WO1997026656A1 - Elektronische schaltung - Google Patents

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WO1997026656A1
WO1997026656A1 PCT/DE1997/000071 DE9700071W WO9726656A1 WO 1997026656 A1 WO1997026656 A1 WO 1997026656A1 DE 9700071 W DE9700071 W DE 9700071W WO 9726656 A1 WO9726656 A1 WO 9726656A1
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WO
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connection
effect transistor
input
field effect
transistor
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Application number
PCT/DE1997/000071
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English (en)
French (fr)
Inventor
Paul-Werner Von Basse
Roland Thewes
Doris Schmitt-Landsiedel
Michael Bollu
Original Assignee
Siemens Aktiengesellschaft
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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
    • G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant

Definitions

  • Circuits in particular those which are used for processing digital information, often make it necessary to check whether circuits are in a high-resistance or low-resistance state.
  • Such a test can, for. B. done with a circuit that a constantly variable size, for. B. a voltage or a current, converted into an output voltage that lies in one of two clearly different value ranges.
  • One value range means low resistance, the other high resistance.
  • a measurement signal that depends on the size of the resistance can be converted into one of two clearly distinguishable discrete states.
  • a circuit is given in N. N., K. Eshraghian, Pnnci- ples of CMOS VLSI Design, Addison Wesley 1993, chapter 5.4.7.
  • this unknown resistor As a voltage divider in series with a known reference resistance between two connections of a supply voltage.
  • the voltage drop across the unknown resistor is applied to a Schmitt trigger (see FIG. 4), which converts an upper and a lower range of the input voltage into practically only one value of an output voltage.
  • the resistance to be tested is high-resistance or low-resistance.
  • the reference resistance must be adapted at least approximately to the size of the resistances to be measured.
  • the object of the present invention is to provide an improved circuit as a resistance limit meter, which is of simple construction and which can be easily adapted to different areas of application.
  • this circuit should be designed so that it can An end to circuits that are very high-impedance and very capacitive, very quickly provide the measurement result.
  • the circuit according to the invention comprises a subcircuit, hereinafter referred to as the first device, which divides the value range of the input voltage into two areas which are clearly different from one another. A middle range of the input voltage is excluded from this division.
  • Such a device is characterized in that it has a characteristic curve as a graph of the output voltage as a function of the input voltage, which has a very steep rise in the output voltage in a central region. Low values of the input voltage are converted into a very low output voltage (e.g. 0). Only when the input voltage is relatively high does the output voltage rise very rapidly.
  • the output voltage is in each case at a high level.
  • a relatively large contiguous range of low values of the input voltage and a relatively large contiguous range of high values of the input voltage are each converted into relatively narrow ranges of the output voltage, which are also clearly different from one another.
  • Such a device is used for. B. formed by an inverter, a comparator or a Schmitt trigger.
  • a further subcircuit hereinafter referred to as the second device, is connected to this first device and feeds the output of the first device back to the input.
  • This has the effect that a coherent range of values of the input voltage is converted into a narrower coherent range of values of the output voltage and that another range of values of the input voltage output voltage, the z.
  • As high or low lying transfor only to a particular extreme value of the output voltage ⁇ is mized and this value of the output voltage then remains kon ⁇ constant. If the input voltage is subsequently changed to the first range of values, the output voltage nevertheless remains at the extreme value reached.
  • This extreme value shows z. For example, suppose that a resistor connected to the input of the circuit or another circuit has a low power. If this extreme value is not reached, the output voltage thus remains in the narrow range of values, which is clearly distinguished from the extreme value, and the resistance to be tested is a high-resistance element . The measurement result remains constant over time.
  • a new measurement can be carried out if, by means of a further subcircuit, hereinafter referred to as the third device, the circuit is reset to an initial state in which, depending on the magnitude of the input voltage, the output voltage is set high or low.
  • the feedback can be done via a resistor or a transistor. Resetting the circuit to its initial state can e.g. B. be taken superiors by short-circuiting the input to one terminal of the supply voltage via ei ⁇ NEN switch or a dedicated transistor.
  • the circuit is adapted by means of a further subcircuit, hereinafter referred to as the fourth device.
  • This fourth device can e.g. B. be a transistor, which is switched in series with the feedback coupling second device. If the resistance to be tested is low, a current on the test line reaches a maximum value as a result of the feedback, after which the circuit blocks and the current is interrupted; the voltage on the test lead then has the extreme value mentioned.
  • Current on the test line can be suitably limited with the transistor connected in series. An adjustment can also take place in such a way that the current on the test line is supplied to a current mirror which supplies the current to the first device in a specific transmission ratio.
  • the current intensity to be evaluated, which is decisive for the size of the resistor, and the maximum current intensity occurring in the circuit can be set by a suitable choice of this transformation ratio.
  • the electronic circuit according to the invention consists, for. B. from an inverter and an interconnected further transistor.
  • This further transistor is connected between the output and the input of the inverter in such a way that feedback is effected.
  • the voltage applied to the input of the inverter is continuously changed from an extreme value, the current flowing through the circuit rises continuously until it reaches a maximum value.
  • the output voltage jumps to an extreme value, e.g. B. 0, and the circuit abruptly interrupts the current flow.
  • This circuit as a current threshold switch can be constructed with bipolar transistors or with field effect transistors in mutually complementary embodiments.
  • Comparator with a fixed voltage value at which the output voltage changes suddenly.
  • This comparator or Schmitt trigger is fed back via a resistor or a MOS transistor.
  • the circuit jumps to a constant output voltage when the input voltage exceeds or falls below a threshold value.
  • FIG. 1 shows the basic circuit with an inverter in execution with field effect transistors.
  • Figure 2 shows the circuit of Figure 1 with an adjustment for at ⁇ provided additional transistor.
  • FIG. 3 shows the circuit of Figure 2 in an implementation with bipolar transistors.
  • FIG. 4 shows the circuit from the prior art discussed at the outset.
  • Figures 5 to 10 show alternative embodiments for the circuit of Figure 1 with a comparator or Schmitt trigger.
  • Figure 11 shows the circuit of Figure 2 with a downstream amplifier.
  • FIG. 12 shows the circuit of FIG. 1 with an upstream current mirror.
  • FIG. 13 shows the parallel connection of several circuits according to FIG. 12.
  • the inverter is formed by two field effect transistors M1, M2, which are connected in series with source and drain between the connections of the supply voltage Vgs ⁇ V DD .
  • the gate connections are connected to the drain connection of a further field effect transistor M3, in this example a P-channel MOSFET.
  • the source connection of this further field effect transistor M3 is connected to the relevant connection V- Q * - ) of the supply voltage.
  • the output of the inverter, ie the interconnected dram connections of the field effect transistors M1, M2 are connected to the gate connection of the further field effect transistor M3.
  • a test line PL which is at the input voltage UE with respect to the supply voltage Vgg, can be connected to the input of the inverter, ie to the gate connection of the field effect transistors M1, M2.
  • the output voltage UA of the circuit corresponds to the input voltage UE in this exemplary embodiment with a continuous test line.
  • the field effect transistors Ml and M3 are implemented by P-channel MOSFETs and the field effect transistor M2 by an N-channel MOSFET.
  • the transistors M1 and M3 can use N-channel MOSFETs and the transistor M2 be a P-channel MOSFET.
  • execution in the respective complementary circuit is also possible. Then only all transistor types and the connections Vgg and V * -) * ⁇ of the transistors have to be interchanged.
  • the circuit is in one of two states. Either the output voltage is on the input voltage of the test line, or the input voltage has dropped so far that the circuit reduces the output voltage and thus the input voltage to 0.
  • the field effect transistor M5 is provided, which is connected to the test line with its drain connection and to a connection with its source connection the supply voltage VJJD is applied.
  • a suitable potential to the gate of this field effect transistor M5 shown connection RS, "reset"
  • the transistor becomes conductive and the test line is connected to the corresponding potential of the connection of the supply voltage.
  • the input voltage UE is then high again until the field effect transistor M5 is switched off and the test line can be used to test another resistor.
  • the gate connection of this field effect transistor is also designated RS or RSI, RS2 and RS3 in the embodiments of FIGS. 2, 11, 12 and 13.
  • a different type of switch can be used for this function, which is referred to as a reset or precharge
  • a fourth field effect transistor M4 is connected in series with the further coupled transistor M3, to which gate a control voltage VS is applied. As the control voltage VS increases, the maximum value of the current flowing through the circuit decreases.
  • the test current required for switching over the arrangement therefore becomes smaller with increasing control voltage VS.
  • the control voltage is either set externally or is set to a suitable value via a connected reference circuit.
  • the P-channel MOSFETs M1, M3 and M4 can be replaced by N-channel MOSFETs and the N-channel MOSFET M2 by a P-channel MOSFET.
  • the fourth field effect transistor M4 must in this case be present at the connection Vgg of the supply voltage.
  • the circuit then has a low resistance to Vgg. Accordingly, the behavior of this alternative circuit with respect to the control voltage VS is complementary to the circuit shown in FIG. Otherwise, the structure and operation are the same.
  • the circuit according to the invention can also be constructed with bipolar transistors.
  • a circuit corresponding to the circuit of FIG. 2 in RTL technology is shown in FIG. 3.
  • RTL is the abbreviation for resistance-transistor logic.
  • the inverter is formed by the bipolar transistor T1.
  • the further transistor with which the feedback is carried out is the second bipolar transistor T2.
  • the third bipolar transistor T3 shown is used to adapt the circuit to the circuit to be tested and determines the magnitude of the test current.
  • This third bipolar transistor T3 therefore corresponds to the fourth field effect transistor M4 in FIG. 2.
  • the control voltage VS lies at the base of the third bipolar transistor T3 on.
  • the operating points of the various transistors and the voltages and currents are set via a number of ohmic resistors Rl to R6. How this works The circuit corresponds to that in FIG. 2. NPN transistors and PNP transistors can be interchanged with one another if the connection scheme is modified accordingly.
  • a further possibility of realizing the circuit of FIG. 3 is to use GTO components (gate turn-off) in thin-film technology.
  • a component z. B four semiconductor layers, which are alternately doped n-type and p-type, have been grown one above the other.
  • the n-emitter of the first bipolar transistor T1 in FIG. B. formed by a lower n-type doped layer.
  • the p-bases of this first bipolar transistor T1 and the associated p-collector of the second bipolar transistor P2 are formed by a p-doped layer that has grown on this n-doped layer.
  • the next layer is followed by an n-doped layer, which corresponds to the n-collector of the first bipolar transistor T1 and the n-base of the second bipolar transistor T2 connected to it.
  • the p-emitter of the second bipolar transistor T2 is then formed by a fourth, again p-doped layer of the layer sequence.
  • the combination of the two bipolar transistors T1 and T2 shown in FIG. 3 can therefore be integrated in such a component.
  • FIG. 5 there is a comparator K instead of the inverter, which is connected between the connections of the supply voltage and which has the voltage characteristic shown in the triangular symbol. Input voltages in a low range are transferred to the output voltage, which is approximately 0. Higher input voltages are converted into an essentially fixed maximum value for the output voltage.
  • the test line PL is connected to the positive (non-inverting) input of the comparator.
  • the negative (inverting) input of the comparator is connected to the voltage divider formed by the resistors R a and R ⁇ , so that the voltage, at which the vertical section of the characteristic of the comparator lies, is thus fixed.
  • the feedback of the output A of the comparator to the positive input takes place via the reference resistance RR.
  • the test line can be connected to the potential of the connection V DD of the supply voltage via the switch S] _, which is provided for the reset function. After opening this switch S__ the test line can be connected to the resistor R to be tested via the switch 2 2.
  • a Schmitt trigger ST can be provided, which has the characteristic curve shown in the triangular symbol with a hysteresis.
  • the test line PL is connected to the input of this Schmitt trigger ST. It can again be connected via the switches S ] _ or S2 alternatively to a connection VJ-JJ- ) of the supply voltage or the resistance R to be tested.
  • a comparator K which is set via a voltage divider corresponding to the arrangement in FIG.
  • the feedback takes place via the field effect transistor M3.
  • This transistor reads an N-channel MOSFET which is connected with its source connection to the test line PL and which is connected with its drain connection to the corresponding connection V j -) D of the supply voltage.
  • the gate connection is connected to the output of the comparator K.
  • FIG. 8 shows a corresponding embodiment with a
  • the arrangement which otherwise corresponds to the arrangement in FIG. 6, also has an N-channel field-effect transistor provided for the feedback.
  • the connection scheme corresponds to that of FIG. 6, the feedback of that of FIG. 7.
  • FIG. 9 shows an embodiment which corresponds to the embodiment of FIG. 7.
  • an inverting comparator IK is provided here, the voltage characteristic of which has the course shown in the triangular symbol, which is mirrored with respect to the course of the characteristic curve in the comparator of FIG.
  • the negative input of the comparator IK is connected to the test line.
  • the positive input is connected to the voltage divider formed by the resistors R a and R ⁇ in order to determine the voltage value at which the characteristic curve has the steeper course.
  • a P-channel MOSFET M3 is provided for the feedback, the source connection of which is connected to the potential of a connection VDD of the supply voltage, and whose drain connection is connected to the test line PL.
  • the gate connection is connected to the output A of the comparator IK.
  • an inverting Schmitt trigger IST is provided, which is fed back via the P-channel MOSFET M3.
  • the connection diagram corresponds to that of FIG. 8.
  • the circuit according to the invention then works very slowly when it is used to test a circuit which is very high-impedance and very capacitive. Then the signal voltages on the lines to be tested change after longer periods. Essential acceleration is obtained when the output signal is fed to an amplifier.
  • FIG. 11 In the example of the circuit with field effect transistors in accordance with FIG. 2, the input of a further inverter operating as an amplifier is located after the output of the inverter, ie connected to the gate connection of the further field effect transistor M3.
  • This inverter is characterized by the field effect transistor M6 (in this example, a P-channel MOSFET) and the field effect transistor M7 (in this example, an N-channel MOSFET).
  • the fourth field-effect transistor M4 is again present in the circuit for the adaptation of the maximum current strength, and the control voltage can be applied to its gate connection AJ.
  • a supplementary field effect transistor M5, in this example a P-channel MOSFET, is provided for the level of the input voltage UE to be at the potential of V Q - ⁇ at the start of a measurement.
  • This additional field effect transistor M5 is made low-resistance via the gate connection RS, so that the
  • a further time saving is obtained if voltage changes in the test line to be evaluated are dispensed with as far as possible by the current of this line being fed to a current mirror.
  • the input resistances of current mirrors are very small.
  • An adaptation of the current flowing through the test lead and the resistance to be tested and the maximum current intensity occurring in the current threshold switch can be adjusted by the ratio of the current intensities given by the current mirror.
  • FIGS. 12 and 13 The current mirror formed by the field effect transistors M8 and M9 (in this example, N-channel MOSFETs) can be seen in FIG. 12 using the example of an embodiment with field effect transistors.
  • the source and drain of the input-side field effect transistor M8 are connected between the connection of the supply voltage (Vgg) and the test line.
  • the source and drain of the other field effect transistor M9 smd are connected between the same connection of the supply voltage (Vgg) and the input of the inverter of the current threshold switch.
  • the two gate connections are connected to the connection of the test line. Since the field effect transistors M8, M9 operate at a high input voltage UE in the saturation range, the current on the input side is transmitted to the output in a fixed translation ratio.
  • the current intensities flowing in the field effect transistors M8 and M9 are therefore in a fixed relationship to one another.
  • the inverter of the current threshold switch is again formed by the field effect transistors M1, M2.
  • the feedback occurs with the field effect transistor M3, the reset via the additional field effect transistor M5.
  • a plurality of current mirrors and current threshold switches can be connected to the test line in parallel with one another.
  • the individual current threshold switches CTS1, CTS2, CTS3 are constructed identically and are each connected to the test line via a current mirror.
  • the current mirror is formed in FIG. 13 by the field defect transistors M8, M9 or M8, 29 or M8, 39 or M8, 49. Due to the different design of the field effect transistors in their electrical properties, different translation ratios can be realized in these different current mirrors.
  • the respective downstream current threshold switches are therefore different Flows through currents. Depending on the input voltage on the test line, a number of the current threshold switches is therefore in one of the two switching positions, so that the test line can be evaluated according to different voltage levels.
  • the circuits shown here can also be constructed using conventional RTL technology.
  • the current threshold switch can in each case be replaced by a circuit as shown in FIGS. 5 to 10. If a complementary structure is used, in which N-channel MOSFETs are replaced by P-channel MOSFETs and vice versa, the connections to Vgg and VDD must be exchanged accordingly. Otherwise, the structure and mode of operation of the complementary circuit correspond perfectly to one another.

Abstract

Elektronische Schaltung aus einem Inverter und einem weiteren Transistor (M3), dessen Gate-Anschluß an den Ausgang des Inverters angeschlossen ist und dessen Source- und Drain-Anschlüsse zwischen den Eingang des Inverters (PL) und einen Anschluß der Versorgungsspannung (VDD) geschaltet sind, so daß eine Rückkopplung bewirkt ist, die bei Absinken der Eingangsspannung von einem Maximalwert als Folge eines niedrigen Widerstandes an der Prüfleitung bei Erreichen eines bestimmten Spannungswertes die Ausgangsspannung auf einen Extremwert springen läßt, so daß der durch die Schaltung fließende Strom zunächst auf ein Maximum zunimmt und bei Erreichen einer maximalen Stromstärke abrupt unterbrochen wird. Ein vierter Transistor (M4) zwischen dem weiteren Transistor (M3) und dem Anschluß an die Versorgungsspannung ist dafür vorgesehen, mittels Anlegens einer Steuerspannung (VS) an das Gate dieses Transistors die Schaltung an unterschiedliche Bedingungen anzupassen. Diese Schaltung kann z.B. zum Auslesen von Halbleiterspeichern verwendet werden.

Description

Elektronische Schaltung
Elektronische Schaltungen, insbesondere solche, die der Ver¬ arbeitung digitaler Informationen dienen, machen es oftmals erforderlich, zu überprüfen, ob Schaltungskreise in hochohmi- gem oder m niederohmigem Zustand sind. Eine derartige Prü¬ fung kann z. B. mit einer Schaltung erfolgen, die eine stetig veränderliche Große, z. B. eine Spannung oder eine Strom- starke, in eine Ausgangsspannung überfuhrt, die in einem von zwei deutlich voneinander unterschiedenen Wertebereichen liegt. Der eine Wertebereich bedeutet niederohmig, der andere hochohmig . Ein Meßsignal, das von der Größe des Widerstandes abhangt, kann auf diese Weise in einen von zwei deutlich un¬ terscheidbaren diskreten Zustanden überfuhrt werden. Eine derartige Schaltung ist m N. Weste, K. Eshraghian, Pnnci- ples of CMOS VLSI Design, Addison Wesley 1993, Kapitel 5.4.7, angegeben.
Um festzustellen, ob ein unbekannter Widerstand hochohmig oder niederohmig ist, kann man z. B. diesen unbekannten Wi¬ derstand als Spannungsteiler in Reihe mit einem bekannten Be¬ zugswiderstand zwischen zwei Anschlüsse einer Versorgungs¬ spannung schalten. Die an dem unbekannten Widerstand abfal¬ lende Spannung wird auf einen Schmitt-Trigger gegeben (s. Fi- gur 4), der einen oberen und einen unteren Bereich der Ein¬ gangsspannung jeweils in praktisch nur einen Wert einer Aus- gangsspannung überfuhrt. Je nachdem, ob die Ausgangsspannung der Schaltung groß oder klein ist, ist der zu prüfende Wider¬ stand hochohmig oder niederohmig. Bei dieser Meßanordnung muß der Bezugswiderstand jeweils an die Große der zu messenden Widerstände zumindest naherungsweise angepaßt werden.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine verbesserte Schaltung als Widerstandsgrenzwertmesser anzugeben, die ein- fach aufgebaut ist und die an unterschiedliche Anwendungsbe¬ reiche leicht angepaßt werden kann. Außerdem soll diese Schaltung so ausgelegt werden können, daß sie auch bei An- Schluß an Schaltungen, die sehr hochohmig und sehr kapazi¬ tätsreich sind, sehr schnell das Meßergebnis liefert.
Diese Aufgabe wird mit der Schaltung mit den Merkmalen des Anspruches 1 gelöst. Weitere Ausgestaltungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Die erfindungsgemaße Schaltung umfaßt eine im folgenden als erste Vorrichtung bezeichnete Teilschaltung, die den Werte- bereich der Eingangsspannung in zwei deutlich voneinander un¬ terschiedene Bereiche aufteilt. Ein mittlerer Bereich der Eingangsspannung ist von dieser Aufteilung allerdings ausge¬ nommen. Eine derartige Vorrichtung ist dadurch charakteri¬ siert, daß sie eine Kennlinie als Graph der Ausgangsspannung als Funktion der Eingangsspannung besitzt, die in einem mitt¬ leren Bereich einen sehr steilen Anstieg der Ausgangsspannung aufweist. Niedrige Werte der Eingangsspannung werden in eine sehr niedrige Ausgangsspannung (z. B. 0) überführt. Erst bei einem relativ hohen Wert der Eingangsspannung erfolgt ein dann allerdings sehr rascher Anstieg der Ausgangsspannung.
Für höhere Eingangsspannungen liegt die Ausgangsspannung je¬ weils auf einem hohen Pegel. Ein relativ großer zusammenhän¬ gender Bereich niedriger Werte der Eingangεspannung und ein relativ großer zusammenhängender Bereich großer Werte der Eingangsspannung werden jeweils in relativ schmale Bereiche der Ausgangsspannung, die außerdem deutlich voneinander ver¬ schieden sind, überführt. Eine solche Vorrichtung wird z. B. durch einen Inverter, einen Komparator oder einen Schmitt- Trigger gebildet.
Mit dieser ersten Vorrichtung ist eine weitere Teilschaltung, im folgenden als zweite Vorrichtung bezeichnet, verbunden, die den Ausgang der ersten Vorrichtung auf den Eingang rück¬ koppelt. Dadurch wird bewirkt, daß ein zusammenhängender Be- reich von Werten der Eingangsspannung in einen schmaleren zu¬ sammenhängenden Bereich von Werten der Ausgangsspannung über¬ führt wird und daß ein anderer Bereich von Werten der Ein- gangsspannung, die z. B. hoher oder niedriger liegen, nur auf einen bestimmten Extremwert der Ausgangsspannung transfor¬ miert wird und dieser Wert der Ausgangsspannung danach kon¬ stant bleibt. Wenn die Eingangsspannung anschließend in den ersten Wertebereich verändert wird, bleibt die Ausgangsspan¬ nung trotzdem auf dem erreichten Extremwert. Dieser Extrem¬ wert zeigt z. B. an, daß ein an den Eingang der Schaltung an¬ geschlossener Widerstand oder eine weitere Schaltung niede¬ rohmig ist. Wird dieser Extremwert nicht erreicht, bleibt die Ausgangsspannung also in dem schmalen Wertebereich, der von dem Extremwert deutlich unterschieden ist, handelt es sich bei dem zu prüfenden Widerstand um einen hochohmigen Wider¬ stand. Das Meßergebnis bleibt zeitlich konstant.
Eine erneute Messung laßt sich durchfuhren, wenn durch eine weitere Teilschaltung, im folgenden als dritte Vorrichtung bezeichnet, die Schaltung in einen Ausgangszustand zu¬ rückversetzt wird, in dem j e nach der Große der Eingangsspan¬ nung die Ausgangsspannung sich hoch oder niedrig einstellt. Die Ruckkopplung kann über einen Widerstand oder über einen Transistor vorgenommen werden. Das Ruckstellen der Schaltung in den Ausgangszustand kann z. B. durch Kurzschließen des Eingangs mit einem Anschluß der Versorgungsspannung über ei¬ nen Schalter oder einen dafür vorgesehenen Transistor vorge- nommen werden.
Eine Anpassung der Schaltung erfolgt durch eine weitere Teil¬ schaltung, im folgenden als vierte Vorrichtung bezeichnet. Diese vierte Vorrichtung kann z. B. ein Transistor sein, der in Reihe mit der ruckkoppelnden zweiten Vorrichtung geschal¬ tet ist. Ist der zu prüfende Widerstand niedrig, erreicht ein Strom auf der Prufleitung infolge der Ruckkopplung einen ma¬ ximalen Wert, wonach die Schaltung sperrt und den Strom un¬ terbricht; die Spannung auf der Prüfleitung weist dann den genannten Extremwert auf. Der maximal erreichte Wert des
Stromes auf der Prufleitung kann mit dem in Reihe geschalte¬ ten Transistor geeignet begrenzt werden. Eine Anpassung kann auch in der Weise erfolgen, daß der Strom auf der Prufleitung einem Stromspiegel zugeführt wird, der den Strom in bestimm¬ tem Übersetzungsverhältnis der ersten Vorrichtung zufuhrt. Die zu bewertende Stromstarke, die für die Große des Wider- Standes maßgeblich ist, und die maximal in der Schaltung auf¬ tretende Stromstarke können durch geeignete Wahl dieses Über¬ setzungsverhältnisses eingestellt werden.
Die erfindungsgemaße elektronische Schaltung besteht z. B. aus einem Inverter und einem damit zusammengeschalteten wei¬ teren Transistor. Dieser weitere Transistor ist so zwischen den Ausgang und den Eingang des Inverters geschaltet, daß ei¬ ne Ruckkopplung bewirkt ist. Wenn die Spannung, die an dem Eingang des Inverters anliegt, von einem Extremwert ausgehend kontinuierlich verändert wird, steigt der durch die Schaltung fließende Strom kontinuierlich an, bis er einen Maximalwert erreicht. Wenn die maximale Stromstarke erreicht wird, springt die Ausgangsspannung auf einen Extremwert, z. B. 0, und die Schaltung unterbricht abrupt den Stromfluß. Diese Schaltung alε Stromschwellenschalter läßt sich mit Bipolar¬ transistoren oder mit Feldeffekttransistoren in zueinander komplementären Ausführungsformen aufbauen.
Bei anderen Ausführungsformen der Schaltung ist z. B. ein Komparator vorgeεehen oder em Schmitt-Trigger, der einem
Komparator mit einem fest eingestellten Spannungswert, an dem die Ausgangsspannung sich sprunghaft ändert, entspricht. Die¬ ser Komparator oder Schmitt-Trigger wird über einen Wider¬ stand oder einen MOS-Transistor ruckgekoppelt. Auch hier springt die Schaltung auf eine konstante Ausgangεspannung, wenn die Eingangsspannung einen Schwellenwert überschreitet oder unterschreitet .
Es folgt eine Beschreibung der Schaltung anhand der m den Figuren dargestellten Ausfuhrungsbeispiele.
Figur 1 zeigt die grundlegende Schaltung mit Inverter in Aus¬ fuhrung mit Feldeffekttransistoren. Figur 2 zeigt die Schaltung der Figur 1 mit einem für die An¬ passung vorgesehenen zusatzlichen Transistor.
Figur 3 zeigt die Schaltung der Figur 2 in einer Realisierung mit Bipolartransistoren. Figur 4 zeigt die eingangs erörterte Schaltung aus dem Stand der Technik.
Figuren 5 bis 10 zeigen alternative Ausführungsformen zur Schaltung von Figur 1 mit Komparator oder Schmitt- Trigger. Figur 11 zeigt die Schaltung der Figur 2 mit einem nachge- εchalteten Verstarker.
Figur 12 zeigt die Schaltung der Figur 1 mit einem vorge¬ schalteten Stromspiegel .
Figur 13 zeigt die Parallelschaltung mehrerer Schaltungen nach Figur 12.
Bei der Schaltung der Figur 1 ist der Inverter durch zwei Feldeffekttransistoren Ml, M2 gebildet, die mit Source und Drain in Reihe zwiεchen die Anschluεse der Versorgungsspan- nung Vgs< VDD geschaltet sind. Die Gate-Anschlüsse sind mit dem Drain-Anschluß eines weiteren Feldeffekttransiεtors M3, in diesem Beispiel einem P-Kanal-MOSFET, verbunden. Der Sour- ce-Anεchluß dieses weiteren Feldeffekttransistors M3 ist mit dem betreffenden Anschluß V-Q*-) der Versorgungsspannung verbun- den. Der Ausgang des Inverters, d. h. die miteinander verbun¬ denen Dram-Anschlusse der Feldeffekttransistoren Ml, M2 sind mit dem Gate-Anschluß des weiteren Feldeffekttransiεtors M3 verbunden. Eine Prufleitung PL, die gegenüber der Versor¬ gungsspannung Vgg auf der Eingangsspannung UE liegt, kann an den Eingang des Inverterε, d. h. an die Gate-Anεchluεεe der Feldeffekttransistoren Ml, M2 angeschloεεen werden. Die Aus- gangsspannung UA der Schaltung entspricht in diesem Ausfüh¬ rungsbeispiel mit durchgehender Prufleitung der Eingangsspan¬ nung UE. In dem dargestellten Beiεpiel sind die Feldeffekt- tranεistoren Ml und M3 durch P-Kanal-MOSFETs und der Feldef¬ fekttransistor M2 durch einen N-Kanal-MOSFET realisiert. Al¬ ternativ können die Transistoren Ml und M3 N-Kanal-MOSFETs und der Transistor M2 em P-Kanal-MOSFET sein. Auch bei den weiteren Ausfuhrungsbeispielen in MOSFET-Technik ist eine Ausfuhrung in der jeweiligen komplementären Schaltung mög¬ lich. Es sind dann nur alle Transistortypen und die An- Schlüsse Vgg und V*-)*} der Transistoren miteinander zu vertau¬ schen.
Wenn die Emgangsεpannung UE des Inverters maximal ist, d. h. die Prufleitung PL an V-3J3, befindet sich das Gate des weite- ren Feldeffekttransistors M3 auf dem Potential Vgg. Bei all¬ mählicher Verringerung der Eingangsspannung UE steigt die Starke des durch den zu prüfenden Widerstand R fließenden Stromes bis zu einem maximalen Wert an. Wenn der Bereich er¬ reicht wird, m dem die Kennlinie des Inverters sehr steil verlauft, sinkt die Stromstärke äußerst schnell auf 0 ab und die Ausgangsspannung UA springt auf den Wert 0, d. h. am Aus¬ gang A liegt das Potential Vgg. Wenn die Eingangsspannung UE einen bestimmten Wert unterschreitet, wird die Schaltung für den Strom gesperrt, und es fließt überhaupt kein Strom durch die Schaltung, solange das Potential der Prufleitung nicht z. B. auf V*3fj, heraufgesetzt wird. Dieser Stromschwellenschalter kann daher benutzt werden, um zu überprüfen, ob eine hohe oder eine niedrige Spannung an der eingangsseitigen Pruflei¬ tung PL anliegt, ob also der zu prüfende Widerstand hochohmig oder niederohmig ist. Zu diesem Zweck wird der Eingang des
Inverters zunächst auf hohe Spannung (UE = V-3D - Vgg) gelegt. Dann wird die Prufleitung PL an den Eingang angeschlossen. Es steigen dann zunächst der Drain-Strom des weiteren Feldef¬ fekttransistors M3 und der Spannungsabfall an diesem Tran- sistor (sinkender Spannungspegel an der Prufleitung PL) . Die¬ ser Spannungsabfall an dem weiteren Feldeffekttransistor M3 ist gleichzeitig die Eingangsspannung des Inverters. Falls diese Spannung den Bereich steiler Kennlinien des Inverters erreicht, sperrt der Inverter den weiteren Transistor, so daß dieser hochohmig wird. Die Schaltung sperrt den Stromfluß, so daß nach dem Erreichen einer maximalen Stromstarke die Strom¬ starke abrupt auf 0 absinkt. Die Ausgangsspannung UA ist dann 0. Es kann daher festgestellt werden, m welchem von zwei Be¬ reichen zwischen Vss und VDD das auf der Prüfleitung PL an¬ liegende Potential liegt. Mit dieser Schaltung kann daher z. B. digitale Information aus einem Halbleiterspeicher ausgele- sen werden. Em besonderer Vorteil ist dabei, daß das Ergeb¬ nis dieser Widerstandεprufung beεtehen bleibt, solange die Schaltung nicht zuruckgeεetzt wird. Man ist also bei dem Aus¬ lesen von Information nicht darauf angewiesen, eme bestimmte Zeit zwischen dem Aktivieren eines Speichers und dem Fest- εtellen des Meßergebniεεes einzuhalten.
Nachdem über die Prufleitung PL festgestellt wurde, ob der Widerstand R hochohmig oder niederohmig ist, befindet sich die Schaltung in einem von zwei Zustanden. Entweder die Aus- gangsspannung liegt auf der Eingangsspannung der Prufleitung, oder die Eingangsspannung ist soweit abgesunken, daß die Schaltung die Ausgangsspannung und damit die Eingangsspannung auf 0 herabsetzte. Um die Schaltung aus diesem zweiten Zu¬ stand in den Ausgangszustand für eine weitere Messung zu set- zen, lεt der Feldeffekttransistor M5 vorgesehen, der mit sei¬ nem Drain-Anschluß mit der Prufleitung verbunden ist und der mit seinem Source-Anschluß auf einen Anschluß der Versor¬ gungsspannung VJJD gelegt ist . Durch Anlegen eines geeigneten Potentiales an das Gate dieses Feldeffekttransistors M5 (eingezeichneter Anschluß RS, "Reset") wird der Transistor leitend und die Prufleitung auf das entsprechende Potential des Anschluεεeε der Verεorgungsspannung gelegt. Die Eingangs- Spannung UE ist dann zunächst wieder hoch, bis der Feld¬ effekttransistor M5 abgeschaltet wird und die Prüfleitung zum Prüfen eines weiteren Widerstandes verwendet werden kann. Auch in den Ausfuhrungsformen der Figuren 2, 11, 12 und 13 ist der Gate-Anschluß dieses Feldeffekttransistors mit RS bzw. RSI, RS2 und RS3 bezeichnet. Statt eines Feldeffekttran¬ sistors kann für diese Funktion, die als Reset oder Precharge bezeichnet wird, em andersartiger Schalter verwendet werden Um Toleranzεchwankungen der zu prüfenden Schaltungen aufzu¬ fangen, wird bei dem Auεfuhrungsbeispiel der Figur 2 in Reihe mit dem ruckgekoppelten weiteren Transistor M3 ein vierter Feldeffekttransistor M4 geschaltet, an deεsen Gate eine Steu- erspannung VS angelegt wird. Mit zunehmender Steuerspannung VS nimmt der maximal erreichte Wert der durch die Schaltung fließenden Stromstärke ab. Der für das Umschalten der Anord¬ nung erforderliche Prufstrom wird daher mit zunehmender Steu¬ erspannung VS kleiner. Die Steuerεpannung wird entweder von außen eingestellt oder über eine angeschlosεene Bezugεschal- tung auf einen geeigneten Wert eingestellt. Auch hier können die P-Kanal-MOSFETs Ml, M3 und M4 durch N-Kanal-MOSFETs und der N-Kanal-MOSFET M2 durch einen P-Kanal-MOSFET ersetzt wer¬ den. Der vierte Feldeffekttransiεtor M4 muß m dieεem Fall an dem Anschluß Vgg der Versorgungsspannung anliegen. Die Schal¬ tung wirkt dann niederohmig gegen Vgg Entsprechend ist auch das Verhalten dieser alternativen Schaltung bezüglich der Steuerspannung VS komplementär zu der in Figur 2 gezeigten Schaltung. Im übrigen sind der Aufbau und die Funktionsweise die gleichen.
Die erfindungsgemaße Schaltung laßt sich auch mit Bipolar¬ transistoren aufbauen. Als Beispiel ist eine der Schaltung der Figur 2 entsprechende Schaltung in RTL-Technik in Figur 3 gezeichnet. RTL ist die Abkürzung für Widerstand-Tranεistor- Logik. Der Inverter wird in diesem Fall durch den Bipolar¬ transistor Tl gebildet. Der weitere Transistor, mit dem die Rückkopplung vorgenommen wird, ist der zweite Bipolartransi¬ stor T2. Der eingezeichnete dritte Bipolartransistor T3 dient der Anpassung der Schaltung an die zu prüfende Schaltung und legt die Große deε Prufstromes fest Dieser dritte Bipolar¬ transistor T3 entspricht daher dem vierten Feldeffekttransi¬ stor M4 in Figur 2. Die Steuerspannung VS liegt an der Basis des dritten Bipolartranεiεtorε T3 an. Über eine Anzahl von ohmschen Widerstanden Rl bis R6 werden die Arbeitspunkte der verschiedenen Transistoren festgelegt sowie die Spannungen und Stromstarken eingestellt. Die Funktionsweise dieser Schaltung entspricht derjenigen der Figur 2. Es können npn- Transiεtoren und pnp-Transistoren bei entsprechender Modifi¬ zierung deε Anschlußεchemas gegeneinander vertauscht werden.
Eine weitere Möglichkeit, die Schaltung der Figur 3 zu reali¬ sieren, besteht in der Verwendung von GTO-Bauelementen (gate- turn-off) in Dünnschichttechnik. Bei einem derartigen Bauele¬ ment sind z. B. vier Halbleiterschichten, die abwechselnd n- leitend und p-leitend dotiert sind, übereinander aufgewach- sen. Der n-Emitter des ersten Bipolartransiεtors Tl in Figur 3 wird dann z. B. durch eine untere n-leitend dotierte Schicht gebildet. Die p-Basiε dieses ersten Bipolartransi¬ εtors Tl und der damit verbundene p-Kollektor des zweiten Bi¬ polartransistors P2 werden durch eme p-leitend dotierte Schicht gebildet, die auf diese n-leitend dotierte Schicht aufgewachsen ist . Als nachsteε folgt darauf wieder eme n- leitend dotierte Schicht, die dem n-Kollektor des ersten Bi¬ polartransistors Tl und der damit verbundenen n-Basis des zweiten Bipolartransistors T2 entspricht. Der p-Emitter des zweiten Bipolartransiεtors T2 wird dann durch eine vierte, wieder p-leitend dotierte Schicht der Schichtfolge gebildet Der in Figur 3 gezeigte Zuεammenεchluß der beiden Bipolar¬ transistoren Tl und T2 kann daher in einem derartigen Bauele¬ ment integriert sem.
Bei der Ausführungsform der Figur 5 ist statt des Inverters em Komparator K vorhanden, der zwischen die Anschlüsse der Versorgungsspannung geschaltet ist und der die in dem drei¬ eckigen Symbol dargestellte Spannungskennlmie aufweiεt . Em- gangεεpannungen in einem niedrigen Bereich werden m die Auε- gangsSpannung, die näherungsweise 0 ist, überfuhrt. Höhere Eingangsspannungen werden in einen im wesentlichen festen ma¬ ximalen Wert der Ausgangsspannung überfuhrt. Die Prufleitung PL ist mit dem positiven (nichtinvertierenden) Eingang des Komparators verbunden Der negative (invertierende) Eingang des Komparators ist mit dem durch die Widerεtande Ra und R^ gebildeten Spannungsteiler verbunden, so daß die Spannung, bei der der senkrechte Abschnitt der Kennlinie des Kompara¬ tors liegt, damit festgelegt ist. Die Ruckkopplung des Aus¬ ganges A des Komparators auf den poεitven Eingang erfolgt über den Bezugεwiderεtand RR. Die Prufleitung kann über den Schalter S]_, der für die Reset-Funktion vorgesehen ist, auf daε Potential des Anschlusses VDD der Versorgungsspannung ge¬ legt werden. Nach dem Offnen dieseε Schalters Sι_ kann die Prufleitung über den Schalter ≤2 mit dem zu prüfenden Wider¬ stand R verbunden werden.
Wie in Figur 6 dargeεtellt ist, kann statt des Komparators ein Schmitt-Trigger ST vorgesehen sem, der den in dem drei¬ eckigen Symbol dargestellten Verlauf der Kennlinie mit einer Hysterese aufweist . Die Prufleitung PL ist mit dem Eingang dieseε Schmitt-Triggers ST verbunden. Sie kann wieder über die Schalter S]_ bzw. S2 alternativ mit einem Anschluß VJ-JJ-) der Versorgungsεpannung oder dem zu prüfenden Widerεtand R ver¬ bunden werden.
Bei der Anordnung der Figur 7 ist ein Komparator K vorhanden, der über einen der Anordnung der Figur 5 entsprechenden Span¬ nungsteiler eingestellt wird. Die Ruckkopplung erfolgt im Un¬ terschied zu der Anordnung der Figur 5 über den Feldeffekt- tranεiεtor M3. Dieεer Tranεiεtor lεt em N-Kanal-MOSFET, der mit seinem Source-Anschluß mit der Prufleitung PL verbunden ist und der mit εeinem Drain-Anschluß auf den entsprechenden Anschluß Vj-)D der Verεorgungsspannung gelegt ist . Der Gate-An¬ schluß ist mit dem Ausgang des Komparators K verbunden.
In Figur 8 ist eme entsprechende Ausfuhrungsform mit einem
Schmitt-Trigger ST dargestellt. Die Anordnung, die im übrigen der Anordnung der Figur 6 entspricht, verfugt ebenfalls über einen für die Ruckkopplung vorgesehenen N-Kanal-Feldeffekt¬ transistor. Das Anschlußεchema entεpricht dem der Figur 6, die Ruckkopplung der der Figur 7. In Figur 9 ist em Ausführungsbeispiel dargestellt, das dem Ausführungsbeispiel der Figur 7 entspricht. Es ist hier aber em invertierender Komparator IK vorgesehen, dessen Span- nungskennlmie den in dem dreieckigen Symbol dargestellten, gegenüber dem Verlauf der Kennlinie bei dem Komparator der Figur 7 gespiegelten Verlauf besitzt. In diesem Ausfuhrungε- beiεpiel ist der negative Eingang des Komparators IK mit der Prüfleitung verbunden. Der positive Eingang ist mit dem durch die Widerstände Ra und R^ gebildeten Spannungsteiler verbun- den, um den Spannungswert, an dem die Kennlinie den steileren Verlauf hat, festzulegen. Für die Ruckkopplung ist hier ein P-Kanal-MOSFET M3 vorgesehen, desεen Source-Anschluß auf das Potential eines Anschluεεeε VDD der Verεorgungεεpannung ge¬ legt lεt und deεεen Drain-Anschluß mit der Prufleitung PL verbunden ist. Der Gate-Anschluß ist mit dem Ausgang A deε Komparators IK verbunden. Die Prufleitung kann wieder über die Schalter S]_ und S2 alternativ mit dem Anschluß V-3-3 der Versorgungsspannung und dem zu prüfenden Widerstand R verbun¬ den werden
In dem Ausfuhrungsbeispiel der Figur 10 ist ein invertieren¬ der Schmitt-Trigger IST vorgesehen, der über den P-Kanal- MOSFET M3 ruckgekoppelt ist. Das Anschlußschema entspricht demjenigen der Figur 8.
Die erfindungsgemaße Schaltung arbeitet dann sehr langsam, wenn sie zur Prüfung einer Schaltung verwendet wird, die sehr hochohmig und sehr kapazitatsreich lεt. Dann andern εich die Signalεpannungen auf den zu prüfenden Leitungen erεt nach längeren Zeiten. Eme weεentliche Beεchleunigung erhalt man, wenn das Ausgangssignal einem Verstarker zugeführt wird Eme derartige Anordnung ist in Figur 11 dargestellt. Im Beispiel der Schaltung mit Feldeffekttransistoren entsprechend Figur 2 befindet sich im Anschluß an den Ausgang des Inverters, d. h. verbunden mit dem Gate-Anschluß deε weiteren Feldeffekttran- siεtors M3 der Eingang eines als Verstarker operierenden wei¬ teren Inverters. Dieser Inverter ist durch den Feldeffekt- transistor M6 (in diesem Beispiel em P-Kanal-MOSFET) und den Feldeffekttransistor M7 (in diesem Beispiel ein N-Kanal- MOSFET) gebildet . Bei dieser Anordnung macht sich ein Absin¬ ken der Eingangsspannung UE frühzeitiger in einem deutlichen Abfall der Ausgangsspannung UA bemerkbar, weil das relativ langsame Absinken der Spannung beim Entladen des Kondensators C nicht vollständig abgewartet zu werden braucht. Für die An¬ passung der maximalen Stromstarke ist in der Schaltung wieder der vierte Feldeffekttransistor M4 vorhanden, an desεen Gate- Anschluß AJ die Steuerspannung angelegt werden kann. Ein er¬ gänzender Feldeffekttransistor M5, in diesem Beispiel em P- Kanal-MOSFET, ist dafür vorgesehen, zu Beginn einer Messung den Pegel der Eingangsspannung UE auf das Potential von VQ-} zu legen. Über den Gate-Anschluß RS wird dieser ergänzende Feldeffekttransistor M5 niederohmig gemacht, so daß der
Stromschwellenschalter in den Ausgangεzustand versetzt wird (Reset, Precharge) .
Eine weitere Zeitersparniε erhalt man, wenn εoweit wie mog- lieh auf Spannungεanderungen der zu bewertenden Prufleitung verzichtet wird, indem der Strom dieser Leitung einem Strom¬ spiegel zugeführt wird. Die Eingangswiderstande von Strom- spiegeln sind sehr klein. Eine Anpassung des Stromes, der durch die Prufleitung und den zu prüfenden Widerstand fließt, und der im Stromschwellenεchalter maximal auftretenden Strom- εtarke kann durch daε Ubersetzungsverhaltniε der Stromεtar- ken, daε durch den Stromεpiegel gegeben ist, eingestellt wer¬ den. Mit Hilfe der Wählbarkeit des Übersetzungsverhältnisses im Stromspiegel können nicht nur Toleranzen der zu bewerten- den Strome aufgefangen werden, εondern eε ist auch möglich, mit mehreren Stromschwellenschaltern, die parallel zueinander geschaltet werden, und die mit Stromspiegeln mit verschiede¬ nen Uberεetzungsverhaltniεεen versehen smd, die Mesεung nach verschieden großen Strömen stufenweise aufzulösen, d. h. zwi- sehen mehreren Signalpegeln infolge unterschiedlich großer Widerstände auf einer Leitung zu unterscheiden. Damit ist eε z. B. möglich, mehrwertige Inhalte von Speichern, die als Halbleiterεchaltung realiεiert sind, zu lesen und zu bewer¬ ten.
Derartige Anordnungen sind in den Figuren 12 und 13 dar- gestellt. Am Beispiel einer Ausführung mit Feldeffekttransi¬ storen ist in Figur 12 der durch die Feldeffekttransistoren M8 und M9 (in diesem Beispiel N-Kanal-MOSFETs) gebildete Stromεpiegel erkennbar. Source und Drain deε eingangsseitigen Feldeffekttransiεtorε M8 sind zwischen den Anεchluß der Ver- sorgungsεpannung (Vgg) und die Prufleitung geschaltet. Source und Drain des anderen Feldeffekttransistors M9 smd zwischen denselben Anschluß der Versorgungεspannung (Vgg) und den Ein¬ gang des Inverters des Stromschwellenschalterε geεchaltet . Die beiden Gate-Anεchluεse sind mit dem Anschluß der Pruflei- tung verbunden. Da die Feldeffekttransiεtoren M8, M9 bei ho¬ her Eingangsspannung UE im Sattigungεbereich arbeiten, wird die eingangsseitige Stromstarke in festem Übersetzungsver¬ hältnis an den Ausgang übertragen. Die in den Feldeffekttran¬ sistoren M8 und M9 fließenden Stromstarken stehen daher im festen Verhältnis zueinander. Der Inverter des Stromschwel¬ lenschalters ist wieder durch die Feldeffekttransistoren Ml, M2 gebildet. Die Ruckkopplung geschieht mit dem Feldeffekt¬ transistor M3 , die Ruckstellung (Reset) über den ergänzenden Feldeffekttransiεtor M5.
Entεprechend der Darstellung von Figur 13 können mehrere Stromspiegel und Stromschwellenschalter parallel zueinander an die Prufleitung angeschlossen werden. Die einzelnen Strom- εchwellenεchalter CTS1, CTS2, CTS3 sind gleichartig aufgebaut und jeweils über einen Stromspiegel an die Prufleitung ange¬ schlossen. Die Stromspiegel werden in Figur 13 durch die Fel¬ deffekttranεistoren M8, M9 bzw. M8, 29 bzw. M8, 39 bzw. M8, 49 gebildet. Durch die unterεchiedliche Auεlegung der Feldef- fekttranεiεtoren in ihren elektrischen Eigenschaften können unterschiedliche Ubersetzungεverhaltniεεe in diesen verschie¬ denen Stromspiegeln realiεiert sein. Die jeweils nachgeschal¬ teten Stromschwellenεchalter werden daher von verschiedenen Stromstärken durchflössen. Je nach der Eingangsspannung auf der Prüfleitung ist daher eine Anzahl der Stromschwellen- εchalter jeweilε in der einen der beiden Schaltpoεitionen, so daß eine Bewertung der Prüfleitung nach verschiedenen Span- nungsstufen vorgenommen werden kann. Die dargestellten Schal¬ tungen können auch hier wieder in herkömmlicher RTL-Technik aufgebaut sein. Der Stromschwellenschalter kann jeweils durch eine Schaltung, wie sie in den Figuren 5 bis 10 dargestellt sind, ersetzt sein. Bei Verwendung eines komplementären Auf- baus, bei dem N-Kanal-MOSFETε durch P-Kanal-MOSFETε ersetzt sind und umgekehrt, sind die Anschlüsse an Vgg und VDD ent¬ sprechend zu vertauschen. Im übrigen entεprechen Aufbau und Funktionεweise der zueinander komplementären Schaltung einan¬ der vollkommen.

Claims

Patentansprüche
1. Elektronische Schaltung mit zwei Anschluεsen einer Versorgungsspannung (Vgg, VDD) , mit einem für eine Prufleitung (PL) vorgesehenen Anschluß und mit einem für die Ausgabe eines Spannungswerteε (UA) vorgese¬ henen Ausgang (A) , mit einer ersten Vorrichtung, die einen mit dieser Pruflei¬ tung verbundenen Eingang besitzt und die den Wert einer an diesem Eingang anliegenden Eingangsspannung derart in den
Wert einer Ausgangεspannung überfuhrt, daß für Werte der Ein¬ gangsspannung in einem ersten zusammenhangenden Bereich der Wert der jeweiligen Ausgangεεpannung in einem zweiten zusam¬ menhangenden Bereich liegt und für Werte der Eingangsspannung in einem dritten zusammenhangenden Bereich, der von diesem ersten zusammenhangenden Bereich disjunkt ist, der Wert der jeweiligen Ausgangsspannung in einem vierten zusammenhangen¬ den Bereich liegt, der von diesem zweiten zusammenhangenden Bereich diεjunkt ist, und derart, daß dieser zweite und dieser vierte Bereich jeweils schmaler und durch em größeres Intervall voneinander getrennt sind als dieser erste und dieser dritte Bereich, mit einer zweiten Vorrichtung, die diese Ausgangsspannung auf diesen Eingang dieser ersten Vorrichtung ruckkoppelt derart, daß dieεer vierte Bereich auf einen Wert reduziert wird und die Ausgangsspannung nach Erreichen dieseε Wertes konstant bleibt, mit einer dritten Vorrichtung, die zu- und abschaltbar ist und die diese Prufleitung auf ein Potential legt, das einer Eingangsεpannung am Eingang dieser ersten Vorrichtung in die¬ sem ersten Bereich entspricht, und mit einer vierten Vorrichtung, mit der die Aufteilung der Eingangsspannung in den ersten und den dritten Bereich oder ein maximal vorgesehener Wert für einen durch die Prüfleitung fließenden Strom eingestellt wird.
2. Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, bei der die erste Vorrichtung durch einen Inverter (Ml, M2; Tl) mit einem Eingang und mit einem Ausgang gebildet wird, bei der die zweite Vorrichtung durch emen weiteren Transi- stör (M3; T2) gebildet wird, bei der ein Anschluß dieseε Tranεistors mit diesem Ausgang und em anderer Anschluß dieses Transistors mit diesem Ein¬ gang derart verbunden sind, daß eme Ruckkopplung dieses Aus¬ gangs auf den Eingang derart bewirkt ist, daß bei einer kon- tmuierlichen Änderung einer an diesem Eingang anliegenden
Spannung innerhalb eines ersten Bereiches em maximaler Wert der durch diesen Transistor fließenden Stromstarke erreicht wird, bei dem die Ausgangεεpannung deε Inverters auf einen Extremwert springt und der Stromfluß unterbrochen wird.
3. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die erste Vorrichtung durch einen Komparator (K) mit einem positiven Eingang (+), einem negativen Eingang (-) und einem Auεgang (A) gebildet wird, bei der die Prufleitung mit einem dieεer Eingange verbunden
bei der die zweite Vorrichtung durch einen Bezugεwiderεtand (RR) gebildet wird, über den die Prufleitung mit dieεem Auε¬ gang verbunden ist, bei der der andere dieser Eingänge auf em konstantes Poten¬ tial gelegt ist und bei der die Prufleitung mit einem Anschluß der Versorgungs¬ spannung (Vgg, V-jjj) kurzgeschlossen werden kann.
4. Schaltung nach Anεpruch 1, bei der die erste Vorrichtung durch einen Schmitt-Trigger (ST) mit einem Eingang und einem Ausgang (A) gebildet wird, bei der die Prufleitung mit diesem Eingang verbunden ist, bei der die zweite Vorrichtung durch einen Bezugswiderstand (RR) gebildet wird, über den die Prufleitung mit diesem Aus¬ gang verbunden ist, und bei der die Prüfleitung mit einem Anschluß der Versorgungε- spannung (Vgg, VDD) kurzgeschlossen werden kann.
5. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die erste Vorrichtung durch einen Komparator (K) mit einem positiven Eingang (+), einem negativen Eingang (-) und einem Ausgang (A) gebildet wird, bei der die Prüfleitung mit einem dieser Eingänge verbunden ist, bei der die zweite Vorrichtung durch einen N-Kanal-MOSFET
(M3) gebildet wird, desεen Source-Anεchluß mit der Prüflei¬ tung verbunden iεt, deεsen Drain-Anschluß auf einen Anschluß {VDJJ) der Versorgungεεpannung gelegt ist und dessen Gate-An¬ schluß mit diesem Ausgang (A) verbunden ist, bei der der andere dieser Eingänge auf ein konstantes Poten¬ tial gelegt ist und bei der die Prüfleitung mit diesem Anschluß (V-}-}) der Versor¬ gungsspannung kurzgeschlossen werden kann.
6. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die erste Vorrichtung durch einen Schmitt-Trigger (ST) mit einem Eingang und einem Ausgang (A) gebildet wird, bei der die Prüfleitung mit diesem Eingang verbunden ist, bei der die zweite Vorrichtung durch einen N-Kanal-MOSFET (M3) gebildet wird, dessen Source-Anschluß mit der Prüflei¬ tung verbunden ist, dessen Drain-Anschluß auf einen Anschluß (VDD- <J-er Versorgungεεpannung gelegt iεt und dessen Gate-An¬ schluß mit dieεem Ausgang (A) verbunden iεt, und bei der die Prüfleitung mit diesem Anschluß (VDrj) der Verεor- gungεspannung kurzgeschlossen werden kann.
7. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die erste Vorrichtung durch einen invertierenden Kom¬ parator (IK) mit einem positiven Eingang {+), einem negativen Eingang (-) und einem Ausgang (A) gebildet wird, bei der die Prüfleitung mit einem dieεer Eingänge verbunden ist, bei der die zweite Vorrichtung durch einen P-Kanal-MOSFET (M3) gebildet wird, dessen Source-Anschluß auf einen Anschluß (V-3-3) der Verεorgungsspannung gelegt lεt, deεεen Drain-An¬ schluß mit der Prufleitung verbunden ist und dessen Gate-An¬ schluß mit diesem Ausgang (A) verbunden ist, bei der der andere dieser Eingange auf em konstantes Poten¬ tial gelegt ist und bei der die Prüfleitung mit diesem Anschluß (VDD) der Versor¬ gungsspannung kurzgeschlossen werden kann
8. Schaltung nach Anspruch 1, bei der die erste Vorrichtung durch emen invertierenden Schmitt-Trigger (IST) mit einem Eingang und einem Auεgang (A) gebildet wird, bei der die Prufleitung mit dieεem Eingang verbunden ist, bei der die zweite Vorrichtung durch einen P-Kanal-MOSFET ge¬ bildet wird, dessen Source-Anschluß auf einen Anschluß
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der Versorgungsεpannung gelegt lεt, deεsen Drain-Anschluß mit der Prufleitung verbunden ist und desεen Gate-Anεchluß mit diesem Ausgang (A) verbunden lεt, und bei der die Prufleitung mit diesem Anschluß (Vjjjj) der Versor¬ gungsspannung kurzgeschloεεen werden kann.
9. Schaltung nach Anεpruch 1, bei der em erster Feldeffekttransistor (Ml) eineε ersten Typs, ein zweiter Feldeffekttransiεtor (M2) eines zweiten Typs, ein dritter Feldeffekttransiεtor (M3) und em vierter Feldeffekttranεiεtor (M4) vorhanden sind, bei der die Source-Anschlusse dieseε ersten Feldeffekttransi- stors und dieses zweiten Feldeffekttransistors an je einen Anschluß einer Versorgungεspannung (Vgg, VQJJ) gelegt sind, bei der die Drain-Anschlusse dieses ersten Feldeffekttransi- εtorε und dieεes zweiten Feldeffekttransistors miteinander und mit dem Gate-Anschluß dieses dritten Feldeffekttransi- εtorε verbunden smd, bei der die Gate-Anεchluεse dieses ersten Feldeffekttransi¬ stors und dieses zweiten Feldeffekttransistors miteinander, mit der Prufleitung (PL) und mit dem Drain-Anschluß dieses dritten Feldeffekttransistors verbunden sind, bei der der Source-Anschluß des dritten Feldeffekttransistors mit dem Drain-Anschluß des vierten Feldeffekttransiεtorε ver- bunden iεt, bei der der Source-Anschluß deε vierten Feldeffekttranεiεtorε an einen Anεchluß der Versorgungsεpannung (Vgg, VDJJ) gelegt
bei der der Gate-Anεchluß deε vierten Feldeffekttranεiεtorε mit einem Anschluß einer Steuerspannung (VS) verbunden ist und bei der em Schalter oder em weiterer Transistor (M5) als dritte Vorrichtung vorhanden ist, mit der eine Verbindung zwischen der Prufleitung und einem vorgegebenen Potential hergestellt und unterbrochen werden kann.
10. Schaltung nach Anspruch 1, bei der em erster Bipolartransiεtor (Tl) eines ersten Typs, ein zweiter Bipolartransiεtor (T2) eineε zweiten Typs und em dritter Bipolartransistor (T3) vorhanden smd, bei der Emitter und Kollektor dieses ersten Bipolartransi¬ stors zwischen Anschlüsse einer Versorgungsspannung ( VQQ ) ge¬ legt sind, bei der die Basis dieses ersten Bipolartransistors mit der Prüfleitung (PL) verbunden ist, bei der Emitter und Kollektor dieses zweiten Bipolartransi¬ stors zwischen einen Anschluß dieser Versorgungεεpannung (VQQ ) und die Prufleitung gelegt εind, bei der die Basis dieseε zweiten Bipolartranεiεtorε mit dem Emitter oder dem Kollektor dieεeε ersten Bipolartransiεtorε verbunden lεt, bei der Emitter und Kollektor dieses dritten Bipolartransi¬ εtorε in Reihe zwischen den zweiten Bipolartransistor und dessen Anschluß an die Versorgungsspannung ( VQQ ) gelegt sind, bei der die Basis dieseε dritten Bipolartranεiεtors mit einem Anschluß einer Steuerspannung (VS) verbunden ist und bei der em Schalter (S) oder ein weiterer Transistor als dritte Vorrichtung vorhanden ist, mit dem eme Verbindung zwischen der Prufleitung und einem vorgegebenen Potential hergestellt und unterbrochen werden kann.
11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, bei der die vierte Vorrichtung emen Stromspiegel umfaßt, der zwischen der Prufleitung und dem Eingang der ersten Vorrich¬ tung angeordnet ist und der einen in dieser Prufleitung flie¬ ßenden Strom mit im wesentlichen festem Ubersetzungsverhalt- nis in diesen Eingang einspeist.
12. Schaltung nach Anspruch 11, bei der ein erster Feldeffekttransiεtor (Ml) eines ersten
Typs, em zweiter Feldeffekttransistor (M2) eines zweiten Typs und em dritter Feldeffekttransistor (M3) vorhanden sind, bei der die Source-Anschlusse dieseε erεten Feldeffekttransi- storε und dieεeε zweiten Feldeffekttransistors an je einen Anschluß einer Versorgungsspannung (Vgg, VDD) gelegt sind, bei der die Drain-Anschlusεe dieεeε erεten Feldeffekttranεi- εtorε und dieεeε zweiten Feldeffekttranεiεtorε miteinander und mit dem Gate-Anεchluß dieεeε dritten Feldeffekttranεi¬ εtorε verbunden εind, bei der die Gate-Anεchluεse dieseε erεten Feldeffekttranεi- stors und dieses zweiten Feldeffekttransistors miteinander und mit dem Drain-Anschluß dieses dritten Feldeffekttranεi¬ εtorε verbunden sind, bei der der Source-Anschluß deε dritten Feldeffekttransistors an einen Anschluß der Versorgungsspannung (Vgg, VrjD) gelegt
bei der die dritte Vorrichtung ein Schalter oder em weiterer Transistor (M5) ist, mit der eine Verbindung zwischen der Prufleitung und einem vorgegebenen Potential hergestellt und unterbrochen werden kann, bei der der Stromspiegel mit einem ersten weiteren Feld¬ effekttranεiεtor (M8) und mit einem zweiten weiteren Feld¬ effekttranεiεtor (M9) auεgefuhrt lεt, bei der die Source-Anschlusse dieses ersten weiteren Feldef¬ fekttransistor und dieses zweiten weiteren Feldeffekttran¬ sistors an einen Anschluß der Versorgungεεpannung (Vgg, Vrjrj) gelegt εind, bei der der Drain-Anschluß dieses ersten weiteren Feldeffekt¬ transistors mit der Prufleitung verbunden ist, bei der der Drain-Anschluß dieses zweiten weiteren Feld¬ effekttranεiεtorε mit den Gate-Anεchlusεen deε ersten und des zweiten Feldeffekttransistorε verbunden ist und bei der die Gate-Anschluεεe dieεeε ersten weiteren und dieses zweiten weiteren Feldeffekttransistors mit der Prufleitung verbunden smd.
13. Schaltung nach Anspruch 11 oder 12, bei der em weiterer Feldeffekttransiεtor (M4) vorhanden lεt, bei der der Source-Anschluß deε dritten Feldeffekttransistors mit dem Drain-Anschluß dieseε weiteren Feldeffekttranεistors verbunden lεt, bei der der Source-Anεchluß des weiteren Feldeffekttransi- stors an einen Anschluß der Versorgungsspannung (Vgg, Vjjrj) gelegt ist und bei der der Gate-Anschluß des weiteren Feldeffekttransistors mit einem Anschluß einer Steuerspannung (VS) verbunden ist.
14. Schaltung mit mindeεtens zwei Schaltungen nach einem der Ansprüche 11 bis 13, bei der die Schaltungen parallel zueinander an die Prüflei¬ tung geschaltet sind und bei der die Schaltungen Stromspiegel mit unterschiedlichen Ubersetzungsverhaltniεsen aufweisen.
15. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14, bei der die für die Ruckkopplung vorgesehene Ausgangsspannung der ersten Vorrichtung einem Verstarker zugeführt wird.
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