DE19940277A1

DE19940277A1 - Verfahren zur Signalumsetzung eines modulierten reellwertigen analogen Bildsignals sowie zugehöriger Signalumsetzung

Info

Publication number: DE19940277A1
Application number: DE1999140277
Authority: DE
Inventors: Dietmar Wenzel
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1999-08-26
Filing date: 1999-08-26
Publication date: 2001-03-08
Also published as: WO2001015432A3; AU6587400A; WO2001015432A2

Abstract

Zur Signalumsetzung eines Bildsignals in Zwischenfrequenzlage erfolgt eine Überabtastung mit nachfolgender digitaler Filterung (2) und Umwandlung in ein komplexwertiges Digitalsignal. Eine zweimalige Frequenzverschiebung (3, 5) liefert ein reelles Ausgangssignal in einer anderen Zwischenfrequenzlage, die unabhängig ist von der Zwischenfrequenzlage des Eingangssignals. Bildsignale unterschiedlicher Norm können mit einer vorhandenen Schnittstelle weiterbehandelt werden.

Description

Stand der Technik

Bisherige Verfahren zur Verarbeitung von TV- Zwischenfrequenzsignalen dienen im wesentlichen dazu, Signale aus dem Basisband in analoge Signale in ZF- oder HF- Lage bzw. analoge Signale in ZF- oder HF-Lage in analoge Basisbandsignale umzusetzen. Hierzu werden fast ausschließlich analoge Frequenzumsetzer benutzt.

Für die Einspeisung einzelner analoger TV-Signale in die Aufbereitungseinheiten digitaler breitbandiger Fernsehverteilsysteme werden ZF-Umsetzer eingesetzt, die eine Umsetzung der TV-Signale aus den in verschiedenen Ländern standardisierten Zwischenfrequenzlagen in eine für das digitale System günstige, landesunabhängige Zwischenfrequenzlage vornehmen. Diese Umsetzung erfolgte bisher durch analoge Mischer und Filter bevor das Signal dem A/D-Umsetzer zur Einspeisung in das digitale System zugeführt wurde.

In der DE 44 26 935 A1 wird ein derartiges Verfahren beschrieben, welches das Signal digital verarbeitet.

Kennzeichnend für das dortige Verfahren ist jedoch, daß die Abtastfrequenz, bei der das System arbeitet, von der ZF-Lage des TV-Signals bestimmt wird. Ferner arbeiten die Komponenten des Systems dort nicht mit einer einheitlichen Abtastfrequenz.

Aus der DE 197 03 079 A1 ist es bekannt, reellwertige analoge Bildsignale in Zwischenfrequenzlage bezogen auf des Nyquist-Theorem überabzutasten und anschließend mittels einer komplexen Trägerschwingung umzusetzen und in einem komplexen Bandpaßfilter einer Dezimation zu unterziehen. Das Ausgangssignal zur Weiterverarbeitung ist somit ein komplexes Bandpassignal. Mit bestimmten Bedingungen für die Abtastfrequenz können Zwischenfrequenzsignale unterschiedlicher Übertragungsnormen mit gleicher Aufbereitungseinheit verarbeitet werden.

Bei einem Signalumsetzer für modulierte analoge TV-Signale in Zwischenfrequenzlage gemäß der EP 06 83 607 B1 wird ein TV-Signal in Zwischenfrequenzlage überabgetastet, einer Digitalfilterung zur Bildung eines komplexwertigen Digitalsignals sowie einer Abtastratenwandlung unterzogen. Mittels einer komplexen Mischeinrichtung erfolgt eine Frequenzverschiebung des Digitalsignals derart, daß seine Mittenfrequenz bei der Frequenz Null erscheint. Das komplexwertige Signal wird dann einem Digitalfilter zu getrennten Behandlung des Realteils und des Imaginärteils zugeführt.

Vorteile der Erfindung

Mit den Maßnahmen der Ansprüche 1 oder 5 ist es möglich, Bildsignale unterschiedlicher ZF-Lagen auf eine einheitliche digitale ZF-Lage umzusetzen, wobei die ZF-Lage des Ausgangssignals unabhängig von der ZF-Lage des Eingangssignals ist.

In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausgestaltungen aufgezeigt.

Durch die Signalumsetzung mittels digitaler Signalverarbeitung sind im allgemeinen keine analogen Einrichtungen vor dem A/D-Umsetzer notwendig. Die Vorteile der digitalen Signalverarbeitung können im gesamten Signalverarbeitungspfad genutzt werden.

Bei der erfindungsgemäßen Lösung ist das Ausgangssignal reellwertig und in Bandpaßlage verfügbar im Gegensatz zur EP 06 83 071 B1, wo das Ausgangssignal komplex und in Tiefpaßlage vorliegt. Bei der EP 06 83 071 B1 wird die B/G- Normschnittstelle ersetzt, wohingegen bei der vorliegenden Erfindung diejenigen ZF-Signale, die nicht der B/G- Normschnittstelle entsprechen, in ein ZF-Signal umgesetzt werden, so daß eine Behandlung mit einer vorhandenen B/G- Normschnittstelle möglich ist. Es wird der A/D-Umsetzer der B/G-Normschnittstelle durch eine erfindungsgemäße Signalumsetzung ersetzt, wodurch andere Komponenten eines vorhandenen Übertragungssystems unverändert weiter benutzt werden können. Hierin unterscheidet sich die Erfindung auch von der weiteren, eingangs zitierten Lösung.

Das Ausgangssignal nach der Erfindung ist frei wählbar in Regel- oder Kehrlage verfügbar und kann je nach Bedarf ohne erneute Umsetzung weiter verarbeitet werden. Der Signalumsetzer nach der Erfindung zeichnet sich auch dadurch aus, daß alle signalverarbeitenden Systemkomponenten mit der Abtastfrequenz des digitalen Ausgangssignals arbeiten können.

Eventuell vorhandene spektrale Störanteile außerhalb des Nutzspektrums beeinflussen das Nutzsignal nicht. Solche Störanteile können durch ein einfaches Halbbandfilter, welches reelle Signale verarbeiten muß, unterdrückt werden.

Der erfindungsgemäße digitale Signalumsetzer besitzt gegenüber den analogen Lösungen die Vorteile, das er exakt reproduzierbar ist, keine Abgleicharbeiten erfordert und seine charakteristischen Merkmale nicht durch Temperatur änderungen oder Alterung beeinflußt werden. Außerdem können die Anforderungen bezüglich des Amplitudenfrequenzgangs beliebig genau vorgegeben werden und hängen ausschließlich von der Wortbreite und der Zahl der Filterkoeffizienten ab. Weiterhin besitzt der erfindungsgemäße Signalumsetzer einen absolut linearen Phasengang, der mit analogen Einrichtungen nur näherungsweise erreicht werden kann und insbesondere bei TV-Signalen von großer Bedeutung ist.

An den digitalen Ausgang des erfindungsgemäßen Signalum setzers kann entweder ein D/A-Umsetzer angeschlossen werden oder das Signal kann direkt in eine digitale Aufbereitungs anlage für TV-Signale eingespeist werden, so daß weitere A/D- bzw. D/A-Umsetzungen entfallen. Damit ist eine durch gehende digitale Signalverarbeitung in derartigen Systemen möglich.

Zeichnungen

Anhand der Zeichnungen werden Ausführungsbeispiele der Erfindung näher erläutert.

Es zeigen

Fig. 1 ein Blockschaltbild der digitalen Signalumsetzung nach der Erfindung,

Fig. 2 die Signalspektren innerhalb der Verarbeitungskette,

Fig. 3 ein reelles Halbband-Tiefpaßfilter,

Fig. 4 die Struktur eines modifizierten digitalen f_A/4- Modulators,

Fig. 5 ein reelles Halbbandfilter mit Dezimation und Frequenzverschiebung,

Fig. 6 die Zustände eines Kreuzmultiplexers,

Fig. 7 ein reelles f_A/4-Bandpaßfilter,

Fig. 8 ein Blockschaltbild für aufwandoptimiertes Verfahren.

Beschreibung der Ausführungsbeispiele

Die Erfindung wird im folgenden durch schematische Darstellungen für ein Ausführungsbeispiel näher erklärt. Für das Beispiel ist ein NTSC-TV-Signal in Zwischenfrequenzlage gewählt.

Fig. 1 zeigt das Prinzip eines erfindungsgemäßen digitalen TV-ZF-Umsetzers als Blockschaltbild. Nach einem eventuellen analogen Vorfilter BP erfolgt die Abtastung mittels A/D- Wandler 1. Es schließt sich ein digitales FIR-Filter 2 an, dessen Ausgang mit einem Abwärtstaster beschaltet ist, der die Abtastfrequenz f_A auf die Hälfte reduziert. Das Filter und der Abwärtstaster bilden gemeinsam einen komplexen Dezimator. Am Ausgang des Abwärtstasters liegt ein komplexes Signal vor, das mit Hilfe eines komplexen Trägers anschließend in seiner Frequenzlage verschoben wird (Mischer 3). Ein Vorteil bei der Verschiebung des komplexen Signals ist, daß keine zusätzlichen Spektralanteile entstehen, die durch zusätzliche Filteroperationen unterdrückt werden müßten.

Nach der Frequenzverschiebung folgt ein FIR-Filter 4, das die Aufgabe hat, unerwünschte Spektralanteile, die auf eine unzureichende Dämpfung des analogen Vorfilters BP zurückzuführen sind oder durch nichtlineare Eigenschaften des A/D-Umsetzers 1 entstehen, im interessierenden Frequenzbereich zu unterdrücken. Daran schließt sich eine erneute Frequenzverschiebung mit Hilfe eines komplexen Trägers an (Mischer 5). Der Realteil des frequenzverschobenen Signals repräsentiert das gewünschte digitale TV-Signal in der ausgangsseitigen Zwischenfrequenzlage. Die Berechnung des Realteils des frequenzverschobenen Signals läßt sich besonders effizient ohne Erzeugung eines digitalen Sinus- bzw. Kosinus-Signals realisieren.

Falls erforderlich, können mit dem FIR-Filter 7 auch noch die restlichen Störanteile außerhalb des Nutzbandes unterdrückt werden.

Fig. 2 zeigt die zugehörigen spektralen Darstellungen der Verarbeitungskette. Einander entsprechende Signale sind in den Fig. 1 und 2 durch Bezugsziffern in Kreisen gekennzeichnet.

Die Abtastung des analogen Signals erfolgt mit der doppelten Abtastfrequenz f_A des Ausgangssignals, also einer Überabtastung um den Faktor 2. Es kann auch mit einem anderen Überabtastfaktor gearbeitet werden. Durch die Überabtastung ergeben sich geringere Anforderungen an das analoge Vorfilter sowie breitere Übergangsbereiche der digitalen Filter. Im Beispiel beträgt f_A ~ 56 MHz. Diese Frequenz läßt sich durch ganzzahlige Teilerfaktoren aus der SDH-Hierarchie ableiten. Das Ausgangssignal soll in diesem Beispiel eine Abtastfrequenz von ~ 28 MHz (½ f_A) aufweisen.

Eine Abtastung des Bandpassignals mit ½ f_A (28 MHz) ist nicht möglich, da hierbei Aliasing auftreten würde. Erst bei einer Abtastung mit 29 MHz würde Aliasing vermieden. Diese Vorgehensweise würde aber bedeuten, daß die Abtastfrequenz wieder von der ZF-Lage des TV-Signals abhängig wäre. Eine Abtastratenumsetzung auf die geforderte ausgangsseitige Abtastrate von 28 MHz wäre außerdem sehr schwierig. Durch die relativ hohe Abtastfrequenz des A/D-Umsetzers 1 ergeben sich nur geringe Anforderungen an das analoge Bandpaßfilter BP vor dem A/D-Umsetzer 1.

Das komplexe digitale FIR-Filter 2 kann mit geringem Aufwand durch ein Halbbandfilter CHBF ausgeführt werden. Durch eine derartige Ausführung können bereits mit wenigen Multiplikationen Filter mit hohem Grad und relativ steilen Flanken erzielt werden. Somit können auch ZF-Signale, deren Bandbreite von ¾ f_A abweicht, noch verarbeitet werden. Durch die Filterung entsteht ein komplexes Signal mit einer Abtastfrequenz von 28 MHz (vgl. ).

Durch die Multiplikation mit einem digitalen Träger, d. h. durch eine komplexen digitalen Mischer 3, wird das digitalisierte und gefilterte Bildsignal derart verschoben, daß die Bandgrenzen symmetrisch zur Frequenz Null liegen, d. h. auch die Mittenfrequenz (vgl. ). Dadurch minimieren sich die Anforderungen an das folgende Filter, indem die Übergangsbereiche maximal breit werden. Die Frequenzverschiebung kann mit einem numerischen Oszillator (Numerical Controlled Oscillator NCO) erfolgen. Für Abtastfrequenzen von ca. 30 MHz sind diese NCOs kommerziell verfügbar. Für bestimmte ZF-Lagen des TV-Signals bzw. spezielle Wahl von f_A kann die Frequenzverschiebung durch einen sogenannten f_A/n-Modulator ersetzt werden, wodurch sich ein noch geringerer Aufwand ergibt.

Im Bereich der halben Abtastfrequenz werden eventuell vorhandene Störanteile durch ein digitales Filter 4, insbesondere ein FIR-Filter unterdrückt, das vorteilhaft als Halbbandfilter HBF ausgeführt werden kann, um eine Beeinflussung des reellen Ausgangssignals durch diese Störanteile zu verhindern.

Um ein reelles Signal am Ausgang zu erhalten, wird das Spektrum mittels einem weiteren digitalen Mischer 5 derart verschoben, daß es um ein ¼ f_A zentriert ist (vgl. (4)). Damit ergeben sich auch optimale Bedingungen für die weitere Verarbeitung des Signals. Da am Ausgang nur der Realteil von Interesse ist, läßt sich die Frequenzverschiebung und Realteilbildung (Baugruppe 6) vorteilhaft kombinieren. Als Ergebnis liegt ein reelles TV-ZF-Signal mit einer Abtastfrequenz von 28 MHz vor, dessen Bandmitte bei ¼ f_A liegt (vgl. (5)).

Sollen auch noch unerwünschte Spektralanteile außerhalb des Nutzbandes unterdrückt werden, so kann ausgangsseitig ein reelles FIR-Bandpaßfilter 7, dessen Bandmitte ebenfalls bei ¼ f_A liegt, nachgeschaltet werden. Es erweist sich als vorteilhaft, diese Filteroperation nicht in einem der vorangehenden Filter zu integrieren, daß sich diese dann nicht mehr als Halbbandfilter ausführen ließen. Wird das Bandpaß-FIR-Filter 7 aus dem Realteil eines f_A/4 verschobenen Tiefpaßfilters gebildet, so ergibt sich in Summe der geringste Rechenaufwand.

Nachfolgend werden auch vorteilhafte Ausgestaltungen der Filter und Mischer vorgestellt.

Das FIR-Filter 2 zur Gewinnung des komplexen TV-Signals wird als komplexes Halbbandfilter CHBF ausgeführt, dessen Betragsfrequenzgang ungerade Symmetrie bezüglich ½ f_A und im Durchlaßbereich gerade Symmetrie bezüglich ¼ f_A aufweist. Das Filter geht aus einem reellen Halbband-Tiefpaßfilter aus Fig. 3 hervor, dessen Koeffizienten gemäß folgender Vorschrift

h_n.exp(jn π/2) n = 0 . . . L-1

multipliziert werden.

Jeder zweite Wert des Halbbandfilters, mit Ausnahme des Mittenkoeffizienten ist Null.

Das Filter 2 kann zusammen mit dem Abwärtstaster gemäß Fig. 8 aus einem Multiplexer 9, einem Verzögerungsglied 10 und FIR-Filter 11 mit reeller symmetrischer Impulsantwort realisiert werden, das nur noch N Multiplizierer bei einem Gesamtfiltergrad von 4 N besitzt. Das FIR-Filter 11 und das Verzögerungsglied 10 arbeiten bereits mir der ausgangsseitigen Abtastfrequenz ½ f_A. Die Länge des Verzögerungsgliedes 10 ergibt sich aus folgender Beziehung

Wobei N die Anzahl der unterschiedlich Koeffizienten in der zweiten Polyphase des Halbbandfilters ist. Alle Koeffizienten, die den Wert Null besitzen, verursachen auf diese Weise keinen Rechenaufwand.

Fig. 4 zeigt die Struktur eines modifizierten digitalen f_A/4-Modulators, an dessen Eingang ein komplexes Signal anliegt, und der an seinem Ausgang ein reelles Signal liefert. Der beschriebene Modulator besteht aus einem eingangsseitigen Multiplexer 12, der abwechselnd den Real- und Imaginärteil des Eingangssignals einem Inverter 13 zuführt, der jeweils zwei aufeinander folgende Werte invertiert bzw. nicht invertiert. Der eingangsseitige Multiplexer 12 verwirft dabei abwechselnd jeden zweiten Abtastwert des Real- und Imaginärteils. Der ausgangsseitige Multiplexer 14 fügt die entsprechenden Signalteile wieder zusammen. Eine Synchronisiereinrichtung 15 sorgt für den Gleichlauf des Multiplexers 12 und des Multiplexers 14. Die Rechenvorschrift des Modulators ergibt sich folgendermaßen:

Re{a_n + jb_n.exp(jn π/2)} ⇒ a₀, -b₁, -a₂, b₃, . . .

In der DE 44 26 935 A1 ist eine verwandte Struktur, die einen f_A/2-Modulator für ein reelles Signal realisiert, angegeben. Sie wird dort als digitaler Doppel-Gegentakt- Modulator bezeichnet.

Auch das Filter 4 zur Unterdrückung unerwünschter Spektralanteile außerhalb des Nutzbandes kann vorteilhaft als Halbbandfilter ausgeführt werden.

Fig. 5 (links) zeigt die Zerlegung des Filters in zwei Polyphasen. Alle Abtastwerte des Eingangssignals, die nicht für die Berechnung der entsprechenden Polyphasenkomponente benötigt werden, sind durch Striche gekennzeichnet. Es ist leicht zu erkennen, daß Polyphase 1 nur Abtastwerte mit ungeraden Indizes und Polyphase 2 nur solche mit geraden Indizes benötigt. Jede Polyphase arbeitet nur noch mit einem Viertel der ursprünglichen Abtastfrequenz. Dieses Filter 4 kann vorteilhafter Weise mit der weiteren Frequenzverschiebung kombiniert werden, wie nachfolgend noch beschrieben wird.

Um unerwünschte Spektralanteile außerhalb des Nutzbandes vorteilhafter Weise an der Stelle zu unterdrücken, an der nach Realteilbildung der gespiegelte Spektralanteil liegt, wird nur jeder zweite Wert des Real- und Imaginärteils benötigt. Damit genügt es auch, nur jeden zweiten Ausgangswert des gefilterten Signals zu berechnen. Dadurch kann eine herkömmliche Polyphasenstruktur, wie sie auch bei Dezimationsfiltern verwendet wird, gewählt werden.

Fig. 5 (rechts oben) zeigt die zugehörige Filterstruktur für den Real- oder Imaginärteil des Signals.

Um die Zahl der erforderlichen Multiplizierer klein zu halten, kann durch Verdoppelung der Zustandsregister des Filters dasselbe Filter gemeinsam für den Real- und den Imaginärteil benutzt werden. Da Real- und Imaginärteil mit derselben Impulsantwort gefaltet werden, ist dies ohne Einschränkungen möglich.

Fig. 5 (rechts unten) zeigt die resultierende Struktur. Zustandsregister, die augenblicklich Abtastwerte des Imaginärteils enthalten, sind grau hinterlegt.

Da nach dem f_A/4-Modulator gemäß vorgenannter Rechenvorschrift nur Werte des Realteils mit geraden Indizes und Werte des Imaginärteils mit ungeraden Indizes vorhanden sind, kann der Multiplexer 12 am Eingang des f_A/4-Modulators nach Fig. 4 vor das Halbbandfilter verschoben und mit dem Polyphasenmultiplexer zu einem Kreuzmultiplexer zusammengefaßt werden. Durch die Zusammenfassung erhält man einen Multiplexer gemäß Fig. 5 (rechts unten), der die Funktionsweise eines Kreuzschalters besitzt. Die Stellungen des Kreuzmultiplexers in zwei aufeinander folgenden Zuständen zeigt Fig. 6.

Wird die Phasenbeziehung zwischen Multiplexer 12 und Inverter 13 in Fig. 4 bzw. die Rechenvorschrift für den Modulator folgendermaßen abgeändert:

Re{a_n + jb_n . exp(jn 3π/2)} ⇒ a₀, b₁, -a₂, -b₃, . . .,

so vertauschen sich die Regel- und Kehrlage des Spektrums in Fig. 2. Die ZF-Lage des gewünschten Spektralanteils ist auf diese Weise um ½ f_A verschiebbar.

Häufig wird die Abtastfrequenz einer Schnittstelle auf die spezielle Zwischenfrequenzlage des TV-Signals abgestimmt, so daß eine Bandpaßabtastung stattfinden kann, ohne daß eine zusätzliche Signalverarbeitung stattfinden muß. Oft können dann Signale mit anderer Zwischenfrequenzlage nicht mehr der gleichen Frequenz abgetastet werden, da dann eine Bandpaßabtastung ohne Auftreten von Aliasing nicht möglich ist. Bisherige Lösungen resultieren in der Wahl einer anderen Abtastfrequenz oder einer analogen Frequenzumsetzung vor dem A/D-Umsetzer.

Die Maßnahmen der Erfindung lassen sich daher vorteilhaft bei Schnittstellen einsetzen, deren Abtastfrequenz auf die Bandpaßabtastung von TV-Signalen nach Normen B und G ausgelegt ist, z. B. 28 MHz = ½ f_A, und die es nicht gestatten, mit derselben Frequenz Signale der Normen M und N abzutasten, ohne Aliasing zu verursachen. Die Signalverarbeitung kann universell für die Verarbeitung von Signalen der Normen B, G, M, N, L, D, I, eingesetzt werden.

Bei geeignetem Verhältnis der Abtastfrequenz f_A und der Zwischenfrequenzlage des Eingangssignals kann der NCO des ersten Mischers in Fig. 1 durch einen f_A/n-Modulator ersetzt werden, wobei n eine ganze Zahl, insbesondere eine Potenz von 2 ist. Dadurch reduziert sich die Anzahl der Werte, die der komplexe Träger annehmen kann, auf einige wenige. Dadurch läßt sich der erste Mischer auf ähnlich einfache Weise wie der zweite Mischer realisieren.

Für die weitere Verarbeitung des Signals ist es gegebenenfalls sinnvoll, die restlichen verbliebenen Spektralanteile zwischen den Nutzanteilen zu unterdrücken. Dies ist beispielsweise notwendig, wenn mehrere TV-Signale in einem Kanalraster nebeneinander angeordnet werden. Würden die verbliebenen Spektralanteile nicht unterdrückt, so könnten sie benachbarte Kanäle beeinflussen.

Durch ein reelles Bandpaß-FIR-Filter 7, das aus dem Realteil eines f_A/4-verschobenen Tiefpaßfilters gebildet wird, kann eine derartige Filterung aufwandsgünstig erfolgen. Regel- und Kehrlage des Signals werden dabei gleichermaßen gefiltert. Fig. 7 zeigt die Schritte des Filterentwurfs. Das Filter besitzt die gleiche Struktur wie die Polyphase 2 des reellen Halbbandfilters nach Fig. 5 (rechts unten). Hier werden jedoch nicht Real- und Imaginärteil eines komplexen Signals, sondern nur ein reelles Signal gefiltert. Aufgrund der speziellen Beschaffenheit der Impulsantwort des Bandpaßfilters aus Fig. 7 ergibt sich die gleiche Filterstruktur.

Bedingt durch die Art des Filterentwurfs, ist jeder zweite Koeffizient der Impulsantwort des Bandpaßfilters Null bei unveränderter Flankensteilheit bezüglich des Tiefpaßfilters.

Fig. 8 zeigt die Kombination der vorgenannten Maßnahmen nach der Erfindung. Bei dieser aufwandsgünstigen Struktur werden alle Komponenten mit Ausnahme des Multiplexers, der dem A/D-Umsetzer 1 nachgeschaltet ist, mit der halben Abtastfrequenz betrieben. Fig. 8 zeigt das Verfahren ebenfalls für das Beispiel der Umsetzung eines NTSC-Signals und stellt den Zusammenhang mit dem Prinzipschaltbild gemäß Fig. 1 dar.

Das Filter FIR 3 ist nur notwendig, wenn eine Unterdrückung unerwünschter Spektralanteile außerhalb des Nutzbandes mit dem RBP-Filter 7 erfolgen soll.

Claims

1. Verfahren zur Signalumsetzung eines modulierten reellwertigen analogen Bildsignals, insbesondere TV- Signals, in Zwischenfrequenzlage mit folgenden Schritten:

- das modulierte reellwertige analoge Bildsignal wird abgetastet (1) mit einem Übertastfaktor von mindestens 2, bezogen auf die Nutzbandbreite des Bildsignals in Zwischenfrequenzlage,
- mittels digitaler Filterung (2) wird das überabgestastete Bildsignal in ein komplexwertiges Digitalsignal überführt und um einen Faktor dezimiert, der insbesondere der vorherigen Überabtastung entspricht,
- durch Mischung (3) mit einem komplexwertigen digitalen Trägersignal wird das komplexwertige Bildsignal derart digital frequenzverschoben, daß die Mittenfrequenz des komplexwertigen Digitalsignals bei der Frequenz Null erscheint,
- eventuell vorhandene Störanteile nach der Frequenzverschiebung werden unterdrückt,
- zur Gewinnung eines reellen Ausgangssignals in einer anderen Zwischenfrequenzlage wird das komplexwertige Digitalsignal einer weiteren digitalen Frequenzverschiebung (5) und einer Realteilbildung (6) unterzogen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die weitere digitale Frequenzverschiebung (5) so vorgenommen wird, daß das Spektrum um ¼ f_A zentriert wird, wobei f_A die Abtastfrequenz für die Überabtastung des Bildsignals bezeichnet.

3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterdrückung der Störanteile außerhalb des Nutzbandes vorgenommen wird, insbesondere an einer Stelle, an der nach der Realteilbildung der gespiegelte Spektralanteil liegt.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die weitere Frequenzverschiebung (5) mit einer Halbbandfilterung zur Unterdrückung unerwünschter Spektralanteile kombiniert wird.

5. Signalumsetzer für ein moduliertes reellwertiges analoges Bildsignal, insbesondere TV-Signal in Zwischenfrequenzlage mit folgenden Merkmalen:

- Einem Abtaster (1) für das reellwertige analoge Bildsignal mit einem Überabtastfaktor von mindestens 2, bezogen auf die Nutzbandbreite des Bildsignals in Zwischenfrequenzlage,
- einem digitalen Filter (2) zur Überführung des überabgetasteten Bildsignals in ein komplexwertiges Digitalsignal und zur Dezimation insbesondere mit einem Abtastfaktor, der der vorherigen Überabtastung entspricht,
- einem ersten komplexen digitalen Mischer (3) zur Frequenzverschiebung des komplexwertigen Digitalsignals derart, daß seine Mittenfrequenz bei der Frequenz Null erscheint,
- gegebenenfalls einem Filter (4) zur Unterdrückung von Störanteilen nach der ersten Frequenzverschiebung,
- einem weiteren komplexen digitalen Mischer (5) zur Frequenzverschiebung des komplexwertigen Digitalsignals in eine andere Zwischenfrequenzlage,
- einer Einrichtung zur Realteilbildung (6) des in die andere Zwischenfrequenzlage frequenzverschobenen komplexwertigen Digitalsignals.

6. Signalumsetzer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere komplexe digitale Mischer (5) als f_A/4- Modulator ausgebildet ist, wobei f_A die Abtastfrequenz des Abtasters (1) darstellt.

7. Signalumsetzer nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der f_A/4-Modulator zur Frequenzverschiebung um ¾ f_A genutzt wird.

8. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter (2) zur Überführung des überabgetasteten Bildsignals in ein komplexwertiges Digitalsignal als komplexes FIR-Filter in einer Zwei-Polyphasenstruktur ausgebildet ist.

9. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Dezimation ein komplexes Halbbandfilter in Zwei-Phasenstruktur vorgesehen ist.

10. Signalumsetzer nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Filter (2) zur Überführung des überabgetasteten Bildsignals in ein Digitalsignal und zur Dezimation aus einem Multiplexer (9), einem Verzögerungsglied (10) und einem FIR-Filter (11) mit reeller symmetrischer Impulsantwort besteht, wobei der Multiplexer (9) abwechselnd Abtastproben auf das Verzögerungsglied (10) und das FIR-Filter (11) schaltet.

11. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 6 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der f_A/4-Modulator (5) sowohl zur Frequenzverschiebung als auch zur Realteilbildung ausgebildet ist und eingangsseitig aus einem Multiplexer (12) besteht, der abwechselnd den Real- und Imaginärteil des Eingangssignals einem Inverter (13) zuführt, welcher jeweils zwei aufeinander folgende Digitalwerte invertiert bzw. nicht invertiert, wobei der Multiplexer (12) jeden zweiten Abtastwert des Real- und Imaginärteils verwirft.

12. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (4) zur Unterdrückung von Störanteilen mit dem weiteren komplexen digitalen Mischer (5) kombiniert ist, wobei dieses Filter insbesondere aus einer Polyphasen-Filterstruktur besteht, deren eine Polyphase nur Abtastwerte mit ungeraden Indizes und deren andere Polyphase nur Abtastwerte mit geraden Indizes verarbeitet und jede Polyphase nur mit einem Viertel der Abtastfrequenz des Abtasters (1) arbeitet.

13. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 5 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß der erste komplexe digitale Mischer (3) durch einen f_A/n-Modulator ersetzt ist, wobei f_A die Abtastfrequenz des Abtasters (1) und n den ganzzahligen Teilerfaktor darstellt.

14. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 5 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß ausgangsseitig insbesondere zur Unterdrückung von Nachbarkanalstörungen ein Bandpaß-FIR- Filter (7) für reellwertige Signale vorgesehen ist, das insbesondere aus dem Realteil eines f_A/4-verschobenen Tiefpaßfilters gebildet ist.

15. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 6 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (4) zur Unterdrückung von Störanteilen nach der ersten Frequenzverschiebung als Halbbandfilter ausgebildet ist.

16. Signalumsetzer nach einem der Ansprüche 5 bis 15, gekennzeichnet als Zwischenfrequenz-Schnittstelle für Bildsignale unterschiedlicher TV-Normen wie B, G, M, N, L, D, I.