DE19600884A1

DE19600884A1 - Vorrichtung zum Umsetzen eines analogen in ein digitales Signal und umgekehrt

Info

Publication number: DE19600884A1
Application number: DE1996100884
Authority: DE
Inventors: Heinz Dr Ing Dr Goeckler
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1996-01-12
Filing date: 1996-01-12
Publication date: 1997-07-17

Description

Stand der Technik

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Umset zen eines analogen Signals in ein digitales Signal, mit einem Analog/Digital-Umsetzer und einem diesem zugeordneten Taktgenerator, der ein eine Überabta stung ermöglichendes Abtast-Taktsignal generiert. Die Erfindung betrifft darüber hinaus eine Vorrich tung zum Umsetzen eines digitalen Signals in ein analoges Signal, mit einem Digital/Analog-Umsetzer und einem diesem zugeordneten Taktgenerator, der ein eine Überabtastung ermöglichendes Abtast-Taktsi gnal generiert.

Allgemein dienen die erst genannten Vorrichtungen insbesondere dazu, breitbandige Signale, wie Fern seh-, Radio- oder DSR-Signale (Digitales Satelliten Radio) zu digitalisieren, um sie so besser und einfacher weiterverarbeiten zu können.

Fig. 3a zeigt eine erste aus der DE 43 37 134.5 A1 bekannte Vorrichtung zum Umwandeln eines DSR-Si gnals, das üblicherweise ein QPSK-Signal ist. Zunächst wird das Signal einem Mischer zugeführt, der das DSR-Signal in eine Frequenzlage bringt, in der es bandbegrenzt und abgetastet werden kann. An schließend gelangt dieses Signal in ein Anti-Alia sing-Filter AAF, das als Bandpaß ausgelegt ist. Dieses Anti-Aliasing-Filter soll das Frequenzspek trum des Eingangssignals auf eine bestimmte Band breite, die einem Kanal entspricht, begrenzen. Da bei muß dieses Filter einen breiten Durchlaßbereich aufweisen, sowie einen sehr schmalen Übergangsbe reich, das heißt eine hohe Flankensteilheit. An dernfalls gelangen unerwünschte Frequenzanteile ei nes Nachbarkanals in den folgenden A-D-Umsetzer, was bei einer minimal gewählten Abtastfrequenz zu Überfaltungseffekten führt.

Im A-D-Umsetzer wird das gefilterte Signal dann mit einer Frequenz abgetastet, die entsprechend dem Ab tasttheorem mindestens der zweifachen Bandbreite entspricht. Das digitalisierte Signal wird an schließend einem komplexen Bandfilter zugeführt und in bekannter Weise entsprechend weiterverarbeitet.

Wie bereits erwähnt, erfordert diese Schaltung ein Anti-Aliasing-Filter, das die gesamte Nachbar-Ka nalselektion bewirken muß, ohne jedoch einen zu schmalen Durchlaßbereich zu besitzen. Der Aufwand für ein solches Anti-Aliasing-Filter wird damit sehr hoch mit einem entsprechenden Anstieg der Ko sten.

Eine im Hinblick auf das Anti-Aliasing-Filter auf wandsgünstigere Lösung ist in Fig. 3b dargestellt. Darin ist eine als "Weaver-Modulator" bekannte Schaltung gezeigt (vgl. Roome, S.J; Analysis of quadratur detectors using complex envelope nota tion, IEE Proc. 136 Part F, No. 2, April 1989, S. 95-100). Das analoge DSR-Signal wird zunächst kom plex gemischt und auf eine neue Frequenzlage mit der Mittenfrequenz f = 0 umgesetzt. Das sich erge bende komplexe Signal wird dann ebenfalls in einem Anti-Aliasing-Filter von Frequenzen befreit, die zu Aliasingstörungen führen können. Im Gegensatz zu dem vorgenannten Beispiel erfordert das komplexe Signal jedoch zwei parallel zueinander angeordnete Anti-Aliasing-Filter. Auch der nachgeordnete A/D- Umsetzer und ein reelles Tiefpaß-Filter sind ent sprechend paarweise vorgesehen.

Obgleich die Anti-Aliasing-Filter einen breiteren Übergangsbereich aufweisen und als Tiefpaß statt als Bandpaß ausgeführt sein können, müssen zwei identische Anti-Aliasing-Filter bereitgestellt wer den, die insbesondere identische Eigenschaften (Gleichlaufproblematik analoger Schaltungen) auf weisen müssen. Gleiches gilt selbstverständlich auch für den ersten komplexen Mischer (1.CMI). Ins gesamt ist also der analoge Schaltungsaufwand noch beträchtlich.

Eine Verlagerung der vom analogen Anti-Aliasing- Filter erbrachten Funktionen in den digitalen Schaltungsbereich ermöglicht die Abtastung des ana logen Signals mit einer Abtastfrequenz, die bei spielsweise um das zweifache größer ist als die ge mäß Abtasttheorem geforderte Mindest-Abtastfre quenz. Eine entsprechende schaltungstechnische Um setzung ist in Fig. 3c gezeigt. Im Gegensatz zu der vorgenannten Lösung ist hier die Reihenfolge von Mischung und Filterung vertauscht, so daß ein Großteil der Operationen digital ausgeführt werden kann. Ein weiterer Unterschied besteht darin, daß der A/D-Umsetzer überabtastet, beispielsweise mit der doppelten Frequenz gegenüber dem in Fig. 3b gezeigten Beispiel. Aufgrund der höheren Abtastfre quenz sinken die Anforderungen an das analoge Anti- Aliasing-Filter, da insbesondere der Übergangsbe reich breiter ausfallen kann, ohne störende Über faltungseffekte zu verursachen. Die Dezimierung der erhöhten Abtastfrequenz erfolgt anschließend bei spielsweise in Zusammenhang mit einem komplexen Halbbandfilter.

Trotz einer Verringerung der Anforderungen an das analoge Filter, sorgt der mit verdoppelter Ab tastfrequenz arbeitende Analog/Digital-Umsetzer für einen erhöhten Kostenaufwand.

Vorteile der Erfindung

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Umsetzen eines analogen Signals in ein digitales Signal mit den Merkmalen des Anspruchs 1 hat demgegenüber den Vor teil, daß durch die Nutzung der Überabtastung die Anforderungen an das vorgeschaltete analoge Filter gering sind, ohne jedoch einen Analog/Digital-Um setzer mit erhöhter Abtastfrequenz einsetzen zu müssen. Somit verringert sich der analoge Schal tungsaufwand, und damit verringern sich auch die durch Gleichlauf-, Abgleich-, Drift- und Alte rungs- beziehungsweise Toleranzprobleme verursachten Stö rungen.

Dadurch, daß der mit hoher Abtastfrequenz arbei tende A/D-Umsetzer durch zumindest zwei A/D-Umset zer ersetzt wird, die mit einer entsprechend gerin geren Abtastfrequenz betrieben werden, läßt sich aufgrund der geringeren Taktrate der schaltungs technische Aufwand für den einzelnen A/D-Umsetzer klein halten. Die beiden zueinander parallel ge schalteten A/D-Umsetzer werden dabei mit gleichfre quenten Abtast-Taktsignalen betrieben, die zueinan der um eine halbe Periodendauer phasenverschoben sind. Dies wird durch einen Demultiplexer erreicht, der von einem Taktgenerator Abtast-Taktsignale er hält und diese alternierend den A/D-Umsetzern zu führt, so daß die genannte Phasenverschiebung ent steht. Die von den beiden A/D-Umsetzern geliefer ten, zeitlich zueinander versetzten Signale werden dann zu einem gemeinsamen Signal zusammengeführt. Dieses Signal entspricht dann demjenigen eines A/D- Umsetzers mit erhöhter Abtastfrequenz. Da die bei den A/D-Umsetzer entsprechend länger Zeit für die Quantisierung haben, ist der Schaltungsaufwand für die Umsetzer dadurch geringer.

Vorzugsweise sind zwei A/D-Umsetzer zueinander par allel geschaltet, die jeweils mit der minimal mög lichen Abtastfrequenz betrieben werden. Die zuein ander verschobenen Ausgangssignale der A/D-Umsetzer werden dann so zusammengeführt, daß eine Signal folge mit der doppelten Abtastfrequenz entsteht. Somit ist eine Überabtastung mit dem Faktor 2 er möglicht.

In einer Weiterbildung der Erfindung ist ein Takt generator vorgesehen, der ein Taktsignal mit der doppelten Abtastfrequenz liefert, das dann alter nierend den beiden A/D-Umsetzern zugeführt wird. Das alternierende Zuführen wird dabei durch einen Kommutator bewerkstelligt, der mit der doppelten Abtastfrequenz zwischen den beiden Taktzuleitungen der A/D-Umsetzer hin und her schaltet. Der Vorteil dieser Realisierung mit Hilfe eines Kommutators/Um schalters liegt in seinem einfachen Schaltungsauf bau.

Vorzugsweise werden die Ausgangssignale der beiden A/D-Umsetzer mittels eines weiteren als Multiplexer arbeitenden Kommutators einer gemeinsamen Leitung alternierend zugeführt, wobei der Kommutator syn chronisiert mit dem ersten Kommutator umschaltet. Auch hier ist eine einfache technische Realisierung möglich.

Vorzugsweise ist den A/D-Umsetzern ein dezimieren des komplexes Bandfilter nachgeschaltet, wobei vor zugsweise dieses Bandfilter als Polyphasenfilter ausgebildet ist. Wird jeweils ein Filterzweig die ses Polyphasenfilters direkt mit dem Ausgang eines A/D-Umsetzers verbunden, so kann auf den zweiten Kommutator vorteilhafterweise verzichtet werden.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Umsetzen eines digitalen Signals in ein analoges Signal mit den Merkmalen des Anspruchs 11 ist die transponierte Form der vorgenannten Vorrichtung, so daß auch hier die gleichen Vorteile erzielt werden. Auf eine nochmalige Beschreibung wird deshalb verzichtet.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den übrigen Unteransprüchen angegeben.

Zeichnung

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausfüh rungsbeispielen mit Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1a ein Blockschaltbild eines ersten Ausfüh rungsbeispiels,

Fig. 1b ein Ersatzschaltbild der Schaltung gemäß Fig. 1a,

Fig. 1c eine schematische Darstellung der Signal abfolgen der Schaltung gemäß Fig. 1a;

Fig. 2a ein Blockschaltbild eines zweiten Aus führungsbeispiels,

Fig. 2b ein Blockschaltbild eines dritten Aus führungsbeispiels,

Fig. 2c ein Blockschaltbild eines vierten Aus führungsbeispiels, und

Fig. 3a-3c drei unterschiedliche Schaltungsrealisa tionen aus dem Stand der Technik.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Fig. 1b zeigt einen Ausschnitt einer Schaltung zum Umsetzen eines analogen DSR-Signals in ein digita les Signal. Zunächst erfolgt in einem Anti-Alia sing-Filter 1 eine Bandbegrenzung, um unerwünschte höhere Frequenzanteile aus Nachbarkanälen zurückzu halten. Solche höheren Frequenzanteile führen näm lich zu störenden Überfaltungseffekten bei der Ab tastung, da für diese Frequenzen das Abtasttheorem nicht mehr erfüllt ist.

Das analog gefilterte Signal wird dann einem A/D- Umsetzer 3 zugeführt, der das Signal mit einer Fre quenz f_A′ abtastet. Um eine Überabtastung mit dem Faktor 2 zu erreichen, entspricht diese Frequenz f_A′ dem Zweifachen der minimalen durch das Abtast theorem vorgegebenen Frequenz f_A (das heißt f_A′ = 2 f_A′). Das digitale Signal s₂(kT′) wird anschließend einem komplexen Bandfilter 5 zugeführt, das unter anderem eine Dezimierung um 2, also auf die mini male Abtastfrequenz f_A durchführt. Das komplexe Ausgangssignal s₃(kT) wird dann entsprechend wei terverarbeitet. Da der Aufbau und die Funktion ei nes solchen komplexen Bandfilters allgemein bekannt ist, beispielsweise aus der DE 36 21 737 C2, soll auf dessen nähere Erläuterung verzichtet werden.

In Fig. 1a ist nun eine Schaltung gemäß einem er sten Ausführungsbeispiel angegeben, die aus dem DSR-Signal eine identische Signalfolge s₃(kT) bil det. Im Unterschied zu der in Fig. 1b gezeigten Schaltung ist jedoch der A/D-Umsetzer 3 in zwei parallel zueinander angeordnete A/D-Umsetzer 3.1 und 3.2 aufgeteilt, wobei das Ausgangssignal des Filters 1 beiden Umsetzern zugeführt wird.

Beide A/D-Umsetzer 3.1 und 3.2 werden von einem ge meinsamen Taktgenerator 7 gespeist, der ein Taktsi gnal mit der Frequenz f_A′ = 2 f_A generiert. Dieses Taktsignal wird allerdings nicht den beiden A/D-Um setzern gleichzeitig zugeführt, sondern zunächst einem elektronischen Kommutator 9. Der mit einer Frequenz f_A′ hin und her schaltende Kommutator 9 führt das Taktsignal alternierend den beiden A/D- Umsetzern zu. Dadurch erhalten die A/D-Umsetzer tatsächlich ein Abtastsignal, das der Hälfte der vom Taktgenerator 7 erzeugten Taktfrequenz ent spricht, also f_A Selbstverständlich sind auch an dere schaltungstechnische Realisierungen denkbar, die aus einem gemeinsamen Taktsignal zwei phasen verschobene Taktsignale halber Frequenz erzeugen.

Die beiden A/D-Umsetzer erzeugen somit Signalfol gen, die um T′ = 1/f_A′ zeitlich gegeneinander ver setzt sind. Es ergeben sich also Signalfolgen s₂(2kT′) und s₂((2k±1) T′), die in Fig. 1c gra phisch dargestellt sind.

Mit Hilfe eines weiteren elektronischen Kommutators 11, der synchron zu dem ersten Kommutator 9 um schaltet, werden die beiden zueinander zeitlich verschobenen Signal folgen der A/D-Umsetzer zu einem gemeinsamen Signal s₂(kT′) zusammengeführt. Dieses Signal s₂ entspricht dem überabgetasteten Ausgangs signal des in Fig. 1b gezeigten A/D-Umsetzers 3. Zur Verdeutlichung ist in Fig. 1c außer den Si gnalfolgen der Einzelsignale auch das zusammenge setzte Signal dargestellt.

Ein Vergleich der beiden Schaltungen aus den Fig. 1a und 1b ergibt, daß die in Fig. 1a gezeigten A/D-Umsetzer 3.1 und 3.2 gegenüber dem A/D-Umsetzer 3 gemäß Fig. 1b doppelt so viel Zeit für die Quan tisierung zur Verfügung haben. Die Auslegung der beiden A/D-Umsetzer 3.1 und 3.2 im Hinblick auf Steilheit der Impulsflanken, Aperturzeit für die momentane Übernahme-/Abtastwerte des Analogsignals, muß natürlich der aktuellen Frequenzlage des abzu tastenden Signals angepaßt werden.

Fig. 2a zeigt eine weitere Ausführungsform, wobei das komplexe Bandfilter 5 als sogenanntes Polypha senfilter 13 realisiert ist, was für beliebige re kursive oder nicht-rekursive Filter möglich ist. Die in Fig. 2a dargestellten Filterzweige 13.1 und 13.2 werden mittels eines dritten Kommutators 15, der mit dem zweiten Kommutator 11 verbunden ist, mit den Ausgangssignalen der A/D-Umsetzer gespeist. Um zu erreichen, daß die Signale des A/D-Umsetzers 3.1 den Filterzweig 13.1 und die Signale des A/D- Umsetzers 3.2 den Filterzweig 13.2 erreichen, wird der Kommutator 11 synchron mit dem Kommutator 15 geschaltet. Am Ausgang des Filters liegt dann ein komplexes Signal S₃ (kT) vor.

Eine weitere Vereinfachung der in Fig. 2a gezeig ten Schaltung ist dann möglich, wenn - wie im vor liegenden Fall - die Kommutatoren 11 und 15 mit der gleichen Frequenz f_A′ umgeschaltet werden. Dann nämlich kann auf die beiden Kommutatoren 11 und 15 verzichtet werden, wobei das Ausgangssignal des A/D-Umsetzers 3.1 direkt dem Filterzweig 13.1 und das Ausgangssignal des A/D-Umsetzers 3.2 direkt dem Filterzweig 13.2 zugeführt wird. Diese Variante ist in Fig. 2b dargestellt.

Eine Abwandlung der in Fig. 2b dargestellten Vari ante ist in Fig. 2c zu sehen. Es handelt sich hierbei um eine transponierte Anordnung, bei der digitale Signale in analoge Signale umgewandelt werden.

Das Eingangssignal, das komplex (E_k) oder reell (E_r) sein kann, wird einem Polyphasenfilter 18.1 und 18.2 zu geführt. Die Ausgangssignale dieser Polyphasenfil ter werden dann jeweils einem D/A-Umsetzer 19.1 be ziehungsweise 19.2 zugeführt. Wie in dem vorherge henden Ausführungsbeispiel wird das Taktsignal vom Taktgenerator 7 geliefert, wobei der Kommutator 9 für eine Halbierung der Taktfrequenz sorgt. Die beiden Ausgangssignale der D/A-Umsetzer 19 werden alternierend mittels eines weiteren Kommutators 23 einem nachgeordneten Anti-Aliasing-Filter 21 zuge führt.

Die in den Fig. 2 gezeigten Schaltungen können nicht nur für Bandpaß-Signale verwendet werden, wo bei in diesem Fall das dezimierende Filter 13 kom plexe Koeffizienten aufweist. Es ist vielmehr auch auf Tiefpaß- beziehungsweise Basisbandsignale an wendbar, wobei das dezimierende Filter dann reelle Koeffizienten aufweist. In diesem Fall ist das von dem dezimierenden Filter (einem Tiefpaß) abgegebene Signal reell und ergibt sich als Summe/Differenz der Ausgangssignale der beiden Filterzweige 13.1 und 13.2.

Claims

1. Vorrichtung zum Umsetzen eines analogen Signals in ein digitales Signal, mit einem A/D-Umsetzer (3.1) und einem Taktgenerator (7), der ein eine Überabtastung ermöglichendes Abtast-Taktsignal ge neriert, gekennzeichnet durch
zumindest einen weiteren, parallel zum ersten A/D- Umsetzer angeordneten A/D-Umsetzer (3.2),
einen Demultiplexer (9), der das Abtast-Taktsignal des Taktgenerators (7) alternierend den A/D-Umset zern jeweils für eine von deren Abtast-Taktperioden zuführt, und
ein mit den Ausgängen der A/D-Umsetzer verbundenes Filter (5), dem die Ausgangssignale zur Weiterver arbeitung zugeführt werden.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekenn zeichnet, daß zwei A/D-Umsetzer (3.1, 3.2) vorgese hen sind.

3. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden An sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (5) ein komplexes Bandfilter ist und daß ein Multiple xer (11) das Filter (5) alternierend mit den Aus gängen der A/D-Umsetzer (3.1, 3.2) verbindet, wobei der Multiplexer (11) mit dem Demultiplexer (9) syn chronisiert ist.

4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden An sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Demulti plexer (9) ein mit der Abtast-Taktsignalfrequenz des Taktgenerators (7) umschaltender Schalter (9) ist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekenn zeichnet, daß der Multiplexer (11) ein mit der Abtast-Taktsignalfrequenz des Taktgenerators (7) umschaltender Schalter ist.

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden An sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (5) ein Polyphasenfilter ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekenn zeichnet, daß das Polyphasenfilter eine der Anzahl der A/D-Umsetzer entsprechende Anzahl von Filter zweigen (13.1, 13.2) aufweist, wobei jeweils ein Zweig mit jeweils einem A/D-Umsetzer (3.1, 3.2) in nerhalb einer Abtast-Taktperiode verbindbar ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekenn zeichnet, daß das Polyphasenfilter eine der Anzahl der A/D-Umsetzer entsprechende Anzahl von Filter zweigen (13.1, 13.2) aufweist, wobei jeweils ein Zweig mit jeweils einem A/D-Umsetzer (3.1, 3.2) verbunden ist.

9. Vorrichtung nach Anspruch 6, 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Polyphasenfilter ein Tiefpaßfilter ist.

10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden An sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß den A/D-Umset zern ein Anti-Aliasing-Filter (1) vorgeschaltet ist.

11. Vorrichtung zum Umsetzen eines digitalen Signals in ein analoges Signal, mit einem D/A-Umsetzer (19.1) und einem Taktgenerator (7), der ein eine Überabtastung ermöglichendes Abtast-Taktsignal ge neriert, gekennzeichnet durch
zumindest einen weiteren, parallel zum ersten D/A- Umsetzer (19.1) angeordneten D/A-Umsetzer (19.2),
einen Demultiplexer (9), der das Abtast-Taktsignal des Taktgenerators (7) alternierend den D/A-Umset zern jeweils für eine von deren Abtast-Taktperioden zuführt, und
ein mit den Eingängen der D/A-Umsetzer verbundenes Filter (18).

12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekenn zeichnet, daß das Filter (18) eine Polyphasenfilter ist.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekenn zeichnet, daß das Polyphasenfilter eine der Anzahl der D/A-Umsetzer entsprechende Anzahl von Filter zweigen (18.1, 18.2) aufweist, wobei jeweils ein Zweig mit jeweils einem D/A-Umsetzer (19.1, 19.2) verbunden ist.

14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß ein Multiplexer (23) vorgesehen ist, der die Ausgänge der D/A-Umsetzer (19.1, 19.2) alternierend mit einer Ausgangsleitung verbindet.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekenn zeichnet, daß die Ausgangsleitung mit einem Anti- Aliasing-Filter (21) verbunden ist.