WO1996026572A1 - Verstärkereinrichtung zum verstärken elektrischer signale in einem vorgegebenen frequenzbereich mit steuerbarer verstärkung - Google Patents

Verstärkereinrichtung zum verstärken elektrischer signale in einem vorgegebenen frequenzbereich mit steuerbarer verstärkung Download PDF

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WO1996026572A1
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amplifier device
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Ralph Oppelt
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Siemens Aktiengesellschaft
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G5/00—Tone control or bandwidth control in amplifiers
    • H03G5/02—Manually-operated control
    • H03G5/14—Manually-operated control in frequency-selective amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
    • H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
    • H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
    • H03G1/0052—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using diodes
    • H03G1/0064—Variable capacitance diodes

Definitions

  • Amplifier device for amplifying electrical signals in a predetermined frequency range with controllable amplification
  • the invention relates to an amplifier device for amplifying an electrical signal in a predetermined frequency range, preferably from the high-frequency spectrum.
  • Semiconductor components such as field effect transistors, bipolar transistors or operational amplifiers can be used as electrical amplifiers for electrical signals with frequency components other than zero, in particular from the high frequency range. In some applications, it may be necessary for the amplifier gain to be controllable.
  • the signal applied to an input of the amplifier is amplified by applying an electrical control potential or an electrical control current to a control connection of the amplifier.
  • the amplified signal can then be tapped at an output of the amplifier.
  • the ratio of the complex amplitude of the amplified signal at the output to the complex amplitude of the unamplified signal at the input of the amplifier is referred to as a complex amplification or complex transfer function of the amplifier.
  • An operational amplifier with a controllable amplification in which a field effect transistor (FET) which can be controlled by a continuously or digitally controllable control voltage source (FET) is connected to a negative feedback circuit for the operational amplifier.
  • FET field effect transistor
  • a feedback loop is additionally provided for the FET as a controlled resistor
  • a further operational amplifier is provided for reading the electrical resistance of the FET.
  • the FET can also be connected to a negative feedback to enlarge its dynamic range ("Appli ca ti on Not e 200 -1, Designer's Guide for 200 series op amps "from the Comlinear Corporation, November 1984).
  • FETs as controllable resistors do not require any control power, but have comparatively high tolerances in their characteristics.
  • a bipolar double transistor controlled by a control current source is provided as the stiffness multiplier (Ti etze, Schenk: “Halblei ter ⁇ chal tungstechnik", 9th edition, 1990, Springer Verlag, p. 350).
  • Steepness multipliers have a relatively reproducible gain, but require a comparatively high control output.
  • the invention is based on the object of specifying a special amplifier device for amplifying electrical signals from a predetermined frequency range, in particular from the high-frequency band, with a controllable amplification.
  • the gain control of the amplifier device should in particular be reproducible and practically free of losses.
  • the invention is based on the consideration of feeding the electrical signal as an input signal to the amplifier device in succession to two transmission elements with different frequency-dependent transmission functions and to select or set the two transmission functions so that their frequency dependencies are within the predetermined frequency range essentially compensate and the amplitude of the output signal in the predetermined frequency range has an essentially frequency-independent gain compared to the amplitude of the input signal.
  • the gain for the electrical signal is then changed by changing the Frequency dependence of the two transfer functions controlled in the predetermined frequency range.
  • the amplifier device contains two electrical transmission elements, each with a frequency-dependent transmission function.
  • the transmission function is defined as the ratio of the amplitude of the output signal to the amplitude of the input signal of the respective transmission element.
  • the two transmission elements are connected between an input of the amplifier device for applying the electrical signal to be amplified and an output of the amplifier device for tapping the amplified electrical signal in a row.
  • the frequency dependencies of the transfer functions of the two transfer elements are selected such that the two corresponding logarithmic transfer functions in the area of one edge each are essentially linearly dependent on a bijective function of the frequency.
  • the log arithmic transfer function is proportional to the logarithm of the amount of the generally complex transfer function to a predetermined real basis.
  • the log arithmic transfer function of one of the two transfer elements has a positive edge with a positive
  • the amplifier device contains control means which shift the edges of the two log-arithmic transfer functions relative to one another within the predetermined frequency range.
  • the control means can in particular only shift one flank to smaller or larger frequencies hm, while the other whose edge remains unchanged, or shift both edges at the same time.
  • the transmission element with the positive flank can contain at least one element from the group of electrical circuits or networks comprising at least a first order high-pass filter, a differentiator and a preemphasis element.
  • the transmission element with the negative flank can contain at least one element from the group of electrical circuits or networks comprising at least a first order low-pass filter, an integrator and a de-emphasis element.
  • the control means shift the edge of the at least one transmission element, preferably by controlling at least one impedance.
  • the controllable impedance is a capacitance, preferably the capacitance of a capacitance diode. Capacitance diodes can be controlled practically without loss of power via a control voltage applied in the reverse direction and have exactly reproducible characteristic curves.
  • FIG. 1 shows a basic structure of the amplifier device
  • FIG. 2 shows a typical dependence of the amplification of the amplifier device on the frequency in a diagram
  • FIG. 3 to 5 each an exemplary embodiment for shifting the edges of the transfer functions of the two
  • FIG. 6 to 8 each show an embodiment of a transmission element with a positive edge
  • FIG. 9 to 11 each show an embodiment of a transmission element with a negative edge
  • FIG. 12 an embodiment of a transmission element with two controllable capacitance diodes are each shown schematically. Corresponding parts are provided with the same reference numerals.
  • the in FIG. 1 is shown with 2 and comprises a first transmission element 3 with a generally complex transmission function G ', a second transmission element 4 with a generally complex transmission function H' and electrical control means 5.
  • the first transmission element 3 and the second Transmission element 4 are electrically connected in series between an input 2A and an output 2B of the amplifier device 2.
  • An electrical signal S to be amplified is now applied to the input 2A of the amplifier device 2 and fed to the first transmission element 3.
  • the electrical signal S is multiplied in the first transmission element 3 by its transmission function G '.
  • the signal G '* S obtained or amplified or multiplied by the transfer function G' of the first transfer link 3 is now fed to the second transfer link 4 and is amplified by the latter with this transfer function H 1 .
  • the signal S 1 H '* G' * S multiplied by both transmission functions G 'and H' of both transmission elements 3 and 4 can be tapped at the output 2B of the amplifier device 2.
  • ) and H log a (
  • the amplifier device 2 also contains control means 5 which are operatively connected to at least one of the transmission elements 3 or 4 m.
  • the control means 5 are only connected to the transmission element 4 via an active connection line 8 shown in broken lines.
  • the control means 5 control each transmission element 3 or 4 connected to them in such a way that the transmission function G 'or H' of this transmission element 3 or 4 is changed in its frequency dependence. The exact mode of operation of this control is explained below.
  • the operative connection of the control means 5 with the least one transmission to be controlled Support member 4 can be carried out, for example, via an electrical, optical, inductive or also piezoelectric coupling.
  • the active connection line 8 can then correspondingly be an electrical connection or an optical coupler or an inductive coupler or a piezo coupler.
  • the corresponding rectangular gain control range, given by the intervals ⁇ f and ⁇ A, is hatched and designated by 10.
  • the minimum logarithmic gain A min is generally chosen to be greater than or equal to 0 , but can also, if the application requires, be less than 0.
  • the maximum amplification A max can also be less than 0. In these cases, the amplitude of the output signal S 'of the amplifier device 2 is smaller than the amplitude of the input signal S.
  • v v (f) of frequency f.
  • the first real transmission parameter m ⁇ 0 gives the amount of the slopes
  • the logarithmic transfer function G of the transfer element 3 thus has a linear edge with the slope -m in the associated frequency range, while the logarithmic transfer function H of the second transfer element 4 has a linear edge with the slope + m in its assigned frequency range having.
  • the slopes of the two flanks differ in their signs, but are the same in amount.
  • the logarithmic gain A of the amplifier device 2 is therefore at least approximately frequency-independent at least for frequencies f from the frequency range ⁇ f or for function values v (f) from the corresponding, clearly determined value range ⁇ v.
  • This practical frequency-independent value of the logarithmic amplification A according to equation (4) can now be suitably adjusted by at least one of the transmission parameters m, v G and v H of the two logarithmic transmission functions G and H in a manner suitable for a specific application of the amplifier device 2 to be changed.
  • the gain variation ⁇ A of the amplifier device 2 that can be achieved in this way depends on the variation ⁇ m of the amount m of the slopes of the two logarithmic transfer functions G and H in the region of their edges and / or the variation ⁇ v G of the transfer parameter v G of the edge of the logarithmic transfer function G and / or the variation .DELTA.v H of the transfer parameter v H of the edge of the logarithmic transfer function H.
  • the variations .DELTA.v G and .DELTA.v H correspond to a shift of the edge of the associated logarithmic transfer function G or H.
  • the variation .DELTA.m corresponds to a change in the absolute steepness of both flanks.
  • FIG. 3 to 5 are shown on the basis of diagrams of exemplary embodiments of how the logarithmic gain A of the amplifier device 2 can be controlled by varying the logarithmic transmission functions G and H of the two transmission elements 3 and 4.
  • the usual in electronics before decimal logarithmic amplification or transfer function is shown in the following, without restriction of generality, the usual in electronics before decimal logarithmic amplification or transfer function
  • a / dB 20 log (
  • G / dB 20 log (
  • > H / dB 20 log (
  • ) with the logarithm log: log] _o Base 10 used.
  • FIG. 3 and 4 show exemplary embodiments in which the edge of one of the two logarithmic transfer functions is varied and the edge of the other logarithmic transfer function is recorded.
  • the edges of both logarithmic transfer functions are varied.
  • the transmission parameter v G corresponds to the value of v at which the elongated edge E intersects the abscissa.
  • the logarithmic transfer function G assumes a predetermined value, for example the value 0 dB.
  • the edge E of the logarithmic transmission function G is kept constant during operation of the amplifier device 2.
  • the logarithmic transfer function H of the second transfer element 4 has a flank F which rises linearly with increasing v according to the relationship (3b) with the gradient + m> 0 and which, from a certain function limit value V3 m, has a substantially constant part of the logarithmic transfer function H passes.
  • This logarithmic transfer function H corresponds to the characteristic curve of a high-pass filter 4.
  • the edge F of the logarithmic transfer function H can now be shifted between two edges labeled Fl and F2 of two corresponding logarithmic transfer functions H1 and H2 with the same slope + m.
  • the transmission parameter v H of the logarithmic transmission function H is varied in the interval delimited by the two transmission parameters v H1 and v H 2 of the two logarithmic transmission functions H1 and H2 with v H ⁇ ⁇ v H 2 .
  • the transmission parameters v H , v H ⁇ and v H correspond to the values of v at which the elongated edge F, Fl and F2 intersect the abscissa.
  • the associated logarithmic transfer function H, Hl or H2 assumes a predetermined value, for example again 0 dB.
  • the slope of the logarithmic transfer function H defined by the transfer parameter + m remains unchanged when the edge F is shifted.
  • the flank F of the logarithm is therefore above a functional range ⁇ v lying between the functional limit value V Q of the logarithmic transfer function G of the low pass as the left functional value v L and the smallest functional limit value V ] _ the logarithmic transfer function H of the high pass as the right functional value v R ⁇ mix transfer function H in the hatched area relative to the edge E of the logarithmic transfer function G.
  • the intersection P between the two edges E and F lies on the edge E between the two extreme intersections Pl of the edge Fl with the edge E and P2 of the edge F2 with the edge E.
  • the logarithmic gain A of the amplifier 2 can be graphically as double value of one of the two logarithmic transfer functions G or H can be determined at this intersection point P.
  • the maximum value A max of the logarithmic reinforcement A corresponds to the intersection P1, the minimum value A min to the intersection P2.
  • al ⁇ o is proportional to the variation of ⁇ v H v H de ⁇ felicit ⁇ pa- ramteres the logarithmic administrat ⁇ funktion H of the second effetsglied ⁇ 4 with the amount of the transmission parameter ⁇ m al ⁇ proportionality constants.
  • the logarithmic transfer function H mt of the flank F with a positive slope (positive Edge) is kept constant, while the logarithmic transfer function G is varied with the edge E with a negative slope (negative edge).
  • the transfer parameter f H of the logarithmic transfer function H thus remains constant. stant.
  • the transfer parameter f G of the logarithmic transfer function G is controlled between the two transfer parameters f G 2 and f G ⁇ by two logarithmic transfer functions G2 and Gl with f G2 ⁇ fei.
  • ⁇ f G f G] _ - f G 2.
  • the edge E of the logarithmic transfer function G can thus be shifted with f L with an unchanged slope m between the two edges E2 and E1 of the two logarithmic transfer functions G2 and Gl m a frequency range ⁇ f between a left corner frequency f L and a right corner frequency f R ⁇ f -
  • the variation range of the edge E over the frequency range ⁇ f is hatched again.
  • the intersection P of the two edges E and F varies between the intersection P2 of the edge E2 with the edge F and the intersection Pl of the edge E1 with the edge F.
  • the resulting logarithmic gain A of the amplifier device 2 again corresponds to that double the value of the logarithmic transfer function G or H at the intersection P.
  • the transmission function G can be realized again with a transmission element 3 with a low-pass character.
  • a variation .DELTA.f G of the transmission parameter f G from f G 2 to f G ] _ then also corresponds to a variation of the cutoff frequency of the low-pass filter from f 2 to f] _.
  • the logarithmic transmission function H shown has a continuous edge F and can be implemented, for example, with a differentiator in the transmission element 4.
  • the edges E and F of both logarithmic transfer functions G and H can now be shifted within the predetermined function value interval ⁇ v.
  • the transmission parameter v G of the logarithmic transmission function G of the first transmission element 3 is controlled in the variation interval limited by the two transmission parameters v G ⁇ and v G 2 of the two logarithmic transmission functions Gl and G2 with V G1 ⁇ V G 2.
  • the corresponding variation ranges of the flanks E and F over the interval ⁇ v are in each case simply hatched.
  • the intersection P of the two flanks E and F lies in the double-hatched, parallelogram-shaped area 15 with the four corner points P1, P2, P3 and P4.
  • the corner point P1 is the intersection of the two flanks El and Fl
  • the corner point P2 is the intersection of the flanks E2 and F2
  • the corner point P3 is the intersection of the flanks El and F2
  • the corner point P4 is the intersection of the flanks E2 and Fl .
  • the variation ⁇ A of the gain A is now at least approximately the same
  • the variation ⁇ A of the gain A when the two transfer parameters v G and v H are varied is therefore equal to the sum of the individual variations ⁇ A equations (7) or (8).
  • Variatio ⁇ .DELTA.v G H .DELTA.v NEN i ⁇ t the Ver ⁇ tärkungsvariation turbidity increase at Verschie ⁇ ben both edges E and F by changing its associated transmission parameter v G and v H twice as large as in Va ⁇ riation only one réellesparameter ⁇ v G and v H , ie when shifting only one flank E or F.
  • the logarithmic transmission functions G and H of the two transmission elements 3 and 4 depend on the frequency f of the input signal S or the bijective function v (f) of this frequency f each have at least one linear flank E and F with opposite slopes and that these two flanks E and F can be shifted relative to one another in the predetermined frequency range ⁇ f (or ⁇ v (f)). Outside this frequency range ⁇ f (or ⁇ v (f)), the frequency response of the transmission elements 3 and 4 can in principle be arbitrary.
  • the sequence of the transmission element with the positive edge and the transmission element with the negative edge in the circuit arrangement between the input 2A and the output 2B of the amplifier device 2 is also interchangeable.
  • a transmission element with a positive edge such as edge F in FIGS. 3 to 5 can preferably with the aid of a n-order high-pass filter with n> 1, a differentiating element or a preemphasis element.
  • a transmission element with a negative edge such as edge E in FIGS. 3 to 5 preferably contains an nth order low-pass filter with n> 1, an integrating element (integrator) or a deemphasis element.
  • Each transfer element preferably comprises at least one amplifier for setting the absolute size of the associated transfer function.
  • the amplifier device 2 can also contain at least one amplifier with a gain that is frequency-independent at least in the frequency range ⁇ f and that is electrically connected in series to the two transmission elements 3 and 4.
  • the above-mentioned examples for the transmission elements 3 and 4 of the amplifier device 2 are known to the person skilled in the art in a large number of embodiments.
  • the FIG. 6 to 11 show simple basic circuits for such transmission elements. All transmission elements shown contain an operational amplifier 20 with a first input 20A and a second input 20B, which is set to a constant potential, generally zero potential, and with an output 20C. The input of the transmission element corresponds to point 40, and the output of the transmission element corresponds to this
  • the circuit point 50 is electrically connected to the output 20C of the operational amplifier 20.
  • the first input 20A of the operational amplifier 20 feeds back to the output 20C of the operational amplifier 20 via a first electrical resistor 21.
  • An input signal at the input 40 of the high-pass signal is connected to the feedback input 20A of the operational amplifier 20 via a series circuit of a second electrical resistor 22 and a capacitance 23.
  • the limit frequency of the high-pass is now proportional to 1 / (RC) with the size R of the second electrical resistor 22 and the size C of the capacitance 23.
  • a high-pass n-th order with n> 1 can be achieved simply by connecting n high-passes first order.
  • the slope of the rising positive edge of the nth-order high pass corresponds to the n-fold slope of the positive edge of the first-order high pass.
  • FIG. 7 shows an embodiment of a differentiator.
  • the output 20C of the operational amplifier 20 is electrically connected to the input 20A via the resistor 21.
  • the capacitance 23 is connected between this feedback input 20 A of the operational amplifier and the input 40 of the differentiator.
  • This differentiating element is obtained from the basic circuit for the high-pass filter according to FIG. 6 by omitting the second resistor 22.
  • the differentiating element has no cutoff frequency.
  • the output 20C of the operational amplifier 20 is fed back via the first resistor 21 to the first input 20A of the operational amplifier 20.
  • the input 40 of the pre-emphasis element is now electrically connected to the first input 20A of the operational amplifier 20 via a parallel connection of the second resistor 22 and the capacitance 23.
  • the cut-off frequency of the pre-emphasis is proportional to 1 / (RC), where R is the ohmic resistance of the second resistor 22 and C is the electrical capacitance of the capacitance 23.
  • FIG. 9 shows an embodiment of a first-order low-pass filter.
  • the output 20C of the operational amplifier 20 is via a parallel connection of the first counter Stand 21 and the capacitance 23 are electrically connected to the first input 20A of the operational amplifier 20.
  • the input 40 of the low pass is electrically connected via the second resistor 22 to the first input 20A of the operational amplifier 20.
  • the cut-off frequency of the low-pass filter is proportional to 1 / (RC) with the size R of the first electrical resistor 21 and the size C of the capacitance 23.
  • An n-th order low-pass filter with n> 1 can be built up simply by switching n first-order low-pass filters .
  • the slope of the falling negative flank of the n-th order low-pass filter corresponds to the n-fold slope of the negative flank of the first-order low-pass filter.
  • FIG. 10 illustrates one embodiment of an integrator.
  • Output 20C and first input 20A of operational amplifier 20 are electrically fed back via capacitance 23.
  • the resistor 22 is connected in front of the input 20A of the operational amplifier 20.
  • the integrator according to FIG. 10 can by omitting the resistor 21 in the transmission element according to FIG. 9 can be obtained.
  • the integrator does not have a limit frequency.
  • the FIG. 11 finally shows a basic circuit of a de-emphasis element as a transmission element.
  • a series circuit of the first resistor 21 and the capacitance 23 is connected between the output 20C and input 20A of the operational amplifier 20.
  • the first input 20A of the operational amplifier 20 is also electrically connected via the second resistor 22 to the input 40 of the deep phase element.
  • the cutoff frequency of the deemphasis element is proportional to 1 / (RC) with the oh - ⁇ resistance R of the first resistance 21 and the capacitance of the capacitance 23.
  • control means 5 of the amplifier device 2 is provided.
  • the control means 5 preferably control at least one controllable impedance in each transmission element whose flank is to be shifted.
  • the controlled impedance can in particular be purely resistive or purely capacitive.
  • the transmission element to be controlled contains a controllable ohmic resistor as an actuator, for example a field effect transistor (FET), to the control connection (gate) of which the control means 5 apply a control voltage.
  • FET field effect transistor
  • this controllable resistor can be used as the first resistor 21, in the basic circuits according to FIG. 6 (high pass), FIG. 8 (preemphasis member) and FIG. 10 (integrator), on the other hand, as resistance 22.
  • a FET is practically controllable without loss of power.
  • the transmission element to be controlled contains at least one controllable capacitance as an actuator, preferably at least one capacitance diode to which the
  • Control means 5 a variable reverse voltage can be applied as a control voltage.
  • at least one capacitance diode is preferably provided as controllable capacitance 23, which is connected between the poles of a control voltage source as a component of the control means 5.
  • Capacitance diodes also have precisely defined characteristics of their capacitance as a function of the reverse voltage applied. In this embodiment, precise control of the edges of the transmission elements is thus possible. Capacitive control of the edges of the transmission Gung ⁇ limbs practically loss-free.
  • FIG. 12 is an example of a low pass according to FIG. 9 shown with a controllable capacity 23.
  • the capacitance 23 comprises two capacitance diodes 24 and 25 connected in series, to which the control means 5 apply a control voltage U G in the blocking direction via an example electrical control line 8.
  • the control means 5 preferably again include a series resistor 52 and a control voltage source 51, which provides the control voltage U G.
  • the control voltage U G is preferably selected such that neither of the two capacitance diodes 24 or 25 becomes conductive over the intended control range of the operational amplifier 20.
  • control means 5 can contain a control voltage source provided jointly for both transmission elements 3 and 4, which is connected to the controllable impedances, for example the FETs or the capacitance diodes, of both transmission elements 3 and 4.

Landscapes

  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

Die Verstärkereinrichtung (2) enthält zwei in Reihe geschaltete Übertragungsglieder (3, 4), deren logarithmische Übertragungsfunktionen (G, H) in Abhängigkeit von einer bijektiven Funktion der Frequenz lineare Flanken aufweisen mit betragsmäßig gleichen und im Vorzeichen unterschiedlichen Steigungen, und Steuermittel (5) zum Verschieben der beiden Flanken relativ zueinander innerhalb des Frequenzbereichs. Die Verstärkung der Verstärkereinrichtung ist innerhalb des Frequenzbereichs frequenzunabhängig steuerbar. Vorzugsweise wird zum Verschieben der Flanken die Kapazität einer Kapazitätsdiode variiert.

Description

Beschreibung
Verstärkereinrichtung zum Verstärken elektrischer Signale in einem vorgegebenen Frequenzbereich mit steuerbarer Verstär- kung
Die Erfindung betrifft eine Verstärkereinrichtung zum Ver¬ starken eines elektrischen Signals in einem vorgegebenen Fre¬ quenzbereich, vorzugsweise aus dem Hochfrequenzspektrum.
Als elektrische Verstärker für elektrische Signale mit von Null verschiedenen Frequenzanteilen, insbesondere aus dem Hochfrequenzbereich, können Halbleiterbauelemente wie Feldef¬ fekttransistoren, bipolare Transistoren oder auch Operations- Verstärker eingesetzt werden. In manchen Anwendungen kann es erforderlich sein, daß die Verstärkung des Verstärkers steu¬ erbar ist. Das an einem Eingang des Verstärkers angelegte Si¬ gnal w rd durch Anlegen eines elektrischen Steuerpotentiales oder eines elektrischen Steuerstromes an einem Steueranschluß des Verstärkers verstärkt. Das verstärkte Signal kann dann an einem Ausgang des Verstärkers abgegriffen werden. Das Ver¬ hältnis der komplexen Amplitude des verstärkten Signals am Ausgang zur komplexen Amplitude des unverstärkten Signals am Eingang des Verstärkers wird als komplexe Verstärkung oder komplexe Übertragungsfunktion des Verstärkers bezeichnet.
Es ist ein Operationsverstärker mit einer steuerbaren Ver¬ stärkung bekannt, bei dem ein von einer kontinuierlich oder digital steuerbaren Steuerspannungsquelle steuerbarer Feldef- fekttransiεtor (FET) m eine Gegenkopplungsschaltung für den Operationsverstärker geschaltet ist Für den FET als εteuer- oaren Widerstand ist zusätzlich eine Ruckkopplungsschaltung mit einem weiteren Operationsverstärker zum Lmeaπsieren des elektrischen Widerstandes des FET vorgesehen. Auch kann der FET mit einer Gegenkopplung zum Vergrößern seines Dynamikbe¬ reichs beschaltet sein ( "Appli ca ti on Not e 200 -1 , Designer ' s Guide for 200 Seri eε Op Amps " der Firma Comlinear Corpora ¬ tion, November 1984 ) . FETs als steuerbare Widerstände benöti¬ gen zwar keine Steuerleistung, weisen jedoch vergleichsweise hohe Toleranzen in ihren Kennlinien auf.
Bei einem weiteren steuerbaren Operationsverstärker ist ein von einer Steuerstromquelle gesteuerter bipolarer Doppeltran¬ sistor als Steiheits ultiplizierer vorgesehen ( Ti etze, Schenk : "Halblei terεchal tungstechnik " , 9 . Auflage, 1990, Springer Verlag, S . 350) . Steilheitsmultiplizierer weisen zwar eine relativ gut reproduzierbare Verstärkung auf, benötigen aber eine vergleichsweise hohe Steuerleistung.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine besondere Ver- Stärkereinrichtung zum Verstärken elektrischer Signale aus einem vorgegebenen Frequenzbereich, insbesondere aus dem Hochfrequenzband, mit einer steuerbaren Verstärkung anzuge¬ ben. Die Verstärkungssteuerung der Verstärkereinrichtung soll insbesondere gut reproduzierbar und praktisch verlustlei- stungsfrei sein.
Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst mit den Merkma¬ len des Anspruchs 1.
Die Erfindung beruht auf der Überlegung, das elektrische Si¬ gnal als Eingangssignal der Verstärkereinrichtung nacheinan¬ der zwei Übertragungsgliedern mit unterschiedlich frequenzab¬ hängigen Übertragungsfunktionen zuzuführen und die beiden Übertragungsfunktionen dabei so zu wählen oder so einzustel- len, daß sich ihre Frequenzabhängigkeiten in dem vorgegebenen Frequenzbereich im wesentlichen kompensieren und die Ampli¬ tude des Ausgangεsignals in dem vorgegebenen Frequenzbereich gegenüber der Amplitude des Eingangεsignals eine im wesentli¬ chen frequenzunabhängige Verstärkung aufweist. Die Verstär- kung für das elektrische Signal wird dann durch Verändern der Frequenzabhangigkeit der beiden Übertragungsfunktionen in dem vorgegebenen Frequenzbereich gesteuert.
Aufbauend auf dieser Überlegung enthält die Verstärkerem- richtung gemäß der Erfindung zwei elektrische Übertragungs¬ glieder mit jeweils einer frequenzabhängigen Übertragungsfun¬ ktion. Die Übertragungεfunktion ist dabei definiert als Ver¬ hältnis der Amplitude des Ausgangsεignal zur Amplitude des Eingangssignals des jeweiligen Übertragungsglieds. Die beiden Übertragungsglieder sind zwischen einen Eingang der Verstär¬ kereinrichtung zum Anlegen des zu verstärkenden elektrischen Signals und einen Ausgang der Verstärkereinrichtung zum Ab¬ greifen des verstärkten elektrischen Signals m Reihe ge¬ schaltet.
Die Frequenzabhängigkeiten der Ubertragungsfunktionen der beiden Übertragungsglieder sind so gewählt, daß die beiden entsprechenden logarithmischen Ubertragungsfunktionen im Bereich jeweils einer Flanke im wesentlichen linear abhangig von einer bijektiven Funktion der Frequenz sind. Die log¬ arithmische Übertragungsfunktion ist dabei proportional zum Logarithmus des Betrags der im allgemeinen komplexen Übertra¬ gungsfunktion zu einer vorgegebenen reellen Basis. Die log¬ arithmische Übertragungsfunktion eines der beiden Übertra- gungsglieder weist eine positive Flanke mit einer positiven
Steigung auf, wahrend die logarithmische Übertragungsfunktion des anderen Ubertragungsgliedε eine negative Flanke aufweiεt mit einer negativen Steigung. Die Steigungen der beiden Flan¬ ken der logarithmischen Übertragungsfunktionen sind betrags- maßig wenigstens annähernd gleich gewählt. Zum Steuern der Verstärkung des elektrischen Signals enthält die Verstärker¬ einrichtung Steuermittel, die die Flanken der beiden log¬ arithmischen Ubertragungsfunktionen relativ zueinander inner¬ halb deε vorgegebenen Frequenzbereichs verschieben. Die Steu- er ittel können dabei insbesondere nur eine Flanke zu kleine¬ ren oder größeren Frequenzen hm verschieben, wahrend die an- dere Flanke unverändert bleibt, oder auch beide Flanken zu¬ gleich verschieben.
Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Verstärkereinrichtung gemäß der Erfindung ergeben sich aus den vom Anspruch 1 ab¬ hängigen Ansprüchen.
Das Übertragungsglied mit der positiven Flanke (Flanke mit positiver Steigung) kann wenigstens ein Element aus der einen Hochpaß wenigstens erster Ordnung, einen Differentiator und ein Preemphasisglied umfassenden Gruppe von elektrischen Schaltungen oder Netzwerken enthalten. Das Übertragungsglied mit der negativen Flanke (Flanke mit negativer Steigung) kann wenigstens ein Element aus der einen Tiefpaß wenigstens er- ster Ordnung, einen Integrator und ein Deemphasisglied umfas¬ senden Gruppe von elektrischen Schaltungen oder Netzwerken enthalten.
Die Steuermittel verschieben die Flanke des wenigstens einen Übertragungsglieds vorzugsweise durch Steuern wenigstens ei¬ ner Impedanz. In einer besonders vorteilhaften Ausführungs¬ form ist die steuerbare Impedanz eine Kapazität, vorzugsweise die Kapazität einer Kapazitätsdiode. Kapazitätsdioden sind über eine in Sperrichtung angelegte Steuerspannung praktisch verluεtleistungsfrei steuerbar und weisen genau reproduzier¬ bare Kennlinien auf.
Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in deren FIG. 1 ein prinzipieller Aufbau der Verstärkereinrichtung, FIG. 2 eine typische Abhängigkeit der Verstärkung der Ver¬ stärkereinrichtung von der Frequenz in einem Dia¬ gramm, FIG. 3 bis 5 jeweils ein Ausführungεbeispiel zum Verschieben der Flanken der Übertragungsfunktionen der beiden
Übertragungsglieder der Verstärkereinrichtung, FIG. 6 bis 8 jeweils eine Ausführungsform eines Übertragungs¬ glieds mit positiver Flanke, FIG. 9 bis 11 jeweils eine Ausführungsform eines Übertra¬ gungsglieds mit negativer Flanke und FIG. 12 eine Ausführungsform eines Übertragungsglieds mit zwei steuerbaren Kapazitätsdioden jeweils schematiεch dargestellt sind. Einander entsprechende Teile sind mit denselben Bezugszeichen versehen.
Die in FIG. 1 gezeigte Verstärkereinrichtung ist mit 2 be¬ zeichnet und umfaßt ein ersteε Übertragungsglied 3 mit einer im allgemeinen komplexen Übertragungεfunktion G', ein zweiteε Übertragungsglied 4 mit einer im allgemeinen komplexen Über¬ tragungsfunktion H' und elektrische Steuermittel 5. Das erste Übertragungsglied 3 und das zweite Übertragungsglied 4 sind zwischen einen Eingang 2A und einen Ausgang 2B der Verstär¬ kereinrichtung 2 elektrisch in Reihe geschaltet. Ein zu ver¬ stärkendes elektrischeε Signal S wird nun an den Eingang 2A der Verεtärkereinrichtung 2 angelegt und dem ersten Übertra- gungsglied 3 zugeführt. Das elektrische Signal S wird in dem ersten Übertragungsglied 3 mit dessen Übertragungsfunktion G' multipliziert. Das erhaltene, mit der Übertragungεfunktion G' des ersten Übertragungεgliedeε 3 verstärkte oder multipli¬ zierte Signal G' * S wird nun dem zweiten Übertragungsglied 4 zugeführt und von diesem mit deεsen Übertragungsfunktion H1 verstärkt. Das mit beiden Übertragungsfunktionen G' und H' beider Übertragungsglieder 3 und 4 multiplizierte Signal S1 = H' * G' * S iεt an dem Auεgang 2B der Verstärkerein¬ richtung 2 abgreifbar.
Es gilt somit die Beziehung
S ' /S = H' * G' (1)
zwischen der im allgemeinen komplexen Amplitude des verεtärk- ten Signals S' am Ausgang 2B der Verstärkereinrichtung 2 und der im allgemeinen komplexen Amplitude des unverstärkten Si¬ gnals S am Eingang 2A der Verstärkereinrichtung 2 mit dem Produkt H' * G' der beiden komplexen Übertragungsfunktionen G' und H' als komplexer elektrischer Verstärkung oder komplexer Ubertragungsfunktion der gesamten Verstärkerein¬ richtung 2.
Wendet man auf die komplexen Größen auf beiden Seiten der Gleichung (1) zunächst die Betragsfunktion | | und dann die Logarithmusfunktion loga zu einer vorgegebenen reellen Basis a an, so erhält man die reelle logarithmische Verstärkung
A := loga (|S'|/|S|) = G + H (2)
der Verstärkereinrichtung 2 mit den reellen logarithmischen Übertragungsfunktionen
G := loga(|G'|) H := loga(|H'|)
Die logarithmische Verstärkung A der Verstärkereinrichtung 2 entspricht somit der Summe aus den logarithmischen Übertra¬ gungsfunktionen G = loga(|G'|) und H = loga(|H'|) der beiden Übertragungsglieder 3 und 4 der Verstärkereinrichtung 2.
Die Verstärkereinrichtung 2 enthält ferner Steuermittel 5, die mit wenigstens einem der Übertragungsglieder 3 oder 4 m Wirkverbindung stehen. Im Beispiel der FIG. 1 sind die Steu¬ ermittel 5 nur mit dem Übertragungsglied 4 über eine gestri- chelt gezeichnete Wirkverbindungslmie 8 verbunden. Die Steu¬ ermittel 5 steuern edeε mit ihnen verbundene Übertragungs¬ glied 3 oder 4 derart, daß die Ubertragungsfunktion G' bzw. H' dieses Übertragungsglieds 3 bzw. 4 in ihrer Frequenzabhan- gigkeit geändert wird. Die genaue Funktionεweiεe dieser Steuerung wird im folgenden erläutert. Die Wirkverbindung der Steuermittel 5 mit dem wenigstenε einen zu steuernden Über- tragungsglied 4 kann beispielεweiεe über eine elektriεche, optische, induktive oder auch piezoelektrische Kopplung er¬ folgen. Die Wirkverbindungslinie 8 kann dann entsprechend ei¬ ne elektrische Verbindung bzw. ein optischer Koppler bzw. ein induktiver Koppler bzw. ein Piezokoppler sein.
In FIG. 2 ist anhand eines Diagramms veranschaulicht, wie die logarithmiεche Verstärkung A = loga (|S'|/|S|) der Verstärker¬ einrichtung 2 vorzugsweise gesteuert werden soll. In einem mit Δf bezeichneten vorgegebenen Frequenzband zwischen einer linken Eckfrequenz fL und einer rechten Eckfrequenz fR soll die logarithmische Verstärkung A zwischen einer minimalen Verstärkung Amj_n und einer maximalen Verstärkung Amax um eine Verstärkungsvariation ΔA = Amax " Amin > 0 variiert werden können und dabei zumindest innerhalb des vorgegebenen Fre¬ quenzbereichs Δf im wesentlichen frequenzunabhängig sein. Der entsprechende, durch die Intervalle Δf und ΔA vorgegebene rechteckige Verstärkungssteuerungsbereich ist schraffiert und mit 10 bezeichnet. Die minimale logarithmiεche Verstärkung Amin wird im allgemeinen größer oder gleich 0 gewählt, kann aber auch, wenn es die Anwendung erfordert, kleiner als 0 sein. Auch die maximale Verstärkung Amax kann kleiner als 0 sein. Die Amplitude des Ausgangsεignals S' der Verstärkerein¬ richtung 2 iεt in dieεen Fällen betragεmäßig kleiner alε die Amplitude deε Eingangεεignalε S.
Um eine Verεtärkungεvariation ΔA gemäß FIG. 2 innerhalb des vorgegebenen Frequenzbandes Δf zu erreichen, werden die logarith iεchen Übertragungsfunktionen G = loga(|G'|) und H = loga(|H'|) der beiden Übertragungsglieder 3 bzw. 4 nun so eingestellt, daß sie jeweils wenigεtenε in einem jeweilε vorgegebenen Frequenzbereich wenigεtenε annähernd lineare Funktionen
G = - m ■ (v(f) - vG) (3a)
H = + m • (v(f) - vH) (3b) einer bijektiven Funktion v = v(f) der Frequenz f sind. Die bijektive oder eineindeutige Funktion v(f) der Frequenz f be¬ stimmt den Maßstab, in dem die Frequenz f dargestellt wird, und ist vorzugsweise gleich loga(f), insbesondere log(f) := logιo(f), oder gleich der identischen Funktion I(f) = f. Der erste reelle Übertragungsparameter m ≠ 0 gibt den Betrag der Steigungen |dG/dv| und |dH/dv| der beiden log¬ arithmischen Ubertragungsfunktionen G und H in ihren linear gemäß den Gleichungen (3a) bzw. (3b) verlaufenden Bereichen an. Die weiteren reellen Übertragungsparametern vG und vH der logarithmischen Übertragungsfunktion G bzw. H entsprechen dem Funktionswert v(fG) bzw. v(fH) der Funktion v(f) an einer Stelle f = i bzw. f = fH . Die logarithmiεche Übertragungs- funktion G des Übertragungsglieds 3 weist somit in dem zugehörigen Frequenzbereich eine lineare Flanke mit der Steigung -m auf, während die logarithmische Übertragungs- funktion H des zweiten Übertragungsglieds 4 in ihrem zuge¬ ordneten Frequenzbereich eine lineare Flanke mit der Steigung +m aufweist. Die Steigungen der beiden Flanken εind unter¬ schiedlich in ihren Vorzeichen, aber gleich in ihrem Betrag.
Die beiden logarithmischen Ubertragungsfunktionen G und H der Übertragungsglieder 3 bzw. 4 werden nun so eingeεtellt, daß beide logarithmiεchen Übertragungsfunktionen G und H über dem in FIG. 2 dargeεtellten, vorgegebenen Frequenzband Δf = [f]_, , fιJ bzw. dem entεprechenden Intervall Δf = [v(fL) ,v(fR)] einen linearen Verlauf gemäß den Gleichung¬ en (3a) und (3b) aufweisen. Man erhält dann durch Einsetzen der Beziehungen (3a) und (3b) in die Gleichung (2) für die logarithmische Verstärkung A der Verstärkereinrichtung 2 wenigstens annähernd den Ausdruck
m vH: Wenigstens für Frequenzen f aus dem Frequenzbereich Δf bzw. für Funktionswerte v(f) aus dem entsprechenden, eindeutig bestimmten Wertebereich Δv ist die logarithmische Verstärkung A der Verstärkereinrichtung 2 somit zumindest annähernd fre- quenzunabhängig.
Dieser praktiεch frequenzunabhängige Wert der logarithmischen Verstärkung A gemäß Gleichung (4) kann nun durch geeignete Einstellung von wenigstenε einem der Übertragungsparameter m, vG und vH der beiden logarithmischen Übertragungsfunktionen G und H in einer für eine bestimmte Anwendung der Verεtär- kereinrichtung 2 geeigneten Weise verändert werden. Die so erreichbare Verstärkungεvariation ΔA der Verεtärkerein- richtung 2 ist abhängig von der Variation Δm des Betrags m der Steigungen beider logarithmischer Übertragungsfunktionen G und H im Bereich ihrer Flanken und/oder der Variation ΔvG des Übertragungsparameters vG der Flanke der logarithmischen Übertragungsfunktion G und/oder der Variation ΔvH deε Über- tragungsparameters vH der Flanke der logarithmischen Übertra- gungsfunktion H. Die Variationen ΔvG und ΔvH entsprechen ei¬ ner Verschiebung der Flanke der zugehörigen logarithmiεchen Übertragungεfunktion G bzw. H. Die Variation Δm entεpricht einem Verändern der absoluten Steilheiten beider Flanken.
Der genaue Verlauf der logarithmischen Übertragungsfunktionen
G und H der beiden Übertragungsglieder 3 und 4 außerhalb des vorgegebenen Frequenzbandes Δf = [fL, fR] bzw. des entsprechen¬ den Intervalls Δv = [v (f ) ,v (fR)] ist für die Steuerung der Verεtärkung A nicht wichtig.
In den FIG. 3 biε 5 sind anhand von Diagrammen Auεführungs- beispiele gezeigt, wie durch Variation der logarithmiεchen Übertragungsfunktionen G und H der beiden Übertragungsglieder 3 und 4 die logarithmische Verstärkung A der Verstärkerein- richtung 2 gesteuert werden kann. Dabei wird im folgenden oh¬ ne Beschränkung der Allgemeinheit die in der Elektronik übli- ehe dezimale logarithmische Verstärkung oder Übertragungs¬ funktion
A/dB = 20 log (|S'|/|S|) G/dB = 20 log (|G'|> H/dB = 20 log (|H'|) mit dem Logarithmus log := log]_o zur Basis 10 verwendet.
Die FIG. 3 und 4 zeigen Ausführungεbeispiele, bei denen die Flanke einer der beiden logarithmiεchen Übertragungεfunktio- nen variiert wird und die Flanke der anderen logarithmischen Übertragungsfunktion festgehalten wird. In der Ausführungs¬ form gemäß FIG. 5 werden dagegen die Flanken beider logarith¬ mischen Übertragungεfunktionen variiert.
Im Diagramm der FIG. 3 sind zwei logarithmische Ubertragungs¬ funktionen G und H über der Funktion v = v(f) aufgetragen. Die logarithmische Ubertragungsfunktion G des erεten Übertra¬ gungsglieds 3 ist für Werte v < VQ links von einem Funktionε- grenzwert VQ praktisch konstant und fällt für v > VQ rechts von diesem Funktionsgrenzwert VQ entlang einer Flanke E im wesentlichen linear gemäß der Beziehung (3a) mit einem posi¬ tiven Ubertragungsparameter m > 0 ab. Eine solche Ubertra¬ gungsfunktion G ist charakteristiεch für einen Tiefpaß alε Übertragungsglied 3. Der Funktionsgrenzwert VQ entεpricht da- bei dem Wert der Funktion v(f) bei der Grenzfrequenz deε
Tiefpasses. Der Übertragungsparameter vG entspricht dem Wert von v, bei dem die verlängerte Flanke E die Absziεεe εchnei- det . Bei v = vG nimmt die logarithmiεche Ubertragungεfunktion G einen vorbestimmten Wert, beispielsweise den Wert 0 dB, an. Die Flanke E der logarithmiεchen Uoertragungεfunktion G wird wahrend deε Betriebs der Verstärkereinrichtung 2 konstantge¬ halten. Die logarithmische Ubertragungsfunktion H des zweiten Übertragungsglieds 4 weist eine mit steigendem v gem ß der Beziehung (3b) mit der Steigung +m > 0 linear ansteigende Flanke F auf, die ab einem bestimmten Funktionεgrenzwert V3 m einen im weεentlichen konεtant verlaufenden Teil der logarithmiεchen Übertragungεfunktion H übergeht. Diese loga¬ rithmische Übertragungsfunktion H entspricht der charakteri¬ stischen Kennlinie eines Hochpasseε als Übertragungsglied 4.
Die Flanke F der logarithmiεche Übertragungsfunktion H ist nun zwischen zwei mit Fl und F2 bezeichneten Flanken von zwei entsprechenden logarithmische Ubertragungsfunktionen Hl und H2 mit gleicher Steigung +m verschiebbar. Beim Verschieben wird der Übertragungεpara eter vH der logarithmiεchen Über- tragungsfunktion H in dem von den beiden Übertragungsparame¬ tern vH1 und vH2 der beiden logarithmischen Übertragungsfunk- tionen Hl und H2 mit vHι < vH2 begrenzten Intervall vari¬ iert. Die Übertragungsparameter vH, vH^ und vH entsprechen den Werten von v, bei denen die verlängerte Flanke F, Fl bzw. F2 die Abszisse schneidet. Bei v = vH, v = vH1 oder v = vH2 nimmt die zugehörige logarithmische Übertragungsfunktion H, Hl bzw. H2 einen vorbesti mten Wert, beispielsweise wieder 0 dB, an. Die durch den Übertragungsparameter +m definierte Steigung der logarithmischen Übertragungsfunktion H bleibt beim Verschieben der Flanke F unverändert. Die gewählte Va¬ riation ΔvH = vH2 - vHι des Übertragungsparameters vH ent¬ spricht in dieser Ausführungsform einer Variation des Funkti- onsgrenzwerteε V3 zwischen dem Funktionsgrenzwert v^ der er¬ sten logarithmischen Übertragungεfunktion Hl und dem Funkti- onεgrenzwert v2 der zweiten logarithmiεchen Übertragungεfunk¬ tion H2, die wiederum einer Variation der Gren∑frequenz deε Hochpasses entspricht. Über einem zwiεchen dem Funktionε- grenzwert VQ der logarithmiεchen Übertragungεfunktion G des Tiefpaεεes als linkem Funktionswert vL und dem kleinsten Funktionsgrenzwert V]_ der logarithmischen Übertragungsfunkti¬ on H des Hochpasses als rechtem Funktionswert vR liegenden Funktionswertebereich Δv ist also die Flanke F der logarith¬ mischen Übertragungεfunktion H in dem schraf ierten Bereich relativ zur Flanke E der logarithmischen Übertragungsfunktion G verschiebbar. Der Schnittpunkt P zwischen den beiden Flanken E und F liegt auf der Flanke E zwischen den beiden extremen Schnittpunkten Pl der Flanke Fl mit der Flanke E und P2 der Flanke F2 mit der Flanke E. Die logarithmische Verstärkung A der Verstarke- remrichtung 2 kann graphisch als doppelter Wert einer der beiden logarithmischen Übertragungsfunktionen G oder H bei diesem Schnittpunkt P ermittelt werden. Der maximale Wert Amax der logarithmischen Verεtärkung A entεpricht dem Schnittpunkt Pl, der minimale Wert Amιn dagegen dem Schnitt- punkt P2.
Mit der Variation ΔvH = vH2 - vH^ der Flanke F der logarith¬ mische Übertragungsfunktlon H zwischen den Flanken Fl und F2 ist also eine Variation ΔA = Amax - Amιn der logarithmischen Verstärkung A der Verstärkereinrichtung 2 zwischen den beiden Extremwerten Amax und Amιn in dem Funktionswertebereich Δv und damit m dem entsprechenden Frequenzbereich Δf für das elektrische Signal S erreichbar. Die Verstärkungsvariation ΔA errechnet sich gemäß der Beziehung (4) zu
Figure imgf000014_0001
ist alεo proportional zur Variation ΔvH deε Übertragungεpa- ramteres vH der logarithmischen Übertragungεfunktion H des zweiten Übertragungsgliedε 4 mit dem Betrag des Übertragungs- parameterε m alε Proportionalitätskonstanten.
Im Diagramm gemäß FIG. 4 sind die beiden logarithmischen Uoertragungsfunktionen G und H über der Frequenz f aufgetra- gen, d.h es ist v(f) = f gewählt In dem dargestellten Auε- führungsbeispiel wird nun die logarithmiscne Ubertragungs- funktion H m t der Flanke F mit positiver Steigung (positive Flanke) konstantgehalten, während die iogarithmiεche Übertra¬ gungεfunktion G mit der Flanke E mit negativer Steigung (negative Flanke) variiert wird. Der Ubertragungεparameter fH der logarithmiεchen Ubertragungεfunktion H bleibt alεo kon- stant . Der Übertragungεparameter fG der logarithmischen Uber- tragungsfunktion G wird hingegen zwischen den beiden Übertra¬ gungsparametern fG2 und fGι von zwei logarithmischen Ubertra¬ gungsfunktionen G2 bzw. Gl mit fG2 < fei geεteuert. Die ent- εprechende Variation von fG lεt mit ΔfG = fG]_ - fG2 bezeich¬ net. Die Flanke E der logarithmischen Übertragungsfunktion G ist somit bei unveränderter Steigung m zwiεchen den beiden Flanken E2 und El der beiden logarithmiεchen Übertragungs¬ funktionen G2 bzw. Gl m einem Frequenzbereich Δf zwischen einer linken Eckfrequenz fL und einer rechten Eckfrequenz fR verschiebbar mit fL < f - Der Variationsbereich der Flanke E über dem Frequenzbereich Δf ist wieder εchraffiert.
Der Schnittpunkt P der beiden Flanken E und F variiert zwi- εchen dem Schnittpunkt P2 der Flanke E2 mit der Flanke F und dem Schnittpunkt Pl der Flanke El mit der Flanke F. Die re¬ sultierende logarithmische Verstärkung A der Verstärkerein¬ richtung 2 entspricht wieder dem doppelten Wert der logarith¬ miεche Übertragungsfunktion G oder H bei dem Schnittpunkt P.
Die Variation ΔA der logarithmischen Verεtarkung A zwischen deren maximalen Wert Amax und dere minimalen Wert Amιn ist gemäß Gleichung (4) im wesentlichen gleich
ΔA = | m | ΔfG (6) ,
ist alεo proportional zur Variation ΔfG deε Übertragungεpara- meterε fG der logarithmiεchen Ubertragungεfunktion G des er¬ sten Uoertragungsglieds 3 mit dem Betrag des Ubertragungspa- rameterε m alε Proportionalitatεkonεtanten.
Die .-.ogarithir.ische Ubertragungsfunktion G kann wieder mit ei¬ nem Übertragungsglied 3 mit Tiefpaßcharakter realisiert wer¬ den. In dem dargestellten Ausfuhrungεbeiεpiel entεpricht eine Variation ΔfG des Ubertragungsparameters fG von fG2 nach fG]_ dann auch einer Variation der Grenzfrequenz des Tiefpaεεeε von f2 bis f]_. Die dargestellte logarithmische Ubertragungs- f nktion H weiεt eine durchgehende Flanke F auf und kann bei¬ spielsweise mit einem Differenzierglied (Differentiator) im Übertragungsglied 4 verwirklicht werden.
Im Ausführungsbeispiel der FIG. 5 sind nun die Flanken E und F beider logarithmischen Ubertragungsfunktionen G und H in¬ nerhalb des vorgegebenen Funktionswertemtervalls Δv ver¬ schiebbar. Der Übertragungεparameter vG der logarithmiεchen Übertragungεfunktion G deε erεten Übertragungεglieds 3 wird in dem von den beiden Übertragungsparametern vG^ und vG2 der beiden logarithmische Übertragungsfunktionen Gl und G2 mit V G1 < V G2 begrenzten Variationsintervall gesteuert. Die der Länge des Variationsintervalls entsprechende, maximale Varia- tion des Übertragungsparameters vG ist mit ΔvG = vG2 - vG]_ bezeichnet. Der Übertragungεparameter vH der logarithmischen Übertragungsfunktion H des zweiten Übertragungsgliedε 4 wird dagegen in dem von den beiden Übertragungεparametern vH1 und vH2 der beiden logarithmiεche Übertragungεfunktionen Hl und H2 mit V ι > vH2 begrenzten Variationsintervall mit der maxi¬ malen Variation ΔvH = vH]_ - vH2 variiert. Die entsprechende Variationεbereiche der Flanken E und F über dem Intervall Δv sind jeweils einfach schraffiert.
Der Schnittpunkt P der beiden Flanken E und F liegt in dem doppelt schraffierten, parallelogrammförmigen Bereich 15 mit den vier Eckpunkten Pl, P2, P3 und P4. Der Eckpunkt Pl ist der Schnittpunkt der beiden Flanken El und Fl, der Eckpunkt P2 ist der Schnittpunkt der Flanken E2 und F2, der Eckpunkt P3 ist der Schnittpunkt der Flanken El und F2 und der Eck¬ punkt P4 ist der Schnittpunkt der Flanken E2 und Fl . Die Ver¬ stärkung A der Verstärkereinrichtung 2 ist maximal, d.h. A = Amax , wenn der Schnittpunkt P = P2 ist und minimal, d.h. A = Amιn , wenn der Schnittpunkt P = Pl ist. Die Variation ΔA der Verstärkung A ist nun zumindest annä¬ hernd gleich
ΔA = | | • (ΔvG + ΔvH) (7) .
Verglichen mit der Variation ΔvG oder ΔvH der Flanke E bzw. F nur einer Übertragungsfunktion G bzw. H ist die Variation ΔA der Verstärkung A bei Variation beider Übertragungsparameter vG und vH also gleich der Summe der Ein∑elvariationen ΔA ge- maß den Gleichungen (7) oder (8). Im Falle gleicher Variatio¬ nen ΔvG = ΔvH iεt die Verεtärkungsvariation ΔA bei Verschie¬ ben beider Flanken E und F durch Verändern ihres zugehörigen Übertragungsparameters vG bzw. vH doppelt so groß wie bei Va¬ riation nur eines Übertragungsparameterε vG oder vH, d.h. bei Verεchieben nur einer Flanke E oder F.
Bei allen Ausführungsformen der beiden Übertragungsglieder 3 und 4 der Verstärkereinrichtung 2 kommt es nur darauf an, daß die logarithmischen Übertragungsfunktionen G und H der beiden Übertragungsglieder 3 und 4 in Abhängigkeit von der Frequenz f deε Eingangεεignals S oder der bijektiven Funktion v(f) dieser Frequenz f jeweils wenigεtenε eine lineare Flanke E und F aufweiεen mit entgegengesetzten Steigungen und daß diese beiden Flanken E und F relativ zueinander in dem vorge- gebenen Frequenzbereich Δf (bzw. Δv(f)) verschiebbar sind. Außerhalb dieseε Frequenzbereichε Δf (bzw. Δv(f) ) kann der Frequen∑gang der Übertragungεglieder 3 und 4 im Prinzip be¬ liebig sein. Die Reihenfolge des Übertragungsgliedeε mit der positiven Flanke und des Übertragungsgliedeε mit der negati- ven Flanke in der Schaltungεanordnung zwiεchen dem Eingang 2A und dem Ausgang 2B der Verεtärkereinrichtung 2 iεt außerdem austauschbar.
E n Übertragungεglied mit einer poεitiven Flanke wie bei- spielsweiεe der Flanke F in den FIG. 3 biε 5 kann vorzugs¬ weise mit Hilfe eines Hochpasεes n-ter Ordnung mit n > 1, ei- nes Differen∑iergliedes oder eines Preemphasiεgliedeε gebil¬ det werden. Ein Übertragungεglied mit einer negativen Flanke wie beipielsweise die Flanke E in den FIG. 3 bis 5 enthält vorzugsweise einen Tiefpaß n-ter Ordnung mit n > 1, ein Inte- grierglied (Integrator) oder ein Deemphasiεglied. Jedeε Über¬ tragungsglied umfaßt vorzugsweise jeweils wenigstenε einen Verstärker zum Einstellen der absoluten Größe der zugehörigen Übertragungsfunktion.
Ferner kann m einer nicht dargestellten Ausführungsform die Verstärkereinrichtung 2 auch wenigεtens einen Verstärker mit einer zumindest im Frequenzbereich Δf frequenzunabhangigen Verstärkung enthalten, der elektrisch m Reihe zu den beiden Übertragungsgliedern 3 und 4 geschaltet wird.
Die genannten Beispiele für die Übertragungsglieder 3 und 4 der Verstärkereinrichtung 2 sind dem Fachmann in einer Viel¬ zahl von Ausführungsformen bekannt. Die FIG. 6 bis 11 zeigen einfache Grundschaltungen für derartige Übertragungsglieder. Alle dargestellten Übertragungsglieder enthalten einen Opera¬ tionsverstärker 20 mit einem ersten Eingang 20A und einem zweiten Eingang 20B, der auf ein konstantes Potential, im allgemeinen Nullpotential, gelegt ist, und mit einem Ausgang 20C. Der Eingang des Übertragungsglieds entspricht dem Punkt 40, und der Auεgang deε Übertragungεgliedε entεpricht dem
Punkt 50. Der Schaltungεpunkt 50 lεt mit dem Auεgang 20C des Operationsverεtärkerε 20 elektrisch verbunden.
In FIG. 6 ist eine Grundschaltung eines Hochpasεeε erεter Ordnung (n = 1) dargeεtellt Der erεte Eingang 20A deε Opera- tionεverεtarkerε 20 lεt mit dem Auεgang 20C deε Operationε- verεtarkers 20 über einen erεten elektrischen Widerstand 21 rückgekoppelt. Ein Eingangssignal am Eingang 40 deε Hochpas¬ εeε wird über eine Reihenεchaltung emeε zweiten elektriεchen Widerεtands 22 und einer Kapazität 23 auf den rückgekoppelten Eingang 20A des Operationsverstärkers 20 geschaltet. Die Gren∑frequenz deε Hochpaεεeε ist nun proportional zu 1/(RC) mit der Größe R des zweiten elektrischen Widerεtandε 22 und der Größe C der Kapazität 23. Ein Hochpaß n-ter Ordnung mit n > 1 kann einfach durch Hintereinanderεchalten von n Hoch- päsεen erεter Ordnung aufgebaut werden. Die Steigung der an¬ steigenden positiven Flanke des Hochpasεes n-ter Ordnung ent¬ spricht der n-fachen Steigung der positiven Flanke des Hoch- paεεeε erεter Ordnung. Durch Verwenden eineε Hochpasses höhe¬ rer Ordnung für ein Übertragungsglied läßt εich also die Ver- stärkungεvariation ΔA der Verstärkereinrichtung 2 entspre¬ chend vervielfachen.
FIG. 7 zeigt eine Auεführungεform eineε Differenzierglieds (Differentiators) . Der Ausgang 20C deε Operationsverstärkerε 20 ist mit dem Eingang 20A über den Widerstand 21 elektrisch verbunden. Zwischen diesen rückgekoppelten Eingang 20 A des Operationsverstärkers und den Eingang 40 des Differenzier¬ glieds ist die Kapazität 23 geschaltet. Dieseε Differenzier¬ glied erhält man aus der Grundschaltung für den Hochpaß gemäß FIG. 6 durch Weglassen deε zweiten Widerstands 22. Das Diffe¬ renzierglied weiεt keine Grenzfrequenz auf.
Beim Preemphasisglied gemäß FIG. 8 iεt der Auεgang 20C des Operationsverstärkerε 20 wieder über den erεten Widerstand 21 mit dem ersten Eingang 20A des Operationsverεt rkers 20 rück¬ gekoppelt. Der Eingang 40 deε Preemphasiεgliedε ist nun über eine Parallelschaltung des zweiten Widerstands 22 und der Ka¬ pazität 23 mit dem ersten Eingang 20A deε Operationsverstär¬ kerε 20 elektriεch verbunden. Die Grenzfrequenz deε Preempha- siεgiiedε ist proportional zu 1/(RC), wobei R der ohmsche Wi¬ derstand des zweiten Widerstands 22 und C die elektrische Ka¬ pazität der Kapazität 23 sind.
In FIG. 9 ist eine Ausführungsform eineε Tiefpasses erster Ordnung dargestellt. Der Ausgang 20C des Operationsverstär¬ kers 20 iεt über eine Parallelschaltung des ersten Wider- Stands 21 und der Kapazität 23 mit dem ersten Eingang 20A des Operationsverstärkers 20 elektrisch verbunden. Der Eingang 40 deε Tiefpaεεes ist über den zweiten Widerstand 22 mit dem er¬ sten Eingang 20A des Operationsverstärkers 20 elektrisch ver- bunden. Die Grenzfrequenz des Tiefpasses ist proportional zu 1/(RC) mit der Größe R des ersten elektrischen Widerεtandε 21 und der Größe C der Kapazität 23. Ein Tiefpaß n-ter Ordnung mit n > 1 kann einfach durch Hmteremanderεchalten von n Tiefpässen erster Ordnung aufgebaut werden. Die Steigung der abfallenden negativen Flanke des Tiefpasεeε n-ter Ordnung entεpricht der n-fachen Steigung der negativen Flanke deε Tiefpasses erster Ordnung. Durch Verwenden eines Tiefpasses höherer Ordnung für ein Übertragungsglied läßt sich also die Verstärkungsvariation ΔA der Verstärkereinrichtung 2 entspre- chend vervielfachen.
In der FIG. 10 ist eine Ausführungsform eines Integrierglieds (Integrators) veranschaulicht. Ausgang 20C und erster Eingang 20A des Operationsverstärkers 20 sind über die Kapazität 23 elektrisch rückgekoppelt. Vor den Eingang 20A des Operations- verεtärkerε 20 lεt der Widerstand 22 geschaltet. Das Inte¬ grierglied gemäß FIG. 10 kann durch Weglaεsen deε Widerstands 21 im Übertragungsglied gemäß FIG. 9 erhalten werden. Eine Grenzfrequenz besitzt das Integrierglied nicht.
Die FIG. 11 εchließlich zeigt eine Grundschaltung eines Deemphasisglieds als Übertragungsglied. Zwiεchen Auεgang 20C und Eingang 20A deε Operationsverstärkers 20 ist eine Serien¬ schaltung deε erεten Widerεtandε 21 und der Kapazität 23 ge- εchalte . Der erste Eingang 20A deε Operationεverεtarkerε 20 lεt ferner über den zweiten Widerεtand 22 mit dem Eingang 40 deε Dee phaεisglieds elektrisch verbunden. Die Grenzfrequenz des Deemphasisglieds ist proportional zu 1/(RC) mit dem oh - εchen Widerεtand R des ersten Widerεtandε 21 und der Kapazi- tat der Kapazität 23. Zum Verschieben der Flanken E und F der Übertragungsfunktio¬ nen G bzw. H der Übertragungsglieder 3 bzw. 4 relativ zuein¬ ander sind die in FIG. 1 dargestellten Steuermittel 5 der Verεtärkereinrichtung 2 vorgesehen. Die Steuermittel 5 steu- ern vorzugεweise wenigεtenε eine steuerbare Impedanz in jedem Übertragungsglied, dessen Flanke zu verschieben ist. Die ge¬ steuerte Impedanz kann insbesondere rein resiεitv oder rein kapazitiv εein.
Für die Steuerung einer reεiεitiven Impedanz enthält daε zu εteuernde Übertragungsglied als Stellglied einen steuerbaren ohmεchen Widerstand, beispielsweise einen Feldeffekttransi¬ stor (FET) , an dessen Steueranschluß (Gate) die Steuermittel 5 eine Steuerεpannung anlegen. In den Grundεchaltungen eineε Übertragungεgliedε gemäß FIG. 7 (Differentiator) , FIG. 9
(Tiefpaß) und FIG. 11 (Deemphaεiεglied) iεt dieser steuerbare Widerstand als erster Widerstand 21 einzusetzen, in den Grundschaltungen gemäß FIG. 6 (Hochpaß), FIG. 8 (Preemphasiε- glied) und FIG. 10 (Integrator) dagegen alε Widerεtand 22. Ein FET iεt praktiεch verluεtleistungεfrei εteuerbar.
Für die besonders vorteilhafte Steuerung einer kapazitiven Impedanz enthält das zu steuernde Übertragungsglied dagegen alε Stellglied wenigεtenε eine εteuerbare Kapazität, vor- zugsweise wenigstenε eine Kapazitätεdiode, an die von den
Steuermitteln 5 eine variable Sperrεpannung als Steuerspan¬ nung anlegbar iεt. In den Auεführungεformen der Übertra- gungεglieder gemäß den FIG. 6 bis 11 wird dazu vorzugsweise alε steuerbare Kapazität 23 jeweils wenigstens eine Kapa- zitatεdiode vorgesehen, die zwischen die Pole einer Steuer- spannungsσuelle als Bestandteil der Steuermittel 5 geschaltet iεt. Kapazitätsdioden haben überdies präzis definierte Kennlinien ihrer Kapazität in Abhängigkeit von der angelegten Sperrεpannung. Somit iεt in dieεer Auεführungsform eine genaue Steuerung der Flanken der Übertragungsglieder möglich. Eine kapazitive Steuerung der Flanken der Übertra- gungεglieder iεt praktisch verlustleiεtungεfrei .
In der FIG. 12 ist ein Auεführungεbeiεpiel eineε Tiefpasses gemäß FIG. 9 mit einer steuerbaren Kapazität 23 dargestellt. Die Kapazität 23 umfaßt zwei antiseriell geschaltete Kapa¬ zitätsdioden 24 und 25, an die die Steuermittel 5 über eine beiεpielεweiεe elektriεche Steuerleitung 8 in Sperrichtung eine Steuerεpannung UG anlegen. Die Steuermittel 5 enthalten dazu vorzugsweise wieder einen Vorwiderstand 52 sowie eine Steuerspannungsquelle 51, die die Steuerspannung UG bereit¬ stellt. Die Steuerspannung UG wird vorzugsweise so gewählt, daß über den vorgesehenen Ausεteuerbereich des Operationsver¬ stärkers 20 keine der beiden Kapazitätsdioden 24 oder 25 leitend wird.
Um die Flanken beider Übertragungsglieder 3 und 4 wie in der Ausführungsform gemäß FIG. 5 gemeinsam zu steuern, können die Steuermittel 5 eine für beide Übertragungsglieder 3 und 4 ge¬ meinsam vorgesehene Steuerspannungεquelle enthalten, die mit den εteuerbaren Impedanzen, beiεpielεweiεe den FETs oder den Kapa∑itätsdioden, beider Übertragungsglieder 3 und 4 verbun¬ den ist.

Claims

Patentansprüche
1. Verstärkereinrichtung (2) zum Verstärken eines elektri¬ schen Signals (S) m einem vorgegebenen Frequenzbereich (Δf)
a) einem Eingang (2A) für daε elektrische Signal (S), b) einem Auεgang (2B) für daε verεtarkte elektriεche Signal (S' ) , c) zwei elektriεch zwischen den Eingang (2A) und den Ausgang 10 (2B) in Reihe geεchalteten elektrischen Übertragungsglie¬ dern (3,4) , die jeweils eine frequenzabhängige logarith¬ mische Ubertragungsfunktion (G,H) mit einer im wesent¬ lichen linear von einer bijektiven Funktion (v(f) ) der Frequenz (f) abhängenden Flanke (E,F) aufweisen, wobei
15 die Steigungen der beiden Flanken (E,F) der beiden Über¬ tragungsfunktionen (G,H) im wesentlichen betragsmäßig gleich sind und unterschiedliche Vorzeichen aufweiεen, und mit d) Steuermitteln (5) zum Verschieben der Flanken (E,F) der 20 Übertragungsfunktionen (G,H) der beiden Übertragungs¬ glieder (3,4) relativ zueinander innerhalb des vorge¬ gebenen Frequenzbereichs (Δf) .
2. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 1, bei der das Über- 25 tragungsglied (4) , dessen Übertragungεfunktion (H) die Flanke
(F) mit der poεitiven Steigung aufweiεt, einen Hochpaß wenig¬ εtenε erεter Ordnung enthält.
3. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 1, bei der daε Uber- 30 tragungεglied (4/ , deεsen Uoertragungsfunktion (H) die Flanke
(F) mit der poεitiven Steigung aufweist, einen Differentiator entnalt .
4 . Verstärkereinrichtung nach Anspruch 1 , bei der das Über¬
T R tragungsglied ( 4 ) , dessen Ubertragungε funktion ( H ) die Flanke (F) mit der positiven Steigung aufweist, ein Preemphasiεglied enthält .
5. Verεtärkereinrichtung nach einem der vorhergehenden An- εprüche, bei der daε Übertragungεglied (3), deεεen Übertra¬ gungεfunktion (G) die Flanke (E) mit der negativen Steigung aufweist, einen Tiefpaß wenigstens erster Ordnung enthält.
6. Verstärkereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der daε Übertragungsglied (3), dessen Übertragungsfunk¬ tion (G) die Flanke (E) mit der negativen Steigung aufweist, einen Integrator enthält.
7. Verstärkereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der daε Übertragungsglied (3), dessen Übertragungsfunk¬ tion (G) die Flanke (E) mit der negativen Steigung aufweist, ein Deemphasiεglied enthält.
8. Verεtärkereinrichtung nach einem der vorhergehenden An- εprüche, bei der die Steuermittel (5) die Flanken (E,F) der
Übertragungεfunktionen (G,H) der beiden Übertragungεglieder (3,4) durch Ändern wenigstenε einer Impedanz verschieben.
9. Verstärkereinrichtung nach Anspruch 8, bei der die Steuer- mittel (5) die Flanken (E,F) der Übertragungεfunktionen (G,H) der beiden Übertragungsglieder (3,4) durch Steuern der Kapa¬ zität wenigstenε einer Kapazitätεdiode verschieben.
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