerte 9 bis 16 verwerfen
usw. Die Implementierung dieses Prozesses kann auf verschiedene
Weise ausgeführt
werden, einschließlich
zum Beispiel eines geschalteten FIFO-(first in first out) Speichers,
wobei die Leserate auf die Hälfte
der Schreibrate eingestellt ist.
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Wie
zuvor erwähnt,
müssen
bei bestimmten Anwendungen Frequenzspannen verschiedener Größen für die weitere
Verarbeitung getrennt und/oder extrahiert werden, aber solche Prozesse können nicht
durch irgendeine der zuvor erwähnten frequenztrennenden
Techniken ausgeführt
werden.
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Die
modulare Leitungsarchitektur, welche für die PFT verwendet wird, dient
selbst gut dem Zweck des Extrahierens von Frequenzbändern unterschiedlicher
Größe: bei
jeder Stufe wird das Spektrum in zwei Bänder getrennt, welche halb
so breit sind wie die der vorherigen Stufe, wie in 2 dargestellt.
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Aufgrund
der kaskadierten PFD-Struktur (5) sind
Zwischenausgänge
leicht erhältlich,
wodurch Frequenzbänder
unterschiedlicher Größe zur Ausgabe
extrahiert werden können.
Jedoch weist ein solches Schema noch die Begrenzung auf, daß Bänder bereitgestellt
werden, die sowohl nur ein quadratischer Bruchteil des interessierenden
Spektrums sind als auch nur, wie in 2 gezeigt,
zentriert sein können.
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Es
ist durch Modifizieren der PFT-Architektur möglich, nicht nur ein Frequenzband
der gewünschten
Größe zu extrahieren,
sondern auch sicherzustellen, daß das Band bei irgendeiner
vorgegebenen Frequenz zentriert ist.
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Das
Niveau der Abstimmbarkeit, welches oben genannt wird, wird in zwei
Stufen erreicht: zuerst werden die Signale innerhalb der PFT-Stufen grob
abgestimmt und dann durch einen komplexen Wandler, dessen Lokaloszillator
(LO) ein numerisch gesteuerter Oszillator (Numerically Controlled
Oscillator, NCO) ist, der durch die Routing-Maschine gesteuert ist
(ein Schema dieses Untersystems ist in 6A, 6B und 7 gezeigt),
fein abgestimmt.
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Der
Hauptvorteil der Durchführung
des Abstimmbetriebs in zwei Schritten ist für eine gegebene Frequenzauflösung die
Reduzierung der Größe der Nachschlagetabelle
(Look-Up Table, LUT), die für
die Feinabstimmung verwendet wird: der Feinabstimmungsmischprozeß muß nur Frequenzen
um maximal Fsbin/16 Hz verschieben anstatt
der vollen Fsbin/4. Dies führt in der
Praxis zu einer Einsparung der vierfachen LUT-Größe für eine gegebene Frequenzauflösung. Es
ist zu bemerken, daß die
Frequenzauflösung
relativ zu der betrachteten Stufe ist und gegeben ist durch: FxAuflösung =
(Fx/16)/LUTGröße,
wobei Fx die Abtastrate jedes Satzes bzw. Bin aus der Stufe x ist.
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Nachdem
die Feinabstimmung erfolgt, wird ein mehrphasiges finites Impulsantwort-(Finite
Impulse Response, FIR)Filter verwendet, um nur die benötigte Bandbreite
für jedes
Signal zu extrahieren (13). Diese Filterstufe kann
auch für
spektrales Formen/Maskieren verwendet werden.
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Ein
mehrphasiges Filter ist ein Filter, dessen Abzweigungskoeffizienten
zeitlich verschachtelt sind, d.h. sie wechseln für jede Abtastwertphase. Eine
solche Struktur ist sehr nützlich
zum Filtern verschachtelter Datenströme.
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Zwei
Varianten dieser Architektur sind möglich: eine ordnet das Ausgangsverschachtelungselement
hinter den formenden Filtern an (17). Die andere
zeigt eine kompaktere Implementierung, bei der die Feinabstimmungs-
und Filterelemente hinter dem Ausgangsverschachtler angeordnet sind
und die den verschachtelten Ausgangsstrom bearbeiten (18).
Der Ausgangs-Verschachtler
ist unten detailliert beschrieben.
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Wie
bereits erwähnt,
muß es,
um eine flexible Abdeckung des Spektrums zu ermöglichen, möglich sein, Träger aus
Zwischenstufen zu extrahieren. Auch muß die Frequenz des Lokaloszillators
(LOs) in den komplexen Aufwärts-/Abwärtswandlern
steuerbar sein und breitere Filter müssen verwendet werden, so daß sichergestellt
ist, daß alle
möglichen
Frequenzen in dem Spektrum umfaßt
sind.
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Der
gewählte
Ansatz ist es, eine Rohabstimmung in den PFT-Stufen bereitzustellen,
wobei dies mit Hilfe von LO-Werten erfolgt, die aus dem folgenden
Satz ausgewählt
sind
wobei
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Andere
Sätze von
LO-Werten können
auch gewählt
werden, obwohl die hier getroffene Auswahl der beste Kompromiß zwischen
Hardwarekomplexität
und dem Sicherstellen einer vollen Abdeckung des Spektrums zu sein
scheint.
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8 stellt
diesen Prozeß durch
Vergleichen eines Standard-Abwärtswandler
der PFT-Stufe 1
mit dem abstimmbaren PFT-Ägivalent
dar. Es ist ersichtlich, daß das
breitere Filter den Einschluß der
gleichen Frequenzen erlaubt, wie der Standard-PFT mit dem zusätzlichen
Vorteil des Sicherstellens, daß das Zentrum
jedes Trägers
innerhalb des Satzes weiter als Fx/16 von dem Zentrum des Satzes
selbst entfernt liegt.
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Jedoch
sind die oben genannten Bedingungen nur notwendig, um eine volle
Abdeckung des gegebenen Spektrums zu garantieren, aber nicht hinreichend.
Das Beispiel aus 9 stellt die Effekte dar, wenn
man eine Serie von benachbarten Trägern mit einer Breite, die
geringfügig
größer ist
als die Filter in der folgenden Stufe, extrahieren muß. Das Ergebnis ist,
daß eine
größere als
notwendige Satz-Bandbreite verbraucht wird, um diese Träger zu extrahieren,
so daß ein
großer
Teil des Spektrums unerreichbar wird.
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Um
dieses Problem zu überwinden,
erlaubt es der Routing-Algorithmus zwei Träger aus einem Satz bzw. Bin
zu extrahieren (11). Dies impliziert auch, daß der Verschachtler,
der komplexe Wandler zur Feinabstimmung und die Filterblöcke in der
Hardware verdoppelt werden, wie in 19 dargestellt. Darüber hinaus
muß der
komplexe Wandler zur Feinabstimmung nun mit Fre quenzverschiebungen
größer als
Fx/16 fertig werden, wodurch für
eine gegebene Frequenzauflösung
eine größere LUT
verwendet werden muß.
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Zwei
benachbarte oder nahezu benachbarte Träger mit der Gesamtbandbreite
Bw (wobei Fx < Bw < 1,5·Fx) werden aus einem gegebenen Satz bzw. Bin extrahiert.
Das Problem der Verwendung von mehr Bandbreite als der normalerweise
in einem Satz verfügbaren
wird durch Feinabstimmung beider Träger getrennt überwunden
(10), was daher zu zwei Ausgangsströmen führt, die
beide bei der Abtastrate des Satzes laufen. Jedoch ist die Wahrscheinlichkeit, daß diese
Situation eintritt, sehr gering, da Träger normalerweise durch Sicherheitsbänder getrennt sind.
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Darüber hinaus
sind typischerweise die ersten und letzten 10 ~ 15% des Spektrums
nicht nutzbar: jedes Anti-Aliasing-Filter an dem vorderen Ende des
PFT würde
ein Nullübertragungsband
benötigen um
100% des Spektrums verwendbar zu machen oder alternativ würde für die gegebene
Bandbreite die Abtastrate um einen Faktor von 120% erhöht werden
müssen.
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Die
Abwägung
zwischen Hardwarkomplexibilität
und Flexibilität
in Bezug auf die Sicherstellung einer Abdeckung des vollen Spektrums
für jeden
gegebenen Satz von Signalen ist anwendungsabhängig und muß für bestimmte Anwendungen bewertet
werden.
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Obwohl
es möglich
ist, die TPFT-Parameter manuell zu ändern, so daß eine Abstimmbarkeit
auf einem Band erreicht wird, kann dieser Prozeß vollständig automatisiert werden.
Ein Algorithmus, um ein automatisches Routing auf den interessierenden Trägern auszuführen, ist
in den folgenden Abschnitte dargestellt. Dieser ist auch in Zustandsflußdiagrammform
in 20 dargestellt. Die Parameter, die ein solcher
Algorithmus bewerten muß,
sind:
- i. Eines oder zwei Signale aus jedem
Filter?
- ii. Anzahl der benötigen
Stufen, um alle interessierenden Bänder zu extrahieren?
- iii. LO-Werte für
jeden Satz in jeder Stufe CDC und CUC?
- iv. Feinabstimmungs LO-Werte in Feinabstimmungs CUC/CDC-Komponenten?
- v. Auswahl eines Filtersatzes für jeden Satz, sowohl um das
benötigte
Bandspektrum zu formen als auch um nicht erwünschte Frequenzen abzuschneiden?
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i)
Wie zuvor erwähnt,
kann die Abtastrate des Systems unzureichend sein, um alle interessierenden
Bänder
auszugeben, wenn mehr Bandbreite als notwendig für jedes Signal verwendet wird.
Der Routing-Algorithmus muß wissen,
ob dies der Fall ist, da die gleichen Bänder dann aus unterschiedlichen Stufen
extrahiert würden.
Zum Beispiel würde
für eine
Systemrate von 204,8e6 Hz eine Bandbreite von 15e6 Hz typischerweise
aus Stufe 2 extrahiert (in diesem Beispiel würde jedes Band der Breite Bw
aus Stufe 2 extrahiert, wobei 12,8e6 Hz < Bw ≤ 25,6e6
Hz ist). Jedoch wird, wenn zwei solcher Bänder aus diesem Filter genommen
werden müssen,
das Band der Breite Bw aus einem Stufe 1 Filter extrahiert (siehe gleiches
Beispiel in 13.).
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Jedes
Signal ist mit einem Satz verbunden, aus welchem es extrahiert wird.
Wenn zwei verschiedene Signale mit dem gleichen Satz verbunden sind, dann
müssen
die Feinabstimmungselemente verdoppelt werden, und der TPTT gibt
zwei verschachtelte Ströme
von Abtastwerten aus (19).
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ii)
Die Anzahl von Stufen, die benötigt
wird, um alle interessierenden Bänder
zu umfassen, ist leicht zu finden, da sie der Nummer der Stufe entspricht,
aus welcher das Signal mit der kleinsten Bandbreite extrahier werden
muß.
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iii) & iv) Nun da die
Parameter in (i) und (ii) zusammen mit der Definition der Bänder verfügbar sind,
initiiert der Routing-Algorithmus durch Einstellen der Lokaloszillatoren
(LOs) Werte in die CDC/CUC jeder Stufe (21).
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Das
Routing basiert auf der nachfolgenden Anpassung einer Karte der
Zentren der Sätze.
Zuerst wird eine Karte der Zentralfrequenzpositionen des Satzes
gezeichnet, so wie für
eine Standard PFT. Diese Karte wird dann für jedes Band aktualisiert,
beginnend bei dem breitesten bis zu dem kleinsten.
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Eine
Kopie der ursprünglichen
Karte wird behalten, um zu bestimmen, ob die LO-Werte bereits geändert wurden.
Wenn dies der Fall ist und ein weiteres Band LO-Werte benötigt, die
bereits in einer vorgegebenen zu ändernden Stufe geändert wurden, dann
werden die beiden benachbarten Bänder
zusammen betrachtet, und das Zielzentrum für den Stufensatz wird der Mittelpunkt
zwischen diesen beiden Bändern.
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Die
letztere Situation betrifft die Möglichkeit, zwei Bänder aus
einem Filter extrahieren zu müssen. Dies
startet effektiv den Routing-Prozeß neu, wobei eine Extraktion
der beiden erwähnten
Bänder
aus einem Filter in der vorhergehenden Stufe erzwungen wird. Der
Routing-Algorithmus fährt
dann fort, bis alle Bänder
berücksichtigt
sind.
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Während die
CDC- und CUC-LO-Werte für die
Rohabstimmung eingestellt werden, werden Werte für den Feinabstimmungs-LO in
dem CDC/CUC-Block auf dem Ausgang des TPFT ebenfalls gespeichert
(22).
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Alle
die LO-Werte, sowohl solche für
die Grobabstimmung als auch solche für die Feinabstimmung, werden
verschachtelt, so daß jeder
Satz in jeder TPFT-Stufe in der Frequenz um den notwendigen Betrag
verschoben wird.
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v)
Schließlich
ein optionales Merkmal der TPFT: Feinformungsfilterung. Es ist möglich, jedes Band
aus dem TPFT weiter zu filtern, so daß sichergestellt wird, daß nur die
gewünschte
Frequenzspanne extrahiert wird. Die Filterform und -größe werden gemäß dem Typ
des empfangenen Signals (benutzerdefiniert) und der relativen Frequenzbelegung
des Bandes innerhalb des Satzes, aus dem es extrahiert wurde, ausgewählt.
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Die
hier gewählte
Implementierung ermöglicht
einen Satz von n Filtern, wobei n ein willkürlich gewählter Wert ist, um die Genauigkeit,
mit welcher die Filter an die Signalbandbreite angepaßt sind,
zu bestimmen (12 & 23). Es
ist auch möglich, die
Form der Filterantwort zu wählen.
Der Nachteil ist, daß je
größer die
Auswahl an Filtern ist, desto größer ist
die Nachschlagetabelle (LUT), die verwendet wird, um die Filterkoeffizienten
zu speichern. Nochmals muß die
Freiheit bei der Auswahl gegen die Hardwarekomplexität abgewogen
werden.
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Die
letzte durch den Routing-Algorithmus ausgeführte Operation ist die Anordnung
der Zeitfenster in der Ausgangssequenz, so daß Ausgänge der mittleren Stufen aufgenommen
werden. Mehr Details über
die Implementierung der Ausgangsverschachtler folgt in dem nächsten Abschnitt.
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Da
die Abtastrate jedes Bands aus der PFT ein quadratischer Bruchteil
der Eingangsabtastrate ist, ist es möglich, alle Ausgänge aus
unterschiedlichen Stufen in einem Ausgangsstrom zu verschachteln,
der bei der vollen Systemrate läuft.
Darüber
hinaus können,
solange die Summe der Abtastraten aller Bänder die Systemrate nicht überschreitet,
alle Bänder
in einem Ausgangsstrom angeordnet sein. Für diejenigen, die mit Wavelets
vertraut sind, werden die Abtastwerte in ähnlicher Weise verschachtelt wie
die für
den Ausgang einer diskreten Wavelet-Transformation (DWT) verwendete.
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Der
Ausgangsstrom jeder Stufe wird in einer kreisförmigen Weise gepuffert, daher
sind alle Sätze zu
einer gegebenen Zeit verfügbar
(14). Für
den Puffer jeder Stufe wird eine Adreßtabelle sowie ein Zähler geführt, so
daß der
richtige Satz extrahiert werden kann, wenn sein Zeitfenster auf
dem verschachtelten Ausgang verfügbar
wird.
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Dies
sichert die Reihenfolge, in welcher mittlere Stufen auf dem Ausgangsstrom
verschachtelt und zusätzlich
die Information, welche für
einen Zugriff auf den richtigen Abtastwert in jeder der Ausgangspufferstufen
benötigt
wird.
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Eine
mögliche
Hardwareimplementierung dieses Untersystems ist in 15 gezeigt,
zusammen mit einem Zeithaltungsdiagramm für die Steuerleitungen (16).
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Eine
letztliche Entscheidung, ob die Verwendung von zwei Ausgangsströmen erforderlich
ist, muß auf
der Abwägung
zwischen Hardwarekomplexität
und der typischen Bandbreitenbelegung der Anwendung, in der der
TPFT verwendet wird, basieren.