DE19600884A1 - Vorrichtung zum Umsetzen eines analogen in ein digitales Signal und umgekehrt - Google Patents
Vorrichtung zum Umsetzen eines analogen in ein digitales Signal und umgekehrtInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Umset
zen eines analogen Signals in ein digitales Signal,
mit einem Analog/Digital-Umsetzer und einem diesem
zugeordneten Taktgenerator, der ein eine Überabta
stung ermöglichendes Abtast-Taktsignal generiert.
Die Erfindung betrifft darüber hinaus eine Vorrich
tung zum Umsetzen eines digitalen Signals in ein
analoges Signal, mit einem Digital/Analog-Umsetzer
und einem diesem zugeordneten Taktgenerator, der
ein eine Überabtastung ermöglichendes Abtast-Taktsi
gnal generiert.
Allgemein dienen die erst genannten Vorrichtungen
insbesondere dazu, breitbandige Signale, wie Fern
seh-, Radio- oder DSR-Signale (Digitales Satelliten
Radio) zu digitalisieren, um sie so besser und
einfacher weiterverarbeiten zu können.
Fig. 3a zeigt eine erste aus der DE 43 37 134.5 A1
bekannte Vorrichtung zum Umwandeln eines DSR-Si
gnals, das üblicherweise ein QPSK-Signal ist.
Zunächst wird das Signal einem Mischer zugeführt,
der das DSR-Signal in eine Frequenzlage bringt, in
der es bandbegrenzt und abgetastet werden kann. An
schließend gelangt dieses Signal in ein Anti-Alia
sing-Filter AAF, das als Bandpaß ausgelegt ist.
Dieses Anti-Aliasing-Filter soll das Frequenzspek
trum des Eingangssignals auf eine bestimmte Band
breite, die einem Kanal entspricht, begrenzen. Da
bei muß dieses Filter einen breiten Durchlaßbereich
aufweisen, sowie einen sehr schmalen Übergangsbe
reich, das heißt eine hohe Flankensteilheit. An
dernfalls gelangen unerwünschte Frequenzanteile ei
nes Nachbarkanals in den folgenden A-D-Umsetzer,
was bei einer minimal gewählten Abtastfrequenz zu
Überfaltungseffekten führt.
Im A-D-Umsetzer wird das gefilterte Signal dann mit
einer Frequenz abgetastet, die entsprechend dem Ab
tasttheorem mindestens der zweifachen Bandbreite
entspricht. Das digitalisierte Signal wird an
schließend einem komplexen Bandfilter zugeführt und
in bekannter Weise entsprechend weiterverarbeitet.
Wie bereits erwähnt, erfordert diese Schaltung ein
Anti-Aliasing-Filter, das die gesamte Nachbar-Ka
nalselektion bewirken muß, ohne jedoch einen zu
schmalen Durchlaßbereich zu besitzen. Der Aufwand
für ein solches Anti-Aliasing-Filter wird damit
sehr hoch mit einem entsprechenden Anstieg der Ko
sten.
Eine im Hinblick auf das Anti-Aliasing-Filter auf
wandsgünstigere Lösung ist in Fig. 3b dargestellt.
Darin ist eine als "Weaver-Modulator" bekannte
Schaltung gezeigt (vgl. Roome, S.J; Analysis of
quadratur detectors using complex envelope nota
tion, IEE Proc. 136 Part F, No. 2, April 1989, S.
95-100). Das analoge DSR-Signal wird zunächst kom
plex gemischt und auf eine neue Frequenzlage mit
der Mittenfrequenz f = 0 umgesetzt. Das sich erge
bende komplexe Signal wird dann ebenfalls in einem
Anti-Aliasing-Filter von Frequenzen befreit, die zu
Aliasingstörungen führen können. Im Gegensatz zu
dem vorgenannten Beispiel erfordert das komplexe
Signal jedoch zwei parallel zueinander angeordnete
Anti-Aliasing-Filter. Auch der nachgeordnete A/D-
Umsetzer und ein reelles Tiefpaß-Filter sind ent
sprechend paarweise vorgesehen.
Obgleich die Anti-Aliasing-Filter einen breiteren
Übergangsbereich aufweisen und als Tiefpaß statt
als Bandpaß ausgeführt sein können, müssen zwei
identische Anti-Aliasing-Filter bereitgestellt wer
den, die insbesondere identische Eigenschaften
(Gleichlaufproblematik analoger Schaltungen) auf
weisen müssen. Gleiches gilt selbstverständlich
auch für den ersten komplexen Mischer (1.CMI). Ins
gesamt ist also der analoge Schaltungsaufwand noch
beträchtlich.
Eine Verlagerung der vom analogen Anti-Aliasing-
Filter erbrachten Funktionen in den digitalen
Schaltungsbereich ermöglicht die Abtastung des ana
logen Signals mit einer Abtastfrequenz, die bei
spielsweise um das zweifache größer ist als die ge
mäß Abtasttheorem geforderte Mindest-Abtastfre
quenz. Eine entsprechende schaltungstechnische Um
setzung ist in Fig. 3c gezeigt. Im Gegensatz zu
der vorgenannten Lösung ist hier die Reihenfolge
von Mischung und Filterung vertauscht, so daß ein
Großteil der Operationen digital ausgeführt werden
kann. Ein weiterer Unterschied besteht darin, daß
der A/D-Umsetzer überabtastet, beispielsweise mit
der doppelten Frequenz gegenüber dem in Fig. 3b
gezeigten Beispiel. Aufgrund der höheren Abtastfre
quenz sinken die Anforderungen an das analoge Anti-
Aliasing-Filter, da insbesondere der Übergangsbe
reich breiter ausfallen kann, ohne störende Über
faltungseffekte zu verursachen. Die Dezimierung der
erhöhten Abtastfrequenz erfolgt anschließend bei
spielsweise in Zusammenhang mit einem komplexen
Halbbandfilter.
Trotz einer Verringerung der Anforderungen an das
analoge Filter, sorgt der mit verdoppelter Ab
tastfrequenz arbeitende Analog/Digital-Umsetzer für
einen erhöhten Kostenaufwand.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Umsetzen eines
analogen Signals in ein digitales Signal mit den
Merkmalen des Anspruchs 1 hat demgegenüber den Vor
teil, daß durch die Nutzung der Überabtastung die
Anforderungen an das vorgeschaltete analoge Filter
gering sind, ohne jedoch einen Analog/Digital-Um
setzer mit erhöhter Abtastfrequenz einsetzen zu
müssen. Somit verringert sich der analoge Schal
tungsaufwand, und damit verringern sich auch die
durch Gleichlauf-, Abgleich-, Drift- und Alte
rungs- beziehungsweise Toleranzprobleme verursachten Stö
rungen.
Dadurch, daß der mit hoher Abtastfrequenz arbei
tende A/D-Umsetzer durch zumindest zwei A/D-Umset
zer ersetzt wird, die mit einer entsprechend gerin
geren Abtastfrequenz betrieben werden, läßt sich
aufgrund der geringeren Taktrate der schaltungs
technische Aufwand für den einzelnen A/D-Umsetzer
klein halten. Die beiden zueinander parallel ge
schalteten A/D-Umsetzer werden dabei mit gleichfre
quenten Abtast-Taktsignalen betrieben, die zueinan
der um eine halbe Periodendauer phasenverschoben
sind. Dies wird durch einen Demultiplexer erreicht,
der von einem Taktgenerator Abtast-Taktsignale er
hält und diese alternierend den A/D-Umsetzern zu
führt, so daß die genannte Phasenverschiebung ent
steht. Die von den beiden A/D-Umsetzern geliefer
ten, zeitlich zueinander versetzten Signale werden
dann zu einem gemeinsamen Signal zusammengeführt.
Dieses Signal entspricht dann demjenigen eines A/D-
Umsetzers mit erhöhter Abtastfrequenz. Da die bei
den A/D-Umsetzer entsprechend länger Zeit für die
Quantisierung haben, ist der Schaltungsaufwand für
die Umsetzer dadurch geringer.
Vorzugsweise sind zwei A/D-Umsetzer zueinander par
allel geschaltet, die jeweils mit der minimal mög
lichen Abtastfrequenz betrieben werden. Die zuein
ander verschobenen Ausgangssignale der A/D-Umsetzer
werden dann so zusammengeführt, daß eine Signal
folge mit der doppelten Abtastfrequenz entsteht.
Somit ist eine Überabtastung mit dem Faktor 2 er
möglicht.
In einer Weiterbildung der Erfindung ist ein Takt
generator vorgesehen, der ein Taktsignal mit der
doppelten Abtastfrequenz liefert, das dann alter
nierend den beiden A/D-Umsetzern zugeführt wird.
Das alternierende Zuführen wird dabei durch einen
Kommutator bewerkstelligt, der mit der doppelten
Abtastfrequenz zwischen den beiden Taktzuleitungen
der A/D-Umsetzer hin und her schaltet. Der Vorteil
dieser Realisierung mit Hilfe eines Kommutators/Um
schalters liegt in seinem einfachen Schaltungsauf
bau.
Vorzugsweise werden die Ausgangssignale der beiden
A/D-Umsetzer mittels eines weiteren als Multiplexer
arbeitenden Kommutators einer gemeinsamen Leitung
alternierend zugeführt, wobei der Kommutator syn
chronisiert mit dem ersten Kommutator umschaltet.
Auch hier ist eine einfache technische Realisierung
möglich.
Vorzugsweise ist den A/D-Umsetzern ein dezimieren
des komplexes Bandfilter nachgeschaltet, wobei vor
zugsweise dieses Bandfilter als Polyphasenfilter
ausgebildet ist. Wird jeweils ein Filterzweig die
ses Polyphasenfilters direkt mit dem Ausgang eines
A/D-Umsetzers verbunden, so kann auf den zweiten
Kommutator vorteilhafterweise verzichtet werden.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung zum Umsetzen eines
digitalen Signals in ein analoges Signal mit den
Merkmalen des Anspruchs 11 ist die transponierte
Form der vorgenannten Vorrichtung, so daß auch hier
die gleichen Vorteile erzielt werden. Auf eine
nochmalige Beschreibung wird deshalb verzichtet.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung
sind in den übrigen Unteransprüchen angegeben.
Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausfüh
rungsbeispielen mit Bezug auf die Zeichnungen näher
erläutert. Es zeigen:
Fig. 1a ein Blockschaltbild eines ersten Ausfüh
rungsbeispiels,
Fig. 1b ein Ersatzschaltbild der Schaltung gemäß
Fig. 1a,
Fig. 1c eine schematische Darstellung der Signal
abfolgen der Schaltung gemäß Fig. 1a;
Fig. 2a ein Blockschaltbild eines zweiten Aus
führungsbeispiels,
Fig. 2b ein Blockschaltbild eines dritten Aus
führungsbeispiels,
Fig. 2c ein Blockschaltbild eines vierten Aus
führungsbeispiels, und
Fig.
3a-3c drei unterschiedliche Schaltungsrealisa
tionen aus dem Stand der Technik.
Fig. 1b zeigt einen Ausschnitt einer Schaltung zum
Umsetzen eines analogen DSR-Signals in ein digita
les Signal. Zunächst erfolgt in einem Anti-Alia
sing-Filter 1 eine Bandbegrenzung, um unerwünschte
höhere Frequenzanteile aus Nachbarkanälen zurückzu
halten. Solche höheren Frequenzanteile führen näm
lich zu störenden Überfaltungseffekten bei der Ab
tastung, da für diese Frequenzen das Abtasttheorem
nicht mehr erfüllt ist.
Das analog gefilterte Signal wird dann einem A/D-
Umsetzer 3 zugeführt, der das Signal mit einer Fre
quenz fA′ abtastet. Um eine Überabtastung mit dem
Faktor 2 zu erreichen, entspricht diese Frequenz
fA′ dem Zweifachen der minimalen durch das Abtast
theorem vorgegebenen Frequenz fA (das heißt fA′ = 2
fA′). Das digitale Signal s₂(kT′) wird anschließend
einem komplexen Bandfilter 5 zugeführt, das unter
anderem eine Dezimierung um 2, also auf die mini
male Abtastfrequenz fA durchführt. Das komplexe
Ausgangssignal s₃(kT) wird dann entsprechend wei
terverarbeitet. Da der Aufbau und die Funktion ei
nes solchen komplexen Bandfilters allgemein bekannt
ist, beispielsweise aus der DE 36 21 737 C2, soll
auf dessen nähere Erläuterung verzichtet werden.
In Fig. 1a ist nun eine Schaltung gemäß einem er
sten Ausführungsbeispiel angegeben, die aus dem
DSR-Signal eine identische Signalfolge s₃(kT) bil
det. Im Unterschied zu der in Fig. 1b gezeigten
Schaltung ist jedoch der A/D-Umsetzer 3 in zwei
parallel zueinander angeordnete A/D-Umsetzer 3.1
und 3.2 aufgeteilt, wobei das Ausgangssignal des
Filters 1 beiden Umsetzern zugeführt wird.
Beide A/D-Umsetzer 3.1 und 3.2 werden von einem ge
meinsamen Taktgenerator 7 gespeist, der ein Taktsi
gnal mit der Frequenz fA′ = 2 fA generiert. Dieses
Taktsignal wird allerdings nicht den beiden A/D-Um
setzern gleichzeitig zugeführt, sondern zunächst
einem elektronischen Kommutator 9. Der mit einer
Frequenz fA′ hin und her schaltende Kommutator 9
führt das Taktsignal alternierend den beiden A/D-
Umsetzern zu. Dadurch erhalten die A/D-Umsetzer
tatsächlich ein Abtastsignal, das der Hälfte der
vom Taktgenerator 7 erzeugten Taktfrequenz ent
spricht, also fA Selbstverständlich sind auch an
dere schaltungstechnische Realisierungen denkbar,
die aus einem gemeinsamen Taktsignal zwei phasen
verschobene Taktsignale halber Frequenz erzeugen.
Die beiden A/D-Umsetzer erzeugen somit Signalfol
gen, die um T′ = 1/fA′ zeitlich gegeneinander ver
setzt sind. Es ergeben sich also Signalfolgen
s₂(2kT′) und s₂((2k±1) T′), die in Fig. 1c gra
phisch dargestellt sind.
Mit Hilfe eines weiteren elektronischen Kommutators
11, der synchron zu dem ersten Kommutator 9 um
schaltet, werden die beiden zueinander zeitlich
verschobenen Signal folgen der A/D-Umsetzer zu einem
gemeinsamen Signal s₂(kT′) zusammengeführt. Dieses
Signal s₂ entspricht dem überabgetasteten Ausgangs
signal des in Fig. 1b gezeigten A/D-Umsetzers 3.
Zur Verdeutlichung ist in Fig. 1c außer den Si
gnalfolgen der Einzelsignale auch das zusammenge
setzte Signal dargestellt.
Ein Vergleich der beiden Schaltungen aus den
Fig. 1a und 1b ergibt, daß die in Fig. 1a gezeigten
A/D-Umsetzer 3.1 und 3.2 gegenüber dem A/D-Umsetzer
3 gemäß Fig. 1b doppelt so viel Zeit für die Quan
tisierung zur Verfügung haben. Die Auslegung der
beiden A/D-Umsetzer 3.1 und 3.2 im Hinblick auf
Steilheit der Impulsflanken, Aperturzeit für die
momentane Übernahme-/Abtastwerte des Analogsignals,
muß natürlich der aktuellen Frequenzlage des abzu
tastenden Signals angepaßt werden.
Fig. 2a zeigt eine weitere Ausführungsform, wobei
das komplexe Bandfilter 5 als sogenanntes Polypha
senfilter 13 realisiert ist, was für beliebige re
kursive oder nicht-rekursive Filter möglich ist.
Die in Fig. 2a dargestellten Filterzweige 13.1 und
13.2 werden mittels eines dritten Kommutators 15,
der mit dem zweiten Kommutator 11 verbunden ist,
mit den Ausgangssignalen der A/D-Umsetzer gespeist.
Um zu erreichen, daß die Signale des A/D-Umsetzers
3.1 den Filterzweig 13.1 und die Signale des A/D-
Umsetzers 3.2 den Filterzweig 13.2 erreichen, wird
der Kommutator 11 synchron mit dem Kommutator 15
geschaltet. Am Ausgang des Filters liegt dann ein
komplexes Signal S₃ (kT) vor.
Eine weitere Vereinfachung der in Fig. 2a gezeig
ten Schaltung ist dann möglich, wenn - wie im vor
liegenden Fall - die Kommutatoren 11 und 15 mit der
gleichen Frequenz fA′ umgeschaltet werden. Dann
nämlich kann auf die beiden Kommutatoren 11 und 15
verzichtet werden, wobei das Ausgangssignal des
A/D-Umsetzers 3.1 direkt dem Filterzweig 13.1 und
das Ausgangssignal des A/D-Umsetzers 3.2 direkt dem
Filterzweig 13.2 zugeführt wird. Diese Variante ist
in Fig. 2b dargestellt.
Eine Abwandlung der in Fig. 2b dargestellten Vari
ante ist in Fig. 2c zu sehen. Es handelt sich
hierbei um eine transponierte Anordnung, bei der
digitale Signale in analoge Signale umgewandelt
werden.
Das Eingangssignal, das komplex (Ek) oder reell (Er) sein
kann, wird einem Polyphasenfilter 18.1 und 18.2 zu
geführt. Die Ausgangssignale dieser Polyphasenfil
ter werden dann jeweils einem D/A-Umsetzer 19.1 be
ziehungsweise 19.2 zugeführt. Wie in dem vorherge
henden Ausführungsbeispiel wird das Taktsignal vom
Taktgenerator 7 geliefert, wobei der Kommutator 9
für eine Halbierung der Taktfrequenz sorgt. Die
beiden Ausgangssignale der D/A-Umsetzer 19 werden
alternierend mittels eines weiteren Kommutators 23
einem nachgeordneten Anti-Aliasing-Filter 21 zuge
führt.
Die in den Fig. 2 gezeigten Schaltungen können
nicht nur für Bandpaß-Signale verwendet werden, wo
bei in diesem Fall das dezimierende Filter 13 kom
plexe Koeffizienten aufweist. Es ist vielmehr auch
auf Tiefpaß- beziehungsweise Basisbandsignale an
wendbar, wobei das dezimierende Filter dann reelle
Koeffizienten aufweist. In diesem Fall ist das von
dem dezimierenden Filter (einem Tiefpaß) abgegebene
Signal reell und ergibt sich als Summe/Differenz
der Ausgangssignale der beiden Filterzweige 13.1
und 13.2.
Claims (15)
1. Vorrichtung zum Umsetzen eines analogen Signals
in ein digitales Signal, mit einem A/D-Umsetzer
(3.1) und einem Taktgenerator (7), der ein eine
Überabtastung ermöglichendes Abtast-Taktsignal ge
neriert,
gekennzeichnet durch
zumindest einen weiteren, parallel zum ersten A/D- Umsetzer angeordneten A/D-Umsetzer (3.2),
einen Demultiplexer (9), der das Abtast-Taktsignal des Taktgenerators (7) alternierend den A/D-Umset zern jeweils für eine von deren Abtast-Taktperioden zuführt, und
ein mit den Ausgängen der A/D-Umsetzer verbundenes Filter (5), dem die Ausgangssignale zur Weiterver arbeitung zugeführt werden.
zumindest einen weiteren, parallel zum ersten A/D- Umsetzer angeordneten A/D-Umsetzer (3.2),
einen Demultiplexer (9), der das Abtast-Taktsignal des Taktgenerators (7) alternierend den A/D-Umset zern jeweils für eine von deren Abtast-Taktperioden zuführt, und
ein mit den Ausgängen der A/D-Umsetzer verbundenes Filter (5), dem die Ausgangssignale zur Weiterver arbeitung zugeführt werden.
2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekenn
zeichnet, daß zwei A/D-Umsetzer (3.1, 3.2) vorgese
hen sind.
3. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (5)
ein komplexes Bandfilter ist und daß ein Multiple
xer (11) das Filter (5) alternierend mit den Aus
gängen der A/D-Umsetzer (3.1, 3.2) verbindet, wobei
der Multiplexer (11) mit dem Demultiplexer (9) syn
chronisiert ist.
4. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Demulti
plexer (9) ein mit der Abtast-Taktsignalfrequenz
des Taktgenerators (7) umschaltender Schalter (9)
ist.
5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekenn
zeichnet, daß der Multiplexer (11) ein mit der
Abtast-Taktsignalfrequenz des Taktgenerators (7)
umschaltender Schalter ist.
6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (5)
ein Polyphasenfilter ist.
7. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Polyphasenfilter eine der Anzahl
der A/D-Umsetzer entsprechende Anzahl von Filter
zweigen (13.1, 13.2) aufweist, wobei jeweils ein
Zweig mit jeweils einem A/D-Umsetzer (3.1, 3.2) in
nerhalb einer Abtast-Taktperiode verbindbar ist.
8. Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Polyphasenfilter eine der Anzahl
der A/D-Umsetzer entsprechende Anzahl von Filter
zweigen (13.1, 13.2) aufweist, wobei jeweils ein
Zweig mit jeweils einem A/D-Umsetzer (3.1, 3.2)
verbunden ist.
9. Vorrichtung nach Anspruch 6, 7 oder 8, dadurch
gekennzeichnet, daß das Polyphasenfilter ein
Tiefpaßfilter ist.
10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden An
sprüche, dadurch gekennzeichnet, daß den A/D-Umset
zern ein Anti-Aliasing-Filter (1) vorgeschaltet
ist.
11. Vorrichtung zum Umsetzen eines digitalen Signals
in ein analoges Signal, mit einem D/A-Umsetzer
(19.1) und einem Taktgenerator (7), der ein eine
Überabtastung ermöglichendes Abtast-Taktsignal ge
neriert,
gekennzeichnet durch
zumindest einen weiteren, parallel zum ersten D/A- Umsetzer (19.1) angeordneten D/A-Umsetzer (19.2),
einen Demultiplexer (9), der das Abtast-Taktsignal des Taktgenerators (7) alternierend den D/A-Umset zern jeweils für eine von deren Abtast-Taktperioden zuführt, und
ein mit den Eingängen der D/A-Umsetzer verbundenes Filter (18).
zumindest einen weiteren, parallel zum ersten D/A- Umsetzer (19.1) angeordneten D/A-Umsetzer (19.2),
einen Demultiplexer (9), der das Abtast-Taktsignal des Taktgenerators (7) alternierend den D/A-Umset zern jeweils für eine von deren Abtast-Taktperioden zuführt, und
ein mit den Eingängen der D/A-Umsetzer verbundenes Filter (18).
12. Vorrichtung nach Anspruch 11, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Filter (18) eine Polyphasenfilter
ist.
13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekenn
zeichnet, daß das Polyphasenfilter eine der Anzahl
der D/A-Umsetzer entsprechende Anzahl von Filter
zweigen (18.1, 18.2) aufweist, wobei jeweils ein
Zweig mit jeweils einem D/A-Umsetzer (19.1, 19.2)
verbunden ist.
14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 11 bis 13,
dadurch gekennzeichnet, daß ein Multiplexer (23)
vorgesehen ist, der die Ausgänge der D/A-Umsetzer
(19.1, 19.2) alternierend mit einer Ausgangsleitung
verbindet.
15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekenn
zeichnet, daß die Ausgangsleitung mit einem Anti-
Aliasing-Filter (21) verbunden ist.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1996100884 DE19600884A1 (de) | 1996-01-12 | 1996-01-12 | Vorrichtung zum Umsetzen eines analogen in ein digitales Signal und umgekehrt |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE1996100884 DE19600884A1 (de) | 1996-01-12 | 1996-01-12 | Vorrichtung zum Umsetzen eines analogen in ein digitales Signal und umgekehrt |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19600884A1 true DE19600884A1 (de) | 1997-07-17 |
Family
ID=7782582
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE1996100884 Withdrawn DE19600884A1 (de) | 1996-01-12 | 1996-01-12 | Vorrichtung zum Umsetzen eines analogen in ein digitales Signal und umgekehrt |
Country Status (1)
Country | Link |
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DE (1) | DE19600884A1 (de) |
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- 1996-01-12 DE DE1996100884 patent/DE19600884A1/de not_active Withdrawn
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