WO1996031954A1

WO1996031954A1 - Controleur de puissance de sortie

Info

Publication number: WO1996031954A1
Application number: PCT/JP1996/000851
Authority: WO
Inventors: Eiichi Nakanishi; Tetsuo Onodera
Original assignee: Oki Electric Industry Co., Ltd.
Priority date: 1995-04-03
Filing date: 1996-03-29
Publication date: 1996-10-10
Also published as: CN1154768A; KR970703654A; CN1077746C; US5832373A; JPH08274559A

Description

明細書出力電力制御装置技術分野

この発明は、目標送信出力電力が段階的又は連続的に変化する無線装置の出力電力制御装置に関し、例えば、自動車電話システムや携帯電話システム等の移動端末に搭載する出力電力制御装置に適用し得るものである。背景技術

一般に自動車電話等の移動体通信システムにおいては、消費電力の節約や他の移動端末への干渉低減のために、移動端末の出力電力レベルを基地局の指示によって多段階あるいは連続的に切り替えるように出力電力制御がなされている。例えば、北米のアナログセルラ方式の自動車電話システムの移動端末は、最大出力を + 2 8 dBm として 6段階（P L 2〜 P L 7 ) に出力電力を制御している。

第 2図はこのような電力制御を行う従来の出力電力制御装置の基本構成を示すプロック図である。

第 2図において、発振器 1で生成された搬送波信号は、ドライバアンプ 2等の各種処理回路を経て送信信号に変換されて電力増幅器 3に入力される。この電力増幅器 3で電力増幅された送信信号は、結合伝送路 (方向性結合器） 4等を経てアンテナ共振器 8に人力され、アンテナ共振器 8において不要波が除去された後、送受信共 -用アンテナ（以下、単にアンテナと呼ぶ） 9から空間に放射される。

アンテナ 9が電波を捕捉して ¾気信号に変換した受信信号は、アンテナ共用器 8において不要帯域が除去され、プリアンプ 1 0で前置増幅されて受信信号処理系に入力される。このような基地局からの受信信号に、送信出力電力レベルの指示情報が含まれている。

上述した結合伝送路 4は、主伝送線路 4 a、結合伝送線路 4 b及び終端抵抗 4 cからなり、電力増幅器 3からの送信信号のうち進行波のみが、結合伝送線路 4 bの一端から取り出されて検波回路 5に入力される。検波回路 5においては、この送信信号が結合コンデンサ 5 bを介し、バイアス抵抗 5 aによってバイアスされて検波ダイオード 5 cに入力されて整流され、その後、平滑コンデンサ 5 d及び負荷抵抗 5 eによって平滑直流化されて検波電力出力（検波信号）が得られる。この検波信号は、実際にァンテナ 9から放射される電力レベルに対応した TSSI (transmitting signal strength indicator) 信号としてフィードバック制御回路 6に入力される。制御部 7は、図示しない基地局からの指示に従って、所定の出力電力レベルを表す制御信号をフィ一ドバック制御信号に与える。これにより、フィードバック制御回路 6は、 TSSI信号から認識される現実の出力電力レベルと、制御すべき目標電力レベルとの差異を小さくするように作用するフィードバック信号（以下、 FB信号と呼ぶ）を形成して出力する。 FB信号は、例えば、電力増幅器 3において出力電力レベルを可変できる Vcont入力端子に入力される。

以上のように、出力電力レベルのフィードバックループを形成し、このフィードバックル—プに、制御部 7が制御すベき電力レベルの標値を与えて、その目標電力レベルになるように出力電力レベルを制御すまた、近年においては、第 3図に示すように、デジタル処理を一部利用した出力電力制御装置も適用されことが多くなってきている。すなわち、検波回路 5からの TSSI信号を A/D変換器 1 1 によってデジタルデ一夕に変換して制御部 7に入力し、フィ一ドバック制御回路 6の機能をも担う制御部 7が演算処理によつて FB信号デ—タを形成し、この FB信号デ— タを D/A変換器 1 2力 s'FB信号に変換して出力する。このように、フィードバック制御回路 6に比較用のオペアンプ等のアナログ回路を使用せずに、デジタル信号に一旦変換して、制御部 7の演算処理で等価の作用 (フィードバック制御回路 6の作用）を実現している。ここで、制御部 7は A/D変換器 1 1及び D/A変換器 1 2に制御信号（クロック信号等）を与えて、その変換動作を制御する。なお、 A/D変換器 1 1力 ί、例えば 0〜 5 Vの入力範囲として 8ビットの分解能を持つとすれば、約 0 . 0 1 9 V ( = 5 V / 2 5 6 ) の検出分解能を有する。出力電力（W) と検波回路 5からの TSSI信号とは、一般に正比例の関係にある。一方、制御される出力信号は、一般に対数的に等間隔で制御される（切り替えられる）。すなわち、 d B m単位で例えば 4 d Β問隔で制御される。従つて、各制御レベルに対応する TSSI信号レベルも対数的に変化することになる。

しかし、従来の出力電力制御装置には以下のような課題がある。

第 1 に、温度安定性が低いという課題があり、この課題は第 2図に示した出力電力制御装置及び第 3図に示した出力力制御装置の双方に存在する。例えば、セルラ自動車電話システムのようなシステムでは、サ —ビスエリアの範囲（すなわち、セル）が狭小化していく。このマイクロセル化に応じて、移動端末の出力電力も従来よりも小さく絞るように制御することが要求される。例えば、北米のデジタルセルラ方式の移動端末（クラス 3 ) においては、上述したアナログセルラ方式（クラス 3 ) に比べて、更に 3ステツブすなわち 1 2 d Bだけ小さい電力レベルまで制御することが必要となる。従って、出力電力に対応する TSSI信号も、 3 2 d Bの範囲で、リニアリティと温度安定度が必要となる。しかしながら、結合伝送路 4で出力電力を取り出す方法では、結合度を十分にとることが難しいため、十分に温度安定となるような検波電圧を得ることができない。また、結合伝送路 4の結合度を上げても、損失も増大するので、検波電力を十分に大きくすることはできない。例えば、 80 OMH z帯での結合度が一 1 6 d Bの場合、出力電力が 1 Wのときで 2 V程度の検波電圧しか得られない。第 4図に示すように、 32 d Bの電力制御を考えた場合、検波電圧は 2 Vから 5 OmVに亘つて変化し、温度によって著しく検波特性が変動することが避けられない。

第 2に、第 3図に示す従来装置、すなわち A/D変換器 1 1を用いて TSSI 信号を認識する装置においては、検出分解能の課題がある。例えば、最小出力レベルの P L 1 0の出力電力レベルに対応する 50 m Vの TSSI信号を A/D変換する場合において、上述した 8ビット、 1 9mVの分解能 (量子化ステップ）を有する A/D変換器を使用すると、 5 OmVを中心として 1 9 mVの範囲の値、又は、 5 OmVから 6 9 mVまでの値が同じデジタルデ一タに変換されるので（50 + 1 9) 50 = 1. 3 8、すなわち約 4 d Bの検出分解能しか持っていない。従って、このような検出誤差（量子化誤差）を有する TSSIデータを処理して FB信号を形成する場合、目標出力電力が小さいほど A/D変換器の検出分解能の影響が大きく、良好な制御を実行し得ない。

上記の第 1及び第 2の課題の双方には、目標出力電力レベルが小さいほど顕著であり、従って、広範囲な ¾カ範朋を^好に出力制御しようとすると、目標出力電力レベルが小さい側での問題が大きい。発明の開示

従って、この発明の目的は、温度補償範 βίΐの広い、良好な出力電力制御を実行できる出力電力制御装置を提供することである。この発明のさらなる目的は、同一の目標出力電力における検波信号レベルを従来よりも大きくし、目標出力電力が比較的小さい場合でも温度変動の影響を受けにくいレベルまで検波信号レベルを高めた出力電力制御装置を提供することである。

そこで、第 1の発明は、

送信出力電力を段階的又は連続的に切り替える、出力電力のフィ一ドバック制御系を有する出力電力制御装置において、

電力増幅器の出力側に接続された伝送線路の後段にアイソレータを設け、検波回路がこのアイソレー夕の入力点から出力電力の一部を取り出して、現実の出力電力の検波信号を形成すると共に、この検波回路の取り出し部における寄生リアクタンスキャンセルするリアクタンス整合素子をアイソレータへの入力点に接続した構成とした。

第 2の発明は、

出力電力をオープン制御するオープン制御系と、目標出力電力レベルが予め定めた所定値より大きいときにフィードバック制御系を機能させ、目標出力電力レベルが予め定めた所定値より小さいときにオープン制御系を機能させる制御系切替手段と、少なくともオープン制御時における出力電力の温度変動を補償する温度補償手段とを有する構成とした。図面の簡単な説明

第 1図は、第 1の実施例の構成を示すプロック図である。

第 2図は、従来装置を示すブロック図である。

第 3図は、従来装置を示すブロック図である。第 4図は、従来の出力電力一検波電圧を示す説明図である。

第 5図は、第 2の実施例の構成を示すブロック図である。

第 6図は、第 3の実施例の構成を示すブロック図である。

第 7図は、第 4の実施例の構成を示すプロック図である。

第 8図は、第 5の実施例の構成を示すブロック図である。

第 9図は、第 6の実施例の構成を示すブロック図である。

第 1 0図は、第 7の実施例の構成を示すプロック図である。

第 1 1図は、第 8の実施例の構成を示すブロック図である。

第 1 2図は、第 9の実施例の構成を示すプロック図である。

第 1 3図は、第 1 0の実施例の構成を示すブロック図である。発明を実施するための最良の形態以下に、この発明による出力電力制御装置の第 1の実施例を図面を参照しながら説明する。ここで第 1図が第 1の実施例の構成を示すプロック図である。尚、この第 1の実施例は、移動端末に搭載される出力電力制御装置を意図している。

第 1図において、電力増幅器 2 1は、送信信 ¾·を電力増幅し、伝送線路 2 2を介してアイソレータ 3 0に入力する。アイソレータ 3 0は、反射波成分が電力増幅器側に戻ることを防止しつつ、電力増幅された送信信号をアンテナ共用器 2 6に入力する。アンテナ共用器 2 6は、アンテナ 2 7が電波を捕捉して電気信号に変換した受信信号の不要帯域を除去して、前置増幅するプリアンプ 2 8を介して受信信号を受信信号処理系に入力する。このような基地局からの受信信号に、出力電力レベルの指示情報が含まれている。伝送線路 2 2のアイソレータ 3 0側の端部は、バイアス抵抗 2 3 a、結合コンデンサ 2 3 b、検波ダイォ— ド 2 3 c、平滑コンデンサ 2 3 d及び負荷抵抗 2 3 eでなる検波回路 2 3に接続されている。検波回路 2 3において、結合コンデンサ 2 3 bは、伝送線路 2 2のァイソレ一タ 3 0側の端部における送信信号の交流成分を取り出すものである。バイアス抵抗 2 3 aは、この交流成分にバイアス電圧 V biasを重畳させるために設けられており、バイアスされた交流信号（電力増幅された送信信号の振幅情報をそのまま含む）が検波ダイオード 2 3 cのァノード端子に印加される。検波ダイオード 2 3 cは、バイアスされた交流信号を整流するものであり、そのカソ一ド端子には平滑コンデンサ 2 3 d及び負荷抵抗 2 3 eが接続されている。平滑コンデンサ 2 3 d及び負荷抵抗 2 3 eは、整流信号を平滑、直流電圧化するものであり、その直流電圧信号力 ^?TSSI信号としてフィードバック制御回路 2 4に入力される。制御部 2 5は所定の出力電力レベル（目標出力電力レベル）を表す制御信号をフィ一ドバック制御回路 2 4に与える。フィ一ドバック制御回路 2 4 は、 TSSI信号から認識される現実の出力電力レベルと、制御信号が指示する目標電力レベルとの差異を相殺する FB信号を形成して、 ¾力増幅器 2 1の出力電力レベルを可変できる V cont入力端子に印加する。尚、制御部 2 5からフィ— ドバック制御回路 2 4への制御信号は、フィ一ドバック制御回路 2 4力⁵' TSSI信号レベル及び基準電圧レベルを比較する比較器を備える場合、その比較器に入力する甚電圧であってもよく、比較器の入力端に D/A変換器を備える場合にはその基準電压を D/A変換器から出力させるデジタルデ一タであってもよい。

以上の構成に加えて、第 1の実施例では、リアクタンス整合素子 2 9 が伝送路 2 2のアイソレータ 3 0側の端部に接続されている。リアクタンス整合素子 2 9は、検波回路 2 3の等価的なリアクタンス成分を相殺するために設けられている。伝送線路 2 2のアイソレータ 3 0側の端部点 Aから検波回路 2 3側を見込んだリアクタンス成分は、部品の取付けノ、。ッドゃ引き出し配線のために例えば容量性のリアクタンスを持つ。この寄生リァクタンス成分をキヤンセルするために、リアクタンス整合素子 2 9としてインダクタンス素子を付加して寄生リァクタンス成分をキャンセルし、点 Aより検波回路 2 3を見たインピーダンスを、伝送線路インピーダンス（5 0 Ω ) に比べて十分に大きくしている。

この第 1の実施例の最も大きな特徴は、このリアクタンス整合素子 2 9を設けている点に有り、方向性を与えるために上述したアイソレータ 3 0を設けていることも特徴をなしている。すなわち、第 1の実施例は、電力増幅器 2 1からアンテナ 2 7に至る送信信号の基本経路から、出力電力レベルの情報を取り出す構成が従来と與なっており特徴をなしている。

以下、第 1の実施例の動作を説明し、また、この第 1の実施例の特徴構成をなすリァクタンス整合素子 2 9やアイソレータ 3 0等がどのように機能、作用するかを併せて説明する。

この第 1 の実施例においても、出力電力を制御する基本的動作は従来と同様である。すなわち、電力増幅器 2 1において電力増幅された送信信号は、伝送線路 2 2、アイソレータ 3 0、アンテナ共用器 2 6を介してアンテナ 2 7に与えて空間に放射される。また、その送信信号は検波回路 2 3 によってその出力電力レベルを TSS 1信号として取り出され、フィ一ドバック制御回路 2 4 に入力される。フィ一ドバック制御回路 2 4は、この TSSI信号のレベル及び制御部 2 5からの制御信号に応じて、現実の出力電力レベルと目標の出力電力レベル te ¾を相殺する FB信号を形成して電力増幅器 2 1の電力制御端子 V comに印加する。これらのフィ ― ドバックループによって、現実の出力電力レベルは標とする出カ電力レベルに合わせ込まれる。

ここで、基地局からの目標の出力電力レベルの変更が指示された場合には、制御部 2 5からの制御信号の指示内容が変化する力^∑、この場合でも、上述したフィードバックル—ブによる動作により、現実の出力電力レベルが新たな目標の出力電力レベルに収束し、この収束状態においては、上述したフィードバックループによる動作により、出力電力レベルの安定化が実行される。

上述したように、電力増幅器 2 1からアンテナ 2 7に至る送信信号の基本経路から、出力電力レベルの情報を取り出す構成がこの第 1の実施例の特徴である。すなわち、リアクタンス整合素子 2 9が接続されている伝送線路 2 2のアイソレータ 3 0側の端部から、結合コンデンサ 2 3 a を介してその出力電力情報を取り出していることに特徴がある。前述した第 2図及び第 3図に示した従来の装置においては、結合伝送路（方向性結合器） 4によってその情報を取り出しているため、基本経路を進行する送信信号の損失とのトレードオフから結合度を小さくしており、例えば、 — 1 3 d Bにしている。このとき、結合伝送路 4の結合伝送線路 4 bのインピーダンスを 5 0 Ωとすると、検波回路 5の検波効率が 1 0 0 %としても、 1 W出力時に得られる最大検波電圧 V detは 2 . 2 Vとなる。すなわち、実効値で考えて、電力 Pは電流 I及び電圧 Vの積であり、しかも電流 Iは電圧 Vを抵抗 Rで除算したものであるので、最大検波電圧 Vdetは^ ( 2 · P · R ) で表すことができ（なお、 ^ 2は実効値を最大値に変換するピークファクタ一である）、 Pに一 1 3 d B W = 0 . 0 5 W、 Rに 5 0 Ωを代入することで、 1 W出力時に得られる最大検波電圧 Vdetが 2 . 2 Vになることが求められる。

一方、第 1の実施例においては、結合伝送線路を用いることなく、基本経路から送信信号（RF信号）を取り出しているので、 1 Wの電力がそのまま印加される。また、この第 1の実施例においては、リアクタンス整合素子 2 9を用いたことにより、検波回路 2 3を見込んだリアク夕ンス成分が 0となっている。従って、検波回路 2 9を見込むィンピ一ダンスは、尖鋭度 Qが十分に高いリアクタンス整合素子 2 9を使うことで、数 k Ωに上げることができる。そのため、伝送線路 22のインピーダンスを 50 Ωとし、最大検波電圧を Vdetとすると、 Vdet = ^ (2 X 1 X 5 0) = 1 0 Vが得られる。また、検波回路 2 3側への入力電力は、検波回路 2 3を見込むインピーダンスを 3 k Ωとすると、 P =V 2Z r = 0. 033 Wとなり、 1 Wの出力電力に纣して 0. 1 4 d Bの損失にしかなり得ない。

すなわち、この第 1の実施例においては、伝送線路 22の端部から送信信号を直接取り出すことにより、非常に大きな検波電圧を取り出しているのに拘わらず、電力増幅器 23の出力損失を小さく抑えることができている。このような場合において、例えば、 3 2 d Bの出力電力範囲を考えると、 TSSI信号は最大 1 0 Vから最小 2 50 m Vで変化し、 TSSI 信号が 2 50 mVの最小電力レベルである P L 1 0の点の値をとる出力電力レベルは、温度が— 3 0° C〜+ 8 5° Cの範囲で l d Bしか変化しない（第 4図の範囲 Z参照）。すなわち、この第 1の実施例においては、 TSSI信号の温度安定度が向上し、安定した電力制御が実行できる。第 1の実施例の他の特徴は、アイソレータ 30を使用して反射波の存在による定在波の ¾ ^を低減して、検波電圧の周波数特性を安定化している点にある。すなわち、従来で用いていた結合伝送路（方向性結合器） 4の反射防止機能をアイソレータ 30に代替えしていると共に、このァイソレー夕 3 0を設けることによって電力増幅器 2 1の動作安定化を高めている。検波電圧の周波数特性の安定化を高めるために、アイソレータ 30の入力点より結合コンデンサ 23bを介して送信信号（出力電力を表す信号）を取り出している。

以上のように、第 1の実施例によれば、（ 1 ) 電力増幅器 2 1に続く伝送線路 2 2及びアイソレータ 30間の接続点から検波回路 2 3への信号を取り出していること、（2 ) 取り出し回路部分で発生する寄生リアクタンスを、リアクタンス整合素子 2 9によってキャンセルしていること、（3 ) 方向性結合器に代えてアイソレータ 3 0を適用していること等によって、以下の効果を期待できる。

( 1 ) 十分に大きい検波電圧を取り出すことができ、広範囲な出力電カレベルに亘つて温度安定な検波電圧が得られ、その結果、温度変化に拘わらず安定な出力電力制御を実行することができる。

( 2 ) アイソレータ 3 0の使用により、検波電圧の周波数特性を安定化でき、その結果、安定な出力電力制御を実行することができる。

( 3 ) アイソレータ 3 0の使用により、電力増幅器 2 1の歪特性の安定化、動作安定化が期待できる。

次に、この発明による出力電力制御装置の第 2の実施例を第 5図を参照しながら説明する。なお、第 5図の構成において、第 1図と同一のものについては同一の参照符号を付した。

第 2の実施例の出力電力制御装置は、電力増幅器 2 1の前段側にゲイン可変増幅器（減衰器を含む） 3 1 を設け、このゲイン可変増幅器 3 1 の制御入力端子に、フィ — ドバック制御回路 2 4が形成した FB信号を印加するようにした。この他の点は、第 1の実施例と同様である。第 2の実施例によっても、送信信号の基本経路から、出力電力を検出するための信号の取り出し方は第 1の実施例と同様であるので、第 1の実施例と同様な効果が得られる。これに加えて、第 2の実施例によれば、 FB信号の帰還先が電力増幅器 2 1 の前段側に設けられたゲイン可変増幅器 3 1 であるので、電力増幅器 2 1へ帰還させる場合と比べて電力增幅器 2 1 を FB信号で制御する際の歪み発生を回避でき、より一層の温度安定性の高い出力電力制御が期待できる。

次に、この発明による出力電力制御装置の第 3の実施例を、第 6図を参照しながら説明する。尚、第 6図の構成において、第 1図及び第 5図と同一のものについては同一の参照符号を付した。

この第 3の実施例は、 FB信号を形成するフィ一ドバックループ制御回路 2 4が制御回路 2 5に融合されたものである。検波回路 2 3からの TSSI信号は、 A/D変換器 3 2によってデジタルデータに変換されて制御部 2 5に入力され、制御部 2 5が入力された TSSI信号データと、内部管理する目標出力電力レベルデータとに基づいて、現実の出力電力レベルと目標出力電力レベルとの偏差をなくすように FB信号を形成し、この FB信号データを D/A変換器 3 3力' FB信号（アナログ信号）に変換してゲイン可変増幅器 3 1 (電力増幅器でも良い）に入力させるものである。また、第 3の実施例においては、検波回路 2 3の負荷抵抗 2 3 eとして、直列接続された 2個の抵抗 R 1及び R 2を用い、これら抵抗 R 1及び R 2 の接続点電圧を TSSI信号としている。その他の点は、第 1及び第 2の実施例と同様である。

仮に、 A/D変換器 3 2として、 0〜 5 Vを 8ビットに変換するものを適用するとする。これまでにも説明したように、第 3図に示す従来技術のような検波のための信号取り出し方法では、北米のデジタルセルラ方式 (クラス 3 ) の最大出力電力レベルの P L 2の点で 2 . 2 V、最小出力電力レベルの P L 1 0の点で 5 0 m Vの検波電圧が得られ、この場合には、 A/D変換器 3 2の変換能力を十分には利用していない。十分に利用しようとすると、温度変動の影響を受け易い能動素子（例えばオペアンプ）を用いて増幅しなければならない。一方、この第 3の実施例においても、第 1及び第 2の実施例と同様にして、送信信号の基本伝送経路からの検波のための信号を取り出しており、そのため、検波ダイオード 2 3 cの力ソード側（B点）の電圧として、北米のデジタルセルラ方式（クラス 3 ) の最大出力電力レベルの P L 2の点で 1 0 V、最小出力電カレベルの P L 1 0の点で 2 50 m Vの電圧が得られる。ここで、直列接続された 2個の抵抗 R 1及び R 2でなる負荷抵抗 23eの分圧比を例えば 1 /2とすると、 A/D変換器 32への入力電圧範囲を、能動素子を用いることなく、 1 25mV〜5 Vにでき、 A/D変換器 32の変換能力を有効に利用できる。また、上述したように、 A/D変換器を有する第 3図に示す従来装置においては、出力電力レベルが小さいほど、 A/D変換後の相纣的な検出分解能は低く、同一のデジタルデータになる電圧範囲が 0. 0 1 9 V の範囲のため、 P L 1 0の点では約 4 d Bの検出分解能しか持っておらず、細かい電力制御を行うことができない。これに対して、第 3の実施例においては、 P L 2の点近傍における TSSI信号レベルが 2 50 m Vであるため、検出分解能は（2 50 + 1 9) Z2 50 - 1. 1 52であつて、 0. 6 1 d Bとなる。すなわち、従来装置と比較すると、最小電力制御時でも、電力検出分解能が大幅に改善される。

以上のように、第 3の実施例によっても、送信信号の基本経路から、出力電力を検出するための信号の取り出し方は第 1の実施例と同様であるので、第 1の実施例と同様の効果を得ることができる。また、第 2の实施例と同様に、 FB信号の帰還先が電力増幅器 2 1の前段側に設けられたゲイン可変増幅器 3 1であるので、電力増幅器 2 〗に帰還させる場合と比較して、電力増幅器 2 1を FB信号で制御する際の歪みを回避でき、より一層の温度安定な出力電力制御を期待することができる。さらに、第 3の実施例によれば、 FB信号の形成構成をデジタル構成とした場合でも、 A/D変換器のダイナミックレンジを有効に利用でき、十分な検出分解能を得ることができると共に、 A/D変換器に入力する電压も、能動素子を用いた増幅によらず、単純な抵抗分割で実現でき、温度安定性の高い細かい電力制御を達成することができる。

次に、この発明による出力電力制御装置の第 4の実施例を第 7図を参照しながら説明する。尚、第 7図の構成において、第 6図と同一のものについては同一の参照符号を付した。

この第 4の実施例においては、検波回路 2 3内の一方の分割抵抗 R 1 に並列にオンオフ切替スィツチ 3 4を設けている。このオンオフ切替スイッチ 3 4には、制御部 2 5からオンオフ制御信号が与えられる。オンオフ切替スィッチ 3 4がオン（閉成）した時には、抵抗 R 1が短絡されて負荷抵抗が抵抗 R 2だけとなり、検波電圧は、抵抗 R 1及び R 2で分圧されることなく、 TSSI信号として出力される。一方、オンオフ切替スイッチ 3 4がオフ（開放）したときには、検波電圧は抵抗 R 1及び R 2 で分圧され TSSI信号として出力される。ここで制御部 2 5は、目標出力電力レベルが大きいときに、オンオフ切替スィツチ 3 4をオフさせるォンオフ制御信号を出力し、目標出力電力レベルが小さいときに、オンォフ切替スィツチ 3 4をオンさせるオンオフ制御信号を出力する。また、制御部 2 5は、オンオフ制御信号の指示内容に応じて、八/0変換器3 2からの TSSI信号デ—タの取り扱いを変更する。例えば、抵抗 R 1及び R 2 が同一抵抗値である場合には、スィッチ 3 4がオンしたときの TSSI信号データと、スィッチ 3 4がオフしたときの TSSI信号データとは、同じデ -夕値であつても 2倍の関係があり、制御部 2 5はこの点を考慮して FB 信号デ—タの作成を行う。例えば、検波ダイオード 2 3 cのカソ—ド側の電圧として、北米のデジタルセルラ方式（クラス 3 ) の最大出力電力レベル P L 2の点で 1 0 V、最小出力電力レベルの P L 1 0の点で 2 5 0 m Vの電圧が得られるとし、直列接続された 2個の抵抗 R 1及び R 2でなる負荷抵抗 2 3 eの分圧比を 1ノ2とする。最大出力電力レベルの P L 2の点が目標出力電力レベルの時には、スィッチ 3 4をオフさせて分圧電圧 5 Vの TSSI信号を A/D変換器 3 2に入力させる。これにより、検波電圧力 A/D変換器 3 2の処理し得る最大電圧（例えば 5 V ) より大き場合でも、 A/D変換器 3 2を有効に機能させることができる。一方、最小出力電力レベル P L 1 0の点が目標出力電力レベルのときには、スィッチ 3 4をオンさせて検波電圧 2 5 0 m Vそのものでなる TSSI信号を A D変換器 3 2に入力させる。これにより、 A/D変換器 3 2からの TSSI信号デ―タの分解能を第 3の実施例以上に高めることができる。従って、この第 4の実施例によれば、既述の実施例の効果に加えて、 A/D変換器 3 2の変換可能範囲を越えた電力制御範囲で電力制御を実行できると共に、出力電力レベルが小さい範囲では一段と細かい電力制御を実行できるという効果 ¾：奏する。

次にこの発明による出力電力制御装置の第 5の実施例を、第 8図を参照しながら説明する。なお、第 8図の構成において、第 7図と同一のものについては同一の参照符号を付した。

この第 5の実施例は、上記の第 4の実施例と冋一の術思想に従うものである。第 5の実施例においては、検波ダイォ― ド 2 3 cの力ソ一ド側に得られた検波電圧を、そのまま出力するか分圧して出力するかを切り替えるスィッチ 3 5力 ;'、第 4の実施例のスィツチ 3 4 とは異なっている。すなわち、第 5の実施例においては、 2入力 1出力構成のいわゆる c接点構造のスィツチ 3 5を適用しており、このスィッチ 3 5の一方の入力端子 3 5 aを、検波ダイォード 2 3 cのカソ一ドと抵抗 R 1 との接続点に接続し、スィッチ 3 5の他方の入力端子 3 5 bを、両抵抗 R 1及び R 2間の接続点に接続している。制御部 2 5は、目標出力電力レベルが大きいときにスィッチ 3 5をその入力端子 3 5 bに接続させ、目標出力電力レベルが小さいときに、スィッチ 3 5を他方の入力端子 3 5 aに接絞させるスイツチ制御信号を出力する。その他の点は第 4の¾施例と同様であり、この第 5の実施例によっても、第 4の実施例と同様の効朵を得ることができる。なお、第 4の実施例及び第 5の実施例においては、分圧比が 2段階で切り替えられるものを示したが、 3段階以上で切り替えても良いことは勿論である。

次にこの発明の出力電力制御装置の第 6の実施例を、第 9図を参照しながら説明する。なお、第 9図の構成において、第 6図と同一のものには同一の参照符号を付した。

この第 6の実施例から後述する第 1 0実施例においては、送信信号の基本経路から、出力電力制御のための信号を取り出す方法が従来と同じであるとして説明を行う力特徴がその取り出す方法ではないため、既述した第 1の実施例から第 5の実施例が採用している取り出し方法を適用しても良いことは勿論である。尚、この第 6の実施例以降の説明では、目標出力電力レベルを大小 2つの範囲に分類し、それぞれの場合において異なる出力電力制御を行っている。その際の目標出力電力レベルが大きいとは、その目標出力電力レベルに対応する検波信号レベルが大きく、温度変動の影響を受けてもフィ―ドバック制御に影響がない範囲を指す。逆に、目標出力電力レベルが小さいとは、その目標出力電力レベルに対応する検波信号レベルが小さく、温度変動の影響を受けてフィ — ドバック制御に影響が大きい範囲を指す。つまり、検波信号を検出しても正確なフィ一ドバック制御が行われない場合を指す。

この第 6の実施例における特徴は、発振器 4 0からの搬送波信号を增幅駆動するドライバアンプ 4 1 に、サ—ミスタ等の感温素子 4 2を接続している点と、制御部 2 5として、目標出力電力レベルが大きいときには、 A/D変換器 3 2からの TSS I信号データを取り込んで FB信号データ (制御デ一夕）を形成すると共に、目標出力電力が小さいときには、 A/D 変換器 3 2からの TSSI信号デ一タを取り込むことなく制御データを形成する点にある。制御部 2 5は、目標出力電力レベルが小さい場合用の固定の制御データを内蔵する記憶部 2 5 aに格納している。なお、第 9図においては、ドライバアンプ 4 1の電源端子に感温素子 4 2に接続しているように示している力、ドライバアンプ 4 1のゲインを制御できるように感温素子を接続すればよく、その接続端子が電源端子に限定されるものではない。ここで、感温素子 4 2は、ドライバアンプ 4 1のゲインが温度補償されるように設けられたものである。感温素子 4 2の温度特性は、ドライバアンプ 4 1のゲインだけを考慮して定められたものではなく、発振器 4 0からアンテナ共用器 2 6に至る経路上の全ての回路（例えば無線周波数帯のフィルタ、増幅器、周波数変換器）による総合的なリニアゲインの温度変動を相殺できるように、ドライバアンプ 4 1のゲインを温度補償できる特性に選定されている。

このように、無線周波数帯のリニアゲインを温度補償することにより、電力増幅器 2 1の電力制御端子 V contの制御電圧を一定とした場合のアンテナ 2 7の端部に現れる出力電力は、温度変化したときでもかなり安定となる。例えば送信系を構成するブロック（回路）数にもよる力 \ 上述のような簡単な温度補償により、温度が一 3 0 ° C〜+ 8 5 ° Cの範囲の変動を ± 2 d B以内に抑えることができる。

次に、この第 6の実施例の出力電力制御装置における出力電力の制御動作について説明する。目標出力電力が大きい場合は、八/0変換器3 2の電圧検出分解能が十分に良好なので、制御部 2 5は、 A/D変換器 3 2からの TSSI信号データを取り込んでフィ―ドバック演算を行って FB信号デ— 夕を形成して D/A変換器 3 1 に出力する。 0標出力電力が小さい場合には、 A/D変換器 3 2の電圧検出分解能が大きくなつてしまい、背景技術の項で述べた課題が生じる。そこで、この第 6の実施例において、制御部 2 5は、目標出力電力レベルが小さい場合には、八変換器3 2からの TSSI信号デー夕を取り込むことなく、記愤部 2 5 aからのそのときの目標出力電力に応じた制御データを取り出して D/A変換器 3 3に出力し、固定の制御信号を電力増幅器 2 1の電力制御端子 V contに印加させる。なお、固定の制御データは、例えば装置の製造初期に所要の出力電力を達成するデータ値を検出して格納しておけばよい。従って、目標出力電カレべルが小さい場合には、フィードバックループ制御ではなく、上述したォープン制御になる力、送信系全体のリニアゲインは、上述したように、感温素子 4 2によって温度補償されているので、温度変動に対しても安定である。また、オープン制御になっているので、八/0変換器3 2の検出分解能や検波電圧の温度変動の問題は発生しない。以上のように、第 6 の実施例によれば、広い出力電力範囲に亘つて温度補償が良好なしかも細かい出力電力制御を実行することができる。

次に、この発明による出力電力制御装置の第 7の実施例を第 1 0図を参照しながら説明する。なお、第 1 0の構成において、第 9図と同一のものについては同一の参照符号を付した。

この第 7の実施例は、第 6の実施例と同じ技術思想に従ってなされたものである。すなわち、目標出力電力レベルに応じてフィードバック制御及びオープン制御を切り替えると共に、感温素子 4 2を利用して送信系の温度補償を実行するものである。第 6の实施例との相違は、感温素子 4 2を電力増幅器 2 1 に接続した点、制御信の帰還先（印加先）を電力増幅器 2 1 より前段のゲイン可変の増幅器（例えばドライバアンブ） 4 l aにした点にある。このような相違はある力 ^f、この第 7の実施例によっても第 6の実施例と同様な作用効朵が得られる。

次に、本発明による出力電力制御装置の第 8の実施例を第 1 1図を参照しながら説明する。なお、第 1 1図の構成において、第 9図と同一のものには同一の参照符号を付した。

この第 8の実施例も、第 6の実施例と jじ技術思想に従ってなされたものである。第 6の英施例との相違は、感温素子 4 2からの制御電圧信号と、 D/A変換器 3 3からの FB信号とを合成部 4 4によって重畳して電力増幅器 2 1の電力制御端子 V contに印加した点にある。このような相違点はある力、'、この第 8の実施例によっても第 6の実施例と同様な作用、効果が得られる。なお、温度補償用の感温素子 4 2の接続先が任意であることを第 6〜第 8の実施例を用いて説明してきたが、温度補償用の感温素子 4 2の接続先としては、さらに図示を省略しているフィルタゃミキサであってもよい。

次に、この発明による出力電力制御装置の第 9の実施例を、第 1 2図を参照しながら説明する。なお、第 1 2図の構成において、第 1 1と同一のものには同一の参照符号を付した。

この第 9の実施例においては、出力電力を制御する制御電圧信号が印加される増幅器が 2個になっている。すなわち、ドライバアンプ 4 1及び電力増幅器 2 1に制御電圧信号が印加されるようになっている。電力增幅器 2 1への第 1の制御電圧信号の構成は、既述の実施例と同様に、制御部 2 5及び D/A変換器 3 3が該当する。ここで、 D/A変換器 4 5からの第 2の制御電圧信号は、合成部 4 4において、感温素子 4 2からの制御電圧信号と重畳されてドライバアンプ 4 1の制御端子に印加される。この第 9の実施例の制御部 2 5は、目標出力電力レベルが大きいときには、 A/D変換器 3 2からの TSSI信号データを取り込んで FB信号デ—夕を形成し、 D/A変換器 3 3に与えて電力増幅器 2 1に第 1の制御電圧信号を印加させるものである。また、制御部 2 5は、目標出力電力レベルが小さいときには、 A/D変換器 3 2からの TSSI信号デ一タを取り込むことなく、内蔵する記憶部 2 5 bから、そのときの目標出力電力レベルに応じた固定の第 1及び第 2の制御電圧信号デ—タを取り出し、第 1の制御電圧信号デ—タを D/A変換器 3 3に与え、第 2の制御電 ) デ—タを D/A変換器 4 5に与えるものである。なお、第 1の制御電圧信号データは目標出力電力レベルに応じて絶対的に定めた固定値であり、第 2の制御電圧信号データは、例えば装置の製造初期時に所要の出力電力を達成すべく検出されたデータ値であり、これらが記憶部 2 5 bに格納させている。

次に、この第 9の実施例の出力電力制御装置における制御動作について説明する。目標出力電力が大きい場合は、 A/D変換器 3 2の電圧検出分解能が十分に小さいので、制御部 2 5は、 A/D変換器 3 2からの TSSI信号データを取り込んでフィ一ドバック演算を行って FB信号データを形成して D/A変換器 3 3に出力し、電力増幅器 2 1に第 1の制御電圧信号を印加させる。すなわち、この場合には、通常のフィードバック制御が実行される。なお、この場合には、制御部 2 5から D/A変換器 4 5へのデータの出力は実行されないが、感温素子 4 2からの制御電圧信号は合成部 4 4 を介してドライバアンプ 4 1の制御端子に印加され、フィードバックル —プによる温度補償だけでなく、感温素子 4 2を利用した温度補償も実行される。目標出力電力が小さい場合には、制御部 2 5は、 A/D変換器 3 2からの TSSI信号データを取り込むことなく、記愤部 2 5 bからそのときの目標出力電力レベルに応じた固定の第 1及び第 2の制御電圧信号データを取り出し、第 1の制御電圧信号デ—夕を D/A変換器 3 3に与え、第 2 の制御電圧信号データを D/A変換器 4 5に与える。これにより、電力増幅器 2 1の電力制御端子 V contには第 1の電圧信号と感温素子 4 2からの制御電圧信号とが重畳された制御電圧信号が印加される。すなわち、この第 9の実施例においても、第 6〜第 8の实施例と同様に、目標出力電力が小さい場合には、オープン制御を採用している。従って、この第 9の実施例によっても、目標出力電力レベルに応じてフィ一ドバック制御及びオープン制御を切り替えると共に、感温素子 4 2を利用した温度補償を行っているので、 A/D変換器の検出分解能や温度変動の課題を回避でき、広い出力電力制御範囲に！:つて温度補償が好なしかも細かい安定した出力電力制御を実行することができる。この第 9の実施例によれば、オープン制御時のゲイン制御部を 2系統に分散させているので、ォ —プン制御時においても全体としてのゲイン制御特性の安定化を図れるという効果をも奏する。

例えば、 4 0 d Bを越えるゲイン制御を 1系統のゲイン制御部で実行しょうとすると、そのゲイン制御部において十分なゲインを得なければならず、また、十分なアイソレーションを実現しなければならない。しかし、例えば 1 0 O M H zを越える周波数帯域で十分なゲイン及びアイソレーションを実現しょうとすると、発振等が起こる恐れがあって安定の点で問題がある。また、制御電圧に対するゲイン変化の感度が高くなるので、ゲイン制御部自身の温度特性や変化量やそのバラツキが大きくなる。そのため、感温素子 4 2を利用した温度補償を行っても、温度変化量のバラツキのために、温度補償の効果が阻害される。また、線形化させようとした場合に、 1系統のゲイン制御部では歪みレベルを所要値に維持し得ないゲイン範囲が生じる問題がある。 2系統のゲイン制御部にゲイン制御を分担させることにより、これらの問題を軽減でき、全体としてのゲイン制御特性の安定化を図れる。

次に第 1 0の実施例による出力電力制御装置を第 1 3図を参照しながら説明する。但し、第 1 0の実施例の構成において、第 1 2図と同一のものについては、同一の参照符号を付した。

この第 1 0の実施例は、技術思想としては第 9の実施例とほぽ同様である。すなわち、目標出力電力レベルに応じてフィードバック制御及びオープン制御を切り替えること、感温素子 4 2を利用した温度補償を行うこと、及びオープン制御時のゲイン制御部を 2系統に分散させることを採用している。この第 1 0の実施例は、オープン制御時に機能する 2 系統のゲイン制御部のうち、片方のゲイン制御部を構成する回路部分が第 9の実施例と異なっている。第 1 3図において、直交データ作成部

(DSP) 4 6は、例えば、 DSP (デジタルシグナルプロセッサ）でなり、制御部 2 5の制御下で、送信したい原データから Iデータ及び Qデータを作成するものである。また、 D/A変換器 4 7は、制御部 2 5の制御下で、直交データ作成部 4 6からの Iデータ及び Qデータをそれぞれデジタルアナログ変換して Iベースバンド信号及び Qベースバンド信号を形成して直交変調器 4 8に入力するものである。直交変調器 4 8は、発信機 4 0 からの搬送波信号を、 Iベースバンド信号及び Qベースバンド信号に基づいて直交変調し、ドライバアンプ 4 1に出力するものである。なお、デジタル方式の無線機においては、このような直交変調構成が採用されていることが多い。この第 1 0の実施例の制御部 2 5は、オープン制御時においては、内蔵する記憶部 2 5 bに格納されている第 2の制御電圧信号データを、直交デ―タ作成部 4 6及び又は D/A変換器 4 7に与えて、 D/A 変換器 4 7からの Iベースバンド信号及び Qベースバンド信号の振幅を目標出力電力レベルに応じて可変させるようになされている。ここで、直交変調器 4 8は、 AM線形変調器の一種であるので、 Iベースバンド信号及び Qベースバンド信号の振幅に、直交変調器 4 8からの出力電力は比例する。したがって、上述した直交変調構成は、一方のゲイン制御部をなしている。

次に、この第 1 0の実施例の出力電力制御装における出力電力の制御動作について説明する。 Ξ標出力電力が大きい場合は、制御部 2 5 は、 A/D変換器 3 2からの TSSI信号データを取り込んでフィ一ドバック演算を行って FB信号データを形成して D/A変換器 3 3に出力し、電力増幅器 2 1に第 1の制御電圧信号を印加させる。すなわち、この場合には、通常のフィードバック制御が実行される。なお、この場合には、制御部 2 5は、 D/A変換器 4 7からの Iベ—スパンド信号及び Qベースバンド信号の振幅を、直交変調器 4 8からの変調信号が線形となり得る最大振幅を取らせるようにさせる。一方、目標出力電力が小さい場合には、制御部 2 5は、 A/D変換器 3 2からの TSSI信号データを取り込むことなく、記憶部 2 5 bからそのときの目標出力電力レベルに応じた固定の第 1及び第 2 の制御電圧信号データを取り出し、第 1の制御電圧信号データを D/A変換器 3 3に与え、第 2の制御電圧信号データを直交データ作成部 4 6に与える。これにより、電力増幅器 2 1の電力制御端子 V contには第 1の制御電圧信号が印加され、また、 D/A変換器 4 7からの Iベースバンド信号及び Qベースバンド信号の振幅が可変される。すなわち、この第 1 0の実施例においても、第 6〜第 9の実施例と同様に、目標出力電力が小さい場合には、オーブン制御を採用している。

この第 1 0の実施例においても、第 9の実施例と同様な効果を奏することができる。これに加えて、以下の効果を得ることができる。 D/A変換器 4 7からの Iベースバンド信号及び Qベースバンド信号の振幅を、 DSP構成の直交データ作成部 4 6の演算処理によって可変しているので、非常に正確な振幅設定を行うことが可能であり、波形歪みが問題となるレべルまで振幅を制御できる。通常、出力電力を小さく制御する場合は、移動端末と基地局との距離が小さい場合であり、基地局受信側において十分な C/N比を確保できる。したがって、ベースバンド信号の品質（波形歪み率等）を考慮したとしても、 8〜 1 2 d B程度の振幅制御は実用的に可能である。振幅制御を良好に実行できるので、ゲイン制御も良好に行うことができる。また、第 2のゲイン制御部として機能する直交データ作成部 4 6、 D/A変換器 4 7及び直交変調器 4 8は、ゲイン制御に関係なく、無線機が備えているものである。言い換えると、既存構成をゲイン制御部としても利用している。したがって、第 9の実施例とは異なつて、新たな構成を不要とすることができている。上記第 6〜第 1 0の実施例においては、制御構成としてデジタル処理構成を用いたものを示したが、フィードバック制御とオープン制御とを切り替えて用いること、感温素子 4 2を利用した温度補償を行うこと等を、アナ口グ構成での制御を採用している出力電力制御装置にも適用できる。上記各実施例においては、本発明の出力電力制御装置がデジタルセルラ方式又はアナログセルラ方式に従う移動端末に搭載されることを前提に説明したが、本発明の出力電力制御装置を搭載する無線機の種類はこれに限定されるものではない。例えば、基地局側に設けてもよい。また、自動車電話システムや携帯電話システム以外の通信システム用の無線機に適用することができる。

産業上の利用可能性

これまでに説明してきたように、この発明によれば、温度補償範囲の出力電力制御を実行できる出力電力制御装置を提供できる。

この出力電力制御装置は、デジタルセルラ方式又はアナログセルラ方式における移動無線機及び基地局に適用して有効であることは勿論、出力電力制御を必要とする通信システムの移動無線機及び基地局に適用しても有効である。

Claims

請求の範囲

1、送信出力電力を段階的又は連続的に切り替えると共に、出力電力のフィ—ドバック制御系を有する出力電力制御装置において、

送信信号を電力増幅する電力増幅器と、

この電力増幅器によって、電力増幅された送信信号が電力増幅器の出力側に接続された伝送線路を介して入力されると共に、その進行波成分だけを通過させるアイソレータと、

このアイソレータの入力点から出力電力の一部を取り出して、現実の出力電力の検波信号を形成すると共に、フィードバック制御系の入力段を構成する検波回路と、

この検波回路の取り出し部における寄生リアクタンスをキャンセルすると共に、前記アイソレー夕への入力点に接続されたリァクタンス整合素子と、

を有することを特徴とする出力電力制御装置。

2、現実の出力電力と目標出力電力との差分を除去させるためのフィ一ドバック信号を前記電力増幅器の出力電力制御端子に帰還させることを特徴とする請求項 1に記載の出力電力制御装置

3、現実の出力電力と目標出力電力との差分を除去するためのフィ ― ドバック制御信号を前記電力増幅器の前段に設けられたゲイン可変増幅器又はゲイン可変減衰機の制御端子へ帰還させることを特徴とする請求

1に記載の出力電力制御装置。

4、前記フィードバック制御系力、前記検波回路と、前記検波回路からの検波信号をアナログ/デジタル変換するアナログ Zデジタル変換器と、前記アナログ Zデジタル変換器からの検波データに基づいて、フィ一ドバックデータを形成する制御部と、前記制御部からのフィードバックデータをデジタルノアナログ変換して帰還先の制御端子に与えるデジタルノアナログ変換器とから構成され、

前記検波回路が、検波ダイオードと、前記検波ダイオードの力ソード側に接続された負荷抵抗とを備え、前記負荷抵抗が前記検波ダイォードのカソ一ド側電圧を分圧して検波信号として前記アナログノデジタル変換器に与えられる

ことを特徴とする請求項 1から 3のいずれかに記載の出力電力制御装

5、送信出力電力を段階的又は連続的に切り替える、出力電力のフィ一ドバック制御系を有する出力電力制御装置において、

出力電力をォ一プン制御するォ一プン制御系と、

目標出力電力レベルが予め定めた所定値より大きいときに、前記フィ一ドバック制御系を機能させ、目標出力電力レベルがが予め定めた所定値より小さいときに、前記オープン制御系を機能させる制御系切替手段と、

少なくともオープン制御時における出力電力の温度変動を補償する温度補償手段と、

を有することを特徴とする出力電力制御装置。

6、前言フイードバック制御系力出力電力を検波する検波回路と、前記検波回路からの検波信号をアナログ Zデジタル変換するアナログ/ デジタル変換器と、前記アナ口グ Zデジタル変換器からの検波データに基づいて、制御データを形成する制御部と、前記制御部からの制御デ— 夕をデジタルアナログ変換するデジタルアナログ変換器と、前記デジ夕ルノアナログ変換からの制御信号に応じて出力電力レベルを可変させるゲイン可変手段とでなり、

前記オープン制御系が、前記フィ― ドバック制御系を構成する前記制御部、前記デジタルアナ口グ変換器及び前記ゲイン可変手段とから構成され、

前記制御部が前記制御系切替手段として動作する

ことを特徴とする請求項 5に記載の出力電力制御装置。

7、前記制御部からの第 2の制御データをデジタルノアナログ変換する第 2のデジタル/アナ口グ変換器と、

前記第 2のデジタルアナログ変換器からの第 2の制御信号に応じて出力電力レベルを可変させる第 2のゲイン可変手段とをさらに備え、前記制御部が、

フィ一ドバック制御時には、検波データに応じた制御データを前記デジ夕ルアナ口グ変換器に供給し、

オープン制御時には、目標出力電力レベルによって固定的に定まる制御データを前記デジタルノアナログ変換器に供給すると共に目標出力電力レベルによって固定的に定まる第 2の制御データを前記第 2のデジ夕ルノアナログ変換器に供給する

ことを特徴とする請求項 6に記載の出力電力制御装置。

8、送信情報に応じて Iベースバンド信号及び Qベースバンド信号を形成する直交信号形成手段と、

搬送波信号を前記 Iベースバンド信号及び Qベースバンド信号に応じて直交変調する直交変調器とをさらに備え、

前記制御部が、

フィ一ドバック制御時には、検波データに応じた制御データを前記デジタルアナログ変換器に供給し、

オープン制御時には、目標出力電力レベルによって固定的に定まる制御データを前記デジタルアナ口グ変換器に供給すると共に、前記直交信号形成手段からの Iベースバンド信号及び Qベースバンド信号の振幅を、目標出力電力によって固定的に定まる振幅に制御することを特徴とする請求項 6に記載の出力電力制御装置。