TWI674015B - 廣播通道傳輸及解調 - Google Patents

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春暄 葉
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Abstract

揭露了用於解調NR-PBCH的方法和裝置。該方法可以包括接收主SS和SSS。接收的SSS信號可以用作參考信號來偵測NR-PBCH的解調參考信號DMRS。這些解調參考信號可以與NR-PBCH上之資料交錯。在一個方法中，NR-PBCH DMRS與SSB索引相關聯以致力於改善同步過程中的隨機化。可以使用PSS和/或SSS以及DMRS來解調NR-PBCH酬載。在一個實施方式中，NR-PBCH DMRS可以基於先頻率映射後時間映射而被映射到DMRS RE。

Description

廣播通道傳輸及解調
諸如第四代長期演進（LTE）的舊有蜂巢系統使用相對簡單的同步過程。例如，在LTE中實體廣播通道（PBCH）與主同步信號（PSS）和輔助同步信號（SSS）兩者一直使用相同的頻寬。因此，這兩者在頻域上被分配在相同（例如6個）個資源塊（RB）中。由於頻率相關，無線發射/接收單元（WTRU）的接收器可以使用PSS和SSS兩者作為用於PBCH解調的參考信號。
但是，在新無線電（NR）中，NR-PBCH可以消耗更多的頻寬並可以被分配比NR-SSS更多的RB。在NR，PBCH相比於SSS的12個RB可以佔用24個RB。因此，在NR中，SSS由於頻率方面的不一致導致不再是用於PBCH解調的好的參考信號。
此外，在LTE中，PBCH還可以使用共同參考信號(CRS)作為用於PBCH解調的參考信號(當其存在時)。但是在NR中，由於NR嘗試最小化總是開啟之信號(an always on siganl)，CRS不存在。因此，CRS不再適合作為用於NR-PBCH解調的參考信號。對於NR-PBCH解調的改進性能，可能需要精確的通道估計，尤其當考慮一次偵測時。因此，用於精確和有效的NR-PBCH解調的新參考信號（RS）設計可以用於新NR-PBCH/NR-SS結構。
揭露了用於解調新無線電PBCH（NR-PBCH）信號的方法和裝置。方法可以包括接收主SS（PSS）和輔助同步信號（SSS）。接收的SSS信號可以用作參考信號以用於偵測NR-PBCH的解調參考信號。這些解調參考信號可以與NR-PBCH上的資料交錯。在一種方法中，NR-PBCH解調參考信號（DMRS）與同步信號塊（SSB）索引相關聯，以致力於在同步過程中改善隨機化。
第1A圖是示出可以實施一個或多個所揭露的實施方式的範例通信系統100的圖式。通信系統100可以是為多個無線使用者提供諸如語音、資料、視訊、訊息傳遞、廣播等內容的多重存取系統。該通信系統100通過共用包括無線頻寬在內的系統資源來允許多個無線使用者存取此類內容。作為範例，通信系統100可以使用一種或多種通道存取方法，例如分碼多重存取（CDMA）、分時多重存取（TDMA）、分頻多重存取（FDMA）、正交FDMA（OFDMA）、單載波FDMA（SC-FDMA）、零尾唯一字DFT擴展OFDM（ZT UW DTS-s OFDM）、唯一字OFDM（UW-OFDM）、資源塊濾波OFDM、濾波池多載波（FBMC）等等。
如第1A圖所示，通信系統100可以包括無線發射/接收單元（WTRU）102a、102b、102c、102d、 RAN 104/113、CN 106/115、公共交換電話網路（PSTN）108、網際網路110以及其他網路112，但是應該瞭解，所揭露的實施方式設想了任意數量的WTRU、基地台、網路和/或網路元件。WTRU 102a、102b、102c、102d的每一者可以是被配置成在無線環境中工作和/或通信的任何類型的裝置。例如，WTRU 102a、102b、102c、102d（其任意可以稱為“站”和/或“STA”）可以被配置成傳輸和/或接收無線信號，並且可以包括使用者設備（UE）、行動站、固定或行動用戶單元、基於訂閱的單元、呼叫器、行動電話、個人數位助理（PDA）、智慧型電話、膝上型電腦、小筆電、個人電腦、無線感測器、熱點或Mi-Fi裝置、物聯網（IoT）裝置、手錶或其他可穿戴件、頭戴顯示器（HMD）、車輛、無人機、醫療裝置和應用（例如遠端手術）、工業裝置和應用（例如機器人和/或在工業和/或自動處理鏈環境中操作的其他無線裝置）、消費類電子裝置、在商業和/或工業無線網上操作的裝置等等。WTRU 102a、102b、102c和102d的任意可互換地稱為UE。
通信系統100還可以包括基地台114a和/或基地台114b。基地台114a、114b的每一者可以是被配置成通過與WTRU 102a、102b、102c、102d中的至少一者有無線介面來促使存取一個或多個通信網路的任何類型的裝置，該網路則可以例如是CN106/115、網際網路110和/或其他網路112。作為範例，基地台114a、114b可以是基地收發台（BTS）、節點B、e節點B、本地節點B、本地e節點B、gNB、NR節點B、網站控制器、存取點（AP）、無線路由器等等。雖然基地台114a、114b每一者都被描述成是單個元件，但是應該瞭解，基地台114a、114b可以包括任何數量的互連基地台和/或網路元件。
基地台114a可以是RAN 104/113的一部分，並且該RAN還可以包括其他基地台和/或網路元件（未顯示），例如基地台控制器（BSC）、無線電網路控制器（RNC）、中繼節點等等。基地台114a和/或基地台114b可以被配置成在被稱為胞元（未顯示）的一個或多個載波頻率上傳輸和/或接收無線信號。這些頻率可以在許可頻譜中、未許可頻譜中或許可和未許可頻譜的組合中。胞元可以針對可以是相對固定或隨時改變的特定地理區域的無線服務提供覆蓋。胞元可被進一步劃分成胞元扇區。例如，與基地台114a關聯的胞元可劃分為三個扇區。由此，在一個實施方式中，基地台114a可以包括三個收發器，也就是說，胞元的每一個扇區有一個。在實施方式中，基地台114a可以使用多輸入多輸出（MIMO）技術，且可以為胞元的每個扇區使用多個收發器。例如波束成形可以用於在期望空間方向傳輸和/或接收信號。
基地台114a、114b可以經由空中介面116來與WTRU 102a、102b、102c、102d中的一者或多者進行通信，該空中介面可以是任何適當的無線通信鏈路（例如射頻（RF）、微波、毫米波、微米波、紅外線（IR）、紫外線（UV）、可見光等等）。空中介面116可以用任何適當的無線電存取技術（RAT）來建立。
更具體地說，如上所述，通信系統100可以是多重存取系統，並且可以使用一種或多種通道存取方案，例如CDMA、TDMA、FDMA、OFDMA、SC-FDMA等等。舉例來說，RAN 104/113中的基地台114a與WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如通用行動電信系統（UMTS）陸地無線電存取（UTRA）之類的無線電技術，並且該技術可以使用寬頻CDMA（WCDMA）來建立空中介面115/116/117。WCDMA可以包括諸如高速封包存取（HSPA）和/或演進型HSPA（HSPA+）之類的通信協定。HSPA則可以包括高速下鏈（DL）封包存取（HSDPA）和/或高速UL封包存取（HSUPA）。
在實施方式中，基地台114a與WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如演進型UMTS陸地無線電存取（E-UTRA）之類的無線電技術，該技術可以使用長期演進（LTE）和/或先進LTE（LTE-A）和/或先進LTE Pro（LTE-A Pro）來建立空中介面116。
在實施方式中，基地台114a與WTRU 102a、102b、102c可以實施NR無線電存取之類的無線電技術，該技術可以使用新無線電（NR）來建立空中介面116。
在實施方式中，基地台114a和WTRU 102a、102b、102c可以實施多種無線電存取技術。例如，基地台114a和WTRU 102a、102b、102c可以例如使用雙連接（DC）原則來一起實施LTE無線電存取和NR無線電存取。由此，WTRU 102a、102b、102c使用的空中介面的特徵可以是多種類型的無線電存取技術和/或發送到/來自多種類型的基地台（例如，eNB和gNB）的傳輸。
在其他實施方式中，基地台114a與WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如IEEE 802.11（例如，無線保真（WiFi））、IEEE 802.16（例如，全球互通微波存取（WiMAX））、CDMA2000、CDMA2000 1X、CDMA2000 EV-DO、臨時標準2000（IS-2000）、臨時標準95（IS-95）、臨時標準856（IS-856）、全球行動通信系統（GSM）、用於GSM增強資料速率演進（EDGE）、GSM EDGE（GERAN）等的無線電技術。
作為範例，第1A圖中的基地台114b可以是例如無線路由器、本地節點B、本地e節點B或存取點，並且可以使用任何適當的RAT來促成局部區域中的無線連接，例如營業場所、住宅、交通工具、校園、工業設施、空中走廊（例如供無人機使用）、道路等等。在一個實施方式中，基地台114b與WTRU 102c、102d可以通過實施諸如IEEE 802.11之類的無線電技術來建立無線區域網路（WLAN）。在實施方式中，基地台114b與WTRU 102c、102d可以通過實施諸如IEEE 802.15之類的無線電技術來建立無線個人區域網路（WPAN）。在再一個實施方式中，基地台114b和WTRU 102c、102d可以通過使用基於蜂巢的RAT（例如WCDMA、CDMA2000、GSM、LTE、LTE-A、LTE-A Pro、NR等等）來建立微微胞元或毫微微胞元。如第1A圖所示，基地台114b可以具有到網際網路110的直接連接。由此，基地台114b可以不需要經由CN 106/115來存取網路際網路110。
RAN 104/113可以與CN 106/115通信，該CN 106/115可以是被配置成向WTRU 102a、102b、102c、102d的一者或多者提供語音、資料、應用和/或網際網路協定語音（VoIP）服務的任何類型的網路。資料可以具有不同的服務品質（QoS）要求，例如不同的輸送量要求、潛時要求、容錯要求、可靠性要求、資料輸送量要求、行動性要求等。例如，CN 106/115可以提供呼叫控制、記帳服務、基於行動位置的服務、預付費呼叫、網際網路連接、視訊分發等等，和/或執行使用者驗證之類的高級安全功能。雖然在第1A圖中沒有顯示，但是應該瞭解，RAN104/113和/或CN 106/115可以直接或間接地和其他那些與RAN 104/113使用相同RAT或不同RAT的RAN進行通信。例如，除了與使用NR無線電技術的RAN 104/113連接之外，CN 106/115還可以與別的使用GSM、UMTS、CDMA2000、WiMAX、E-UTRA或WiFi無線電技術的RAN（未顯示）通信。
CN 106/115還可以充當供WTRU 102a、102b、102c、102d存取PSTN 108、網際網路110和/或其他網路112的閘道。PSTN 108可以包括提供簡易老式電話服務（POTS）的電路交換電話網路。網際網路110可以包括使用共同通信協定的全球性互聯電腦網路及裝置之系統，該協定可以例如是傳輸控制協定（TCP）/網際協定（IP）網際網路協定族中的TCP、使用者資料報協定（UDP）及/或IP。網路112可以包括由其他服務供應商擁有和/或操作的有線或無線通信網路。例如，網路112可以包括與一個或多個RAN相連的另一個CN，該一個或多個RAN可以與RAN 104/113使用相同RAT或不同RAT。
通信系統100中WTRU 102a、102b、102c、102d的一些或所有可以包括多模式能力，（例如WTRU 102a、102b、102c、102d可以包括在不同無線鏈路上與不同無線網路通信的多個收發器）。例如，第1A圖所示的WTRU 102c可以被配置成與使用基於蜂巢的無線電技術的基地台114a通信，以及與可以使用IEEE 802無線電技術的基地台114b通信。
第1B圖是示出範例WTRU 102的系統圖式。如第1B圖所示，WTRU 102可以包括處理器118、收發器120、傳輸/接收元件122、揚聲器/麥克風124、小鍵盤126、顯示器/觸控板128、非可移記憶體130、可移記憶體132、電源134、全球定位系統（GPS）晶片組136和/或其他週邊設備138。應該瞭解的是，在保持符合實施方式的同時，WTRU 102可以包括前述元件的任何子組合。
處理器118可以是通用處理器、專用處理器、常規處理器、數位信號處理器（DSP）、多個微處理器、與DSP核心關聯的一個或多個微處理器、控制器、微控制器、特定應積體電路（ASIC）、現場可程式設計閘陣列（FPGA）電路、其他任何類型的積體電路（IC）、和/或狀態機等等。處理器118可以執行信號解碼、資料處理、功率控制、輸入/輸出處理和/或其他任何能使WTRU 102在無線環境中工作的功能。處理器118可以耦合至收發器120，收發器120可以耦合至傳輸/接收元件122。雖然第1B圖將處理器118和收發器120描述成是分別組件，但是應該瞭解，處理器118和收發器120可以整合在一個電子元件或晶片中。
傳輸/接收元件122可以被配置成經由空中介面116來傳輸或接收往或來自基地台（例如基地台114a）的信號。舉個例子，在一個實施方式中，傳輸/接收元件122可以是被配置成傳輸和/或接收RF信號的天線。在實施方式中，作為範例，傳輸/接收元件122可以是被配置成傳輸和/或接收IR、UV或可見光信號的發射器/偵測器。在再一個實施方式中，傳輸/接收元件122可以被配置成傳輸和/或接收RF和光信號兩者。應該瞭解的是，傳輸/接收元件122可以被配置成傳輸和/或接收無線信號的任何組合。
此外，雖然在第1B圖中將傳輸/接收元件122描述成是單個元件，但是WTRU 102可以包括任何數量的傳輸/接收元件122。更具體地說，WTRU 102可以使用MIMO技術。因此，在一個實施方式中，WTRU 102可以包括兩個或多個經由空中介面116來傳輸和接收無線信號的傳輸/接收元件122（例如多個天線）。
收發器120可以被配置成對傳輸/接收元件122將要傳輸的信號進行調變，以及對傳輸/接收元件122接收的信號進行解調。如上所述，WTRU 102可以具有多模式能力。因此，收發器120可以包括允許WTRU 102借助諸如NR和IEEE 802.11之類的多種RAT來進行通信的多個收發器。
WTRU 102的處理器118可以耦合，並且可以接收來自至揚聲器/麥克風124、小鍵盤126和/或顯示器/觸控板128（例如液晶顯示器（LCD）顯示單元或有機發光二極體（OLED）顯示單元）的使用者輸入資料。處理器118也可以向揚聲器/麥克風124、小鍵盤126和/或顯示器/觸控板128輸出使用者資料。此外，處理器118可以從任何適當的記憶體，例如非可移記憶體130和/或可移記憶體132，中存取信號，以及將資訊存入這些記憶體。該非可移記憶體130可以包括隨機存取記憶體（RAM）、唯讀記憶體（ROM）、硬碟或是其他任何類型的記憶存放裝置。可移記憶體132可以包括用戶身份模組（SIM）卡、記憶條、和/或安全數位（SD）記憶卡等等。在其他實施方式中，處理器118可以從那些並非實體位於WTRU 102的記憶體存取資訊，以及將資料存入這些記憶體，其中舉例來說，該記憶體可以位於伺服器或家用電腦（未顯示）。
處理器118可以接收來自電源134的電力，並且可以被配置分發和/或控制用於WTRU 102中的其他組件的電力。電源134可以是為WTRU 102供電的任何適當的裝置。舉例來說，電源134可以包括一個或多個乾電池組（如鎳鎘（Ni-Cd）、鎳鋅（Ni-Zn）、鎳氫（NiMH）、鋰離子（Li-ion）等等）、太陽能電池、和/或燃料電池等等。
處理器118還可以與GPS晶片組136耦合，該晶片組可以被配置成提供與WTRU 102的當前位置相關的位置資訊（例如經度和緯度）。WTRU 102可以經由空中介面116接收來自基地台（例如基地台114a、114b）之加上或取代GPS晶片組136資訊的位置資訊，和/或根據從兩個或多個附近基地台接收的信號時序來確定其位置。應該瞭解的是，在保持符合實施方式的同時，WTRU 102可以借助任何適當的定位方法來獲取位置資訊。
處理器118還可以耦合到其他週邊設備138，這其中可以包括提供附加特徵、功能和/或有線或無線連接的一個或多個軟體和/或硬體模組。例如，週邊設備138可以包括加速度計、電子指南針、衛星收發器、數位相機（用於照片或視訊）、通用序列匯流排（USB）埠、振動裝置、電視收發器、免持耳機、藍牙R模組、調頻（FM）無線電單元、數位音樂播放機、媒體播放機、視訊遊戲機模組、網際網路瀏覽器、虛擬實境和/或增強現實（VA/AR）裝置、活動追蹤器等等。週邊設備138可以包括一個或多個感測器，感測器可以是以下一者或多者：陀螺儀、加速度計、霍爾效應感測器、磁力計、方向感測器、接近感測器、溫度感測器、時間感測器、地理位置感測器、高度計、光感測器、觸摸感測器、磁力計、氣壓計、姿勢感測器、生物特徵感測器和/或濕度感測器。
WTRU 102可以包括全雙工無線電，對此一些或所有的信號（例如與UL（例如用於傳輸）和下鏈（例如用於接收）兩者的特別子訊框相關聯的傳輸和接收可以是並行和/或同時的。全雙工無線電可以包括干擾管理單元139，以用於降低和或實質消除經由硬體（例如扼流圈）或經由處理器（例如分開的感測器（未示出）或經由處理器118）的信號處理的自干擾。在實施方式中，WTRU 102可以包括半雙工無線電，對此一些或所有的信號（例如與UL（例如用於傳輸）或下鏈（例如用於接收）的特別子訊框相關聯）的傳輸和接收。
第1C圖是根據實施方式示出RAN 104以及CN 106的系統圖式。如上所述，RAN 104可以使用E-UTRA無線電技術經由空中介面116來與WTRU 102a、102b、102c進行通信。RAN 104還可以與CN 106通信。
RAN 104可以包括e節點B 160a、160b、160c，然而應該瞭解，在保持與實施方式相符的同時，RAN 104可以包括任何數量的e節點B。e節點B 160a、160b、160c的每一者可以包括一個或多個收發器，以便經由空中介面116來與WTRU 102a、102b、102c通信。在一個實施方式中，e節點B 160a、160b、160c可以實施MIMO技術。由此，舉例來說，e節點B 160a可以使用多個天線來向WTRU 102a傳輸無線信號，以及接收來自WTRU 102a的無線信號。
e節點B 160a、160b、160c的每一者可以關聯於特別胞元(未顯示)，並且可以被配置成處理無線電資源管理決策、交接決策、和/或UL和/或DL中的使用者排程等等。如第1C圖所示，e節點B 160a、160b、160c彼此可以在X2介面上進行通信。
第1C圖所示的CN 106可以包括行動性管理閘道(MME)162、服務閘道(SGW)164以及封包資料網路(PDN)閘道(或PGW)166。雖然上述每一個元件都被描述成是CN 106的一部分，但是應該瞭解，CN操作者之外的其他實體同樣可以擁有和/或操作這些元件中的任一者。
MME 162可以經由S1介面來與RAN 104中的e節點B 160a、160b、160c的每一者連接，並且可以充當控制節點。例如，MME 162可以負責驗證WTRU 102a、102b、102c的使用者，承載啟動/去啟動承載，在WTRU 102a、102b、102c的初始附著過程中選擇特別服務閘道等等。該MME 162還可以提供控制平面功能，以便在RAN 104與使用了GSM或WCDMA之類的其他無線電技術的其他RAN(未顯示)之間執行切換。
SGW 164可以經由S1介面連接到RAN 104中的e節點B 160a、160b、160c的每一者。該服務閘道164通常可以路由和轉發通往/來自WTRU 102a、102b、102c的使用者資料封包。SGW 164可以執行其他功能，例如在e節點B間的切換過程中錨定使用者面，在DL資料可供WTRU 102a、102b、102c使用時觸發傳呼，管理和儲存WTRU 102a、102b、102c的上下文等等。
SGW 164還可以連接到PGW 166，其可以為WTRU 102a、102b、102c提供針對諸如網際網路110之類的封包交換網路的存取，以便促成WTRU 102a、102b、102c與IP賦能裝置之間的通信。
CN 106可以促成與其他網路的通信。例如，CN 106可以為WTRU 102a、102b、102c提供針對PSTN 108之類的電路切換式網路的存取，以便促成WTRU 102a、102b、102c與傳統陸線通信裝置之間的通信。作為範例，CN 106可以包括IP閘道（例如IP多媒體子系統（IMS）伺服器）或與之通信，其中該IP閘道充當了CN 106與PSTN 108之間的介面。此外，CN 106還可以為WTRU 102a、102b、102c提供針對其他網路112的存取，其中該其他網路112可以包括其他服務供應商擁有和/或操作的其他有線或無線網路。
雖然在第1A圖至第1D圖中將WTRU描述為無線終端，但是在某些代表性實施方式中構想了這樣的終端可以與通信網路使用（例如臨時或永久）有線通信介面。
在代表性實施方式中，其他網路112可以是WLAN。
基礎設施基本服務集（BSS）模式中的WLAN可以具有用於BSS的存取點（AP）和與AP相關聯的一個或多個站（STA）。AP可以具有到分發系統（DS）或另一類型的有線/無線之網路的存取或介面，該網路攜帶進和/或出BSS的訊務。從BSS外發起到STA的訊務量可以經過AP並可以被遞送給STA。從STA發起到BSS外的目的地的訊務量可以被發送到AP以被遞送到各個目的地。BSS內的STA之間的訊務量可以被發送通過AP，例如其中源STA可以發送訊務量至AP且AP可以將訊務量遞送至目的地STA。BSS內的STA之間的訊務量可以被認為和/或稱為點到點訊務量。端到端訊務量可以使用直接鏈路建立（DLS）在源和目的地STA之間（例如之間直接）發送。在某些代表性實施方式中，DLS可以使用802.11e DLS或802.11z隧道DLS（TDLS）。使用獨立BSS（IBSS）模式的WLAN可以沒有AP，且IBSS內或使用IBSS的STA（例如全部STA）可以彼此直接通信。IBSS通信模式有時可以稱為“ad-hoc”通信模式。
當使用802.11ac基礎設施操作模式或類似的操作模式時，AP可以在固定通道（例如主通道）上傳輸信標。主通道可以是固定寬度（例如20 MHz寬的頻寬）或經由傳訊動態設置寬度。主通道可以是BSS的操作通道並可以由STA使用來與AP建立連接。在某些代表性實施方式中，可以例如在802.11系統中實施具有衝突避免的載波感測多存取（CSMA/CA）。針對CSMA/CA，包括AP在內的STA（例如每一個STA）可以感測主通道。如果由特別STA感測/偵測和/或確定主通道繁忙，則特別STA可以回退(back off)。一個STA（例如僅一個站）可以在給定BSS中的任意給時序間進行傳輸。
高輸送量（HT）STA可以使用40 MHz寬的通道用於通信，例如經由20 MHz主通道與相鄰或不相鄰的20 MHz通道組合形成40 MHz寬通道。
甚高輸送量（VHT）STA可以支援20 MHz、40 MHz、80 MHz和/或160 MHz寬通道。可以通過組合連續的20 MHz通道來形成40 MHz和/或80 MHz通道。可以通過組合8個連續的20 MHz通道或通過組合兩個不連續的80 MHz通道（這可以稱為80+80配置）來形成160 MHz通道。針對80+80配置，資料在通道編碼之後可以被傳遞到段剖析器，其可以將資料分成兩個串流。可以分別對每個串流進行快速傅立葉逆變換（IFFT）處理以及時域處理。串流可以被映射到兩個80 MHz通道，且傳輸STA可以傳輸資料。在接收STA的接收器處，可以反向進行上述的針對80+80配置的操作，且組合的資料可以被發送到媒體存取控制（MAC）。
802.11af和802.11ah支援Sub 1 GHz操作模式。相對於在802.11n和802.11ac中使用的，在802.11af和802.11ah中通道操作頻寬以及載波減少。802.11af在TV白空間（TVWS）頻譜中支援5 MHz、10 MHz以及20 MHz頻寬，以及802.11ah支援使用非TVWS頻譜的1 MHz、2 MHz、4 MHz、8 MHz以及16 MHz頻寬。根據代表性實施方式，802.11ah可以支援儀錶型控制/機器型通信，例如在巨集覆蓋區域中的MTC裝置。MTC裝置可以具有某些能力，例如有限的能力，包括支援（例如僅支援）某和/或有限頻寬。MTC裝置可以包括電池壽命高於一臨界值的電池（例如以維持非常長的電池壽命）。
可以支援多個通道以及通道頻寬的WLAN系統（例如802.11n、802.11ac、802.11af以及802.11ah）包括可以被指定為主通道的通道。主通道可以具有等於BSS中所有STA支持的最大共同操作頻寬的頻寬。主通道的頻寬可以由STA來設置和/或限制，該STA來自在BSS中操作的所有STA，支援最小頻寬操作模式。在802.11ah的範例中，主通道針對支援（例如僅支援）1 MHz模式的STA（例如MTC型裝置）可以是1 MHz寬，即使AP以及BSS中的其他STA支持2 MHz、4MHz、8MHz、16MHz和/或其他通道頻寬操作模式。載波感測和/或網路分配向量（NAV）設置可以取決於主通道的狀態。如果主通道例如由於STA（其支援僅1 MHz操作模式）向AP傳輸而繁忙，則全部可用頻帶可以視為繁忙，即使大部分頻帶仍然空閒且可用。
在美國，802.11ah可以使用的可用頻帶從902 MHz至928 MHz。在韓國，可用頻帶從917.5 MHz至923.5 MHz。在日本，可用頻帶從916.5 MHz至927.5 MHz。根據國家碼，用於802.11ah的總頻寬是6 MHz至26 MHz。
第1D圖是示出根據實施方式的RAN 113和CN 115的系統圖式。如上文所述，RAN 113可以使用NR無線電技術通過空中介面116與WTRU 102a、102b、102c通信。RAN 113還可以與CN 115通信。
RAN 113可以包括gNB 180a、180b、180c，但是應該瞭解，在保持與實施方式相符的同時，RAN 113可以包括任何數量的gNB。gNB 180a、180b、180c的每一者可以包括一個或多個收發器，以便經由空中介面116來與WTRU 102a、102b、102c進行通信。在一個實施方式中，gNB 180a、180b、180c可以實施MIMO技術。例如，gNB 180a、180b可以使用波束成形來向gNB 180a、180b、180c傳輸信號和/或從gNB 180a、180b、180c接收信號。由此，舉例來說，gNB 180a可以使用多個天線來向WTRU 102a傳輸無線信號，和/或接收來自WTRU 102a的無線信號。在實施方式中，gNB 180a、180b、180c可以實施載波聚合技術。例如gNB 180a可以向WTRU 102a（未示出）傳輸多分量載波。這些分量載波的子集可以在未許可頻譜上而其餘的分量載波可以在許可頻譜上。在實施方式中，gNB 180a、180b、180c可以實施協調多點（CoMP）技術。例如，WTRU 102a可以從gNB 180a和gNB 180b（和/或gNB 180c）接收協調傳輸。
WTRU 102a、102b、102c可以使用與可縮放基礎參數相關聯的傳輸與gNB 180a、180b、180c通信。例如，OFDM符號間隔和/或OFDM子載波間隔可以針對不同傳輸、不同胞元和/或無線發射頻譜的不同部分而變化。WTRU 102a、102b、102c可以使用不同或可伸縮長度（例如包含變化的OFDM符號數量和/或持久變化的絕對時間長度）的子訊框或傳輸時間間隔（TTI）與gNB 180a、180b、180c通信。
gNB 180a、180b、180c可以被配置成在分立配置和/或非獨立配置中與WTRU 102a、102b、102c通信。在分立配置中，WTRU 102a、102b、102c可以在不用另外存取其他RAN（例如e節點B 160a、160b、160c）的情況下與gNB 180a、180b、180c通信。在分立配置中，WTRU 102a、102b、102c可以將gNB 180a、180b、180c中的一者或多者用作行動性錨定點。在分立配置中，WTRU 102a、102b、102c可以使用在未許可頻帶中的信號來與gNB 180a、180b、180c通信。在非分立配置中，WTRU 102a、102b、102c可以與gNB 180a、180b、180c通信/連接到gNB 180a、180b、180c同時還與另一RAN（例如e節點B 160a、160b、160c）通信/連接到該另一RAN（例如e節點B 160a、160b、160c）。例如，WTRU 102a、102b、102c可以實施DC原則來實質同時與gNB 180a、180b、180c的一者或多者和e節點B 160a、160b、160c的一者或多者通信。在非分立配置中，e節點B 160a、160b、160c可以用作WTRU 102a、102b、102c的行動性錨點且gNB 180a、180b、180c可以提供另外的覆蓋和/或輸送量以用於服務WTRU 102a、102b、102c。
gNB 180a、180b、180c的每一者可以與特別胞元（未示出）相關聯並可以被配置成處理無線電資源管理決策、交接決策、UL和/或DL中的使用者排程、網路截割支援、雙連線性、NR與E-UTRA之間的交互工作、向使用者平面功能（UPF）184a、184b路由使用者平面資料、向存取和行動性管理功能（AMF）182a、182b路由控制平面資料，等等。如第1D圖所示，gNB 180a、180b、180c可以通過Xn介面彼此通信。
第1D圖中示出的CN 115可以包括至少一個AMF 182a、182b，至少一個UPF 184a、184b，至少一個會話管理功能（SMF）183a、183b，以及可能還有資料網路（DN）185a、185b。雖然上述元件的每一者被描繪為CN 115的部分，但是可以理解這些元件的任意可以被CN操作者以外的實體擁有和/或操作。
AMF 182a、182b可以經由N2介面連接到RAN 113中的gNB 180a、180b、180c的一者或多者並可以用作控制節點。例如，AMF 182a、182b可以負責認證WTRU 102a、102b、102c的使用者，支援網路截割（例如處理具有不同要求的不同PDU會話），選擇特別SMF 183a、183b，註冊區管理，NAS傳訊終止，行動性管理，等等。AMF 182a、182b可以使用網路分片以基於WTRU 102a、102b、102c使用的服務類型來定制CN對WTRU 102a、102b、102c的支持。例如，可以為不同的用例建立不同的網路截割，用例例如是依賴超可靠低潛時(URLLC)存取的服務、依賴增強大量行動寬頻(eMBB)存取的服務、針對機器型通信(MTC)存取的服務，等等。AMF 182可以提供用於在RAN 113與使用其他無線電技術(例如LTE、LTE-A、LTE-A Pro和/或非3GPP存取技術，例如WiFi)的其他RAN(未示出)之間切換的控制平面功能。
SMF 183a、183b可以經由N11介面連接到CN 115中的AMF 182a、182b。SMF 183a、183b還可以經由N4介面連接到CN 115中的UPF 184a、184b。SMF 183a、183b可以選擇並控制UPF 184a、184b並配置通過UPF 184a、184b的訊務量的路由。SMF 183a、183b可以執行其他功能，例如管理和分配UE IP位址，管理PDU會話，控制策略執行和QoS，提供下鏈資料通知，等等。PDU會話類型可以是基於IP的、基於非IP的、基於乙太網的，等等。
UPF 184a、184b可以經由N3介面連接到RAN 113中的gNB 180a、180b、180c的一者或多者，其可以給WTRU 102a、102b、102c提供到封包交換網路(例如網際網路110)的存取，以促進WTRU 102a、102b、102c與IP賦能裝置之間的通信。UPF 184a、184b可以執行其他功能，例如路由和轉發封包、執行使用者平面策略、支援多連接(multi-homed)PDU會話、處理使用者平面QoS、緩衝下鏈封包、提供行動性錨定，等等。
CN 115可以促進與其他網路的通信。例如，CN 115可以包括IP閘道(例如IP多媒體子系統(IMS)伺服器)或與之通信，IP閘道用作CN 115與PSTN 108之間的介面。此外，CN 115可以給WTRU 102a、102b、102c提供到其他網路112的存取，該網路112可以包括由其他服務供應商擁有和/或操作的其他有線和/或無線網路。在一個實施方式中，WTRU 102a、102b、102c可以經由到UPF 184a、184b的N3介面和UPF 184a、184b與DN 185a、185b之間的N6介面通過UPF 184a、184b連接到本地資料網路（DN）185a、185b。
鑒於第1A圖至第1D圖以及第1A圖至第1D圖的對應描述，這裡關於以下的一者或多者描述的一個或多個或全部的功能可以由一個或多個模擬裝置（未示出）來執行：WTRU 102a-d、基地台114a-d、e節點B 160a-c、MME 162、SGW 164、PGW 166、gNB 180a-c、AMF 182a-b、UPF 184a-b、SMF 183a-b、DN 185a-b和/或這裡描述的任何其他裝置。模擬裝置可以是被配置成模擬這裡描述的一個或多個或所有功能的一個或多個裝置。例如，模擬裝置可以用於測試其他裝置和/或模仿網路和/或WTRU功能。
模擬裝置可以被設計以在實驗室環境和/或操作者網路環境中實施對其他裝置的一個或多個測試。例如，一個或多個模擬裝置可以在被完全或部分實施和/或部署為有線和/或無線通信網路的部分時執行一個或多個或全部功能，以測試通信網路內的其他裝置。一個或多個模擬裝置可以在被臨時實施/部署為有線和/或無線通信網路的部分時執行一個或多個或全部功能。模擬裝置可以直接耦合到另一裝置以用於測試和/或可以使用空中無線通信執行測試。
一個或多個模擬裝置可以在沒有被實施/部署為有線和/或無線通信網路的部分時執行一個或多個或全部功能。例如，模擬裝置可以在測試實驗室的測試環境和/或非部署（例如，測試）有線和/或無線通信網路中被使用，以實施一個或多個元件的測試。一個或多個模擬裝置可以是測試裝備。模擬裝置可以使用經由RF電路（例如其可以包括一個或多個天線）的無線通信和/或直接RF耦合來傳輸和/或接收資料。
基於ITU無線電通信部門（ITU-R）制定的一般性要求，下一代行動網路（NGMN）組和第三代合作夥伴計畫（3GPP）、用於融合5G系統的用例的寬泛分類可以如下描述：增強行動寬頻（eMBB）、大量機器型通信（mMTC）和超可靠低潛時通信（URLLC）。不同用例可以專注於不同的要求，例如更高的資料率、更高的頻譜效率、低功率和更高的能量效率、更低潛時和更高可靠性。從700 MHz到80 GHz的寬範圍的頻帶可以被考慮用於各種部署場景。
眾所周知，隨著載波頻率增加，嚴重的路徑損耗變為對保證足夠覆蓋區域的至關限制。毫米波系統中的傳輸會另外遭受非視線損耗，例如繞射損耗、穿透損耗、氧吸收損耗、葉損耗等。在初始存取期間，基地台和WTRU可能需要克服這些高路徑損耗並發現彼此。使用數十甚至數百的天線元件來產生波束成形信號是通過提供足夠波束成形增益來補償嚴重路徑損耗的一種有效方式。波束成形技術可以包括數位、類比和混合波束成形。
胞元搜尋是WTRU藉以獲取與胞元的時間和頻率同步並偵測胞元的胞元ID的過程。在初始化期間，LTE同步信號在每一個無線電訊框的第0個和第5個子訊框中被傳輸並用於時間和頻率同步。作為系統獲取過程的部分，WTRU基於同步信號相繼同步到OFDM符號、時槽、子訊框、半訊框以及無線電訊框。兩種同步信號是主同步信號（PSS）和輔助同步信號（SSS）。PSS用於得到時槽、子訊框和半訊框邊界。其還提供胞元身份組內的實體層胞元身份（PCI）。SSS用於得到無線電訊框邊界。其還使得WTRU能夠確定胞元身份組，其範圍從0至167。
按照成功同步和PCI獲取，WTRU在CRS的協助解碼偵測實體廣播通道（PBCH）並獲取與系統頻寬、系統訊框號（SFN）和PHICH配置有關的MIB資訊。應當注意LTE同步信號和PBCH根據標準化週期連續傳輸。
在NR中約定WTRU不需要NR-PBCH傳輸方案或天線埠數量的盲偵測。針對NR-PBCH傳輸，支援單一固定數量的天線埠。針對NR-PBCH傳輸，NR可以使用數位和類比波束成形技術，尤其是針對高頻帶。使用多天線技術的數位波束成形和/或使用單個或多埠波束成形技術的類比波束成形在NR中可以被考慮。針對NR-PBCH解調的參考信號，NR可以使用同步信號（例如NR-SSS）或自含DMRS來用於NR-PBCH解調。如果在SS塊中支援MRS則還可以在SS塊中多工行動性參考信號（MRS）。NR-PBCH的基礎參數可以與NR-SSS的相同或不同。使用多天線技術的類比波束成形、使用單或多埠波束成形技術的類比波束成形或組合數位和類比波束成形的混合方案的實施方式已經被考慮用於連接模式中的資料傳輸。類似的技術也可以考慮在空閒模式或用於初始存取以及被設計用於廣播通道，例如NR-PBCH，以用於最佳化系統性能。
NR-PSS和/或NR-SSS可以用作用於NR-PBCH解調的參考信號。可替換地，可以使用專用於NR-PBCH的參考信號。該參考信號可以自包含在NR-PBCH信號和通道內。即使沒有另外的信號或參考信號，接收器仍然能夠解調NR-PBCH信號和通道。用於解調的該參考信號或解調參考信號（DMRS）特定於NR-PBCH且可以被覆用且嵌入在NR-PBCH資源內。通過這樣做，NR-PBCH專用解調參考信號（DMRS）可以用於NR-PBCH解調。在本申請中使用的術語DMRS可以指一個或多個解調參考信號。
為了將NR-SS（NR-PSS或NR-SSS）用作用於NR-PBCH解調的參考信號，可以較佳對NR-SS和NR-PBCH分時多工（TDM）。
第2圖示出了NR-PBCH與NR-PSS和NR-SSS多工，其中以TDM方式多工NR-PBCH、NR-PSS和NR-SSS。NR-PBCH信號和通道可以重複且可以被設置在NR-SS之前或之後。這樣的設計可以用於但不限於載波頻率偏移補償目的。如第2圖所示，PSS 204、214、226、SSS 206、218、228和PBCH 208、210、216、220、224、230的每一者佔用相同的頻率。在第一範例中，選項1 202，PSS 204在SSS 206之前被傳輸，之後是第一PBCH 208和第二PBCH 210。在選項2 212中，PSS 214在PBCH 216之前被傳輸，之後是SSS 218和PBCH 220。選項2 212可以用於在完成同步之前提供PBCH資訊。在選項2 212中，PSS 214在PBCH 216、SSS 218和PBCH 220之前被傳輸。在另一選項即選項3 222中，PBCH 224在PSS 226之前被傳輸，之後是SSS 228和PBCH 230。選項3 222可以允許PBCH資訊在任何同步資訊之前被接收。
類似地，第3圖是示出兩種不同選項310、320中使用NR-SS信號的時序圖300。NR-PSS或NR-SSS或這兩者可以重複且可以被設置在NR-PBCH之前或之後。重複的NR-PSS或NR-SSS還可以用於但不限於載波頻率偏移估計或補償目的。如第3圖所示，在選項4 310中，第一PSS傳輸312可以在第二PSS傳輸314之前進行。在第二PSS傳輸314之後可以發送SSS傳輸316，之後是PBCH傳輸318。在選項5 320中，可以在PSS傳輸324之前傳輸SSS 322。SSS傳輸326可以跟在PSS傳輸324以及SSS傳輸326和PBCH傳輸328之後。
第4圖是第一NR-PBCH專用解調參考信號設計400的範例圖式，其中在兩種選項402、420中使用一個天線埠。在選項1 402和選項2 420中，使用一個天線埠用於NR-PBCH專用DMRS。在第一選項即選項1 402中，重複的NR-PBCH專用DMRS被置於相同的頻率位置或子載波以協助載波頻率偏移(CFO)估計。在一個範例中，DMRS 404與DMRS 406在相同的頻率位置；DMRS 408與DRMS 410在相同的頻率位置；DRMS 412與DRMS 414在相同的頻率位置以及DRMS 416與DMRS 418在相同的頻率位置。在第二選項即選項2 420中，使用用於NR-PBCH DRMS的另一種模式，其中DMRS在頻域中被設置有固定偏移以覆蓋其他頻率位置或子載波和/或得到頻率分集。例如，如果DMRS密度針對兩個NR-PBCH符號是1/6，則第二PBCH OFDM符號中的DMRS可以相對於第一PBCH OFDM符號偏移3個RE。這可以產生兩個NR-PBCH OFDM符號之間的DMRS的完美的組合模式。兩個PBCH OFDM符號中的組合或聯合DMRS可以有效地在較低都普勒通道中變為1/3之DMRS密度且可以改善通道估計性能。其代價是不能使用DMRS估計或校正CFO。但是，在這種情況中資料RE的映射在PBCH資料在第二PBCH OFDM符號中重複的情況下可以重複一些資料RE，這可以用於CFO估計和補償。如選項2 420所示，DMRS 422從DMRS 430偏移；DMRS 424從DMRS 432偏移；DMRS 426從DMRS 434偏移以及DMRS 428從DMRS 436偏移。
第5圖是在兩種選項502、540中使用兩個天線埠的NR-PBCH專用解調參考信號設計500的第三範例。第5圖示出了使用兩個天線埠的NR-PBCH專用DMRS。在第一選項502中，針對每個天線埠，重複的NR-PBCH專用DMRS 504-534被置於相同的頻率位置或子載波中以幫助CFO估計。在第二選項即選項2 540中，使用NR-BPCH DRMS的另一種模式，其中用於兩個天線埠的DMRS在頻域中被設置有固定偏移以覆蓋其他頻率位置或子載波和/或得到頻率分集。在選項2 540中，DMRS1 542、548、550、556、558、564、566、572和DMRS2 544、546、552、554、560、562、568、570在頻率上交替。
在一個或多個實施方式中，可以使用混合專用解調參考信號（H-DMRS）。針對每個天線埠，重複的NR-PBCH專用DMRS的一些可以置於相同頻率位置或子載波中以幫助CFO估計以及重複的NR-PBCH專用DMRS的其他可以置於不同的頻率位置或子載波和/或得到頻率分集。
第6圖是兩種不同NR-PBCH混合專用解調參考信號（H-DMRS）設計602、620的圖式600。如第6圖所示，在混合1埠方式602，DMRS 604可以與DMRS 606在相同頻率位置而DMRS 608可以位於與DMRS 610不同的頻率位置。DMRS 612可以與DMRS 614位於相同的頻率位置，而DMRS 616可以與DMRS 618位於不同頻率位置。在混合2埠620方式中，DMRS1 622可以與DMRS1 624位於相同頻率位置；DMRS2 626可以與DMRS2 628位於相同頻率位置；DRMS1 630可以與DMRS2 632位於相同頻率位置；DMRS2 634可以與DRMS1 636位於相同頻率位置；DMRS1 638可以與DMRS1 640位於相同頻率位置；DMRS2 642可以與DMRS2 644位於相同位置；DMRS1 646可以與DMRS2 648位於相同頻率位置；以及DMRS2 650可以與DMRS1 652位於相同頻率位置。在兩個不同埠上傳輸DMRS。在範例中，DMRS1從天線埠1傳輸以及DMRS2從天線埠2傳輸，這兩個埠在頻率上具有固定偏移。如果偏移為零，則這兩個天線埠的DMRS具有相同的頻率位置。
在實施方式中，可以使用非均勻DMRS密度，其可以使用不同密度的解調參考信號（DMRS）。在NR-PBCH的OFDM符號中，更高密度的DMRS可以被設置以協助通道估計。但是，較低密度的DMRS可以被設置在NR-PBCH的第二OFDM符號中以用於降低DMRS的負擔。這些DMRS可以與NR-PBCH的第一OFDM符號中的用於相同子載波的DMRS相同，這可以促進CFO的估計。這可以降低碼率。由於第二符號更接近SSS，因此通過使用SSS可以支援通道估計。
第7圖示出了用於在兩種不同配置選項702、720中使用的非均勻密度NR-PBCH解調參考信號700。在實施方式中，預編碼可以或可以不應用於引導子載波。預編碼也可以用於移除針對第二OFDM符號的共同相位誤差，由此改善接收器處的NR-PBCH的偵測性能。
NR-PBCH/SS多工實施方式以及DMRS分配實施方式可以允許有效且高執行NR-PBCH解調。第4圖和第5圖示出了DMRS如何映射到跨符號的相同頻率位置，以例如改善CFO估計的性能。這些圖還示出DMRS可以與符號之間的固定頻率偏移映射，這由於得到的頻率分集而可以改善通道估計。
這些性能增強技術都可以使用與第6圖示出的類似的混合DMRS映射來實現。在第7圖以及其他實施方式中，PSS和/或SSS可以用於協助DMRS密度較低時的通道估計。這可以稱為多樣性密度（DD）方法。第7圖示出了DD-DMRS 1埠702和DD-DMRS 2埠720實施方式。在DD-DMRS 1埠702實施方式中，PSS信號704可以在SSS信號706之前被傳輸。在PSS信號704之前，DMRS 708、712、714、718可以在第一時間被傳輸。在SSS信號706之後，DMRS信號710、716可以在第二時間被發送。在第二時間可以傳輸較低數量的DMRS。第一和第二時間的DMRS信號708、710、714、716如圖所示可以在頻率上部分重疊。在DD-DMRS 2埠720範例中，與DD-DMRS 1埠702範例相比可以傳輸更多的DMRS信號726-744。類似於1埠選項702，這些DMRS 726-744可以在PSS 722之前以及在SSS 724之後被傳輸。
在一個範例中，與NR-PBCH相比NR-PSS和NR-SSS具有不同的頻寬分配。例如，NR-PSS和NR-SSS可以使用12個RB，而PBCH使用24個RB。由此PBCH的12個RB與NR-PSS/NR-SSS重疊，且另外的12個不與NR-PSS/NR-SSS重疊。在接收器中，在胞元ID偵測之後，NR-PSS和NR-SSS可以被認為是已知序列，其可以用作用於解調NR-PBCH的重疊RB的參考符號。這種技術可以用於改善性能和/或增加設計的效率。可以通過使得NR-PSS和/或NR-SSS協助通道估計來實現性能改善，而通過允許DMRS在SS頻寬內減少或甚至完全去除來實現效率。第8圖示出了這種概念。第8圖的左側800示出了SS塊映射順序是NR-[PSS PBCH1 SSS PBCH2]的設計。第8圖的右側830示出了SS塊映射順序是NR-[PBCH1 PSS SSS PBCH2]的設計。DMRS的相同設計可以應用於其他可能的映射順序是NR-[PSS-SSS-PBCH1-PBCH2],NR-[PSS-PBCH1-PBCH2-SSS]。
如第8圖所示，NR-PBCH符號一802或符號二804的中心RB 806、808沒有DMRS或具有減小密度的DMRS。這增加資料傳輸可用的RE的數量並由此降低針對相同酬載的有效編碼速率。如果通道估計性能是相似的，則降低的有效編碼速率可以改善性能。如果沒有DMRS用於中心RB，則PSS 810或SSS 812或這兩者可以用於通道估計。如果減小密度的DMRS用於中心RB，則PSS 810、SSS 812或這兩者可以與已有的DMRS用作另外的輔助以進行對中心RB的2D通道估計。PBCH1 DMRS 814和818可以在全密度包含DMRS。對於PBCH2 DMRS 816和820也是相同情況。還應當注意到NR-PBCH密度的降低也可以取決於離NR-SSS的距離。在NR-[PSS PBCH1 SSS PBCH2]800的情況中，兩個NR-PBCH針對DMRS可以具有相同密度或可以沒有DMRS。但是，在NR-[PBCH1 PSS SSS PBCH2]配置830中，PBCH1比PBCH2可以具有更高的DMRS密度，即使是在與NR-PSS和NR-SSS重疊的RB中。
如在NR-[PBCH1 PSS SSS PBCH2]配置830中所示，PSS 832和SSS 834在PBCH1 836和PBCH2 838的中間。PBCH1 836和PBCH2 838由中心頻率段836和838中的沒有DMRS或減少密度的DMRS組成。PBCH1 DMRS 840和844可以包含全密度的DMRS。對於PBCH2 DMRS 842和846也可以是這種情況。
依據所選的設計，DMRS密度可以是1/3、1/4、1/6或另一密度。如果DMRS密度是1/3，這可以意味著三個資源元素(RE)中的一個用於DMRS。類似地，如果DMRS密度是1/4或1/6，這可以分別意味著四個和六個資源元素(RE)中的一個用於DMRS。
揭露的各種選項可以提供不同的性能優勢以及效率增強，其可以應用於不同場景。為了允許所有可能的選項，可以例如在NR-SSS和/或新無線電第三級同步信號(NR-TSS)上提供簡單傳訊以指示使用哪個選項。
第9圖是詳細示出可配置NR-PBCH解調的示意性執行的流程第9圖00。以下的範例過程可以在接收器處被使用。在902，可以搜尋NR-PSS信號。使用NR-PSS/NR-SSS可以獲取時序和頻率資訊904。在NR-SSS上攜帶的指示參考信號配置的配置指示符可以被解碼且配置指示符可以被檢查906。作為範例，第9圖示出了兩個總體參考配置，配置1 908和配置2 910。在配置1 908中，使用DRMS而自包含PBCH參考信號。根據第4圖至第7圖中示出的各種配置之一可以映射DMRS。該資訊也可以在NR-SSS上攜帶。在配置2 910中，提供聯合SS/DMRS參考信號。針對配置2 910的示意性場景可以是在PBCH頻寬大於SS頻寬時且由此降低的DMRS密度可以在重疊的頻寬中使用。這可以根據參考第7圖或第8圖的一個或多個揭露的實施方式。不管在配置1 908和配置2 910之間選擇誰，最終可以使用估計的通道回應來解調916 NR-PBCH。
第7圖和第8圖示出了配置2 910的這種非均勻DMRS映射的範例。重疊區中DMRS的精確密度可以從關於使用非重疊區域中的相同密度的1跨越到關於重疊區域中沒有DMRS的0。另外，DMRS映射部分可以使用第4圖至第6圖中示出的相同技術上示出的相同技術的任一者。最終，如在配置1 908的情況，該較低等級的配置也可以從NR-SSS和/或NR-TSS用信號發送。僅使用DMRS（配置1 908）的通道估計可以被執行912。可替換地，在合適的時候可以選擇914使用聯合SS/DMRS（配置2 910）的通道估計。接收器可以使用基於2D（時間-頻率）的演算法來用於時間和頻率上的更好的聯合內插。可以接收用於NR-PBCH的OFDM符號。用於均衡並偵測NR-PBCH符號的通道估計可以被使用且可以使用合適的通道解碼器（例如，使用極化解碼）來解碼916該符號。
可以在N個OFDM符號上傳輸NR-PBCH。在第一實施方式中，可以在N個PBCH符號中的RE上映射NR-PBCH編碼位元，其中N是NR-SS塊中PBCH符號的數量。在第二實施方式中，可以在PBCH符號中的RE上映射NR-PBCH編碼位元，NR-PBCH符號被複製到NR-SS塊中的N-1個NR-PBCH符號。
例如，對於N=2的情況，可以使用以下：在第一實施方式中，在這兩個PBCH符號中的RE上映射NR-PBCH編碼位元。在第二實施方式中，在NR-PBCH符號中的RE上映射NR-PBCH編碼位元，NR-PBCH符號被複製到第二個NR-PBCH符號NR-SS塊。
在第一實施方式中，其中在兩個PBCH符號中的RE上映射NR-PBCH編碼位元：在N個PBCH符號中的RE上映射NR-PBCH編碼位元(沒有重複)。可以以不同方式分配NR-PBCH資源。可以使用頻率第一映射方案。可以以頻率第一順序映射資料到RE映射。可以首先頻率其次時間來執行RE映射。時間中的RE映射可以在頻率中的RE映射之後。RE映射可以應用於資料、DMRS、序列等。在該情況中，從來自通道編碼器的資料產生的QPSK符號首先被映射到第一NR-PBCH OFDM符號，之後是第二或其餘的N-1個 NR-PBCH OFDM符號。可以使用時間第一的映射。從來自通道編碼器的資料產生的QPSK符號可以首先被映射到每個NR-PBCH OFDM符號的第一個RE，之後是每個NR-PBCH OFDM符號的第二RE，以此類推。可以使用混合方法，其中從來自通道編碼器的資料產生的QPSK符號首先被映射到每個NR-PBCH OFDM符號的第一（n）RB，之後是每個NR-PBCH OFDM符號的第二（n）RB。‘n’可以是預定義或配置的為傳輸器和接收器兩者所知的整數。
在第二實施方式中，其中NR-PBCH編碼位元在NR-PBCH符號中的RE上被映射，NR-PBCH符號被複製到第二NR-PBCH符號NR-SS塊，NR-PBCH編碼位元在有重複的PBCH符號中的RE上被映射。在簡單設計中，NR-PBCH資料（和/或DMRS）可以被複製到第二或其餘N-1 NR-PBCH OFDM符號。在另一實施方式中，可以執行資料跳頻。映射到第一NR-PBCH符號中的一個RB的資料可以被映射到第二NR-PBCH符號中的其他RB。這種跳頻模式為接收器所知且由此其能夠將它們組合以增加解碼頻率。在該情況中DMRS可以不跳頻。由此可以使用DMRS位置在接收器處估計CFO。在其他實施方式中，可以僅針對不與NR-PSS和NR-SSS重疊的12個RB使用跳頻。在一個實施方式中，可以在第二PBCH符號中相對於第一PBCH符號應用偏移。該偏移可以是資料符號相位方面的偏移。該相位偏移可以在接收器處被偵測且隱含的資訊是可解碼的。例如，如果第一和第二符號之間的相位差是[0, pi/2, pi, 3pi/2]，則可以指示2位元的隱含資訊。其還可能具有基於胞元ID的已知移位。在該情況中，目的不指示任何東西，而是使用胞元特定移位來隨機化資料。該偏移可以是以資料符號的頻率位置而言。與相位類似，這可以是已知的胞元特定移位以增加隨機化或用於盲解碼一些位元。該移位也可以是頻率移位、時間移位、相位移位等或這些中的一個或多個的組合。
在實施方式中，可以實施混合設計。在該混合設計中，這兩個PBCH符號的第一中心12個RB可以被填充所有的資料。該資料然後可以被複製到側邊12個RB，例如中心兩側的6+6。該設計是重要的因為所有的資料符號都在中心RB中呈現。如果SNR良好，這允許WTRU使用更小的頻寬偵測PBCH，例如中間的12個RB。這樣，WTRU僅需要接收和解調中心12個RB，這也可以節省功率。這裡可以或可不使用跳頻。
如果使用跳頻，則可以在第二符號的12個RB上複製第一符號的中心部分；在第一符號的12個RB上可以複製第二符號的中心部分。由於接收器知道這種模式，其可以在發送到通道解碼器之前仔細提取並組合DMRS塊。這可以以更低的SNR導致WTRU處的更好性能；而在接收器處組合，需要RE的仔細解映射。
在另一實施方式中，RE映射可以根據胞元ID和/或SS塊ID。該實施方式可以由干擾隨機化激發。在偵測NR-PBCH之前，WTRU應當已經使用NR-PSS/NR-SSS偵測到胞元ID。此外，在一些情況中，在解碼NR-PBCH之前可能已經知道SS塊ID。這例如在傳輸TSS且TSS攜帶SS塊ID或關於SS塊索引的一些先驗知識可用的情況下是這樣的。
期望使用根據胞元ID或SS塊索引或這兩者的DMRS RE映射。如果DMRS的頻率位置是依據胞元ID的，其可以減少來自鄰居胞元的干擾。例如，這可以包括針對NR-PBCH的一個、多個或所有的OFDM符號的DMRS的位置的移位。在一個或多個實施方式中，術語SS塊ID、SS塊索引以及SS塊時間索引可以互換使用。
在接收器處，一旦WTRU偵測NR-PSS/NR-SSS，胞元ID和/或SS塊ID是已知的。WTRU能夠使用胞元ID和/或SS塊ID以及映射函數識別NR-PBCH的DMRS的位置。WTRU然後可以繼續使用DMRS來進行對PBCH的通道估計。然後可以進行PBCH解調和解碼。由於不同的胞元在不同的位置傳輸DMRS，干擾可以被減少、緩解或避免。
為了實現更好的隨機化，DMRS的序列（例如序列或加擾序列）也可以依據胞元ID或SS塊索引或這兩者。DMRS的序列（例如序列或加擾序列）也可以依據其他資訊，例如半無線電訊框指示(與SS塊索引或胞元ID聯合、單獨或分別地)。DMRS可以使用不同序列的任意。選項可以包括M序列、Gold序列、ZC序列或PN序列。這些序列的不同參數可以是胞元ID或SS塊索引的函數。
在以上情況的任意中，用於PBCH的DMRS也可以用作用於PDSCH的DMRS。這針對PBCH佔用的RB是這樣的。速率匹配可以用於將（512）編碼位元轉換成所有使用的資料RE，其可以依據DMRS設計而改變。
不同的序列可以用作用於NR-PBCH的DMRS。所關注的序列之一是最大長度序列（M序列）。由於最佳化雜訊類特性以及非常好的相關屬性，M序列可以用作雙重目的。M序列可以用於遞送資訊且還可以用作用於NR-PBCH解調的參考符號。
作為範例，如果為NR-PBCH分配24個RB，則在每個OFDM符號中的每個RB中可以存在2 DRMS。因此，在每個OFDM符號中需要48個符號作為DMRS。可以有基於特別實施方式或實施選擇具有更低或更高數量的DMRS的設計選擇。M序列具有2^M-1的長度，使得不同的選項成為可能。
第10A圖示出了被配置成產生長度7的M序列的電路1000。如第10A圖所示，存在7個階段1002-1014，代表7個位元可用於移位。在電路的每個時鐘脈衝，來自階段6 1012的位元被移位到階段7 1014，從階段5 1010移位到階段6 1012，從階段4 1008移位到階段5 1010，從階段3 1006移位到階段4 1008，從階段2 1004移位到階段3 1006，以及從階段1 1002移位到階段2 1004。階段7 1014的輸出與階段6 1012的輸出進行或操作1016並被饋送到階段1 1002。這樣，輸入位元連續被移位到階段1。示出了來自階段7 1014的輸出1018。這樣，可以使用7階段從長度7的移位暫存器產生長度為127的M序列。這可以用於NR-PBCH的OFDM符號的一個或兩個。
第10B圖示出了長度63的M序列，其可以從長度6的移位暫存器1020產生。這樣，第10B圖中僅示出了6個階段1022-1032。可以從階段6 1032實現輸出1036。階段5 1030和階段6 1032的或運算1034可以被饋送到階段1 1022。該序列可以用於NR-PBCH的OFDM符號的一個或兩個(具有一些重複或填充以及一些已知符號)。例如，所有的1被填充以將序列長度匹配到所需的DMRS數量。還可能使用長度5的移位暫存器產生長度31的M序列且對其重複以覆蓋每個OFDM符號的所有DMRS。相同或不同序列可以用於其它OFDM符號。還可能串接相同或不同長度的兩個不同M序列。這可以以更高相關的代價實現兩個移位。這以耗費偵測置信度來增加傳輸的資訊量。但是，如果序列長，這可以是可行選項。還可以用另一序列加擾M序列或還可以使用另一PN序列。序列的參數類移位或多項式可以是胞元ID的函數。這可以實現不同胞元之間的正交DMRS。
更大長度的M序列可以提供更好相關屬性。這些序列可以使用不同移位。使用不同移位，可能使用31、62或127M序列位元長度隱式指示[5,6,7]資訊位元。一個選項可以包括但不限於指示SS塊索引，這指示細節以輔助NR-PBCH的通道解碼（包括關於極化碼和波束ID的資訊）。這還可以用於需要非常低的潛時的任意其他資訊。如果SS塊ID沒有使用DMRS被指示但是其在解碼NR-PBCH之前已知，則序列的參數類移位或多項式可以是SS塊ID的函數。移位可以是但不限於頻率移位、時間移位、相位移位、位置移位等。也可以使用這些移位類型的組合。
第11圖是示出用於示意性接收器處理和資訊偵測的過程的流程圖1100。接收器首先可以使用NR-PSS和NR-SSS獲取時間和頻率1102。接收器可以接收1104用於NR-PBCH的OFDM符號。DMRS RE分配可以是胞元ID和/或SS塊ID的函數1106，且可以基於胞元ID和/或SS塊ID找到DMRS RE映射。可以在DMRS中隱式指示1108 SS塊ID，接收器可以使用1110 NR-PSS來估計通道並預平衡包含用於NR-PBCH的DMRS的RE。接收器然後可以提取1118用於NR-PBCH的DMRS的頻域符號。這些符號與原始M序列相關，其用於產生用於PBCH的DMRS。在偏移的其中之一給定強峰值。這給出嵌入在DMRS中的資訊，其類似於SS塊索引。如果使用多個M序列以及仔細提取和相關，可以識別每個M序列的傳輸移位。使用偵測到的移位，可以產生DMRS的本地複製。這然後可以用於偵測並解碼NR-PBCH。DMRS序列可以是1112胞元ID和/或SS塊ID的函數且可以基於胞元ID和/或SS塊ID產生基於DMRS的本地複製。DMRS的本地複製可以用於針對NR-PBCH的通道估計且用於解調/解碼NR-PBCH。可以經由本地表或資料庫中的查閱資料表1116找到1114本地複製。
在另一實施方式中，ZC序列可以用作用於NR-PBCH的DMRS。其可以用於使用不同循環移位遞送資訊且還用作用於解調NR-PBCH的參考符號。作為範例，如果為NR-PBCH分配24個RB，可以具有每個OFDM符號中在每個RB中的2個DMRS。因此在每個OFDM符號中，對於DMRS可以需要N個符號。在一個實施方式中N可以是48。可以選擇ZC序列的長度來匹配DMRS的數量。ZC序列的最佳根可以通過模擬來確定。
還可能串接相同或不同長度的兩個不同ZC序列。也可以用另一PN序列或M序列來加擾ZC序列。例如ZC序列的根或ZC序列的循環移位的參數可以是胞元ID的函數。這可以實現不同胞元之間的正交DMRS。ZC序列的長度越長，相關屬性越好。這些序列可以與不同循環移位一起使用。使用不同移位，可能針對31、62、127長度的ZC序列分別攜帶[4,5,6]資訊位元，這可以用於指示用於協助NR-PBCH的通道解碼的資訊。這可以包括關於極化編碼和/或解碼的資訊(包括波束ID)。還可能使用ZC序列的不同根。WTRU可以能夠盲識別使用的ZC序列。這還可以用於傳達隱式資訊。這可以用於需要非常低潛時的任意其他資訊。如果SS塊ID不使用DMRS被指示但是在解碼NR-PBCH之前已知，則ZC序列的參數類根或ZC序列的循環移位可以是SS塊ID的函數。
對於接收器處理，以下過程可以用於偵測資訊。接收器可以首先使用NR-PSS/NR-SSS獲取時序和頻率。接收器可以接收用於NR-PBCH的OFDM符號。DMRS RE分配可以是胞元ID和/或SS塊ID的函數且可以基於胞元ID和/或SS塊ID獲取DMRS RE映射。DMRS序列可以是胞元ID和/或SS塊ID的函數且可以基於胞元ID和/或SS塊ID產生DMRS的本地複製。DMRS的本地複製可以用於NR-PBCH的通道估計並解調/解碼NR-PBCH。
Gold序列還可以用於DMRS。可以通過將兩個M序列彼此相乘來產生Gold序列。可以從不可約本原(irreducible primitive)多項式產生這些M序列且這兩個多項式應當是較佳的對(pair)。針對該設計可以使用以下過程。
可以從較佳對的多項式產生兩個M序列。針對這兩者使用兩個不同的移位（m0和m1）。然後對其進行互斥或(XOR)運算。該序列被BPSK調變且然後被重複或裁斷以滿足所有DMRS。
如果M序列的所選長度是31，其可以被重複，則可以使用以下多項式的組合。八進制值按順序為45、75、67。 對於: g(x)= x5 + x2 + 1對於: g(x)= x5 + x4 + x3 + x2 + 1對於: g(x)= x5 + x4 + x2 + x + 1
其他不可約本原多項式沒有被排除（八進制值51, 37, 73）。如下初始化可以被使用但是其他初始化可以不被排除：
如果M序列的長度是63（針對更高密度DMRS），可以使用以下多項式的組合（八進制值順次為103、147、155）。 對於: g(x)= x6 + x + 1對於: g(x)= x6 + x5 + x2 + x + 1對於: g(x)= x6 + x5 + x3 + x2 + 1
其他不可約本原多項式未排除（八進制值133, 141, 163）。如下初始化可以被使用但是其他初始化可以不被排除：
兩個序列中的移位可以使用如下等式來定義。其中s1、s2是長度為L的兩個序列。m0和m1是兩個移位。N值從0到L-1。 組合函數m0和m1可以用於指示以下：用於協助NR-PBCH的通道解碼的細節，其可以包括關於以下的資訊：極化編碼和/或解碼；以及波束ID。
在另一選項中，諸如序列多項式和/或序列移位的參數可以是胞元ID的函數。這可以實現不同胞元之間的正交DMRS。如果SS塊ID沒有使用DMRS被指示但是在解碼NR-PBCH之前是已知的，則這些參數也可以是SS塊ID的函數。
對於接收器處理，以下過程可以用於偵測資訊：接收器可以首先使用NR-PSS/NR-SSS獲取時序和頻率；接收器可以接收用於NR-PBCH的OFDM符號；DMRS RE分配可以是胞元ID和/或SS塊ID的函數以及可以基於胞元ID和/或SS塊ID獲取DMRS RE映射；DMRS序列可以是胞元ID和/或SS塊ID的函數，可以基於胞元ID和/或SS塊ID產生DMRS的本地複製；DMRS的本地複製可以用於對NR-PBCH的通道估計以及解調/解碼NR-PBCH。
NR-PBCH可以使用預編碼器循環技術來改進性能。在這種情況中，可以是或不是使用與NR-PBCH資料相同的預編碼器循環模式來預編碼NR-PBCH參考信號（一個或多個）、DMRS和/或SS。假定使用相同的預編碼器，可以在頻域或時域中應用預編碼器循環。對於頻域預編碼器循環，下面詳細描述可以使用的一些不同選項： 可以使用針對每個NR-PBCH的單個預編碼器。單個預編碼器可以應用於所有的RB，例如24個RB，NR-PBCH資料以及相關聯的參考信號。可以從單個序列（例如M、ZC或Gold序列）中產生DMRS，因為更長的序列可以改善偵測性能。也可以從在頻寬上分開的兩個分別的序列中產生DMRS。
可以使用針對每個RBG的單個預編碼器。在PBCH中RB以及相關聯的參考信號可以被分成多個RB組（RBG）且不同的預編碼器可以應用於每個組。應當注意使用不同的預編碼器可以增加頻率分集並由此改善性能。總體來說，RBG可以從1至N變化，其中N是NR-PBCH中RB的數量，在這種情況下其可以還原到上述的選項。WTRU可以經由來自SS的傳訊或之前定義的而得知這種模式。每個RBG可以使用不同的序列；但是重要的是調整DMRS的數量以及序列的長度來彼此匹配。序列長度應當是嘗試實現最佳相關屬性，且由此特定的序列可以橫跨更多個RBG。
可以針對每個子RB使用單個預編碼器。在示意性場景中，可以針對PBCH的每個RE、子載波或OFDM符號使用一個預編碼器。可以針對PBCH在多個RE、子載波或OFDM符號使用預定義的預編碼器循環模式。可以使用每個DMRS組的一個預編碼器。一個DMRS組可以被定義為半個RB、RB的部分或RE組（REG）。可以定義PBCH中DMRS RE與資料RE之間的關聯。這也可以改善頻率分集。
也可以在時域中應用預編碼器循環。對於時域預編碼器循環，這裡詳細描述了可以使用的一些不同的選項。
可以針對所有的NR-PBCH傳輸應用單個預編碼器。在該情況中，單個預編碼器應用於所有的PBCH資料和參考信號。可以每個模(n) NR-PBCH傳輸應用不同的預編碼器。在該情況中，不同的預編碼器被應用於每個模(n)的每個NR-PBCH傳輸。例如，當n=2時，可以應用以下：NR-PBCH傳輸（0）應用預編碼器（0），NR-PBCH傳輸（1）應用預編碼器（1），NR-PBCH傳輸（3）應用預編碼器（0），NR-PBCH傳輸（4）應用預編碼器（1），等等。循環可以使得不同WTRU基於每個WTRU唯一空間和頻域通道特性得到不同NR-PBCH傳輸的增強性能。
在以上情況的每一種情況中，當每個NR-PBCH應用多於一個預編碼器時，可以選擇循環模式來最大化空間和頻率分集。在開環方案中，該循環模式可以被預先確定且可以例如基於用於產生的預編碼器波束的空間屬性來選擇。當選擇預編碼器模式以最大化頻域中的分集時也可以考慮頻域特性。
為了將NR-SS和自含DMRS用於NR-PBCH解調，可以引入指示來向WTRU指示NR-SS和自含DMRS是否可以被聯合用於通道估計和同調組合以用於NR-PBCH解調。可以針對初始存取和NR-PBCH解調引入準並置（QCL）指示符。當從兩個不同天線傳輸兩個信號時，兩個天線經歷的通道可以仍然有許多大規模屬性是共同的。例如，這兩個信號可以具有相同或相似的都普勒擴展或移位、平均延遲、平均延遲擴展或平均增益，由此WTRU可以使用它們來設置用於通道估計的參數。但是，當這兩個天線分隔一定距離時，來自這兩個天線埠的信號甚至在大規模屬性方面是不同的。QCL指示符可以用於指示不同天線埠和不同參考信號的長期通道屬性。例如，NR-SS和PBCH專用DMRS可以被假定QCL，即使它們沒有在相同的天線埠中。在多個傳輸點（TRP）（多-TRP）傳輸中，NR-SS和PBCH專用DMRS依據其是否在相同位置可以不被假定QCL。QCL指示符可以在NR-SS信號中被指示。如果使用基於訊息的NR-SS，則同步酬載可以攜帶QCL指示符。如果使用基於序列的NR-SS，則QCL可以被嵌入到NR-PSS或NR-SSS或這兩者的組合中。例如，不同頻率和/或時間相對偏移可以用於指示QCL。ZC序列的不同根索引或循環移位可以用於指示QCL。此外，NR-PSS或NR-SSS中的X和Y分量的不同組合可以用於指示QCL。一旦向WTRU指示QCL，則WTRU可以使用NR-PSS和/或NR-SSS作為組合的參考信號與NR-PBCH專用DMRS一起用於通道估計。可以執行QCL輔助的初始存取和NR-PBCH解調。這種QCL參數可以包括但不限於都普勒擴展或移位、通道平均延遲、通道平均延遲擴展、通道平均增益、波束相關和空間相關。
第12圖是示出範例的QCL指示符輔助或幫助的初始存取過程和NR-PBCH解調的流程圖1200。第12圖示出了QCL指示符輔助的NR-PBCH解調。在該方法中，引入QCL指示符來輔助NR-PBCH解調。依據QCL的值，對於NR-PBCH解調可以使用不同的通道估計配置。用於QCL指示符輔助的NR-PBCH解調的一種示意性方法如下詳細描述。WTRU可以搜尋1202NR-SS信號並可以偵測1204 NR-PSS和NR-SSS。可以檢查接收到的QCL指示符和/或QCL指示符的值。如果QCL指示第一配置，例如配置1 1208，則WTRU可以使用NR-SS和NR-PBCH-DMRS來執行通道估計1210。如果QCL指示第二配置，例如配置2 1212，則WTRU可以僅使用NR-PBCH-DMRS來執行通道估計1214。WTRU可以使用從配置1 1208或配置2 1212估計的通道回應解調1216NR-PBCH信號和通道。
多天線技術可以用於NR-PBCH傳輸。例如，兩個埠空間頻率塊編碼（SFBC）和兩個埠預編碼器循環可以用作用於NR-PBCH的多天線技術。為了簡化也可以使用單天線埠。當多於一種多天線技術用於NR-PBCH時，用於NR-PBCH的多天線技術的資訊可以被指示給WTRU。這種指示可以經由NP-PSS和/或NR-SSS來傳達以指示一種或多種多天線技術或在一個實施方式中，MIMO方案或方法用於NR-PBCH。可以使用數位和類比波束成形技術。也可以使用混合數位和類比波束成形方案。
預編碼器循環可以用作指示的多天線技術中的一種技術。可以使用開環和半開環方法。可以使用使用大延遲循環延遲分集（CDD）和/或小延遲CDD的預編碼器。預編碼器循環模式可以在時間和/或頻率中執行且可以被預先確定或為WTRU已知。NR-PBCH信號和在NR-PBCH信號內包括自含DMRS的通道可以使用相同的預編碼器集合且可以應用相同的預編碼器循環模式。gNB或TRP可以在時間和/頻率中執行數位波束掃描。使用預編碼器循環或SFBC的數位波束成形可以與類比波束成形和波束掃描結合以用於NR-PBCH。
這裡揭露了用於NR-PBCH的示意性預編碼器循環設計。NR-PBCH的傳輸可以基於具有預編碼器循環的兩個天線埠。這兩個天線埠上的傳輸可以具有相同或不同種類的預編碼器和預編碼器方案，例如可以使用開環（包括大延遲CDD或小延遲CDD）、半開環等。
在半開環中，gNB或TRP可以應用預編碼器，其可以表示為，其中寬頻預編碼矩陣表示長期統計以及（窄帶）預編碼矩陣表示即時通道條件。在半開環PBCH方案中，長期預編碼矩陣從一個或多個WTRU被回饋到gNB。這實際上可以定義要用於該WTRU的DFT波束的集合，這暗示WTRU的近似方向。應當注意該半開環過程可以作用於連接模式的WTRU。如果胞元的WTRU位於gNB的某小範圍區域中，則可以應用半開環PBCH方案，其中可以由WTRU位置來確定。gNB然後可以循環窄帶預編碼矩陣以確定最終預編碼器。循環模式可以在時間和/或頻率域中。
數位預編碼器或類比波束成形器可以用於且數位波束成形器可以用於。一種示意性設計可以使用類比波束成形（例如基於DFT的以及數位預編碼器。可以對執行預編碼器循環。
在另一示意性設計中，可以使用數位（例如基於DFT）和可以對或和兩者執行預編碼器循環。
在另一示意性設計中，可以使用數位（例如基於預編碼器碼本）和。可以對或和兩者執行預編碼器循環。可以對類比、數位波束成形或預編碼或這兩者的組合執行預編碼器循環。
第13圖是使用與不同預編碼器相關聯的SS塊的範例1300。在PBCH的開環CDD傳輸中，可以在子載波級或RB級應用CDD係數。循環模式可以在時間和/或頻率域中。由於PBCH在某時段被重複廣播，因此每個PBCH訊息可以與PBCH的傳輸模式相關聯。第13圖示出了4個SS塊1302-1308的範例，每個塊具有相同的內容。每個SS塊1302-1408可以與不同的預編碼器1310-1316相關聯，其將PBCH訊息指向不同方向。在該範例中，SS1 1302與預編碼器1 1310相關聯，SS2 1304與預編碼器2 1312相關聯，SS3 1306與預編碼器3 1314相關聯以及SS4 1308與預編碼器1 1316相關聯。示出的預編碼器1-4 1310-1316的每一個僅用於圖式的目的。所選擇的預編碼器的每一個的品質可以與4G的傳統MIMO預編碼器相似或不同。例如，可以使用三維（3D）預編碼器。這樣，第三維可以考慮垂直域中的WTRU高度。其他預編碼器可以支援高度平行天線技術。也可以使用已有的MIMO預編碼，例如4G技術。可以使用已有的碼本。在與向後相容和/或靈活部署場景中可以在已有碼本基礎上添加新碼本。
第14圖示出了SS塊與不同預編碼器相關聯的範例1400，預編碼器在不同PBCH訊息1402、1420、1440、1460上移位。在不同PBCH訊息1402、1420、1440、1460間，預編碼器和SS塊之間的關聯可以相同或可以不同。在一個實施方式中可以移位關聯。第14圖示出了一個範例，其示出預編碼器和SS塊的關聯隨著PBCH訊息1402、1420、1440、1460而移位的方式。具體地，對於第一PBCH訊息1402，SS塊i與預編碼器i相關聯。這樣，預編碼器1 1404與SS塊1 1406相關聯，預編碼器2 1408與SS塊2 1410相關聯，預編碼器3 1412與SS塊3 1414相關聯以及預編碼器4 1416與SS塊4 1418相關聯。對於第二PBCH訊息1420，SS塊i與預編碼器i+1 mod 4相關聯；等等。這樣，預編碼器2 1422與SS塊1 1424相關聯，預編碼器3 1426與SS塊2 1428相關聯，預編碼器4 1430與SS塊3 1432相關聯以及預編碼器1 1434與SS塊4 1436相關聯。在訊息3 1440中，預編碼器3 1442與SS塊1 1444相關聯，預編碼器4 1446與SS塊2 1448相關聯，預編碼器1 1450與SS塊3 1452相關聯以及預編碼器2 1454與SS塊4 1456相關聯。在訊息1460中，預編碼器4 1462與SS塊1 1464相關聯，預編碼器1 1466與SS塊2 1468相關聯，預編碼器2 1470與SS塊3 1472相關聯以及預編碼器3 1474與SS塊4 1476相關聯。如上參考第13圖所述，各種預編碼方案也可以用於第14圖。例如，一些預編碼器方案可以包括非線性預編碼（NLP）方案、Tomlinson-Harashima預編碼或向量擾動。其他混合預編碼方案可以包括線性預編碼和NLP之間的半動態或動態切換。
第15圖是被配置用於兩埠循環延遲分集（CDD）與用於分集的類比波束成形的示意性組合的傳輸電路1500的圖式。第14圖的上述數位波束掃描方案可以與類比波束掃描結合。第15圖示出了將CDD與類比波束成形組合的範例。其目的在於開發空間、頻率和時間域上的更多分集增益。第15圖示出了兩個RF鏈：RF鏈1 1502和RF鏈2 1504。RF鏈1 1502電路可以被配置成使用第一預編碼器在時間t1 1506傳輸1510。在例如計時器或時鐘電路1510可以實施的延遲週期之後，RF鏈2 1504使用第二預編碼器可以發送1512第二傳輸。可以在時間t2 1508發送第二傳輸。第一傳輸1510和第二傳輸1512可以在時間上部分、全部或根本不重疊。
第16圖是在時域中示出的數位和類比波束成形的示意性組合的圖式1600。假定在數位波束掃描MIMO方案中有n 1 種模式，以及在類比波束掃描方案中有n2 種模式。可以支援用於循環的總共種組合。第14圖中示出了示意性組合，其中。此外，可以需要僅n 2 種波束掃描用於類比波束，而同時保持數位波束掃描。這種方式的可替換實施方式是在時域中進行n 2 種波束掃描用於類比波束掃描，而在頻域中進行n 1 種波束掃描用於數位掃描，如第17圖所示。如第16圖所示，相同的數位預編碼器1602和1604可以用於第一和第二傳輸。對於這些相同的傳輸，可以產生兩個不同的類比波束1606和1608。針對第三和第四傳輸，可以使用第二數位預編碼器1610和1612。第二數位預編碼器1610和1612可以是相同的數位預編碼器。類比波束1 1614和類比波束2 1616可以是用於實現分集的不同類比波束。
第17圖是在時間和頻率域中數位和類比波束成形的示意性組合的圖式。在該實施方式中，在時域中示出了可替換類比波束而在頻率中示出了可替換數位波束。參考第17圖，在時間中的第一傳輸中，第二數位預編碼器1702在相同頻率中被用作第一數位預編碼器1704。同時，傳輸兩個相同的類比波束1706和1708。作為另一時間的第二傳輸，兩個不同的數位預編碼器1710和1712與兩個相同的類比波束1714和1716一起使用。
第18圖是將兩埠空間頻率塊解碼（SFBC）傳輸器1800與用於傳輸分集的類比波束成形示意性組合的圖式。使用如第18圖所示的電路，NR-PBCH的傳輸可以基於一個或多個傳輸分集方案，包括兩埠SFBC方案。在例如高頻帶中，每個埠上的傳輸可以與多個天線元件相關聯，且每個埠上的類比波束成形可以用於進一步分集增益。第18圖示出了與類比波束成形組合的示意性SFBC設計，以實現進一步分集增益。如圖所示，符號S0 1802和S1 1804在天線埠1 1810上在不同子載波（子載波1 1806和子載波2 1808）上被發送，而符號-S1* 1814和S0* 1812在天線埠2 1816上在不同的子載波（子載波1 1806和子載波2 1808）上被發送。在該範例中，經由S1 1804, S0 1802和S0* 1814, -S1* 1812的反向來實現數位域中的增益。這樣，被提供給RF鏈1 1818和RF鏈2 1820的每一者的位元流是逆向的。在類比域中，RF鏈1 1818和RF鏈2 1820的每一者可以使用不同的波束成形技術。如果如此，可以有不同的波束形狀1822和1824被傳輸給接收器。
在一個實施方式中，類比波束成形電路可以在SFBC方案1800中針對天線埠1810和1816的每一者調整波束方向和波束寬度。類比波束成形的控制可以取決於WTRU地理位置分佈的先前知識。WTRU可以經由上鏈傳訊或免許可存取提供WTRU地理位置分佈或波束位置簡況。
針對5G NR在高於6 GHz的頻率的通信將可能依賴高度定向傳輸和接收。用於建立可靠鏈路的第一步是所謂的初始存取過程，包括胞元搜尋、PBCH傳輸以及RACH過程。與當前4G LTE系統相關聯的過程可以用作底線。但是，由於LTE受限於6 GHz以下，定向傳輸和接收不被需要且沒有被建立到這些初始存取過程。因此需要設計新的初始存取過程，其考慮與定向通信系統相關聯的另外的複雜性。每個傳輸和接收波束可以覆蓋有限的角度空間且因此用於識別可以用於通信的波束對的過程需要被建立。該過程可以經由在傳輸和/或接收點的波束掃描來執行。添加波束掃描過程可以添加顯著的複雜性且需要考慮功率消耗、負擔、潛時等。
傳統的波束掃描過程可以包括TRP和WTRU“測試”波束對的所有組合並選擇可以提供最佳性能的波束對。在給定波束上傳輸已知序列的TRP可以執行“測試”而WTRU接收給定波束並測量得到的SINR。可以針對所有可能的波束對重複該測量且選擇返回最大SINR值的波束對。用於這種類型的過程的框架已經在如第19圖描述的用於5G NR的TRP處被定義。
第19圖是可以用於初始存取的示意性TRP傳輸結構1900。基於初始存取的信號的傳輸發生在同步信號突發時間1902期間並在SS週期的每Tp 秒重複1904。為了適應波束掃描過程，1902可以由整數個OFDM符號1906和1908組成，其中例如，每個OFDM符號在OFDM符號時間1910使用覆蓋不同角度區域的不同波束被傳輸。使用這種基本框架，WTRU可以另外通過波束集合掃瞄並最終決定用於後續通信的波束對。這樣，針對任意時間Tp 秒，可能在初始同步期間循環並測試多個波束。這相比於在同步之後執行另外的測試可以提供實質的性能改進。
設計使用第19圖中定義的框架的全波束掃描過程的一種直接的方式是在TRP和WTRU處所有可用波束對執行窮盡搜尋，如第20圖所示。
第20圖示出了範例的單階段窮盡搜尋波束掃描過程2000。在第20圖中，每個SS突發2002、2004、2006可以由N 個OFDM符號組成，其中每個符號傳輸單波束且N 個波束覆蓋TRP 2008的整個角度區域。還如圖所示，WTRU 2010對整個SS突發從單波束接收由此全波束掃描需要M 個SS突發2012、2014、2016來測試所有可能的波束對。應當注意到為了考慮到在WTRU 2010的信號阻塞，可能的是有多於一個接收陣列。在一個範例中，陣列可以在矩形裝置的每一側。這種情況下且每個陣列支持M 個波束，即WTRU波束的總數，因此用於全波束掃描的SS突發的總數是4M。如所述，系統負擔、存取潛時以及總功率消耗是初始存取過程的問題。本文解決關於負擔、潛時和功率消耗的這些問題。在負擔方面，用於同步的每個OFDM符號可不用於其它目的，例如資料傳輸。這是針對大N 的一種問題。整個過程的持續時間也可以視為相對於可以用於通信的縮減時間的另外的負擔。關於潛時，提供增強使用者體驗的一件事是能夠快速建立通信鏈路。在這種情況下，進一步與多於一個陣列耦合以對抗阻塞的大M 可以大大地增加存取時間。功率消耗是另一個問題，且一般來說，期望低功率消耗。在WTRU這裡尤其期望低功率消耗，因為WTRU通常是電池操縱的裝置。每個波束對測量需要WTRU功率由此限制波束對測量的次數可以用於降低功率消耗。
第21圖是多階段WTRU階級波束掃描2100的範例。第20圖中示出的單階段窮盡波束掃描方法的可替換方法是多階段階層方法2100。搜尋可以開始於在第一階段中寬波束覆蓋相對大的角度區域以及之後逐漸減小在之後的階段中使用的波束寬度和角度搜尋空間。這種逐漸減小可以僅應用於在TRP、僅在WTRU或同時在TRP和WTRU。出於圖式的目的，第21圖示出了三階段階級WTRU波束掃描的範例。在該範例中，WTRU 2102使用四個陣列，每個陣列使用12個波束覆蓋其角度區域。從潛時的角度來看，窮盡波束掃描過程可以需要4*12=48個SS突發。示出的三階段2104-2108過程可以需要僅4+4+3=11個SS突發2110-2120。另外，從功率消耗的角度來看，窮盡波束掃描過程需要48N個測量，但是當前三階段過程僅需要執行11N 個測量。在這兩種情況中，大約節省了77%。以下揭露更詳細描述了該過程。針對所有階段2104-2108，TRP 2122在N 個OFDM符號上每SS突發2110-2120傳輸N 個波束。另一方面WTRU 2102隨時間而進行不同操作。在第一階段2104，WTRU 2102每SS突發每陣列2124使用單準全向波束進行接收。在第二階段2106中，WTRU 2102從來自從階段1 2104導致最大SINR的陣列的四個寬波束2126進行接收。在第三階段2108，WTRU 2102從時間上包含在從階段2 2106導致最大SINR的寬波束內的三個窄波束2128進行接收。
第22圖示出了使用多階段TRP階層波束掃描的另一個範例。應當注意到第22圖還示出了WTRU可以是階級的由此多階段TRP/WTRU階級波束掃描是可能的的實施方式。對於這些情況，示意性過程如下。在第一階段2202中，TRP 2204在4個OFDM符號上針對每SS突發2208-2210從四個寬波束進行傳輸。同時，在第一階段2202中，WTRU 2206使用每SS突發2208-2210單波束從M 個波束進行接收。在第二階段2212，TRP在N 個OFDM符號上每SS突發2214-2216從N 個窄波束進行傳輸。在第二階段2212中，WTRU 2206具有三個選項2214-2218。在第一選項2214中，WTRU 2206使用每SS突發的一個波束從M 個波束進行接收，但是WTRU 2206可以僅測量在第一階段2202偵測的部分包含在TRP寬波束內的TRP窄波束。在第二選項2216中，為了進一步降低功率消耗，WTRU 2206可以從從第一階段2202導致最大SINR測量的僅一個WTRU波束進行接收。在第三選項2218中，為了增加來自方向增益的SINR，WTRU可以使用階級方法並從部分包含在來自第一階段2202的偵測到的WTRU 2206寬波束內的窄波束集合進行接收。
對於前兩個選項2214-2216，如果假定每個寬波束有三個窄TRP波束，則需要的波束對測量的數量是針對選項1是以及針對選項2是。這與在單階段窮盡過程中所需的測量次數相對比，其中所需的測量數量是12M 。這分別導致大約42%和60%的節省。第三選項2218組合TRP 2204和WTRU 2206階級波束掃描。在該情況中，所需的測量次數是。在這種情況中，如果假定且，則所需的測量次數是25。應當注意到這種情況在階段2 2212中使用更窄的波束且由此相比於選項1 2214和選項2 2216可以看到與窄波束相關聯的另外的陣列增益。針對該選項的單階段窮盡會需要12*12=144個測量，由此該第三選項2218導致大約83%的節省。
要考慮的初始存取過程的另一方面是在WTRU處觀察到的來自其他TRP的擾量。主要用於降低潛時、功率消耗以及負擔的多階段過程可以進一步被修改而並且解決干擾問題。降低干擾的主要思想是利用對多階段的使用由此來自較早階段的資訊可以在之後階段中使用以潛在通過濾出某些TRP波束而“關閉”。
第23圖示出了這種方式的範例，其稱為選擇性波束掃描，與多階段TRP/WTRU階級波束掃描過程相結合。這種過程的一般性描述如下詳述。在第一階段2302中，TRP 2304在Nw 個OFDM符號上針對每個SS突發2308-2310從Nw 個寬波束2306進行傳輸。在相同的階段2302中，WTRU 2312使用每SS突發的一個波束從Mw 個寬波束2314進行接收。在第二階段2316中，TRP 2304僅從選擇的LNN 個窄波束2318進行傳輸，其中L 是從所有WTRU偵測到的寬波束的總數以及NN 是每個寬波束內的窄波束的數量。TRP 2304可以針對每個SS突發2318-2322重複傳輸。
TRP可以使用來自第一階段的波束對經由上鏈從WTRU直接或從WTRU已經附著的錨點TRP間接知道或獲取針對偵測到的寬波束的資訊。WTRU可以從空間上包含在第一階段偵測到的WTRU寬波束內的NN 個窄波束進行接收。
第23圖示出的過程組合TRP階級波束掃描、WTRU階級波束掃描以及TRP選擇性波束掃描以最小化SINR同時降低功率消耗、潛時以及負擔。關於SIRN改善，由於WTRU干擾中來自“其他”TRP的干擾降低，應當注意到這種方法在WTRU密度低和/或WTRU非均勻分佈時有優勢。例如，可以考慮在TRP覆蓋區域內的某地理區域收集所有WTRU的情況。例如，這可以是在觀看體育事件或演唱會的情況。在這種情況中，每個WTRU可以使用類似定向的TRP波束來存取TRP，由此一旦TRP知道這個情況則不需要TRP在某些波束上傳輸。還應當注意到除了降低干擾，該實施方式還可以提供在TRP處的功率消耗節省。
上述過程的優點也可以經由系統模擬在經驗上看出。第24圖示出了來自四個不同波束掃描過程的SINR結果2400，其中的三個以非均勻WTRU分佈被重複以示出TRP選擇性掃描性能增益。模擬過程的結果概括如下。示出的一個結果包括單階段波束掃描2402。該單階段波束掃描可以是對於僅均勻WTRU分佈的單階段模擬運行，因為需要第二階段啟動TRP選擇性波束掃描。單階段波束掃描2402的性能幾乎與有均勻WTRU分佈的兩階段TRP選擇性波束掃描過程相同。由此，它們都被標記2402。
在兩階段TRP選擇性波束掃描2402中沒有階級掃描，因此當WTRU是均勻分佈時，如上所述性能是幾乎與以上的單階段過程相同。當WTRU是非均勻分佈時，基於干擾水準降低的SINR增益可以被實現。為了對比，示出了兩階段選擇性非均勻2408的情況。
另一個示出的結果是兩階段TRP階級選擇性波束掃描2404。基於在第二階段使用更窄波束的TRP階級方法，存在關於以上過程的總增益。當WTRU再次非均勻分佈時，還存在基於來自被“關閉”的TRP波束的干擾降低的增益。為了對比，示出了兩階段選擇性TRP階級非均勻2410的情況。
另一結果是兩階段TRP/WTRU階級選擇性波束掃描2406。基於在第二階段中再次使用更窄波束添加WTRU階級方式，存在另外的增益。當WTRU再次是非均勻分佈時，還存在基於來自被“關閉”的TRP波束的干擾降低的增益。為了對比，示出了兩階段選擇性非均勻2412的情況。
第25圖示出了第19圖中示出的TRP傳輸結構的可替換形式2500。如第25圖所示，仍然保持定義的SS突發2502-2508以及SS週期2510。在該情況中，仍然佔用多於一個OFDM符號的單SS突發2502-2508被假設在單波束方向中傳輸。如上所示的SS突發2502-2508在SS週期TP 2510的每TP 秒重複，但是在這種情況下不是重複相同波束模式而是針對每個SS突發選擇不同波束方向。在N 個SS突發之後，模式則重複。由此在該情況中，依據如何實施WTRU波束掃描，全波束掃描可能佔用最小數量的N 個SS突發次數。
使用第25圖中定義的框架的直接的全波束掃描過程可以通過在所有可用TRP和WTRU波束對上進行窮盡搜尋來執行。第26圖示出的該過程2600類似於第20圖示出的過程，除了WTRU和TRP的角色關於波束掃描序列發生交換。TRP 2602在SS突發2604-2608期間傳輸N 個波束方向的其中之一，而WTRU 2610在每個SS突發2604-2608期間按順序通過所有M 個波束方向。使用該過程，全波束掃描需要N 個SS突發次數來進行完成。
一般觀測可以應用於胞元中心WTRU。一般來說，可能的是與胞元邊緣WTRU相比，胞元中心WTRU可以需要更少的天線增益。這可能在初始存取過程完成期間且之前並為了實現成功資料傳輸時如此。此外，應當注意到多個RF鏈傳輸由於像成本和功率這樣的事情在TRP處比在WTRU處更可行。鑒於這些觀察，可以基於第25圖示出的傳輸結構執行波束掃描過程。該過程可以減少存取潛時，並節省胞元中心WTRU的處理功率，同時允許胞元邊緣WTRU獲取存取。第27圖示出了該過程。
第27圖是單階段多RF鏈TRP波束掃描2700的範例。在第27圖示出的範例中，兩個RF鏈2702-2704用於在TRP處的初始存取過程。第一RF鏈2702使用NN 個窄波束2706覆蓋TRP服務區域，而第二RF鏈2704使用NN 個寬波束2708覆蓋相同的TRP服務區域，其中。一個或多個WTRU 2710然後可以在每個SS突發2712-2722期間從所有M 個波束進行接收。該配置使得胞元中心WTRU與胞元邊緣WTRU相比，以減少的潛時完成初始存取過程。下面更詳細描述了該過程。第一TRP RF鏈2702每SS突發2712-2716傳輸NN 個波束中的一個。波束掃描週期是NN 個突發。第二RF鏈2704每SS突發2718-2722傳輸NW 個波束中的一個。波束掃描週期是NW 個突發。在一個實施方式中，。RF鏈1和2可以使用相同的、部分重疊的或完全不同的電路。關於WTRU側，WTRU在每個SS突發2724-2730期間循環所有M 個波束。胞元中心WTRU可以在NW 個SS突發之後決定波束對。胞元邊緣WTRU可以在NN 個SS突發之後決定波束對。WTRU可以基於各種標準（例如來自錨點TRP的資訊、初始信號功率測量等）決定搜尋寬或窄TRP波束。
可以針對初始存取實施MIMO和多波束傳輸且在一個實施方式中，可以針對MIMO和PBCH的波束成形以及後續的DL傳輸實施免許可傳輸。至少一個波束成形參數集合例如可以根據規範被提供、確定、配置和/或所知。配置可以例如由gNB經由諸如廣播或專用傳訊的傳訊提供和/或傳輸。WTRU可以接收配置。
這裡預編碼器可以用作波束成形參數的非限制性範例。一些其他範例包括天線埠，例如CSI-RS埠、天線埠集合、波束ID、波束ID集合等。在這裡描述的實施方式和範例中，可以針對預編碼器替換任意其他波束成形參數且仍然與這裡的一個或多個實施方式保持一致。
WTRU可以從預編碼器集合中選擇至少一個預編碼器，例如或。WTRU可以從第一預編碼器集合中選擇第一預編碼器。WTRU可以從第二預編碼器集合中選擇第二預編碼器。第一和第二集合可以相同或不同。WTRU可以選擇可以是較佳或推薦的預編碼器的預編碼器。WTRU可以用信號發送或指示其選擇的至少一個預編碼器，例如發送或指示給gNB。
WTRU可以選擇預編碼器用於廣播傳輸，例如用於廣播通道，例如PBCH。WTRU可以使用第一預編碼器用於廣播通道的第一接收。WTRU可以在使用之前確定或可以知道該第一預編碼器。第一預編碼器可以是WTRU知道的預設預編碼器。
WTRU可以例如根據以下至少一者從至少一個同步通道確定第一預編碼器：時間和/或頻率位置，例如第一和第二同步通道的相對位置；與同步通道相關聯的酬載；或同步通道序列。
WTRU可以使用第一預編碼器，例如直到被指示使用另一預編碼器。WTRU可以例如針對廣播通道指示預編碼器，例如較佳預編碼器。WTRU可以向gNB指示預編碼器。WTRU可以在可以WTRU進行的免許可存取中指示預編碼器，例如在建立RRC連接之前或不用建立RRC連接的情況下。WTRU可以在WTRU可以進行的免許可存取中指示預編碼器，例如在建立與gNB的RRC連接之前或不用建立與gNB的RRC連接的情況下。
免許可存取可以是在不用許可的情況下（例如不用顯式許可）的使用時間和/或頻率中的資源的傳輸。免許可存取可以是或包括隨機存取，例如2步或4步隨機存取。免許可存取可以是或包括1步傳輸或1步隨機存取，例如隨機存取過程的訊息1或僅訊息1。
可以用於免許可存取的資源和/或前導碼可以經由廣播通道或系統資訊來配置。免許可存取可以包括以下至少一者的傳輸：前導碼、控制資訊和/或資料酬載。WTRU可以使用前導碼、控制資訊和/或資料酬載來指示選擇的預編碼器。WTRU可以預期針對免許可存取和/或免許可存取傳達的資訊的回應或應答。可替換地，WTRU可以不預期對免許可存取（例如可以用於指示波束成形參數的免許可存取）的回應或應答。
gNB可以例如從WTRU接收預編碼器指示。gNB可以經由免許可存取接收預編碼器指示。gNB可以接收針對廣播通道的預編碼器指示。gNB可以使用應用於廣播通道的半開環MIMO的預編碼器。
gNB可以從第一WTRU接收第一預編碼器指示以及從第二WTRU接收第二預編碼器指示。gNB可以基於第一預編碼器指示和第二預編碼器指示確定要用於例如廣播通道的預編碼器。gNB可以使用確定的預編碼器，例如用於廣播通道的傳輸。
在範例中，確定的預編碼器可以是第一預編碼器和第二預編碼器之間的折中。在另一範例中，有時可以使用第一預編碼器，有時可以使用第二預編碼器。例如，gNB可以循環其從WTRU集合接收的指示的預編碼器的集合，WTRU集合可以提供對相同波束或波束集合的指示或提供來自相同或相似方向的指示。gNB可以在第一和第二指示的預編碼器之間交替。
gNB可以回應於免許可存取指示波束成形參數，例如預編碼器。該回應可以經由DL控制資訊（DCI）或DL資料通道，DL資料通道可以具有相關聯的DCI，該DCI可以指示DL資料通道的資源。DCI可以使用公共RNTI。WTRU可以監視共同RNTI以接收DCI和/或DL資料。
同步(sync)通道或同步通道的集合可以用於指示可以用於廣播通道的預編碼器。gNB可以在其修改用於廣播通道的預編碼器時修改同步通道或同步通道集合。該修改可以針對同步通道序列、時間和/或頻率位置，例如使用第一和第二同步通道的相對位置，和/或與同步通道相關聯的酬載。
第一廣播通道可以用於指示可以用於第二廣播通道的預編碼器和/或預編碼器循環模式。指示可以在第一廣播通道攜帶的酬載中被提供。
WTRU可以將指示的預編碼器和/或預編碼器循環模式用於通道（例如輔助廣播通道）的接收。該指示可以由gNB提供。WTRU可以將選擇的預編碼器用於通道（例如廣播通道或輔助廣播通道）的接收。選擇的預編碼器或預編碼器循環模式可以是WTRU例如在免許可存取中指示的。選擇的預編碼器或預編碼器循環模式可以是WTRU例如向gNB指示的預編碼器或預編碼器循環模式。
在範例中，WTRU可以使用第一預編碼器接收諸如廣播通道的通道。WTRU可以例如在第一預編碼器的接收不成功或要接收輔助廣播通道時，使用第二預編碼器接收通道。
第一預編碼器或第二預編碼器可以是WTRU選擇的預編碼器。WTRU可以在指示第一或第二預編碼器（例如指示給gNB和/或在免許可存取中）之後使用第一或第二預編碼器。第二或第一預編碼器可以是初始預編碼器、預設預編碼器、配置的預編碼器或指示的預編碼器。WTRU可以使用免許可傳輸來回饋以下至少一者：預編碼器，例如針對長期統計的；預編碼器，例如針對短期統計的或即時通道條件；類比波束成形器，例如波束ID或波束ID集合；波束對鏈路或波束對鏈路集合；天線埠或虛擬天線埠，例如CSI-RS埠或CSI-RS埠集合；波束位置簡況（一個或多個）；回應於波束（一個或多個）的ACK/NACK；WTRU波束對應或相互性；或等等。
在時間雙工序列DMRS的情況下，可以產生長度72的DMRS序列。該序列可以映射到第一OFDM符號的72個RE DMRS，且然後又被複製到第二OFDM符號。如果使用QPSK調變，則長度144序列被產生，轉換成72個QPSK符號並映射到每個OFDM符號的所有RE。如果使用BPSK調變，則長度72序列可被產生且被映射到每個OFDM符號的所有RE。在該配置中，由於產生僅一個序列，其可以攜帶SS塊時間索引（SBTI）。術語SS塊ID、SS塊索引和SS塊時間索引可以互換使用。揭露了SBIT指示的不同方式。由於針對第二OFDM符號每個DMRS RE在時間中重複，且因此可以執行並校正剩餘的CFO估計。但是，縮減長度的序列可以降低SBTI的偵測性能。類似於使用通道估計來在NR-PSS/NR-SSS頻寬外執行這些符號的預平衡是困難的。這可以使得接收器執行不同調偵測並由此降低性能。
例如，在頻率雙工序列DMRS配置中，可以產生長度72的DMRS序列（S(1:72)）。這然後是將中心12 RB映射在NR-PBCH的兩個OFDM符號上。該相同的序列還被複製到剩餘的12個RB（SS頻寬外）。這可以用一些不同的方式來完成。
第28圖和第29圖示出了頻率重複或頻率交換重複2800、2900。在第28圖中，在PBCH1上，兩次找到位元S(19:36) 2802-2804。這對於位元S(1:18) 2808-2810也是如此。在PBCH2上，可以找到相似的排序。在該範例中，位元S(55:72) 2814-2816與位元S(37:54) 2818-2820一起重複兩次。第28圖提供了頻域而非時域中的重複。
第29圖是頻率重複的另一範例2900。在第29圖中，PBCH1 2902傳達位元S(1:18) 2904與位元S(1:18) 2908之間的位元S(19:36) 2906。相鄰位元S(1:18) 2908是位元S(19:36) 1910的另一實例。在PBCH2 2912上，在位元S(37:54) 2914與位元S(37:54) 2918之間發現位元S(55:72) 2916。相鄰位元S(37:54) 2918是位元S(55:72) 2920。頻率交換可以產生更多分集。還可能以不同方式執行頻率和/或時間交換重複。
第30圖和第31圖示出了一些示意性實施方式3000、3100。在第30圖中，在PBCH1 3002上，位元S(19:36) 3006位於位元S(55:72) 3004與S(1:18) 3008之間。與位元S(1:18) 3008相鄰的是位元S(37:54) 3010。PBCH2 3012由位於位元S(19:36) 3014與位元S(37:54) 3018之間的位元S(55:72) 3016組成。位元S(37:54) 3018位於相鄰位元S(1:18) 3020。這樣，在時域中提供冗余且應用頻率交錯。
第31圖是類似於第30圖的範例。在第31圖中，在PBCH1 3102上，位元S(19:36) 3106位於位元S(37:54) 3104與S(1:18) 3108之間。與位元S(1:18) 3108相鄰的是位元S(55:72) 3110。PBCH2 3112由位於位元S(1:18) 3014與位元S(37:54) 3118之間的位元S(55:72) 3116組成。位元S(37:54) 3118位於相鄰位元S(19:36) 3120。第31圖的位元排序與第30圖的相反，由此第30圖的更高編號的位元3004和3014被移到第31圖的相對頻率端3110、3120。這就第30圖的位元S(37:54) 3002和S(1:18) 3020與第31圖的S(37:54) 3104和S(1:18) 3114而言是相似的。
這些配置的潛在特徵是僅中心RE需要被解碼以找到SBTI。如果基於NR-PSS/NR-SSS偵測知道通道條件良好，這些配置可以降低SBTI偵測複雜性。在該配置中NR-PSS/NR-SSS可以用於針對中心RB上攜帶的序列的相干偵測的預平衡。針對NR-SS頻寬外的RB，必須執行非同調偵測。它們可以與中心RB的相干偵測相結合。
NR-PSS和NR-SSS可以佔用中心的僅N個RE，例如N=127個RE，而不是12個RB的全部144個RE。因此，在一個OFDM符號中可以僅針對31個RE執行良好通道估計或在兩個OFDM符號中針對總共62個RE執行該估計。通道估計外插可能不能執行地非常好。此外，該方法可能不允許子載波在時間進行重複且由此剩餘的CFO估計是不可能的。因此可以另外或以組合方式使用修改的方法。
在一個實施方式中，長度62的DMRS序列可以映射到與NR-PSS/NR-SSS重疊的子載波上的中心12個RB，且重複的序列映射到其餘12個RB。第32圖示出了頻率中重複的長度62的序列。示出了PBCH1 3202和PBCH2的示意性圖式。用x3204-3216標記的區域是可以傳輸酬載的區域。第32圖的陰影區域代表RE和PBCH DMRS的序列，但不是酬載。DMRS子載波3204-3216被填充有在DMRS RE上NR-PBCH的第二OFDM符號中重複的符號。由於不對稱，在每個OFDM符號中，較高頻帶（SS頻寬外）具有2個這樣的RE且較低頻帶（SS頻寬外）具有3個這樣的RE。它們可以用於CFO補償和通道估計。在NR-SS頻寬外的區域中，這些子載波更均勻分佈。該長度62的方案還可以具有不同配置，例如時間和頻率交換，如第28圖至第31圖中所示。如第32圖所示，陰影區域3218-3236可以攜帶用於PBCH DMRS的序列。PBCH2包含酬載元素3240-3252和用於DMRS 3254-3270的位元。這樣，酬載元素可以與DMRS交錯。
上述的所有方案僅有單序列包含關於SBTI的資訊。因此，針對使用這些DMRS的通道估計僅在解碼SBTI之後是可能的。因此為了相干解碼SBTI，可以使用僅SS頻寬內的資訊。為了克服這個問題，揭露了另一設計。在該設計中，使用兩個序列。第一序列在NR-PBCH的第一OFDM符號的DMRS RE上被映射。第二序列在NR-PBCH的第二OFDM符號的DMRS RE上被映射。
使用胞元ID產生第一序列。為了方便，這稱為參考DMRS。可以從對NR-PSS/NR-SSS的偵測來確定胞元ID。使用胞元ID，可以確定第一序列。可以使用對序列的了解來對這些RE進行通道估計。這些通道估計可以用於預平衡DMRS RE或子載波。第二個序列取決於僅SBTI或以聯合方式取決於胞元ID和SBTI。由於該序列用於指示SBTI，這裡使用的術語指示DMRS用於指該序列。在相干偵測第二個序列之後，可以解碼SBTI。該序列可以是多個變數之數量的函數。
在相似概念的另一變化中，可以產生已知的基礎序列。使用胞元ID來修該基礎以產生用於參考DMRS的序列。該序列也可以使用SBTI修改來產生用於指示DMRS的序列。參考DMRS用於預平衡和相干估計指示DMRS以及由此偵測SBTI。
根據SBTI的這些修改可以使用以下方式的一些來執行：針對gold碼的M序列的線性回饋移位暫存器（LFSR）的不同初始化；gold碼的M序列的頻率或循環移位；gold序列的頻率或循環移位；循環移位；以及在初始序列上執行加擾。
一旦偵測到NR-PSS和NR-SSS，它們可以用作通道估計和中心RB的預平衡的已知序列，可能的是僅在NR-PSS/NR-SSS沒有佔用的RB（或子載波）上使用參考DMRS。由此指示DMRS針對與NR-PSS和NR-SSS重疊的頻寬被映射到NR-PBCH的第一和第二OFDM符號上。這可以增加用於指示DMRS的序列的長度並可以改善指示DMRS的性能。
在以上的設計中，第一序列被映射到NR-PPBCH的第一OFDM符號上，且第二序列被映射到第二OFDM符號上。還可能的是在一個OFDM符號內交替這兩個序列。由此序列被映射在NR-PBCH的交替OFDM符號的DMRS RE上。這可以改善使用序列之一的通道估計性能。其還改善第二序列的分集並由此改善SBTI的偵測性能。第33圖示出了這種模式，該圖示出了梳形模式的兩個序列的NR-PBCH DMRS分佈。
第33圖是梳形模式的兩個序列的NR-PBCH DMRS分佈的範例3300。在第33圖中，r1 3304-3310示出了參考DMRS被映射的RE以及r2 3312-3316示出了指示DMRS被映射的RE。以NR-PBCH1 3302為參考，r1 3304-3310分散在r2 3312-3316之間。以NR-PBCH2 3318為參考，r1 3320-3324分散在r2 3326-3332之間。
這種梳形模式可以用於傳輸參考DMRS和指示DMRS。在一種設計中，可以僅使用胞元ID產生參考DMRS序列。這然後使用SBIT可以被修改以產生指示DMRS序列。
在另一選項中，產生已知基礎序列。該序列使用胞元ID被修改以產生用於參考DMRS的序列。基礎序列還使用SBTI被修改以產生用於指示DMRS的序列。
像簡單模式情況，可以使用以下方式的一種或多種根據SBTI執行不同修改：用於gold碼的M序列的線性回饋移位暫存器（LFSR）的不同初始化；gold碼的M序列的頻率或循環移位；Gold序列的頻率或循環移位；循環移位；和/或一個或多個原始序列上的加擾。
像簡單模式情況，NR-PSS和NR-SSS可以用於通道估計和中心RB的預平衡。可以僅在NR-PSS/NR-SSS沒有佔用的RB（或子載波）上使用參考DMRS。由此指示DMRS針對與NR-PSS和NR-SSS重疊的頻寬被映射在NR-PBCH的第一和第二OFDM符號上。這可以增加用於指示DMRS的序列的長度且由此可以改善指示DMRS的性能。
可以使用移位暫存器實施短LFSR gold序列。這樣，不同長度的移位暫存器可以用於產生gold序列。例如，如果短長度，如果使用長度7的LSFR：
一個或兩個m序列可以被初始化，具有狀態。如果僅一個LSFR以[00001]被初始化，則可以使用SS塊時間索引或胞元ID或這兩者的組合來初始化另一LFSR。
另外或以組合方式可以使用長LFSR Gold序列。還可以經由更長移位暫存器和移位（Nc）產生長LFSR gold序列同時選擇該輸出可以用於選擇期望長度的gold序列的部分。
Nc可以被定義為整數。例如。
非常長的LFSR gold序列，例如長度64也可以通過更長的移位暫存器和移位（Nc）產生，同時選擇該輸出可以用於選擇期望長度的gold序列的部分。
在該範例中，n = 01,2,3..-1。這裡，Nc 可以是大的多的整數且可以根據經驗找出以找到良好的相關序列。
以上序列的任一者可以具有在調變（BPSK/QPSK）之前於頂部應用的擾頻(scrambling)。可以從相似長度的LFSR產生加擾碼。
在調變（BPSK/QPSK）之後循環移位可以應用於任意Gold序列。
循環移位可以是形式，其中m = 0,1,… M-1以及i是移位索引。在該範例中，seq 是原始調變序列以及seqcs 是具有循環移位的序列。
調變用於序列且所有以上序列可以被BPSK或QPSK調變。
使用BPSK，。
使用QPSK，每兩個位元可以被組合成一個符號，。
間隔距離的位元可以被組合成一個符號，。
在實施方式中，可以實施NR-PBCH DMRS時間塊ID指示/偵測。可以執行M序列LFSR的不同初始化。
例如，考慮由以下定義的gold碼：
x 1是第一m序列以及x 2是第二m序列，用於產生gold碼。產生用於產生gold碼的一個或兩個m序列x 1，x 2的LFSR可以使用SBTI或胞元ID或這兩者的組合或甚至更多個變數（例如RNTI、時槽號、胞元ID、半訊框）的組合被初始化。
這些初始化的不同範例例舉如下： 選項1：。選項2：，其中x 是已知整數。選項3：-1（x是整數＜ Llfsr -1-10），當10位元用於指示。選項4：-1。選項5可以是更通用選項5之選項。，其中x 1到x 5可以根據經驗確定具有最佳相關屬性。更多的選項也是可能的。
還可能的是使用兩個不同的初始化產生兩個不同的gold序列。例如，導致參考DMRS的第一移位可以用於預平衡以及導致指示DMRS的另一移位可以用於指示SBTI。
如果僅使用一個序列，則可以執行部分相干/部分不相干偵測。在接收器處產生（使用M序列的不同初始化）gold序列的不同假設以偵測SBTI。
可以應用單獨M序列的頻率或循環移位。其中
胞元ID和/或SBTI聯合或單獨確定循環移位值m 0、m 1。知道胞元ID SBTI與m 0、m 1之間的關係，以及從PSS/SSS的偵測知道胞元ID，可以針對SBTI產生假設，且其可以用於偵測在gold碼中指示哪個SBTI。
可能的是在M序列中使用兩個不同循環移位來產生兩個不同gold序列。第一移位導致用於預平衡的參考DMRS以及另一移位導致用於指示STBI的指示DMRS。如果僅使用一個序列，則可以執行部分相干/部分不相干偵測。在接收器處產生（使用單獨M序列的不同頻率移位）不同假設以偵測STBI。
gold序列的頻率或循環移位可以是：
胞元ID和/或SBTI可以確定循環移位值。知道胞元ID SBTI和m0之間的關係，以及從PSS/SSS的偵測知道胞元ID，可以針對SBTI產生假設。以及偵測gold碼指示哪個SBTI。這是‘單獨M序列的循環移位’的特殊情況，其中兩個序列具有相同移位（m0 = m1）。
可能的是使用頻率中兩個不同循環移位產生兩個不同的gold序列。一個用於預平衡以及另一個用於指示SBTI。
如果使用僅一個序列，則可以執行部分相干/部分不相干偵測。可以例如在接收器處使用該gold序列的不同頻率移位產生不同假設，以偵測STBI。
第34圖是使用循環移位的DMRS和STBI指示的範例3400。第35圖是在梳形模式中使用循環移位的DMRS和STBI指示的範例3500。可以使用循環移位技術且這裡示出一些範例。使用以下過程產生第一序列（參考DMRS）：初始值可以用於產生長度144()的序列c。用於NR-PBCH的第一OFDM符號的解調參考信號被QPSK調變且由以下定義：
在以上等式中，表示在NR-PBCH傳輸的資源塊中指派的頻寬。根據這裡描述的一個或多個實施方式可以定義偽隨機序列。
使用以下過程產生第二序列（指示DMRS）：使用對第一符號的序列的循環移位來產生用於NR-PBCH的第二OFDM符號的解調參考信號。
在該範例中，k =2或3取決於針對SS塊時序索引需要指示多少位元。這些序列可以以梳形模式的簡單模式被映射。由於循環移位的循環性質，參考DMRS和指示DMRS的每第8個調（tone）是相同的。該屬性用於在接收器處估計CFO以及循環移位可以用於估計SBTI。
可以使用以下執行CFO估計：，其中，fc是載波頻率，= 2（兩個OFDM符號之間的距離）。以下示出該屬性。
例如表1中示出針對m = 0:17的。
表1中示出的8列（列0-8）代表用於指示不同SBTI的不同循環移位。不同行用於示出用於DMRS RE的乘法器的值。這些循環移位彼此正交。
還可以將循環移位的DMRS用於時域。頻域中的相移轉換成時域中的時間索引偏移。這可以導致SBTI的更快速偵測（不用多個假設測試）。
由此(DMRSpbch2 / DMRSpbch1 )的比值是跟通道無關的差值估計（如果通道從一個符號到另一符號沒有改變太多）。針對每個STBI的這些比值的IFFT是彼此的時移版本。由此可以快速且以更低複雜度執行SBTI的相干偵測。
可以是SBTI的函數的加擾序列可以應用於參考DMRS以產生指示DMRS。使用在接收器處已知的加擾模式，可以產生用於找到SBTI的假設並由此可以偵測到SBTI。
用於PBCH DMRS的RE的傳輸功率可以高於用於PBCH資料的RE的傳輸功率。為了實現這個，有已知因素的功率提升可以應用於PBCH DMRS傳輸。在接收器處知道該因素是重要的。
雖然以特定組合在較佳實施方式中描述了本發明的特徵和元件，但是每個特徵或元件可以在沒有較佳實施方式的其他特徵和元素的情況下單獨使用或與或不與本發明的其他特徵和元素進行各種組合使用。雖然圖中示出的波束的每一個被示出為特別方向，但是應當理解這用於圖式的目的且不旨在限制特定波束格式、寬度或朝向。
雖然本申請描述的實施方式考慮LTE、LTE-A、新無線電（NR）或5G特定協定，但是可以理解本申請描述的實施方式不限於這種情形且也可應用於其他無線系統。
雖然在上文中描述了採用特定組合的特徵和元件，但是本領域普通技術人員將會認識到，每一個特徵或元件既可以單獨使用，也可以與其他特徵和要素進行任何組合。此外，這裡描述的方法可以在引入電腦可讀媒體中以供電腦或處理器運行的電腦程式、軟體或韌體中實施。關於電腦可讀媒體的範例包括電信號（經由有線或無線連接傳輸）以及電腦可讀儲存媒體。關於電腦可讀儲存媒體的範例包括但不侷限於唯讀記憶體（ROM）、隨機存取記憶體（RAM）、暫存器、快取記憶體、半導體記憶裝置、諸如內部硬碟和可移磁片之類的磁媒體、磁光媒體、以及諸如CD-ROM碟片和數位多用途碟片（DVD）之類的光學媒體。與軟體關聯的處理器可以用於實施在WTRU、UE、終端、基地台、RNC或任何電腦主機中使用的射頻收發器。
DD‧‧‧多樣性密度
NR-PBCH‧‧‧新無線電（NR）實體廣播通道
NR-SSS‧‧‧NR輔助同步通道
NR-TSS‧‧‧新無線電第三級同步信號
OFDM‧‧‧資源塊濾波
QCL‧‧‧NR-PBCH解調引入準並置
RE‧‧‧資源元素
RF‧‧‧射頻
SBTI‧‧‧SS塊時間索引
SINR‧‧‧信號干擾雜訊比
SS‧‧‧主同步通道
TRP、2122、2204、2304、2602‧‧‧傳輸點
100‧‧‧通信系統
102、102a、102b、102c、102d、2010、2102、2206、2312、2610、2710‧‧‧無線發射/接收單元（WTRU）
104、113‧‧‧無線電存取網路(RAN)
106、115‧‧‧核心網路(CN)
108‧‧‧公共交換電話網路（PSTN）
110‧‧‧網際網路
112‧‧‧其他網路
118‧‧‧處理器
120‧‧‧收發器
122‧‧‧發射/接收元件
124‧‧‧揚聲器/麥克風
126‧‧‧小鍵盤
128‧‧‧顯示器/觸控板
130‧‧‧非可移記憶體
132‧‧‧可移記憶體
134‧‧‧電源
136‧‧‧全球定位系統(GPS)晶片組
138‧‧‧週邊設備
160a、160b、160c‧‧‧e節點B
162‧‧‧行動性管理實體（MME）
164‧‧‧服務閘道（SGW）
166‧‧‧封包資料網路（PDN）閘道（或PGW）
180a、180b、180c‧‧‧gNB
182a、182b‧‧‧存取和行動管理功能（AMF）
183a、183b‧‧‧會話管理功能（SMF）
184a、184b‧‧‧使用者平面功能（UPF）
185a、185b‧‧‧資料網路（DN）
202、212、222、310、320、402、420、502、540、2214、2216‧‧‧選項
204、214、226、312、314、324、704、722、810、832‧‧‧主同步信號(PSS)
206、218、228、316、322、326、706、724、812、834‧‧‧輔助同步信號(SSS)
208、210、216、220、224、230、318、328‧‧‧實體廣播通道（PBCH）
400‧‧‧第一NR-PBCH專用解調參考信號設計
404、406、408、410、412、414、416、418、422、424、426、428、430、432、434、436、604、606、608、610、612、614、616、618、708、710、712、714、716、718、726、728、730、732、738、740、742、744、3254、3256、3258、3260、3262、3264、3266、3268、3270‧‧‧解調參考信號(DMRS)
500‧‧‧NR-PBCH專用解調參考信號設計
542、548、550、556、558、564、566、572、622、624、630、632、638、640、646、652、734、746‧‧‧DMRS1
544、546、552、554、560、562、568、570、626、628、632、634、642、644、648、650、736、748‧‧‧DMRS2
700‧‧‧非均勻密度NR-PBCH解調參考信號
802、804‧‧‧符號
806、808‧‧‧RB
814、818、840、844‧‧‧PBCH1 DMRS
816、820、842、846‧‧‧PBCH2 DMRS
900、1100、1200‧‧‧流程圖
1000‧‧‧電路
1002、1004、1006、1008、1010、1012、1014、1022、1024、1026、1028、1030、1032、2104、2106、2108、2202、2212、2302、2316‧‧‧階段
1016‧‧‧操作
1018、1036‧‧‧輸出
1020‧‧‧移位暫存器
1034‧‧‧運算
1302、1304、1306、1308‧‧‧SS塊
1310、1312、1314、1316‧‧‧預編碼器
1402、1420、1440、1460‧‧‧PBCH訊息
1404、1434、1450、1466‧‧‧預編碼器1
1406、1424、1444、1464、‧‧‧SS塊1
1408、1422、1454、1470‧‧‧預編碼器2
1410、1428、1448、1468‧‧‧SS塊2
1412、1426、1442、1474‧‧‧預編碼器3
1414、1432、1452、1472‧‧‧SS塊3
1416、1430、1446、1462‧‧‧預編碼器4
1418、1436、1456、1476‧‧‧SS塊4
1500‧‧‧傳輸電路
1502‧‧‧RF鏈1
1504‧‧‧RF鏈2
1506‧‧‧時間t1
1508‧‧‧時間t2
1602、1604、1610、1612、1702、1704、1710、1712‧‧‧數位預編碼器
1606、1608、1614、1616、1706、1708、1714、1716‧‧‧類比波束
1800‧‧‧兩埠空間頻率塊解碼（SFBC）傳輸器
1802‧‧‧符號S0
1804‧‧‧符號S1
1806‧‧‧子載波1
1808‧‧‧子載波2
1810‧‧‧天線埠1
1812‧‧‧符號-S0*
1814‧‧‧符號-S1*
1816‧‧‧天線埠2
1818‧‧‧RF鏈1
1820‧‧‧RF鏈2
1822、1824‧‧‧波束形狀
1900‧‧‧示意性TRP傳輸結構
1906、1908‧‧‧OFDM符號
2000‧‧‧單階段窮盡搜尋波束掃描過程
2002、2004、2006、2012、2014、2016、2110、2112、2114、2116、2118、2120、2208、2210、2214、2216、2308、2310、2320、2322、2502、2504、2506、2508、2604、2606、2608、2712、2714、2716、2718、2720、2722、2724、2726、2728、2730‧‧‧SS突發
2008‧‧‧波束覆蓋TRP
2100‧‧‧多階段WTRU階級波束掃描
2126、2306、2314、2708‧‧‧寬波束
2128、2318、2706‧‧‧窄波束
2400‧‧‧四個不同波束掃描過程的SINR結果
2402‧‧‧單階段波束掃描
2404‧‧‧兩階段TRP階級選擇性波束掃描
2406‧‧‧兩階段TRP/WTRU階級選擇性波束掃描
2408、2412‧‧‧兩階段選擇性非均勻
2410‧‧‧兩階段選擇性TRP階級非均勻
2510‧‧‧SS週期
2700‧‧‧單階段多RF鏈TRP波束掃描
2702、2704‧‧‧RF鏈
2800、2900‧‧‧頻率重複或頻率交換重複
2802、2804、2906、2910、3006、3014、3106‧‧‧位元S(19:36)
2808、2810、2904、2908、3008、3020、3108、3114‧‧‧位元S(1:18)
2814、2816、2916、2920、3004、3016、3110、3116‧‧‧位元S(55:72)
2818、2820、2914、2918、3010、3018、3104、3118‧‧‧位元S(37:54)
2902、3002、3102‧‧‧PBCH1
2912、3012、3112‧‧‧PBCH2
3000、3100‧‧‧示意性實施方式
3218、3220、3222、3224、3226、3228、3230、3232、3234、3236‧‧‧陰影區域
3240、3242、3244、3246、3248、3250、3252‧‧‧酬載元素
3302‧‧‧NR-PBCH1
3304、3306、3308、3310、3320、3322、3324‧‧‧r1
3312、3314、3316、3326、3328、3330、3332‧‧‧r2
3318‧‧‧NR-PBCH2
從通過結合附圖的範例方式給出的以下描述中可以得到更詳細理解，其中附圖中相同的附圖標記表示相似的元件，其中： 第1A圖是示出可以實施一個或多個揭露的實施方式的範例通信系統的系統圖； 第1B圖是示出根據實施方式的可以在第1A圖中示出的通信系統中使用的範例無線發射/接收單元（WTRU）的系統圖； 第1C圖是示出根據實施方式的可以在第1A圖中示出的通信系統中使用的範例無線電存取網路（RAN）和範例核心網路（CN）的系統圖； 第1D圖是示出根據實施方式的可以在第1A圖中示出的通信系統中使用的另一的範例RAN和另一範例CN的系統圖； 第2圖是新無線電（NR）實體廣播通道（NR-PBCH）與NR主同步通道（SS）（NR-PSS）多工以及NR輔助同步通道（NR-SSS）與重複的NR-PBCH多工的範例； 第3圖是NR-PBCH與NR-PSSS多工以及NR-SSS與重複的NR-SS多工的範例； 第4圖是使用一個天線埠的NR-PBCH專用解調參考信號設計1的範例； 第5圖是使用兩個天線埠的NR-PBCH專用解調參考信號設計3的範例； 第6圖是範例NR-PBCH混合專用解調參考信號； 第7圖是非均勻密度NR-PBCH專用解調參考信號的範例； 第8圖是依據PSS/SSS頻寬的非均勻解調參考信號（DMRS）密度的範例； 第9圖是可配置NR-PBCH解調的範例； 第10A圖是7階段M序列移位器的電路圖； 第10B圖是6階段M序列移位器的電路； 第11圖是用於接收器處理和資訊偵測的過程的流程圖； 第12圖是QCL指示符幫助或協助初始存取過程和NR-PBCH解調的範例； 第13圖是使用與不同預編碼器相關聯的SS塊的範例； 第14圖是使用與不同預編碼器相關聯的SS塊的範例，在不同PBCH訊息上移位； 第15圖是將兩埠循環延遲分集（CDD）與分集的類比波束成形示意性組合的圖式； 第16圖是數位和類比波束成形在時域中的示意性組合的圖式； 第17圖是數位和類比波束成形在時域和頻域中的示意性組合的圖式； 第18圖是用於分集的兩埠空間頻率塊解碼（SFBC）與類比波束成形的示意性組合的圖式； 第19圖是用於初始存取的範例傳輸點（TRP）傳輸結構； 第20圖是範例單階段窮盡搜尋波束掃描過程； 第21圖是多階段WTRU階級波束掃描過程的範例； 第22圖是多階段TRP和TRP/WTRU階級波束掃描過程的範例； 第23圖是多階段TRP/WTRU階級、TRP選擇性波束掃描過程的範例； 第24圖是各種波束掃描過程的信號干擾雜訊比（SINR）性能結果的圖式； 第25圖是用於初始存取的可替換的TRP傳輸結構的範例； 第26圖是可替換單階段窮盡搜尋波束掃描過程的範例； 第27圖是單階段多射頻（多RF）鏈TRP波束掃描過程的範例； 第28圖是單位元模式頻率重複的範例； 第29圖是位元模式頻率交換重複的另一範例； 第30圖是組合的時間和頻率交換重複的範例； 第31圖是組合的時間和頻率交換重複的第二範例； 第32圖是在頻率上重複的長度62的序列的範例； 第33圖是以組合模式的兩個序列的NR-PBCH DMRS分佈的範例； 第34圖是使用循環移位的DMRS和STBI指示的範例； 第35圖是以組合模式使用循環移位的DMRS和STBI指示的範例；以及 第36圖是代表用於指示SBTI的不同循環移位的行序列。

Claims (20)

  1. 一種用於由一無線發射/接收單元(WTRU)解調一新無線電(NR)實體廣播通道(PBCH)(NR-PBCH)的方法，該方法包括：使用一解調參考信號(DMRS)以解調一同步信號塊(SSB)的至少時間中一第二OFDM符號和時間中一第四OFDM符號中的該NR-PBCH，其中該DMRS是位於時間中該第二OFDM符號和時間中該第四OFDM符號中的相同子載波中，並且在頻率上與NR-PBCH酬載交錯；其中該SSB包含該SSB的時間中一第一OFDM符號中的一主同步信號(PSS)和該SSB的時間中一第三OFDM符號中的一輔助同步信號(SSS)，其中該SSB只包含該第一OFDM符號、該第二OFDM符號、該第三OFDM符號以及該第四OFDM符號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的方法，還包括使用該PSS和/或SSS以及該DMRS解調該NR-PBCH酬載。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該DMRS所位於其中的該子載波是基於一胞元識別(ID)。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的方法，其中該DMRS是基於該胞元ID和一SSB索引而從一加擾序列所推導。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該DMRS是基於該WTRU所使用的一gold序列，以用於選自包括以下的組的多於一個的目的：用於NR-PBCH解調的RS、SSB時間索引偵測。
  6. 如申請專利範圍第4項所述的方法，其中2個位元用作該SSB索引。
  7. 如申請專利範圍第4項所述的方法，其中3個位元用作該SSB索引。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該PSS和SSS佔用一相同頻譜且NR-PBCH比該PSS和SSS佔用一更大頻譜。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該PSS在該NR-PBCH之前被傳輸。
  10. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該SSS在該NR-PBCH之後被傳輸。
  11. 一種無線發射/接收單元(WTRU)，被配置成解調一新無線電(NR)實體廣播通道(PBCH)(NR-PBCH)，該WTRU包括：電路，被配置成使用一解調參考信號(DMRS)以解調一同步信號塊(SSB)的至少時間中一第二OFDM符號和時間中一第四OFDM符號中的該NR-PBCH，其中該DMRS是位於時間中該第二OFDM符號和時間中該第四OFDM符號中的相同子載波中，並且在頻率上與NR-PBCH酬載交錯；其中該SSB包含該SSB的時間中一第一OFDM符號中的一主同步信號(PSS)和該SSB的時間中一第三OFDM符號中的一輔助同步信號(SSS)，其中該SSB只包含該第一OFDM符號、該第二OFDM符號、該第三OFDM符號以及該第四OFDM符號。
  12. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，還包括一解調器，被配置成使用該PSS和/或SSS以及該DMRS解調該NR-PBCH酬載。
  13. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中該DMRS所位於其中的該子載波是基於一胞元識別(ID)。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的WTRU，其中該DMRS是基於該胞元ID和一SSB索引而從一加擾序列所推導。
  15. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中該DMRS是基於該WTRU所使用的一gold序列，以用於選自包括以下的組的多於一個的目的：用於NR-PBCH解調的RS、SSB時間索引偵測。
  16. 如申請專利範圍第14項所述的WTRU，其中2個位元用作該SSB索引。
  17. 如申請專利範圍第14項所述的WTRU，其中3個位元用作該SSB索引。
  18. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中該PSS和SSS佔用一相同頻譜且NR-PBCH比該PSS和SSS佔用一更大頻譜。
  19. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中該PSS在該NR-PBCH之前被傳輸。
  20. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中該SSS在該NR-PBCH之後被傳輸。
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