TWI650980B - 正交發射機，無線通訊單元以及發射機中處理信號的方法 - Google Patents

正交發射機，無線通訊單元以及發射機中處理信號的方法 Download PDF

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Abstract

本發明提供了一種正交發射機，包括：第一發射路徑和第二發射路徑和組合器，其中每個發射路徑包括：輸入，用於接收第一組正交基帶信號或第二組正交基帶信號；本地振盪器埠，用於接收第一組正交本地振盪LO信號或第二組正交LO信號；混頻器，用於將第一組正交基帶信號與相應的第一組正交LO信號相乘；或者，將第二組正交基帶信號與相應的第二組正交LO信號相乘；組合器，用於組合第一發射路徑和第二發射路徑的輸出射頻信號；第一組正交基帶信號是第二組正交基帶信號的大致45°相移版本；第一組正交LO信號是第二組正交LO信號的反向大致45°相移版本。

Description

正交發射機，無線通訊單元以及發射機中處理信號的方 法
本發明總體涉及無線通訊單元中的發射機領域，特別涉及反互調產物(counter intermodulation product,CIM)和諧波雜散的抑制。
隨著新一代手機和其他無線通訊設備變得嵌入更多的應用和複雜性，手機和其他無線通訊設備需要很大的集成度。移動無線電通信的趨勢是針對由幾個並行收發器組成的複雜多無線電系統(multi-radio system)。這意味著射頻(RF)前端(front-end，FE)的複雜性設計面臨一個飛躍。然而，無線通訊設備的RF電路(特別是發射機部分)難以集成。
由於每個發射機級的非線性，例如，類比正交基帶電路，上轉換混頻器(up-conversion mixer)級，功率放大器(PA)級等，已知的發射機結構產生的發射信號帶有不希望的諧波。這導致在發射輸出處產生諧波RF雜散，這可能不符合無線通訊標準的帶外傳輸規範，從而影響其他無線通訊單元的通信發送和接收。或者，它們可能在相同通信單元中實施的其它收發器路徑中引起自干擾。
具體地，可以在發射頻帶內想要的/期望的發射信號的頻率ω0+ωbb周圍產生雜散，這些雜散在發射頻帶內。這樣的不期望的雜 散和諧波包括RF處的基帶圖像頻率ω0-ωbb，本地振盪器洩漏，和多個反互調產物(稱為(counter inter-modulation，CIM)雜散)，例如位於想要的/期望的發射信號周圍的基帶信號的第三ω0-3ωbb，第五ω0+5ωbb，第七，...等次諧波。特別地，在想要的信號周圍的CIM雜散嚴重降低了性能，諸如惡化了相鄰通道洩漏抑制(adjacent channel leakage rejection,ACLR)和雜散發射(spurious emission)。反三階和五階互調(CIM3/CIM5)分量是公知的需要消除或去除的最關鍵部分，其中較高階CIM產物不太重要。
在不同TX階段的諧波混頻產生/再生CIM產物。由於諧波在每個TX階段再生，因此有必要抑制CIM產物。值得注意的是，由於每個活動級會再生CIM產物這個問題效應，即使CIM產物早期已經在發射鏈中被基本上消除或去除，但是當嘗試移除所生成的/再生的CIM產物時，需要考慮發射機的所有級。
四種已知的解決方案：Weldon，He，Vora和Ingels嘗試減少諧波雜散，其中每個基本上基於相同的想法，即正弦波近似。通過添加具有不同相位和幅度的多個信號，可以實現一階正弦波近似。√2的振幅縮放允許使用易於產生的相移，因此下面標識的每個現有技術在信號路徑中使用√2振幅縮放。這四種解決方案的共同缺點是具有不同相位的RF信號被直接組合，不可避免地導致功率損耗並且因此導致發射機效率的降低。
第1圖示出了已知的正交發射機架構100。發射機架構100包括正交(I/Q)基帶輸入信號110。I/Q基帶輸入信號110經由相應的低通濾波器120輸入到正交上混頻器(up-mixer)130，其回應於相應的正交本地振盪器(LO)信號125，135來對I/Q基帶信號110進行上 轉換，其中，在相應的正交LO信號之間存在90度相位偏移。上轉換後的正交信號在RF放大器140中被放大，並且兩個路徑在組合器150處相加。然後，組合的信號在功率放大器170中被放大。其中，I/Q基帶輸入信號110的I=A(t).cos{φ(t)},Q=A(t).sin{φ(t)}，其中，A(t)為基帶信號。
第2圖提供了在已知正交發射機中產生的有用信號210和多個雜散和諧波的圖形示意圖200，在設計發射機架構時需要小心注意這些雜散和諧波。所示的雜散和諧波包括LO洩漏226(ω 0)，圖像雜散224，CIM3雜散220(ω0-3ωbb)和CIM5雜散232(ω0+5ωbb)以及其他二次諧波雜散222和228以及三次諧波雜散230。其中，橫軸表示頻率，縱軸表示dB，“1”處表示想要的信號。
M.Ingels等人設計的發射機結構，這個發射機結構僅是針對CIM3產物的抑制和消除。例如，在Ingels中，來自三個路徑的CIM3產物具有三個相位，0，-90°，135°。使用縮放因數√2，當三個信號相加時，CIM3音調(即CIM3產物)被消除。因此，Ingels(以及其他已知技術)描述了能夠小心操作正交信號以實現消除一個不想要的發射諧波或雜散的架構，不幸地留下不能滿足特定性能或者可能再生不想要的雜散發射的其它強諧波和雜散。
用於減少或消除諧波雜散CIM3產物的已知技術在消除其他諧波雜散上並不太理想，而產生的其他諧波雜散的水準足以引起或潛在地引起雜散發射問題。
本發明實施例提供一種正交發射機，無線通訊單元以及發射機中處理信號的方法，用以減少或消除雜散。
根據本發明的第一方面，本發明實施例提供一種正交發射機，其包括：匹配的第一發射路徑和第二發射路徑。每個發射路徑包括：至少一個輸入，用於接收相應的第一組或第二組正交基帶信號；至少一個本地振盪器LO埠，用於接收相應的第一組或第二組正交LO信號；以及至少一個混頻器，其耦合到所述至少一個輸入並且用於分別將所述第一組正交基帶信號或者第二組正交基帶信號與相應的第一組或第二組正交LO信號相乘，以產生相應的輸出射頻RF信號。組合器，用於組合第一發射路徑和第二發射路徑的輸出射頻信號。第一組正交基帶信號是第二組正交基帶信號的大致45°相移版本；和所述第一組正交LO信號是所述第二組正交LO信號的反向的大致45°相移版本。
在一些可選的示例中，所述第一發射路徑和所述第二發射路徑的輸出射頻信號中的至少兩組不想要的射頻信號是反相的，使得它們在組合器中被抵消。
在一些可選的示例中，單組正交基帶信號被應用於第一發射路徑和第二發射路徑兩者，其中第一發射路徑和第二發射路徑中一個可以包括至少一個基帶移相器，所述基帶相位偏移器，用於對被應用到另一個發射路徑的正交基帶信號進行大致+45°的相位偏移，以得到所述基帶相位偏移器所在的發射路徑的正交基帶信號。在一些可選示例中，可以在數位域中執行基帶相移，並且第一發射路徑和第二發射路徑每個包括：一組數位至類比轉換器(DAC)，用於對相應組的正交基帶信號進行數模轉換，以產生相應的類比正交信號。
在一些可選示例中，正交發射機可以進一步包括至少一個錯誤校正電路，其可操作地耦合到一組DAC的輸入，用於校正在所述I路徑和Q路徑之間的正交信號中的非理想因素，其中I路徑和Q路徑之 間的正交信號中的非理想因素包括：I路徑和Q路徑的不匹配導致的正交信號中的非理想因素。
在一些可選的示例中，第一發射路徑和第二發射路徑中的每一個包括：耦接到相應組數位至類比轉換器的輸入的至少一個錯誤校正電路，所述至少一個錯誤校正電路用於在數位域中在相應正交基帶信號被相位偏移之前或者之後，在數位域中校正所述第一發射路徑與所述第二發射路徑之間的正交信號的非理想因素，和/或校正所述錯誤校正電路所在的發射路徑中I路徑和Q路徑之間的正交信號的非理想因素，其中，I路徑和Q路徑之間的正交類比信號中的非理想因素包括：I路徑和Q路徑的不匹配導致的正交信號中的非理想因素；所述第一發射路徑與所述第二發射路徑之間的正交信號的非理想因素包括：第一發射路徑與所述第二發射路徑之間的不匹配導致的正交信號的非理想因素。
在一些可選的示例中，正交發射機還可以包括可操作地耦接到第一發射路徑和第二發射路徑中至少一個DAC的輸入的三個錯誤校正電路，其中三個錯誤校正電路中的兩個錯誤校正電路中的每一個用於校正相應的第一或者第二發射路徑內的不匹配，三個錯誤校正電路中的第三個錯誤校正電路用於校正第一和第二發射路徑兩者的I路徑和Q路徑之間的不匹配。
在一些可選示例中，發射路徑中的一個還包括：一組數位至類比轉換器，用於對單組正交基帶信號進行模數轉換，輸出所述第一組正交基帶信號；所述基帶相位偏移器在類比域中對所述第一組正交基帶信號執行所述相位偏移，得到所述第二組正交基帶信號。在一些可選的示例中，至少一個錯誤校正電路可操作地耦接到該組DAC的輸 入，至少一個錯誤校正電路被配置為對第一發射路徑和第二發射路徑共用的單組正交信號進行校正。
在一些可選示例中，正交發射機還可以包括耦接到第一對開關和第二對開關的控制器，所述第一對開關耦接到所述第二發射路徑的所述至少一個輸入，以及所述第二對開關位於所述第二發射路徑的第二組正交LO信號的接收路徑上，所述控制器用於控制所述第一對開關和第二對開關，使得所述第二發射路徑採用與所述第一發射路徑相同的正交LO信號和正交基帶信號。
在一些可選示例中，第一發射路徑和第二發射路徑中的每一個可以實施為多個切片發射路徑，其中，組合器是位於多個第一切片RF模組和多個第二切片RF模組之外的功率組合器。在一些可選示例中，多個第一切片RF模組和多個第二切片RF模組可以包括第二組合器，該第二組合器用於對相應的切片RF模組待輸出的RF正交信號進行組合。
在一些可選示例中，該正交發射機可以進一步包括耦接到第一對開關和第二對開關的控制器，該第一對開關與第二發射路徑的至少一個輸入端耦接以提供第一組正交基帶信號或者第二組正交基帶信號到第二發射路徑的每一個切片RF模組；以及該第二對開關位於第二發射路徑的每個切片RF模組的LO信號的接收路徑上，以及用於選擇性的應用所述第一組正交LO信號或者所述第二組正交LO信號到所述第二發射路徑的每一個切片RF模組上的混頻級。
根據本發明第二方面，本發明提供一種包括上述正交發射機的無線通訊單元。
根據本發明第三方面，本發明提供一種用於發射機中處理信 號的方法，該發射機包括匹配的第一發射路徑和第二發射路徑，該方法包括：在所述第一發射路徑接收第一組正交基帶信號；在所述第二發射路徑接收第二組正交基帶信號；產生對應的第一組正交LO信號和第二組正交LO信號；將所述第一組正交基帶信號與所述第一組正交LO信號相乘，產生第一組輸出射頻信號，將所述第二組正交基帶信號與所述第二組正交LO信號相乘以產生第二組輸出射頻信號；合併第一發射路徑的第一組輸出射頻信號和第二發射路徑的第二組輸出射頻信號。第一組正交基帶信號是第二組正交基帶信號的大約45°的相移版本；以及第一組正交LO信號是第二組正交LO信號的大約反向45°的相移版本。
上述正交發射機，無線通訊單元以及發射機中處理信號的方法，通過配置兩個發射路徑，並且一個發射路徑的正交基帶信號是另一個發射路徑的正交基帶信號的大致45°相移版本，以及一個發射路徑的正交LO信號是另一個發射路徑的正交LO信號的反向的大致45°相移版本，可以減少或消除多個有問題的諧波雜散以及CIM產物。
100‧‧‧正交發射機架構
110‧‧‧正交基帶輸入信號
120‧‧‧低通濾波器
130‧‧‧正交上混頻器
125，135‧‧‧正交本地振盪器信號
140‧‧‧RF放大器
150‧‧‧組合器
170‧‧‧功率放大器
200‧‧‧多個雜散和諧波的圖形示意圖
210‧‧‧有用信號
1‧‧‧想要的信號
226‧‧‧LO洩漏
222,228‧‧‧二次諧波雜散
230‧‧‧三次諧波雜散
232‧‧‧CIM5雜散
224‧‧‧圖像雜散
220‧‧‧CIM3雜散
300‧‧‧無線通訊單元
302‧‧‧天線裝置
304‧‧‧天線開關或者複用器
306‧‧‧接收器前端電路
308‧‧‧信號處理模組
314、814‧‧‧控制器
317‧‧‧緩衝模組
316‧‧‧記憶體裝置
318‧‧‧計時器
322‧‧‧發射/調製電路
324‧‧‧功率放大器
320‧‧‧感測模組
328‧‧‧頻率產生電路
329‧‧‧正交本地振盪器信號
340‧‧‧第一組或者第二組正交基帶信
號
327‧‧‧本地振盪器
321‧‧‧混頻器
400,500,600,700‧‧‧發射機結構
431,531,631,731,831‧‧‧第一正交基帶輸入信號
432,532,632,732,832‧‧‧第二正交基帶輸入信號
444,544,644,744,842‧‧‧濾波器
471,571,671,771,871‧‧‧第一正交LO信號
472,572,672,772,872‧‧‧第二正交LO信號
473,573,673,773,873‧‧‧第三正交LO信號
474,574,674,774,874‧‧‧第四正交LO信號
434,534,634,734,834‧‧‧第一正交混頻器
435,535,635,735,835‧‧‧第二正交混頻器
436,536,636,736,836‧‧‧第三正交混頻器
437,537,637,737,837‧‧‧第四正交混頻器
454,455,554,555,654,655,754,755,451,551,651,751 加法器
456,466,556,566,656,666,756,766,866‧‧‧射頻放大器
620‧‧‧錯誤校正電路
720‧‧‧第一錯誤校正電路
722‧‧‧第二錯誤校正電路
724‧‧‧第三錯誤校正電路
680、780‧‧‧數位類比轉換器
690、790、890‧‧‧45度相位旋轉電路
800‧‧‧切片發射機架構
892,894‧‧‧發射機切片
854,855‧‧‧正交組合器
870‧‧‧多相本地振盪信號產生電路
900‧‧‧相位靈敏度的模擬圖形示例
910、1010‧‧‧X軸
905、1005‧‧‧Y軸
922‧‧‧CIM3產物
932‧‧‧CIM5產物
912‧‧‧(3fo-fbb)產物
942‧‧‧(3fo+7fbb)產物
1000‧‧‧幅度靈敏度模擬圖形示例
1012,1022,1032,1042‧‧‧雜散
1100‧‧‧方法流程圖
第1圖示出已知的發射機結構，該發射機結構產生發射信號的不想要的諧波。
第2圖示出已知的發射機結構的頻率回應曲線圖，該圖突出了需要消除和減少的CIM產物，諧波和雜散。
第3圖示出包含適用於本發明第二實施例的發射機結構的通信單元。
第4圖示出本發明示範性實施例提供的發射機結構的示範性概述圖。
第5圖示出本發明示例實施例提供的在第二信號路徑上對BBLO使用相反極性旋轉的一種替代的發射機架構。
第6圖示出本發明示例實施例提供的使用一對DAC和類比BB相位旋轉的又一替代的發射機架構。
第7圖示出本發明示例實施例提供的使用兩對DAC和數位BB相位旋轉(在每個發射路徑上具有可選的錯誤校正)的又一個可選的發射機架構。
第8圖示出根據本發明示例實施例提供的又一可選的發射機架構，其中可以選擇性地重新配置切片發射機以執行諧波/雜散抑制或消除。
第9圖示出本發明示例實施例提供的突出施加到相應多個諧波或雜散的衰減的相位靈敏度的類比圖形示例。
第10圖示出根據本發明示例實施例提供的突出應用於相應多個諧波或雜散的衰減的振幅靈敏度的類比圖形示例。
第11圖示出根據本發明示例實施例提供的消除多個諧波或雜散的方法流程圖。
在說明書及所附的請求項當中使用了某些詞彙來指稱特定的元件。所屬領域具有通常知識者應可理解，製造商可能會用不同的名詞來稱呼同樣的元件。本說明書及所附的請求項並不以名稱的差異來作為區分元件的方式，而是以元件在功能上的差異來作為區分的準 則。在通篇說明書及所附的請求項當中所提及的「包含」是為一開放式的用語，故應解釋成「包含但不限定於」。另外，「耦接」一詞在此包含任何直接及間接的電氣連接手段。
本發明實施例將根據具有至少兩個匹配路徑的直接轉換正交發射機進行描述。雖然本發明大部分實施例是根據單端實施方式進行描述，如第4圖所示，可以理解的是，本發明此處所提供的概念可以同等的應用到任何差分或者雙平衡實施方式。
因為雖然第1圖中每個模組的非線性是發射機設計的重要品質因數(figure of merit，FOM)，但重要的是整個發射機的非線性。 所以，從這點上看當各正交信號被組合時，不想要的雜散，諧波以及CIM產物應該被消除。
本發明實施例提供的技術方案是針對基帶和LO都具有45°相位誤差的兩組正交(I/Q)信號。本發明任一實施例都可以不使用√2倍的信號路徑縮放。而且，由於兩個(或者多個)正交路徑中想要的信號被同相組合，所以不會導致發射信號的功率損失。
該發明提供的技術方案能應用到任何發射路徑。而且，此處描述的雜散將被消除。雖然該結構可能不能消除所有雜散，但是根據需要可以進行相應設計以消除想要消除的雜散。說明書中描述的該混頻器可以採用任何公知的混頻器結構實現，包括有源或者無源混頻器以及電壓模式混頻器或者電流模式混頻器。
有益的是，使用本發明描述的一種或者多種發射機結構，無論發射路徑諧波或者CIM產物出現在發射路徑中的哪裡，被產生的或者重新產生的多個問題諧波以及CIM產物都可以被消除。
參閱第3圖，其示出了本發明實施例提供的無線通訊單元300 的模組圖。實際上，為了解釋本發明的目的，此處以無線簽約通信單元(wireless subscriber communication unit)來描述無線通訊單元，該無線簽約通信單元在一些實施例中可以為手機。
無線通訊單元300包含天線裝置302，用於輻射信號和/或接收傳輸，天線裝置302與天線開關或者複用器304耦接，該天線開關或者複用器304在無線通訊單元300的接收鏈路和發射鏈路之間提供隔離。
一個或者多個接收鏈路包括接收器前端電路306(有效的提供接收，濾波，調解(intermediate)或者基帶頻率轉換)。該接收器前端電路306與信號處理模組308(通常可以採用數位訊號處理器(Digital Signal Processor，DSP)耦接。所屬領域具有通常知識者應當理解的是，接收器電路或者多個元件的集成水準會因實現方式而不同。
控制器314保持無線通訊單元300的整體操作控制。控制器314與接收器前端電路306和信號處理模組308耦接。在一些實施例中，控制器314也耦接到緩衝模組317和記憶體裝置316，該記憶體裝置316選擇性的存儲操作規則(regime)，例如，與正交相位和幅度設置相關的資訊等等，其中，該正交相位和幅度設置的資訊將被應用到發射機中的元件，以抑制諧波雜散和CIM產物。計時器318可操作的耦接到控制器314，用於控制無線通訊單元300中的操作時序，例如與時間相關的信號的發射和接收。
發射路徑包括發射/調製電路322和耦接到天線裝置302的功率放大器324，其中，天線裝置302可以包括一天線陣列或者多個天線。 發射/調製電路322和功率放大器324可操作的響應於控制器314的控 制。在一些實施例中，信號處理模組308和/或控制器314可以從一個或多個輸入裝置或者感測模組320接收輸入。
頻率產生電路328可操作的耦接到接收器前端電路306和發射機/調製電路322，在本發明實施例中，頻率產生電路328用於提供各種相位的正交本地振盪器信號329給發射機/調製電路322。在本發明實施例中，發射路徑是正交發射機，該正交發射機包括匹配的第一發射路徑和第二發射路徑。每個發射路徑包括：用於接收相應的第一組或者第二組正交基帶信號340的至少一個輸入。頻率產生電路328包括：至少一個本地振盪器LO327，用於產生相應的第一或者第二組正交LO信號329；至少一個混頻器321，與至少一個正交基帶輸入耦接，且用於將多組正交基帶信號340與對應的第一或者第二組正交LO信號329相乘以產生相應的輸出射頻RF信號350。組合器用於將第一發射路徑和第二發射路徑的輸出射頻信號組合，且該組合器可以放置在發射機/調製電路322中，或者放置在支援功率放大器324的模組中，或者在發射機/調製電路322和支援功率放大器321的模組之間。根據本發明實施例，第一組正交基帶信號是第二組正交基帶信號的45°相位偏移版本；以及第一組正交LO信號是第二組正交LO信號的反向45°相位偏移版本。
在本發明實施例中，可以通過將諧波或者CIM產物與相應的不同相的諧波或者CIM產物組合來消除該諧波和CIM產物。正如所屬領域具有通常知識者所瞭解的，例如，在使用混頻器的情景中，諧波在每一個混頻器路徑中產生，並且由於各路徑中BB的相位和LO的相位不同，所以各路徑中的諧波可能具有不同的相位。最後，當在所有路徑的信號在組合器上相加時，最後諧波消除這個總概念產生。在求和 這點上，如果所有不想要的諧波求和結果為0(即相位關係消除了諧波)，能使得諧波消除。
根據本發明實施例，第一組正交基帶輸入信號被配置為第二組正交基帶輸入信號的45°相位偏移版本，以及第一組正交LO信號被配置為第二組正交基帶信號的反向45°相位偏移版本，使得第一發射路徑輸出的RF信號和第二發射路徑輸出的RF信號組合時，相應的不想要的諧波或者CIM產物中的每一個基本上被消除。
清楚的是，在無線通訊單元300中許多元件以分離的方式實現，或者以集成元件方式實現，該集成元件方式具有基於特定應用或者設計的基本結構。
參閱第4圖，本發明實施例提供一種發射機結構400。應當理解的是，在一些實施例中，第4圖中的兩個發射路徑可以包括傳統的正交發射機的一部分，但都可以通過兩個發射路徑之間的相位偏移來選擇性的控制諧波分量。
發射機結構400採用在LO上具有45度(例如，π/4)偏移，在基帶信號(或者)上具有-45度(例如，-π/4)偏移，反之亦然(正如後續第5圖所示)。在本發明實施例中，CIM3，CIM5以及將在後續功率放大器PA階段再生CIM產物的第三級諧波被消除。
發射機結構400具有第一正交(I/Q)基帶輸入信號431。第一正交(I/Q)基帶輸入信號431包括輸入到第一正交混頻器434(即上混頻器(up-mixer))的第一正交信號(I=A(t).cos{φ(t)})，以及輸入到第二正交混頻器435(即上混頻器(up-mixer))的第二正交信號(Q=A(t).sin{φ(t)})。第一正交混頻器434和第二正交變頻器435利用各自的正交LO信號471，472，對第一正交(I/Q)基帶輸入信號431進行 上轉換(up-convert)，即第一正交混頻器434利用正交LO信號471對第一正交信號(I=A(t).cos{φ(t)})進行上轉換，第二正交混頻器435利用正交LO信號472對第二正交信號(Q=A(t).sin{φ(t)})進行上轉換。在第一正交LO信號471和第二正交LO信號472之間具有90度相位偏移，以及第一正交信號I和第二正交信號Q之間具有90度相位偏移。每一個混頻器434和435上轉換後的RF信號在第一正交發射機中的454處相加，其中，454可以是一加法器。
根據本發明實施例，發射機結構400進一步包括第二正交(I/Q)基帶輸入信號432，該第二正交(I/Q)基帶輸入信號432包括第三正交信號(I’=A(t).cos{φ(t)-45})，該第三正交信號是第一I/Q基帶輸入信號431的第一正交信號I=A(t).cos{φ(t)})的反向45度相位偏移版本。第二正交(I/Q)基帶輸入信號432也包括第四正交信號(Q’=A(t).sin{φ(t)-45})，該第四正交信號是第一I/Q基帶輸入信號431的第二正交信號(Q=A(t).sin{φ(t)})的反向45度相位偏移版本。
第二正交I/Q基帶輸入信號432被輸入到各自的第三正交混頻器436和第四正交混頻器437。根據本發明實施例，第三正交混頻器436接收第三正交信號(I’=A(t).cos{φ(t)-45})和第三正交LO信號473，相比於第一正交LO信號471施加到第一正交信號的相位偏移，第三正交混頻器對第三正交信號(I’=A(t).cos{φ(t)-45})多施加了45度相位偏移。以這種方式，第三正交信號(I’=A(t).cos{φ(t)-45})被第三正交LO信號473上轉換到射頻信號。根據本發明實施例，第四正交混頻器437接收第四正交信號(Q’=A(t).sin{φ(t)-45})和第四正交LO信號474，相比於第二正交LO信號472施加到第二正交信號的相位偏移，第四正交混頻器對第四正交信號(Q’=A(t).sin{φ(t)-45})多施加了45度相位偏移。以 這種方式，第四正交信號(Q’=A(t).sin{φ(t)-45})被第四正交LO信號474上轉換到射頻信號。每一個被混頻器436和437上轉換後的RF信號在第二正交發射路徑中的455處相加，其中，455可以是一加法器。
因此，在第一發射路徑TX1(如上述第一正交發射路徑)和第二發射路徑TX2(如上述第二正交發射路徑)上的信號在求和點451處相加，其中，求和點451可以為一加法器。
在一些可選實施例中，正交發射機可以進一步包括匹配的射頻放大器電路，該匹配的射頻放大器電路包括至少兩組匹配的射頻RF放大器456，每一組匹配的射頻RF放大器456連接到相應的第一發射路徑或者第二發射路徑。在一些可選實施例中，正交發射機可以進一步包括匹配的濾波電路，該濾波電路包括至少兩組匹配的濾波器444(其可以為基帶濾波器)，每一組匹配的濾波器連接到相應的第一發射路徑或者第二發射路徑。在一些可選實施例中，正交發射機可以進一步包括匹配的射頻放大器電路，該匹配的射頻放大器電路包括一組匹配的射頻放大器466，每一個匹配的射頻放大器466位於每一組發射路徑正交信號被組合之後(如，第一發射路徑中的射頻放大器466位於加法器454之後，第二發射路徑中的射頻放大器466位於加法器455之後)，以及兩個發射路徑在求和點451被組合之前。
在本發明所描述的各種結構中，每一個發射機功能的非線性可以被如下建模。參考第4圖以及如下公式，Vi表示類比正交基帶(analog quadrature baseband，ABB)輸入處的正交基帶信號，VABB表示在基帶濾波器444之後的正交基帶信號，Vmix表示混頻器434,435,436或者437的輸出信號，VPAD表示在放大器466的輸出處的RF信號。
VABB=a0+a1Vi+a2Vi 2+a3Vi 3+...... [1]
其中，Σ αn cos(nωt)+Σ βn sin(nωt)為LO波形的傅立葉級數；a0,a1,a2,a3,b0,b1,b2,b3,c0,c1,c2,c3為泰勒(Taylor)級數。值得注意的是，在前面的建模中，使用了泰勒(Taylor)級數來建模非線性。如果需要考慮存儲效應，可以使用其他技術例如伏爾特拉(Volterra)級數來代替。然而，為了此處討論方便，存儲效應不會引起重要差異。此處為了簡化，在討論中使用泰勒(Taylor)級數。正如所屬領域具有通常知識者所理解的，LO波形也可以使用傅立葉(Fourier)級數建模。
從以上建模可以看出，每個單諧波分量具有多個貢獻分量(contributor)。例如，如果採用在頻率ωLO-3ωBB上的CIM3，需要注意的是，在它的多個產生機制中，它可以由ABB的第三階非線性與LO基本音調混頻而生成。相似的，CIM3可以由ABB的第二階非線性與LO第二階諧波混頻而生成，然後通過PA驅動器(PAD)第二階非線性與想要的信號混頻。由於可以採用很多機制來產生CIM3，所以在此處介紹完成每一單一機制並且為每一個機制發現消除方法是不切實際的。 換句話說，為了抑制CIM3或者其他諧波分量，一起修復所有可能機制的方法是比較有益的。
信號路徑的一個相關屬性是如果相位偏移(φ)在類比正交基帶(analog quadrature baseband，ABB)輸入處Vi引進，對於在頻率mωLO+nωBB處的任何諧波分量，在信號路徑輸出處的相位偏移是nφ。以相同方式，對於在頻率mωLO+nωBB處的諧波分量，在LO處引 入的相位偏移θ導致在信號路徑輸出處的相位偏移為mθ。
本發明引入了附加的相同信號路徑，兩個相同信號路徑的輸出處被以電壓方式或者電流方式相加。伴隨在相同路徑的LO和輸入處ABB上引入的一校正相位偏移，如果原始信號路徑和第二信號路徑基本匹配，在一個路徑與另一個路徑相比完全不同相的那些諧波能夠被消除。
在此處，在各種示出的結構中，本發明提出在第二信號路徑上，在LO上具有π/4的相位偏移以及在ABB輸入上具有-π/4的相位偏移。使用這些相位偏移，容易得到，對於CIM3，在第二路徑輸出上的相位偏移是π/4-(-π/4)*3=π。相似的，對於CIM5產物(在ωLO+5ωBB處的諧波雜散)，在第二路徑輸出上的相位偏移是π/4+(-π/4)*5=-π。 由於這些相位偏移與第一路徑相比，確實不同相，所以CIM3和CIM5在從兩個匹配的發射路徑的輸出之後相加而被消除。
當CIM3/CIM5產物被消除，在第二路徑上想要的信號(ωLO+ωBB)具有相位偏移π/4+(-π/4)=0，其意味著在兩個發射路徑上想要的信號是同相的。所以，當兩個發射路徑的輸出信號被相加時，對想要的信號沒有功率損失，這是非常有利的。
在消除路徑上，理想情況下不包括PA。本發明想抑制一些諧波，這些諧波本身不在CIM3/CIM5頻率處，但是如果沒有早點處理的話，由於PA的非線性使得這些諧波將在PA輸出處產生CIM3/CIM5。 在這些諧波之中，公知的主要的諧波是產生CIM3的位於3ωLO-ωBB上的諧波和產生CIM5的位於3ωLO+7ωBB上的諧波。這些音調(tone)也可以與前面描述的CIM3/CIM5消除的方式採用相似的方式被消除。對在第二發射路徑中的音調3ωLO-ωBB的相位偏移是(π/4)*3-(-π/4)=π， 其與第一發射路徑相比不同相。相似的，對在第二發射路徑中的音調3ωLO+7ωBB的相位偏移是(π/4)*3+(-π/4)*7=-π。所以，不想要的分量可以被消除。
所以，此處描述技術方案的及時基本上消除了發射路徑輸出的CIM3和CIM5產物，且沒有犧牲掉功率效率。有益的是，此處所描述的技術方案基本上抑制了在PA輸出處再次產生的諧波雜散。以這種方式，所提供的解決方法基本上為整個發射機系統消除了CIM3,CIM5和第三階諧波產物，無論不想要的信號是否在早期被產生，他們最後都可以被消除。
所以，例如在第4圖的結構中(以及後續描述的其他結構中)，可以看出CIM3和CIM5產物的諧波抑制以及諧波雜散(諧波雜散隨後可以導致CIM3或者CIM5產物的再生)的抑制能夠在該電路中實現。
第5圖本發明實施例提出的另一種發射機結構的總體示意圖，其在第二信號路徑上對BB和LO使用相反的極性旋轉。
發射機結構500在LO上使用了-45度(例如-π/4)的相位偏移，以及在基帶(BB)上使用了+45度(例如+π/4)的相位偏移。在本發明實施例中，CIM3，CIM5和第三階諧波被消除，如果第三階諧波沒有被抑制，則第三階諧波能在後續發射鏈路階段再生CIM產物和進一步的諧波。所以，與傳統的正交(IQ)發射機相比，本發明實施例提出了在BB(即基帶輸入信號)上進行+45度相位偏移和在LO上進行-45相位偏移這個創新的思想。
發射機結構500包括第一正交(I/Q)基帶輸入信號531。第一正交(I/Q)基帶輸入信號531包括輸入到第一正交混頻器534(即上 混頻器)的第一正交信號(I=A(t).cos{φ(t)})，以及輸入到第二正交混頻器535(即上混頻器)的第二正交信號(Q=A(t).sin{φ(t)})。第一正交混頻器534和第二正交混頻器535利用各自的正交LO信號571，572，對第一正交(I/Q)基帶輸入信號531進行上轉換(up-convert)。在第一正交LO信號571和第二正交LO信號572之間具有90度相位偏移。每一個混頻器534和535上轉換後的RF信號在第一正交發射路徑中的554處被相加，其中，554可以為加法器。
根據本發明實施例，發射機結構500進一步包括第二正交(I/Q)基帶輸入信號532，該第二正交(I/Q)基帶輸入信號532包括第三正交信號(I’=A(t).cos{φ(t)+45})，該第三正交信號是第一I/Q基帶輸入信號531的第一正交信號(I=A(t).cos{φ(t)})的45度相位偏移版本。 第二正交(I/Q)基帶輸入信號532也包括第四正交信號(Q’=A(t).sin{φ(t)+45})，該第四正交信號是第一I/Q基帶輸入信號531的第二正交信號(Q=A(t).sin{φ(t)})的45度相位偏移版本。
第二正交(I/Q)基帶輸入信號532被輸入到相應的第三正交混頻器536和第四正交混頻器537。根據本發明實施例，第三正交混頻器536接收第三正交信號(I’=A(t).cos{φ(t)+45})和第三正交LO信號573，相比於第一正交LO信號571施加到第一正交信號的相位偏移，第三正交混頻器對第三正交信號(I’=A(t).cos{φ(t)-45})施加了-45度相位偏移。以這種方式，第三正交信號(I’=A(t).cos{φ(t)+45})被第三正交LO信號573上轉換到射頻信號。根據本發明實施例，第四正交混頻器537接收第四正交信號(Q’=A(t).sin{φ(t)+45})和第四正交LO信號574，相比於第二正交LO信號572施加到第二正交信號的相位偏移，第四正交混頻器對第四正交信號(Q’=A(t).sin{φ(t)+45})多施加了-45度相位偏移。 以這種方式，第四正交信號(Q’=A(t).sin{φ(t)+45})被第四正交LO信號574上轉換到射頻信號。每一個被混頻器536和537上轉換後的RF信號在第二正交傳輸路徑中的555處相加，其中，555可以為加法器。
所以，在第一傳輸路徑TX1和第二傳輸路徑TX2上的信號在求和點551處相加。在一些實施例中，正交發射機可以包括匹配的射頻放大器電路，該射頻放大器電路包括至少兩組匹配的射頻RF放大器556，每一組匹配的射頻RF放大器556連接到相應的第一發射路徑或者第二發射路徑。在一些可選實施例中，正交發射機可以進一步包括匹配的濾波電路，該濾波電路包括至少兩組匹配的濾波器544，每一組匹配的濾波器連接到相應的第一發射路徑或者第二發射路徑。在一些可選實施例中，正交發射機可以進一步包括匹配的射頻放大器電路，該匹配的射頻放大器電路包括一組匹配的射頻放大器566，每一個匹配的射頻放大器566位於每一組發射路徑正交信號被組合之後(如，第一發射路徑中的射頻放大器566位於加法器554之後，第二發射路徑中的射頻放大器566位於加法器555之後)，以及兩個發射路徑在求和點551被組合之前。
第6圖是本發明實施例提出的另一種發射機結構600的總體示意圖，該發射機結構使用一對DAC和類比正交基帶相位旋轉。在該實施例中，在本發明實施例中，CIM3，CIM5和第三階諧波被消除，如果第三階諧波沒有被抑制，則第三階諧波能在後續發射鏈路階段再生CIM產物和進一步的諧波。而且，發射機結構600在LO上使用了-45度(例如-π/4)偏移，以及在基帶(BB)上使用了+45度(例如π/4)偏移。 在該實施例中，相位旋轉的方式不是特定的，所屬領域具有通常知識者應當理解的是BB和LO分別使用了相反的45度相位旋轉。
發射機結構600包括第一正交(I/Q)基帶輸入信號631。第一正交(I/Q)基帶輸入信號631在數位域在錯誤校正電路620中被校正誤差，然後被一對數位類比轉換器(digital-to-analog converter，DAC)680轉換到類比域。所以，本質上在該實施例中，錯誤(error)校正電路620對實施有兩個路徑的複合發射系統中的單I/Q基帶輸入信號進行校正。在該實施例中，第一類比I/Q基帶信號631然後被輸入到基帶45度相位旋轉電路690(簡稱45度相位旋轉電路)，45度相位旋轉電路690給予輸入信號45度相位旋轉，以產生第二類比I/Q基帶輸入信號632。與第4圖和第5圖所示方式相似，第一類比I/Q基帶輸入信號631被輸入到第一正交混頻器634和第二正交混頻器635(即上混頻器)，第一正交混頻器634利用第一正交LO信號671對第一類比I/Q基帶輸入信號631中的第一正交信號進行上轉換，第二正交混頻器635利用第二正交LO信號672對第一類比I/Q基帶輸入信號631中的第二正交信號進行上轉換。在第一正交LO信號671和第二正交LO信號672之間具有90度相位偏移。每一個混頻器634和635上轉換後的RF信號在第一正交發射路徑中的654處被相加，其中654可以為加法器。
根據本發明實施例，第二類比I/Q基帶輸入信號632包括第三正交信號，該第三正交信號是第一類比I/Q基帶輸入信號631的第一正交信號的45度相位偏移版本。第二類比I/Q基帶輸入信號632也包括第四正交信號，該第四正交信號是第一類比I/Q基帶輸入信號631的第二正交信號的45度相位偏移版本。
第二類比I/Q基帶輸入信號632被輸入到相應的第三正交混頻器636和第四正交混頻器637。在該實施例中，第三正交混頻器636接收第三正交信號和第三LO信號673，相比於第一正交LO信號671施加 到第一正交信號的相位偏移，第三正交混頻器636施加反向45度相位偏移到第三正交信號。以這種方式，第三正交信號被第三正交LO信號673上轉換到RF信號。根據本發明實施例，第四正交混頻器637接收第四正交信號和第四正交LO信號674，相比於第二正交LO信號672施加到第二正交信號的相位偏移，第四正交混頻器637多施加反向45度相位偏移到第四正交信號。採用這種方式，第四正交信號被第四正交LO信號674上轉換到RF信號。每一個混頻器636和637上轉換後的RF信號在第二正交發射路徑中的655處被相加，其中，655可以是加法器。
所以，在第一傳輸路徑TX1和第二傳輸路徑TX2上的信號在求和點651處相加，其中求和點651可以是加法器。在一些實施例中，正交發射機可以包括匹配的射頻放大器電路，該射頻放大器電路包括至少兩組匹配的射頻RF放大器656，每一組匹配的射頻RF放大器656連接到相應的第一發射路徑或者第二發射路徑。在一些可選實施例中，正交發射機可以進一步包括匹配的濾波電路，該匹配的濾波電路包括至少兩組匹配的濾波器644，每一組匹配的濾波器連接到相應的第一發射路徑或者第二發射路徑。在一些可選實施例中，正交發射機可以進一步包括匹配的射頻放大器電路，該匹配的射頻放大器電路包括一組匹配的射頻放大器666，每一個匹配的射頻放大器666位於每一組發射路徑正交信號被組合之後(如，第一發射路徑中的射頻放大器666位於加法器654之後，第二發射路徑中的射頻放大器666位於加法器655之後)，以及兩個發射路徑在求和點651被組合之前。
可以看出，該實施例可以抑制CIM3和CIM5產物，以及第三階諧波雜散。在一些實施例中，如果使用單組DAC，相位旋轉就在類比域中執行，雖然類比域中引進了額外的雜訊以及降低了SNR，然而 使用單組DAC可以減少成本。在一些應用中，這個折中是有益的。
第7圖是本發明實施例提供的又一種發射機結構700的總體示意圖，該發射機結構700包括兩對DAC和數字基帶相位旋轉(在每一個發射路徑上具有可選的錯誤校正)。在示例性實施例中，再次有利的消除CIM3和CIM5，以及第三階諧波，如果第三階諧波沒有抑制被的話，第三階諧波在後續的發射鏈路階段會再生CIM產物和更多諧波。 發射機架構700在LO處採用45度(π/4)相移，在基帶(BB)處採用反向45度(-π/4)相移。在該示例中，沒有指定相位旋轉的方向，因為可以理解的是，BB和LO分別應用相反的45度相位旋轉。
發射機架構700包括第一正交(I/Q)基帶輸入信號731。在該示例中，第一和第二I/Q基帶輸入信號731,732可以在錯誤校正電路720中經受數位域中的第一錯誤校正，該批的錯誤校正是可選的。因此，本質上，在該示例中，錯誤校正電路720在相位旋轉之前將校正應用於由兩個路徑實現的複合發射系統的單個正交基帶輸入信號。
然後，第一錯誤校正後的第一I/Q基帶輸入信號被分離，生成第一數位I/Q基帶輸入信號和第二數位I/Q基帶輸入信號。第一和第二數位I/Q基帶輸入信號被路由到分別位於第一和第二發射路徑中的兩個分離的第二錯誤校正電路722，第三錯誤校正電路724。在第一發射路徑中，在經過在數字域中由第二錯誤校正電路722進行第二批錯誤校正之後，第一正交(I/Q)基帶輸入信號731被一對數位類比轉換器(DAC)780轉換到類比域。與第4圖和第5圖的方式相同，第一類比I/Q基帶輸入信號731被輸入到第一正交混頻器734，第二正交混頻器735(即上混頻器)，第一正交混頻器734，第二正交混頻器735回應於相應的正交本地振盪器(LO)信號(即第一正交LO信號771和第二 正交LO信號772)對第一I/Q基帶信號731進行上轉換。在第一正交LO信號771和第二正交LO信號772之間存在90度相移。來自混頻器734和735的每個上轉換之後的RF信號在第一正交發射路徑中的754處相加，該754可以是加法器。
在這個實施例中，在錯誤校正電路720在數位域中的第一次錯誤校正之後，(用於複合發射系統的)單個，公共，數位I/Q基帶輸入信號被輸入到數位的基帶45度相位旋轉電路790，45度相位旋轉電路790向輸入信號施加反向45度相位旋轉以產生第二數位I/Q基帶輸入信號。此後，第二數位I/Q基帶輸入信號被輸入到第三錯誤校正電路724，並在DAC 780中被轉換為類比形式，以為第二發射路徑產生第二類比I/Q基帶輸入信號732。
根據本發明的示例實施例，第二類比I/Q基帶輸入信號732包括第三正交信號，其是第一類比I/Q基帶輸入信號731的第一正交信號的反向45度相移版本。第二類比I/Q基帶輸入信號732還包括第四正交信號，其是第一類比I/Q基帶輸入信號731的第二正交信號的反向45度相移版本。
在一些示例中，使用分離的錯誤校正電路722,724的配置可以用於校正第一和第二發射路徑中的不同缺陷，以及第一和第二發射路徑之間的任何失配。這確保了第一和第二發射路徑基本上匹配，以便實現CIM3/CIM5以及第3階諧波產物的最佳消除。在複合系統的公共單個基帶輸入處的錯誤校正電路720可以用於進一步的校正以改善複合系統的信號品質。在一個示例中，錯誤校正電路722,724可以校正第一和第二發射路徑中的增益和相位誤差，而公共的錯誤校正電路720可以校正複合系統的通道響應(例如不對稱和紋波)。
在第二發射路徑中，在經受數位域中第三錯誤校正電路724進行的第二批錯誤校正之後，第二正交(I/Q)基帶輸入信號732被數位至類比轉換器(DAC)780轉換到類比域。
第二正交(I/Q)基帶輸入信號被輸入到相應的第三正交混頻器736以及第四正交混頻器737。根據本發明實施例，第三正交混頻器736接收第三正交信號和第三正交LO信號773，相比於第一正交LO信號771施加到第一正交信號上的相位偏移，該第三正交LO信號773在第三正交信號上施加45度相位偏移。以這種方式，第三正交信號由第三正交LO 773上轉換到射頻(RF)信號。根據本發明的示例實施例，第四正交混頻器737接收第四正交信號和第四正交LO信號774，其與由第二正交LO信號772施加到第二正交信號的相位偏移相比，對第四正交信號多施加45度相位偏移。以這種方式，第四正交信號被第四正交LO信號774上轉換到射頻(RF)信號。在第二正交發射路徑中在755處對來自混頻器736和737的每個上轉換之後的RF信號求和，其中755可以是加法器。
此後，在求和點751處對第一和第二發射路徑上的信號求和。在一些可選的示例中，正交發射機還可以包括匹配的射頻放大器電路，其包括至少兩組匹配的射頻RF放大器756，每組匹配的RF放大器連接到相應的第一發射路徑或第二發射路徑。在一些可選的示例中，正交發射機還可以包括匹配濾波器電路，其包括至少兩組匹配的濾波器744，每組匹配的濾波器連接到相應的第一發射路徑或第二發射路徑。在一些可選的示例中，正交發射機還可以包括匹配的射頻放大器電路，該匹配的射頻放大器電路包括一組匹配的射頻RF放大器766，該射頻RF放大器位於每一組發射路徑正交信號被組合之後(如， 第一發射路徑中的射頻放大器766位於加法器754之後，第二發射路徑中的射頻放大器766位於加法器755之後)，以及兩個發射路徑在求和點751被組合之前。
可以看出本發明可以實現CIM3和CIM5產物的抑制以及三次諧波雜散的抑制。在一些示例中，當使用單獨的DAC並且採用數位相位旋轉，並且錯誤校正電路被分離使得每個路徑至少有一個錯誤校正電路時，發射系統的信噪比(SNR)可以更好，或者，對DAC的雜訊規範放寬是有利的。
第8圖示出了根據本發明的示例實施例的又一替代實施例的示例概述，其中可以選擇性地重新配置切片發射機架構800以執行諧波/雜散抑制或消除。在該示例中，第8圖引入了兩個附加的新特性，即切片和重新配置，其中每一個可以在一些分離的示例性架構中使用，或者在使用兩個特性的架構中獨立的使用。
在該實施例中，在多個切片中的每一個上實現一些基帶電路和RF電路的大部分。值得注意的是，多個切片包括第一發射路徑切片892和多個第二發射路徑切片894，其中來自第一發射路徑切片892和第二發射路徑切片894的多個輸出在求和點851處組合形成輸出RF信號850。
配置切片發射機架構800使得在每個發射路徑中可以選擇性地啟用一個或者多個相應發射機切片。在該說明性示例中，每個相應的發射機切片892，894包括匹配濾波器842，正交上混頻器834，835，836，837，匹配放大器866和正交組合器854，855。
在示例性的切片發射機架構800中，示出了又一替代發射機架構，其在LO處使用45度(π/4)相位偏移和在正交基帶(BB)處使 用反向45度(-π/4)相位偏移。在該示例中，沒有指定相位旋轉的方向，所屬領域具有通常知識者可以理解，BB和LO分別應用相反的45度相位旋轉。
發射機架構800包括第一正交(I/Q)基帶輸入信號831。在該示例中，第一I/Q基帶輸入信號831然後被輸入到基帶45度相位旋轉電路890(簡稱45度相位旋轉電路)，該45度相位旋轉電路890施加反向45度相位旋轉到輸入信號以產生第二I/Q基帶輸入信號832。與第4圖和第5圖的方式相同，第一I/Q基帶輸入信號831被輸入到每個第一發射機切片892中的第一正交上混頻器834，第二正交上混頻器835，第一正交上混頻器834，第二正交上混頻器835回應於相應的正交LO信號對第一I/Q基帶輸入信號831進行上轉換。在由多相本地振盪信號產生電路870提供的第一正交LO信號871和第二正交LO信號872之間存在90度相位偏移。來自混頻器834和835的每個上轉換後的RF信號在第一正交發射路徑中的854處被求和，其中，854可以為加法器。
根據本發明的示例實施例，(相位偏移的)第二正交(I/Q)基帶輸入信號832包括第三正交信號，其是第一I/Q基帶輸入信號831的第一正交信號的反向45度相移版本。第二I/Q基帶輸入信號832還包括第四正交信號，其是第一I/Q基帶輸入信號831的第二正交信號的反向45度相移版本。
第二I/Q基帶輸入信號832被輸入到相應的第三正交混頻器836和第四正交混頻器837。根據本發明的示例實施例，第三正交混頻器836接收第三正交信號和第三正交LO信號873，與由第一正交LO信號871施加到第一正交信號的相移相比，第三正交LO信號873對第三正交信號施加45度相移。
以這種方式，第三正交信號由第三正交LO信號873上轉換到射頻(RF)信號。根據本發明的示例實施例，第四正交混頻器837接收第四正交信號以及第四正交LO信號874，與由第二正交LO信號872施加到第二正交信號的相位偏移相比，第四正交LO信號874對第四正交信號多施加45度相位偏移。以這種方式，第四正交信號被第四正交LO信號874上轉換為射頻(RF)信號。來自混頻器836和837的每個上轉換會後的RF信號在第一正交發射機路徑中的855處被求和，其中855可以為加法器。
此後，在求和點851處對在一個或多個切片中選擇的第一和第二發射路徑上的發射信號求和，851可以是一加法器。在一些可選的示例中，正交發射機還可以包括匹配的射頻放大器電路，該射頻放大器電路包括兩組匹配的射頻RF放大器(例如RF放大器866)，每組匹配的RF放大器連接到相應的第一發射機路徑或第二發射機路徑。在一些可選的示例中，正交發射機還可以包括每個切片上的匹配的濾波器電路842，其包括至少一組匹配的濾波器，每組匹配的濾波器電路位於相應的第一發射機路徑或第二發射機路徑上。在一些可選的示例中，正交發射機還可以包括匹配的射頻放大器電路，其包括一組匹配的射頻RF放大器866，該匹配的射頻RF放大器866位於每個切片上每個發射路徑上正交信號被組合之前或者之後，並且位於兩個發射路徑在求和點851處組合之前。
根據第8圖的切片發射機架構，在一個示例中，切片架構可以受益於控制器814能夠在某個切片路徑和某個相位旋轉選項不需要的時候，打開/關閉相應切片路徑和相應相位旋轉選項。通過關閉基帶的45度相移旋轉電路890和由多相位本地振盪器信號產生電路870給予 的45度相移旋轉，可以選擇性地重新配置發射機以作為傳統的發射機。具體的，控制器814可以關閉基帶的45度相移旋轉電路890，控制第一對開關846接通使得第一正交(I/Q)基帶輸入信號831輸入到第二發射路徑，並控制第二對開關使得第一正交LO信號871和第二正交LO信號872分別輸入到第三正交混頻器836和第四正交混頻器837，以重新配置發射機為傳統的發射機。
在一些實施例中，認識到雜散發射是具有確定性的，所以控制器814可以被佈置為基於已知頻帶資訊來開啟/關閉雜散消除的功能。
可以看出，本發明可以實現CIM3和CIM5產品的諧波抑制以及第三級諧波雜散的抑制。表1示出了與Ingels的已知技術相比，由本文所述的示例性實施例提供的改進。
其中，BB相位中的4表示需要BB具有4個相位；LO相位中的4表示本發明中需要LO具有4個相位；LO相位中的2表示現有技術中需要LO具有2個相位。
在一些示例中，由於可以啟用/禁用相應的切片，所以切片的使用降低了總功耗並提供了較好的靈活性和可程式設計性。在一些應用中，對於器件使用的數量(由於多個切片)的權衡折中對正交發射機來說是有利的。
雖然第8圖僅針對混頻器和可程式設計增益放大器再配置進行示出，但是所屬領域具有通常知識者可以理解的是，在其他示例中，這些切片可以被擴展為包括多組DAC，並且在一些示例中這些切片還包括類比正交基帶分量。
第9圖示出根據本發明的示例實施例的相位靈敏度的模擬圖形示例900，其突出了對相應的多個諧波或雜散可以實現的衰減。X軸910示出了相對於第一發射路徑的正交基帶輸入和LO輸入，施加到第二發射路徑的正交基帶輸入和LO輸入(反向偏移)的相位偏移。Y軸905示出相對於想要的輸出信號，發射機系統的輸出處不想要的CIM3，CIM5和三次諧波雜散的水準，以dB為單位示出。由於在第一發射路徑和第二發射路徑之間具有零度的相對相移，系統基本上恢復到傳統的正交發射機。因此，第9圖的右手側上的在零度上的點可以被 解釋為傳統發射架構的性能。如在先前的描述中的幾個示例實施例所詳細描述的，第9圖清楚地表明，對於45度的相對相移，對CIM3，CIM5和第三次諧波產物獲得顯著的抑制。例如，由線922表示的CIM3產物對於沒有相移的傳統發射架構示出性能-50dBc，但是當應用45度相移時改進了40dB至-90dBc。類似地，當應用45度相移時，CIM5產物932，(3fo-fbb)產物912和(3fo+7fbb)產物942都衰減35-40dB。此外，第9圖突出顯示了雜散消除不需要非常高的相位精度，並且即使具有大的+/- 5度相位誤差，對於所有四個雜散也可以實現大約20dB的消除。
如圖所示，如果理想上兩個發射路徑匹配，則對於恰好45度的相移，雜散和諧波消除在數學上是理想的。然而，在實際中，因為兩個發射路徑將總是具有一些失配，並且實際上45度相位旋轉也可能具有一些誤差，所以完全消除是不能實現的。第9圖示出了可實現的雜散消除對相位旋轉中誤差的靈敏度。雖然對於理想的45度相移實現了最佳消除，但是已經發現，在+/- 1度誤差的情況下，系統仍然實現非常好的消除(在最佳值的幾個dB內)。即使具有+/- 5度的相移誤差，可以看出系統為CIM3，CIM5和第三階諧波提供了大約20dB的良好的有意義的雜散消除。因此，本發明的示例以及請求項針對於相移基本上為45度+/- 5度的任何系統，其允許元件的公差，匹配路徑差異和相關聯的誤差。
第10圖示出根據本發明的示例實施例的幅度靈敏度模擬圖形示例1000，其突出了對相應的多個諧波或雜散可以實現的衰減。第10圖示出四個雜散1012,1022,1032,1042在Y軸1005上相對歸一化的雜散水準。在該例子中，X軸1010表示在第一發射路徑和第二發射路徑之間的增益不匹配。第10圖清楚的示出當第一發射路徑和第二發射 路徑之間的增益基本匹配時，多個諧波或雜散可以得到很好的消除。 第10圖突出了本發明在不具有很高的增益準確性的情況下也可以獲得很好的雜散抑制，即使在第一和第二發射路徑間具有較大的+/-2dB增益不匹配，該雜散消除僅僅被降低10-15dB。
參與第11圖，第11圖示出了本發明實施例提供的抑制，消除，拒絕多個諧波或者雜散的示例性方法流程圖1100。該方法流程1100可以用於包括匹配的第一發射路徑和第二發射路徑的發射機。該方法包括：步驟1102，在第一發射路徑上接收第一組正交信號。步驟1104，在第二發射路徑上接收第二組正交信號。其中，第一組正交信號是第二組正交信號的+45°相位偏移版本。步驟1106，產生相應的第一組和第二組正交LO信號，以及第一組正交LO信號是第二組正交LO信號的反向+45°相位偏移版本。在一些可選實施例中，可以執行步驟1108，例如第8圖中所描述的，確定是否需要進行雜散抑制，例如該確定步驟可以由雜散發射電路(spurious emission circuit)執行。
如果在步驟1108確定為不需要雜散抑制，在步驟1114中，控制器確定不關閉第二發射路徑，但是對第二發射路徑進行重配置使得第二發射路徑與第一發射路徑使用相同的基帶和LO相位，或者在步驟1114中僅使用第一發射路徑。然而，如果在步驟1108確定為需要雜散抑制，該方法進一步包括：步驟1110，將第一和第二組正交信號與相應的第一或者第二組正交LO信號相乘，以產生相應的輸出射頻RF信號。然後，在步驟1112，組合第一發射路徑和第二發射路徑的多個輸出組合以產生輸出射頻信號。
可以理解的是前面提及的發明概念可以被半導體廠商應用到任何包括基帶和/或射頻元件或者電路的射頻發射機模組，其中，該 基帶和/或射頻元件或者電路支援正交信號。所屬領域具有通常知識者可以進一步理解，例如，半導體廠商可以在獨立的射頻發射機模組或者專用積體電路(application-specific integrated circuit，ASIC)使用本發明概念，或者在任何其他子系統部分中使用本發明的概念。
所屬領域具有通常知識者可以理解的是此處描述的發明概念可以體現在任何類型的無線通訊單元中，例如在移動通信，雷達應用和/或軍用，民用和陸地上的移動無線電應用中的通信單元，此處僅舉出幾個潛在的應用，本發明不限於此。在一些實施例中，裸片可使用以下技術中的一者或多個來構造：互補金屬氧化物半導體(CMOS)，BiCMOS(其中BiCMOS是演進的半導體技術，其在單個積體電路器件中集成兩個先前分離的半導體技術，即雙極結型電晶體和CMOS電晶體)或砷化鎵(GaAs)。
所屬領域具有通常知識者可以理解的是，可以使用在不同功能單元之間(例如相對於積體電路的功能單元)的任何合適的功能分佈，而不偏離本發明。因此，參考特定功能單元僅被視為參考用於提供所描述功能的一合適裝置，而不是指示一絕對的邏輯或物理結構或組織。
雖然已經結合一些實施例描述了本發明，但是本發明並不旨在局限于本文所闡述的具體形式。相反，本發明的範圍僅由所附請求項限制。另外，儘管特徵可能看起來是結合特定實施例描述的，但所屬領域具有通常知識者可以理解的是，所描述的實施例的各種特徵可根據本發明進行組合。在請求項中，術語“包括”不排除其它元件或步驟的存在。
此外，雖然多個裝置，元件或方法單獨的列出，但是多個裝 置，元件或方法步驟可以通過例如單個單元或處理器來實現。另外，雖然各個特徵可以包括在不同的請求項中，但是這些可以有利地組合，並且包括在不同的請求項中並不意味著特徵的組合是不可行的。 此外，在一個類別的請求項中包括特徵並不意味著對該類別的限制，而是表示該特徵適當地同樣適用於其他請求項類別。
此外，請求項中的特徵的順序不暗示必須執行特徵的任何特定順序，並且特別地，方法請求項中的各個步驟的順序並不意味著必須以該循序執行步驟。相反，可以以任何合適的循序執行步驟。另外，單數引用不排除多個。因此，對“一”，“一個”，“第一”，“第二”等的引用不排除多個。
因此，已經描述了用於減少或消除諧波雜散(包括CIM產物)的改進的發射機和方法，已經基本上減輕了現有技術的上述缺點。以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。

Claims (18)

  1. 一種正交發射機，包括：匹配的第一發射路徑和第二發射路徑，以及組合器，其中該第一發射路徑包括：至少一個輸入，用於接收一第一組正交基帶信號；至少一個本地振盪器埠，用於接收第一組正交本地振盪信號；和至少一個混頻器，耦接到所述至少一個輸入，用於將所述第一組正交基帶信號與第一組正交本地振盪信號相乘，以產生相應的輸出射頻信號；其中該第二發射路徑包括：至少一個輸入，用於接收第二組正交基帶信號；至少一個本地振盪器埠，用於接收第二組正交本地振盪信號；至少一個混頻器，耦接到所述至少一個輸入，用於將所述第二組正交基帶信號與相應的第二組正交本地振盪信號相乘，以產生相應的輸出射頻信號；所述組合器，用於組合所述第一發射路徑和所述第二發射路徑的輸出射頻信號；其中，所述第二組正交基帶信號是所述第一組正交基帶信號的大致45°相移版本；所述第二組正交本地振盪信號是所述第一組正交本地振盪信號的大致45°相移版本，所述第二組正交基帶信號相對於所述第一組正交基帶信號的相位偏移方向輿所述第二組正交本地振盪信號相對於所述第一組正交本地振盪信號的相位偏移方向相反。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的正交發射機，其中，所述第一發射路徑和所述第二發射路徑的輸出射頻信號中的至少兩組不想要 的射頻信號是反相的，使得所述至少兩組不想要的射頻信號在所述組合器中被抵消。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的正交發射機，其中，所述第二發射路徑中還包括基帶相位偏移器，所述基帶相位偏移器，用於對被應用到該第一發射路徑的第一組正交基帶信號進行大致正45°或者負45°的相位偏移，以得到該第二發射路徑的第二組正交基帶信號。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的正交發射機，其中，所述基帶相位偏移器在數位域中執行所述相位偏移，以及所述第一發射路徑以及第二發射路徑中每一個包括一組數位至類比轉換器，用於對相應的正交基帶信號進行數位至類比轉換，以產生相應的類比正交信號。
  5. 如申請專利範圍第3項所述的正交發射機，還包括：誤差校正電路，用於在數位域中校正I路徑與Q路徑之間的正交信號的非理想因素，所述誤差校正電路的I輸出耦接第一發射路徑的I路徑和第二發射路徑的I路徑，所述誤差校正電路的Q輸出耦接第一發射路徑的Q路徑和第二發射路徑的Q路徑。
  6. 如申請專利範圍第3項所述的正交發射機，所述第一發射路徑和第二發射路徑中每一個包括：耦接到相應組數位至類比轉換器的輸入的誤差校正電路，所述誤差校正電路用於在數位域中校正所述第一發射路徑與所述第二發射路徑之間的正交信號的非理想因素，和/或校正所述誤差校正電路所在的發射路徑中I路徑和Q路徑 之間的正交信號的非理想因素。
  7. 如申請專利範圍第3項所述的正交發射機，還包括：一組數位至類比轉換器，用於對單組正交基帶信號進行數位至類比轉換，輸出所述第一組正交基帶信號；所述基帶相位偏移器在類比域中對所述第一組正交基帶信號執行所述相位偏移，得到所述第二組正交基帶信號。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的正交發射機，進一步包括：可操作的耦接到該組數位至類比轉換器的輸入的至少一個誤差校正電路，所述至少一個誤差校正電路用於對I路徑和Q路徑之間的正交信號的非理想因素進行校正。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的正交發射機，還包括：耦接到第一對開關和第二對開關的控制器，其中，所述第一對開關耦接到所述第二發射路徑的所述至少一個輸入，以及所述第二對開關位於所述第二發射路徑的第二組正交本地振盪信號的接收路徑上，所述控制器用於控制所述第一對開關和第二對開關，使得所述第二發射路徑採用與所述第一發射路徑相同的所述第一組正交本地振盪信號和所述第一組正交基帶信號。
  10. 如申請專利範圍第1項所述的正交發射機，其中，所述第一發射路徑包括多個第一切片射頻模組，所述第二發射路徑包括多個第二切片射頻模組，所述組合器是位於所述多個第一切片射頻模組和 所述多個第二切片射頻模組外部的功率組合器。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的正交發射機，所述多個第一切片射頻模組和多個第二切片射頻模組中每一個包括第二組合器，所述第二組合器用於對相應的切片射頻模組待輸出的射頻正交信號進行組合。
  12. 如申請專利範圍第10項所述的正交發射機，進一步包括：控制器，所述控制器與第一對開關和第二對開關耦接，其中所述第一對開關，與所述第二發射路徑的所述至少一個輸入耦接，用以選擇應用第一組正交基帶信號或者第二組正交基帶信號到第二發射路徑中的每一個切片的射頻模組；所述第二對開關，位於所述第二發射路徑的每個相應的切片射頻模組的正交本地振盪信號的接收路徑上，用於選擇應用所述第一組正交本地振盪信號或者所述第二組正交本地振盪信號到所述第二發射路徑的每一個切片射頻模組的混頻器。
  13. 一種發射機中處理信號的方法，所述發射機包括第一發射路徑和與所述第一發射路徑匹配的第二發射路徑，所述方法包括：在所述第一發射路徑接收第一組正交基帶信號；在所述第二發射路徑接收第二組正交基帶信號；產生相應的第一組正交本地振盪信號和第二組正交本地振盪信號；將所述第一組正交基帶信號與相應的第一組正交本地振盪信號相乘，以產生相應的輸出射頻信號；將所述第二組正交基帶信號與相應 的第二組正交本地振盪信號相乘，以產生相應的輸出射頻信號；組合所述第一發射路徑和所述第二發射路徑的輸出射頻信號；其中，所述第二組正交基帶信號是所述第一組正交基帶信號的大致45°相移版本，和第二組正交本地振盪信號是第一組正交本地振盪信號的大致45°相移版本，所述第二組正交基帶信號相對於所述第一組正交基帶信號的相位偏移方向輿所述第二組正交本地振盪信號相對於所述第一組正交本地振盪信號的相位偏移方向相反。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的發射機中處理信號的方法，還包括：選擇性的重配置所述第二發射路徑，使所述第二發射路徑採用與所述第一發射路徑相同的所述第一組正交基帶信號和所述第一組正交本地振盪信號。
  15. 如申請專利範圍第13項所述的發射機中處理信號的方法，所述第一發射路徑包括多個第一切片射頻模組，所述第二發射路徑包括多個第二切片射頻模組，一位於所述多個第一切片射頻模組和所述多個第二切片射頻模組外部的功率組合器組合所述第一發射路徑和所述第二發射路徑的輸出射頻信號。
  16. 如申請專利範圍第15項所述的發射機中處理信號的方法，進一步包括：第一對開關和第二對開關，所述第一對開關，用以選擇應用第一組正交基帶信號或者第二組正交基帶信號到第二發射路徑中的每一個切片的射頻模組；所述第二對開關，位於所述第二發射路徑的每個相應的切片射頻模組的正交本地振盪信號的接收路徑上，用於選擇應用所述第一組正交本地振盪信號或者所述第二組正交本地振盪信號到所述第二發射路徑的每一個切片射頻模組的混頻器。
  17. 如申請專利範圍第13項所述的發射機中處理信號的方法，所述第二發射路徑中還包括基帶相位偏移器，所述基帶相位偏移器，用於對被應用到該第一發射路徑的第一組正交基帶信號進行大致正45°或者負45°的相位偏移，以得到該第二發射路徑的第二組正交基帶信號。
  18. 如申請專利範圍第13項所述的發射機中處理信號的方法，該方法還包括：所述第一發射路徑和第二發射路徑中每一個包括：誤差校正電路，所述誤差校正電路用於在數位域中校正所述第一發射路徑與所述第二發射路徑之間的正交信號的非理想因素，和/或校正所述誤差校正電路所在的發射路徑中I路徑和Q路徑之間的正交信號的非理想因素；和/或，一誤差校正電路在數位域中校正I路徑與Q路徑之間的正交信號的非理想因素，所述誤差校正電路的I輸出耦接第一發射路徑的I路徑和第二發射路徑的I路徑，所述誤差校正電路的Q輸出耦接第一發射路徑的Q路徑和第二發射路徑的Q路徑。
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