TWI649949B - 電源供應器及用於電源供應器之控制器、系統和方法 - Google Patents

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Abstract

在一實施例中，一種例如是一電源供應器的控制器之裝置係包含一產生器以及一調整器。該產生器被配置以提供一使得一電源供應器產生一經調節的輸出信號之切換信號，並且該調整器係被配置以在該電源供應器操作在一第一模式中時施加一狀況至該電源供應器，該狀況係大致等同於若該電源供應器操作在一第二模式中時該電源供應器會有的一狀況。例如，在一電源供應器從一例如是脈波頻率調變的(PFM)模式的第一操作模式轉變至一例如是脈波寬度調變的(PWM)模式的第二操作模式時，此種裝置可以是能夠降低或消除在一經調節的輸出信號(例如，一經調節的輸出電壓)上的一暫態。

Description

電源供應器及用於電源供應器之控制器、系統和方法 【優先權主張】
本申請案係主張2013年12月31日申請的美國臨時專利申請案號61/922,259以及2013年9月5日申請的美國臨時專利申請案號61/874,351的優先權；該等申請案都以其整體被納入在此作為參考。
本申請案係大致有關於電子電路，並且在本申請案中揭露的一實施例係尤其有關於一種被配置以平滑化一電源供應器從一操作模式至另一操作模式的轉變之電源供應器的控制器。
圖1是一種電源供應器(在此為一升壓轉換器(有時稱為一升壓調節器)10)以及一從該升壓轉換器接收電力的負載12之電路圖。該升壓轉換器10係轉換一輸入信號(在此為一輸入電壓Vin)成為一經調節的輸出信號(在此為一經調節的輸出電壓Vout)，其中Vout>Vin；例如，Vin=3.3伏特(V)並且Vout=5.0V。而且該負載12可包含任意類型的負載，例如，一像是微處 理器或微控制器之整合的計算電路。吾人可以模型化該負載12為一單純電阻性的阻抗，儘管所思及的是該負載可包含電容性及電感性的阻抗構件(亦即，可被模型化為一複阻抗(complex impedance))、可以改變其狀態(例如，從一"醒著的"狀態轉變至一"睡眠"狀態且反之亦然)、並且因此可以改變其阻抗及電流消耗。因此，該升壓轉換器10係被配置以在一範圍的負載阻抗及負載電流消耗上調節Vout至一設定的電壓位準。
該升壓轉換器10係被配置以操作在至少以下的三個模式中：一連續的脈波寬度調變的(PWM)模式、一非連續的PWM模式，以及一脈波頻率調變的(PFM)模式。在一連續的PWM模式期間，該負載12係汲取一相對高的電流(例如，該負載是"醒著的")，並且該升壓轉換器10係切換在一具有一工作週期DPWM之固定的切換頻率fs_PWM下，該升壓轉換器係調整以調節Vout至一設定的電壓位準。在一非連續的PWM模式期間，該負載12係汲取一較低的電流(例如，該負載是在一例如是"閒置的"中間的狀態中)，並且該升壓轉換器10係持續切換在一具有一工作週期DPWM之固定的切換頻率fs_PWM下，該升壓轉換器係調整以調節Vout至一設定的電壓位準。有時該連續及非連續的PWM模式係全體被稱為一"PWM模式"。而在一PFM模式期間，該負載12係汲取一比其在該連續的PWM模式中所汲取的更低的電流，並且甚至可以汲取一比其在非連續的PWM模式中所汲取的更低的電流(例如，該負載是輕的、或是"睡著的")，並且該升壓轉換器10係切換在一可變的頻率fs_PFM下，該可變的頻率fs_PFM係依據該負載所汲取的負載電流ILoad的位準而定。該連續及非連續的PWM模式以及該PFM模式係在以下進一步加以描述。
該升壓轉換器10係包含電源供應器的控制電路14、一濾波 器電感器16、一切換級18、以及一輸出濾波器電容器20。該升壓轉換器10亦可包含其它構件及電路，其係為了簡潔起見而被省略。這些構件中的某些個、或是其之部分可被設置在一整合的電源供應器的控制器上；例如，該電源供應器的控制電路14以及切換級18的構件中的某些個或是全部可被設置在此種整合的電源供應器的控制器上。再者，該電源供應器的控制器以及任何其它未被設置在該電源供應器的控制器上的構件中的某些個或是全部可被設置在一經封裝的電源供應器的模組內。
該電源供應器的控制電路14係被配置以控制該升壓轉換器 10的操作，以接收該輸出電壓Vout以及通過該濾波器電感器16的電流IInductor作為回授信號，並且產生一或多個控制該切換級18的切換信號(在此為切換電壓信號SWITCH_CHARGE及SWITCH_DISCHARGE)。
該電源供應器的控制電路14係包含一振盪器21、一斜波 (ramp)產生器22、一加總比較器24、一切換控制器26、第一、第二、第三及第四控制迴路28、30、32及33、及一比較器35。
該振盪器21係被配置以產生一具有一頻率fosc的振盪器信號 (在此為一電壓OSC)，並且在連續及非連續的PWM操作模式期間提供OSC至該斜波產生器22以及該切換控制器26。相對地，在一PFM模式期間，該振盪器21可不被使用，並且因此該控制電路14可被配置以停止該振盪器21來節省電力。
該斜波產生器22係被配置以產生一具有一頻率fsawtooth的鋸齒 波信號(在此為一電壓SAWTOOTH)，該頻率fsawtooth係等於在連續及非連續的 PWM操作模式期間的振盪器頻率fosc，並且亦等於該些切換信號(在此為電壓)SWITCH_CHARGE及SWITCH_DISCHARGE的頻率fs_PWM，使得：(1)fsawtooth=fs_PWM=fosc
相對地，在一PFM模式期間，該斜波產生器22係未被使用，並且該控制電路14可被配置以停止該斜波產生器來節省電力。
該加總比較器24係包含一加總器34以及一比較器36，其係在連續及非連續的PWM模式期間被配置以合作來響應於來自該斜波產生器22的電壓SAWTOOTH、以及分別來自該第一及第二控制迴路28及30的信號(在此為電壓LOOP_CONTROL_1以及LOOP_CONTROL_2)，以產生一切換控制信號(在此為一切換控制電壓SWITCHING_CONTROL)。
該切換控制器26係包含被配置以在一連續的PWM模式期間響應於該振盪器信號OSC以及該電壓SWITCHING_CONTROL；在一非連續的PWM模式期間響應於OSC、SWITCHING_CONTROL以及來自該比較器35的一信號(在此為一電壓ZERO_CURRENT)；以及在一PFM模式期間響應於ZERO_CURRENT以及信號(在此為來自該控制迴路32的電壓LOOP_CONTROL_3以及來自該控制迴路33的電壓LOOP_CONTROL_4)，來產生該充電及放電切換電壓SWITCH_CHARGE及SWITCH_DISCHARGE之電路。
該第一控制迴路28係被配置為在連續及非連續的PWM模式期間有作用的(active)，而在一PFM模式期間為無作用的(inactive)，並且除了該加總比較器24之外，其係包含一低增益的互導(gm)放大器38、一回授網路40、以及一低通濾波器的網路42。該放大器38係具有一耦接以接收一 穩定的參考信號(在此為一帶隙(band-gap)導出的參考電壓Vref)(儘管未被展示，該升壓轉換器10可包含一被配置以產生Vref的產生器，例如一帶隙產生器)之非反相的輸入節點，並且包含一耦接以透過該回授網路40(在此為一包含電阻器44及46的分壓器)來接收Vout的一分壓(例如，縮小的)版本之反相的輸入節點。而且該低通濾波器的網路42係包含電容器48及50以及一電阻器52，其係提供二階的補償至該第一控制迴路28。在連續及非連續的PWM模式期間，該第一控制迴路28的放大器38以及網路40及42係被配置以合作來響應於Vout以產生該信號(在此為一電壓)LOOP_CONTROL_1；相反地，在一PFM模式期間，該第一控制迴路係被禁能(例如，藉由該控制電路14有效地使得該切換控制器26"忽略"LOOP_CONTROL_1)，並且該控制電路可被配置以禁能該放大器38、加總比較器24、斜波產生器22、以及可能的振盪器21，以節省電力。
該第二控制迴路30係被配置為在連續及非連續的PWM模 式期間有作用的，並且在一PFM模式期間為無作用的，並且除了該加總比較器24之外，其係包含一感測構件(在此為一感測電阻器54)，其係在該濾波器電感器16的充電階段期間提供該電感器電流的資訊的回授至該第二控制迴路。在連續及非連續的PWM模式期間，該感測電阻器54係被配置以轉換通過該電感器16的電流Iinductor成為該信號(在此為一電壓)LOOP_CONTROL_2。相反地，在一PFM模式期間，該控制迴路30係被禁能(例如，藉由該控制電路14有效地使得該切換控制器26"忽略"LOOP_CONTROL_2)。
該第三控制迴路32係被配置為在連續及非連續的PWM模 式期間有作用的，並且在一PFM模式期間為有作用的，並且除了該感測電阻器54之外，其係包含一比較器56，該比較器56係具有一耦接以接收該電壓LOOP_CONTROL_2之非反相的輸入節點並且具有一耦接以接收一穩定的參考信號，例如一帶隙導出的參考電壓IPEAK_REF之反相的節點。在連續及非連續的PWM模式期間，該比較器56係被配置以響應於LOOP_CONTROL_2及IPEAK_REF來產生LOOP_CONTROL_3，以便於容許該切換控制器26能夠藉由限制該電感器電流IInductor的波峰至一藉由IPEAK_REF所設定的可組態設定的位準以提供錯誤保護。類似地，在一PFM模式期間，該比較器56係被配置以響應於LOOP_CONTROL_2及IPEAK_REF來產生LOOP_CONTROL_3，以設定該PFM電感器電流IInductor的波峰至一藉由IPEAK_REF所設定的可組態設定的位準。因此，IPEAK_REF在PWM及PFM模式中可具有不同的值；例如，比起其在連續或非連續的PWM模式中，IPEAK_REF在PFM模式中幾乎總是較低的。儘管未顯示在圖1中，該電源供應器的控制電路14可包含一多工器，該多工器係具有一提供IPEAK_REF至該放大器56的反相的輸入節點之輸出節點，具有多個分別耦接至一個別的電壓位準IPEAK_REF_PWM_CONTINUOUS、IPEAK_REF_PWM_DISCONTINUOUS、以及IPEAK_REF_PFM之輸入節點，並且具有一耦接至該切換控制器26的控制節點。當該升壓轉換器10操作在一連續的PWM模式中時，該切換控制器26係控制該多工器以耦接IPEAK_REF_PWM_CONTINOUS至該多工器的輸出節點，使得IPEAK_REF=IPEAK_REF_PWM_CONTINOUS。類似地，當該升壓轉換器10操作在一非連續的PWM模式中時，該切換控制器26係控制該多工器以耦接IPEAK_REF_PWM_DISCONTINOUS至該多工器的輸出節點，使得IPEAK_REF=IPEAK_REF_PWM_DISCONTINOUS，以及並且當該升壓轉換器10操作在一PFM模式中時， 該切換控制器26係控制該多工器以耦接IPEAK_REF_PFM至該多工器的輸出節點，使得IPEAK_REF=IPEAK_REF_PFM。或者是，IPEAK_REF_PWM_DISCONTINOUS=IPEAK_REF_PWM_CONTINOUS=IPEAK_REF_PWM，使得該多工器係具有兩個分別耦接至一個別的電壓位準IPEAK_REF_PWM以及IPEAK_REF_PFM的輸入節點。當該升壓轉換器10操作在一連續或非連續的PWM模式中時，該切換控制器26係控制該多工器以耦接IPEAK_REF_PWM至該多工器的輸出節點，使得IPEAK_REF=IPEAK_REF_PWM；類似地，當該升壓轉換器10操作在一PFM模式中時，該切換控制器26係控制該多工器以耦接IPEAK_REF_PFM至該多工器的輸出節點，使得IPEAK_REF=IPEAK_REF_PFM。
仍然參照圖1，該第四控制迴路33係被配置為在連續及非 連續的PWM模式期間無作用的，並且在一PFM模式期間為有作用的，並且包含一比較器57，該比較器57係具有一耦接以接收該參考電壓Vref之非反相的輸入節點，並且具有一耦接以接收來自該回授網路40的Vout的分壓版本之反相的節點。在連續及非連續的PWM模式期間，該控制迴路33係被禁能(例如，藉由該控制電路14有效地使得該切換控制器26"忽略"LOOP_CONTROL_4)，並且該控制電路可以禁能該比較器57以節省電力；相反地，在一PFM模式期間，該比較器57係被配置以響應於該些電壓Vref以及來產生該信號(在此為一電壓)LOOP_CONTROL_4。
該比較器35係包含一耦接以接收Vout之反相的輸入節點以 及一耦接至介於該電感器16以及該切換級18之間的接面之非反相的輸入節點，並且被配置以在一耦接至該切換控制器26的輸出節點上產生該信號(在此為一電壓)ZERO_CURRENT：ZERO_CURRENT只有在一電晶體60(進一步在以下敘述)是"導通"時(亦即，如同在圖1中所示，在其中MOSFET 60是一 PFET的狀況中，當SWITCH_DISCHARGE具有一邏輯低的位準時)才是有效的(亦即，被該切換控制器"認可")，並且其係提供有關Iout的方向之資訊至該切換控制器。如同在以下敘述的，在一非連續的PWM模式以及一PFM模式期間，該比較器35係被配置以產生具有一邏輯低的位準的ZERO_CURRENT，以指出該電流Iout是零或是小於零；並且該切換控制器26係響應於具有一邏輯低的位準的ZERO_CURRENT來組態設定該切換級18，使得Iout並不會流動在一從該電容器20返回通過該切換級之相反的方向上。
仍然參照圖1，該切換級18係包含一電感器充電的開關(在 此為一NMOS電晶體58)，其係包含一被耦接以從該切換控制器26接收該信號SWITCH_CHARGE的控制節點，並且包含一電感器放電的開關(在此為該PMOS電晶體60)，其係包含一被耦接以從該切換控制器接收該信號SWITCH_DISCHARGE的控制節點。儘管未顯示在圖1中，但可以有個別的緩衝器設置在該切換控制器26內的邏輯電路以及該電晶體58及60之間；這些緩衝器可以是位在該切換控制器之內或是之外的。
圖2是在一連續的PWM操作模式期間的通過圖1的升壓轉換器10的電感器16的電感器電流Iinductor相對於時間之圖形。
圖3是在一非連續的PWM操作模式期間的通過圖1的升壓轉換器10的電感器16的電感器電流Iinductor相對於時間之圖形。
圖4是在一PFM操作模式期間的通過圖1的升壓轉換器10的電感器16的電感器電流IInductor相對於時間之圖形。
參照圖1及2，該升壓轉換器10在一連續的PWM操作模式 期間的操作係被描述。
在一連續的PWM模式期間，在該整個切換週期TPWM_continuous 的電感器電流IInductor(t)>0。
響應於來自該振盪器21的振盪器信號OSC的一有效邊緣， 該斜波產生器22係將該信號SAWTOOTH轉變至其最低的電壓位準，並且該切換控制器26係產生一邏輯高的位準給該電壓信號SWITCH_CHARGE，並且產生一通常等於(但可能大於)Vout的邏輯高的位準給該電壓信號SWITCH_DISCHARGE，使得該電晶體58是導通的(亦即，"導通")並且該電晶體60是未導通的(亦即，"關斷")。因此，響應於OSC的該有效邊緣，SAWTOOTH以及Iinductor(t)兩者都開始從其個別的最低位準斜波上升。
當從該加總器34輸出的電壓信號SAWTOOTH以及 LOOP_CONTROL_2的總和小於該電壓信號LOOP_CONTROL_1時，該比較器36係產生一邏輯低的位準給該電壓信號SWITCHING_CONTROL。
響應於SWITCHING_CONTROL的邏輯低的位準，該切換控 制器26係對於該電壓信號SWITCH_CHARGE維持一邏輯高的位準，並且對於該電壓信號SWITCH_DISCHARGE維持一等於(或是大於)Vout之邏輯高的位準，使得該電晶體58係維持導通的(亦即，"導通")並且該電晶體60係維持未導通的(亦即，"關斷")。
該電晶體58及60之個別的"導通"及"關斷"狀態係使得該電感器電流IInductor從Vin流動通過該電感器16、電晶體58以及感測電阻器54。根據以下的方程式，通過該電感器16的電流IInductor的變化速率dIInductor/dt係相關於該電感器的電感L以及橫跨該電感器的電壓VInductor： (2)dIInductor/dt=VInductor/L
因此，當該電晶體58是"導通"並且該電晶體60是"關斷"時，該電流IInductor(t)(該變數"t"係指出該電感器電流是時間的一函數)係藉由以下的方程式給出，針對該方程式係假設該電晶體58的"導通"電壓、橫跨該感測電阻器54的電壓、以及該電感器16的等效串聯電阻(ESR)是可忽略的：(3)IInductor(t)=Io+(Vin/L)．t其中Io是當該電晶體58導通時的電感器電流IInductor(t)的初始值，L是該電感器16的電感，並且t是以秒為單位的時間。因此，當該電晶體58"導通"時，IIinductor(t)係以一Vin/L的固定的速率線性地從Io斜波上升。
響應於該線性斜波的電流IInductor(t)，該感測電阻器54係根據以下的方程式來有效地轉換此斜波的電感器電流成為一斜波的電壓LOOP_CONTROL_2：(4)LOOP_CONTROL_2(t)=IInductor(t)．Rsense=(Io+Vin/L．t)．Rsense其中Rsense是該感測電阻器54的電阻。
響應於來自該加總器34的斜波的電壓信號SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2的總和大於該電壓信號LOOP_CONTROL_1，該比較器36係將該電壓信號SWITCHING_CONTROL轉變成為一邏輯高的位準。
響應於SWITCHING_CONTROL之邏輯高的位準，該切換控制器26係對於該電壓信號SWITCH_CHARGE產生一邏輯低的位準(例如，零電壓或是該接地電壓位準)，並且在SWITCH_DISCHARGE上產生一邏輯低的位準，使得該電晶體58是未導通的(亦即，"關斷")並且該電晶體60是導通的(亦即，"導通")。
該電晶體58及60的個別的"關斷"及"導通"狀態係使得該電 感器電流IInductor(t)=Iout(t)從Vin流動通過該電感器16以及該電晶體60，並且進入到該輸出電容器20以及該負載12中。
因此，當該電晶體58是"關斷"並且該電晶體60是"導通"時， 該電流IInductor(t)=Iout(t)係藉由以下的方程式給出，針對該方程式係假設該電晶體60的"導通"電壓以及該電感器16的ESR是可忽略的：(5)IInductor(t)=Iout(t)=Ipeak_PWM_continuous_((Vout_Vin)/L)．t其中Ipeak_PWM_continuous是當該電晶體58為關斷時的電流IInductor(t)=Iout(t)的初始(波峰)值。因此，當該電晶體58是"關斷"並且該電晶體60是"導通"時，IInductor(t)=Iout(t)係以一(Vout-Vin)/L的速率線性地斜波下降。再者，當該電晶體58是"關斷"時，LOOP_CONTROL_2=0，因為沒有電流流過該感測電阻器54。
接著，響應於來自該振盪器21的振盪器信號OSC的下一個 有效邊緣，該切換控制器26係對於SWITCH_DISCHARGE產生一邏輯低的位準，並且對於SWITCH_CHARGE產生一邏輯高的位準，並且該斜波產生器22係重新開始該鋸齒波SAWTOOTH(這些動作係使得SWITCHING_CONTROL轉變成為一邏輯低的位準)，因而上述的循環(cycle)係重複。
總之，在一連續的PWM模式期間，在一穩定的狀態中，該 斜波產生器22以及該第二控制迴路30係使得該電感器電流IInductor(t)在該連續的PWM切換週期TPWM_continuous的一部分Ton_PWM_continuous期間從一初始值Io上升一波峰值Ipeak_PWM_continuous，並且在該切換週期TPWM_continuous的一部分Toff_PWM_continuous=TPWM_continuous-Ton_PWM_continuous期間使得該電流IInductor(t)從Ipeak_PWM_continuous下降到Io。而 且，因為在Ton_PWM_continuous期間IInductor(t)是增加的，因此有時稱為此係充電產生在該電感器16的核心中之磁場；因此，在Ton_PWM_continuous期間，吾人可以將該電流IInductor(t)稱為一"充電"或是"充電的"電流。同樣地，因為在Toff_PWM_continuous期間IInductor(t)是減少的，因此有時稱為此係放電產生在該電感器16的核心中之磁場；因此，在Toff_PWM_continuous期間，吾人可以將該電流IInductor(t)稱為一"放電"或是"放電的"電流。
再者，在一連續的PWM模式期間，該升壓轉換器10係以一藉由以下的方程式給出的工作週期DPWM_continuous來切換：(6)DPWM_continuous=Ton_PWM_continuous/(Ton_PWM_continuous+Toff_PWM_continous)=(Vout-Vin)/Vout
再者，在一連續的PWM模式期間，該升壓轉換器10的升壓增益Vout/Vin係藉由以下的方程式來給出：(7)Vout/Vin=1/(1-DPWM_continuous)
仍然參照圖1及2，在上述的連續的PWM模式的切換循環期間，該升壓轉換器10的第一控制迴路28係在負載暫態期間作用以將Vout驅動朝向，並且在該負載12的一穩定狀態的狀況期間維持Vout在每個循環期間的平均值等於。
例如，假設在一連續的PWM模式期間，該負載12顯著地降低其在一相當短的時間期間上所汲取的電流ILoad(t)；此有時被稱為一負載釋放的暫態。因為該控制迴路28具有一有限的頻寬並且該電感器電流需要時間來扭轉(slew)至一新的位準，因此該控制電路14無法產生Iout(t)以使得其瞬間追蹤此在ILoad(t)上的縮減；因此，Iout(t)之多餘的量係流入該濾波器電容 器20之中並且充電該濾波器電容器20，並且因此使得Vout上升到超過。此在Vout上的增加係使得在該放大器38的反相的節點之電壓增加到超過Vref，並且因此使得該放大器吸收(sink)一電流到其輸出節點中，因此其係放電該網路42的電容器48及50，產生一橫跨電阻器52的負電壓，並且使得該電壓LOOP_CONTROL_1的位準下降。此在LOOP_CONTROL_1上的減低係容許該電壓信號SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2的總和能夠在該連續的PWM模式的切換週期TPWM_continuous期間的一較短的時間內超過LOOP_CONTROL_1，並且因此在該工作週期DPWM_continuous上造成一縮減；並且因為TPWM_continuous是固定的，一在DPWM_continuous上的縮減係在該電晶體58的導通時間Ton_PWM_continuous上造成一縮減。而且此在該工作週期DPWM_continuous上的縮減亦降低該電感器電流IInductor(t)=Iout(t)的波峰，並且增加該電感器電流在該循環的結束前可以放電的時間量。此和將會作用以下拉Vout的該負載一起係容許Voutt能夠朝向減低。當Vout大致等於時，該第一控制迴路28將會恢復以維持Vout大致等於，其中該放大器38最終保持該電壓LOOP_CONTROL_1的位準穩定在一個新的值。
相反地，假設該負載12顯著地增加其在一相當短的時間期間上所汲取的電流ILoad(t)；此有時被稱為一負載插入的暫態。因為該控制迴路28具有一有限的頻寬，並且因為該電感器電流需要時間來斜波變化至該新的位準，因此該控制電路14無法產生Iout(t)以使得其瞬間追蹤此在ILoad(t)上的增加；因此，該濾波器電容器20係供應ILoad(t)之多餘的量並且因此放電，因而使得Vout下降到低於。此在Vout上的減低係使得在該放大器38的反相的節點之電壓下降到低於Vref，並且因此使得該放大器從其輸 出節點供應一電流，因此充電該網路42的電容器48及50並且形成一橫跨電阻器52的正電壓，此係使得該電壓LOOP_CONTROL_1的位準上升。此在LOOP_CONTROL_1上的增高係增加該電壓信號SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2的總和超過該電壓信號LOOP_CONTROL_1所需的切換週期TPWM_continuous的部分，並且因此增長該工作週期DPWM_continuous，亦即該電晶體58的導通時間Ton_PWM_continuous。而且此在該工作週期DPWM_continuous上的增長係增加該波峰電感器電流Ipeak_PWM_continuous，並且因此增加該電感器電流IInductor(t)=Iout(t)的波峰。一旦該增加是充足的，則此係使得Vout朝向增加。當Vout大致等於時，該第一控制迴路28將會恢復，該放大器38將會停止供應一輸出電流，並且該控制電壓LOOP_CONTROL_1最終將會穩定化並且維持Vout大致等於。
總之，在一連續的PWM模式期間，響應於一在該負載電流ILoad(t)上的暫態，該第一控制迴路28係將Vout驅動朝向，並且響應於一穩定狀態的負載電流ILoad(t)，該第一控制迴路係維持Vout大致等於
參照圖1及3，升壓轉換器10在一非連續的PWM操作模式期間的操作係被描述。
在一非連續的PWM模式期間，對於該切換週期TPWM_discontinous=TPWM_continuous的至少一部分Tzero_inductor_current，該電感器電流IInductor(t)=0。
該升壓轉換器10在一非連續的PWM模式期間的操作係類似於如上所述的升壓轉換器在一連續的PWM模式期間的操作，但其中至少有以下的四個差異。
首先，在該切換控制器26響應於該振盪器信號OSC來將該電晶體58再次導通之前，該電感器電流IInductor(t)在該時間Tzero_inductor_current係等於零；該電流IInductor(t)等於零通常是指出ILoad(t)係小於其在一連續的PWM模式期間的值。
其次，響應於IInductor(t)下降到零(或甚至在一相當短的時間期間是稍微低於零)，該比較器35的輸出係從一邏輯高的位準轉變至一邏輯低的位準。
第三，為了避免一逆向電流從該濾波器電容器20流動返回通過該電晶體60，該切換控制器26係響應於該比較器35的輸出之邏輯高至邏輯低的轉變來關斷該電晶體60，此根據上述為指出Iout(t)=0，使得該電晶體58及60兩者在該時間Tzero_inductor_current期間都是關斷的。
而且第四，儘管有該零電感器電流的時間Tzero_inductor_current，但是以下為上述的方程式(6)及(7)之對等部分的方程式仍然為真：(8)DPWM_discontinous=Ton_PWM_discontinous/(Ton_PWM_discontinous+Toff_PWM_discontinous)=(Vout-Vin)/Vout
再者，在一非連續的PWM模式期間，該升壓轉換器10的升壓增益Vout/Vin係藉由以下的方程式被給出：(9)Vout/Vin=1/(1-DPWM_discontinous)
在該負載12過輕而無法用於一連續的PWM模式、但又過重而無法用於一PFM模式時之穩定狀態的操作期間，該升壓轉換器10可以保持在一非連續的PWM模式中。當該負載12變成足夠輕到可以用於一PFM模式時，若該升壓轉換器10是在一非連續的PWM模式中，則該升壓轉換 器可以從該非連續的PWM模式轉變至該PFM模式。而且當該負載12變成足夠輕到可以用於一PFM模式時，若該升壓轉換器10是在一連續的PWM模式中，則該升壓轉換器可從該連續的PWM模式，透過一非連續的PWM模式，而轉變至該PFM模式。類似地，若該升壓轉換器10是在一PFM模式中並且該負載12變成足夠重到可以讓該升壓轉換器操作在一非連續的PWM模式中，則該升壓轉換器可以從該PFM模式轉變至該PWM模式。而且若該升壓轉換器10是在一PFM模式中並且該負載12變成足夠重到可以讓該升壓轉換器操作在一連續的PWM模式中，則該升壓轉換器可從該PFM模式，透過一非連續的PWM模式，而轉變至該連續的PWM模式。
參照圖1及4，升壓轉換器10在一PFM操作模式期間的操作係被描述。
在一PFM模式期間，該切換頻率fs_PFM以及因此該切換週期TPFM=1/fs_PFM係依據該負載12而定；換言之，隨著該負載電流ILoad(t)增加，該切換頻率fs_PFM係增高並且該切換週期TPFM係減小，而隨著ILoad(t)減小，fs_PFM係減低並且TPFM係增加。
如上所述，該升壓轉換器10係被配置以在輕負載的狀況期間進入該PFM模式來增加轉變效率。再者，該第一及第二控制迴路28及30、以及該振盪器21、斜波產生器22及加總比較器24可被禁能，以例如是節省電力。
在TPFM期間，當該電晶體58及60兩者是關斷時，該比較器57係有效地監視Vout。
接著，響應於Vout下降到低於，該比較器57係 將其輸出從一邏輯低的位準轉變至一邏輯高的位準。
接著，響應於該比較器57的輸出之邏輯低的位準至邏輯高 的位準之轉變，該切換控制器26係導通該電晶體58並且維持該電晶體60為關斷的，使得一充電電流IInductor(t)流過該電感器16、導通的電晶體58以及感測電阻器54；該充電電感器電流IInductor(t)係根據在Io=0之下的方程式(3)來斜波上升。
當該電壓信號LOOP_CONTROL_2=R54．IInductor<Ipeak_ref時，該比 較器56係對於LOOP_CONTROL_3產生一邏輯低的位準，該切換控制器26係響應於此來維持該電晶體58為導通的，並且維持該電晶體60為關斷的。
接著，響應於LOOP_CONTROL_2Ipeak_ref，其將會發生在Iinductor超出Ipeak_PFM=Ipeak_ref/R54時，該比較器56係對於LOOP_CONTROL_3產生一邏輯高的位準，該切換控制器26係響應於此來在一時間Toff_PFM關斷該電晶體58並且導通該電晶體60，使得該電感器電流IInductor(t)=Iout(t)係根據以下的方程式來斜波下降：(10)IInductor(t)=Ipeak_PFM-((Vout-Vin)/L)．t
接著，響應於IInductor(t)0，該比較器35係將其輸出從一邏輯高的位準轉變至一邏輯低的位準，並且響應於此邏輯高的位準至邏輯低的位準之轉變，該切換控制器26係關斷該電晶體60以避免一逆向的放電電流-Iout(t)從該電容器20流動並且返回通過該電晶體60。
該切換控制器26係維持該電晶體58及60為關斷的，直到該比較器57偵測到Vout已經下降到低於為止，該升壓轉換器10 係在該時點重複上述的PFM循環。
因此，由於該電感器電流Iinductor在一PFM模式中係維持一固 定的波形，因此該切換控制器26切換該電晶體58及60所在的切換頻率fs_PFM係成比例於該負載電流ILoad(t)，使得fs_PFM係隨著ILoad(t)而降低，並且因此該升壓轉換器10是更有效率的，因為在相同的負載位準下，其係在每次切換事件傳遞比在一非連續的PWM模式中所將會傳遞的更多的能量。在切換循環上的縮減係產生較少的切換損失，同時也利用在低電感器電流下的導通損失是小的實際狀況，此係容許該升壓轉換器10能夠以一較高的轉變效率來操作。
參照圖1-4，升壓轉換器10在從一連續或非連續的PWM 模式轉變至一PFM模式、以及從一PFM模式轉變至一連續或非連續的PWM模式期間的操作係被描述。其係假設從一連續的PWM模式轉變至一PFM模式，該升壓轉換器10係首先轉變至一非連續的PWM模式，而接著轉變至該PFM模式；因此，在以下只有從一非連續的PWM模式轉變至一PFM模式被詳細地描述。同樣地，其係假設從一PFM模式轉變至一連續的PWM模式，該升壓轉換器10係首先轉變至一非連續的PWM模式，而接著轉變至該連續的PWM模式；因此，在以下只有從一PFM模式至一非連續的PWM模式的轉變被詳細地描述。
在一非連續的PWM模式期間，利用從圖1被省略的習知電 路之控制電路14係監視該電感器電流IInductor的波峰Ipeak_PWM_discontinous或是該電感器電流IInductor的平均Iavg_PWM_discontinous，並且當該監測到的電流小於或等於一設定的PWM至PFM的臨界值時，將該升壓轉換器10轉變至該PFM模式。
而且在一PFM模式期間，利用從圖1被省略的習知電路之 控制電路14係監視該PFM切換頻率fs_PFM，並且當fs_PFM大於或等於一設定的最大PFM切換頻率臨界值fs_PFM_max時，將該升壓轉換器10轉變至一非連續的PWM模式。或者是，利用從圖1被省略的習知電路之控制電路14係監視Vout，並且當Vout小於或等於一設定的最小臨界值時，將該升壓轉換器10轉變至一非連續的PWM模式。
再次參照圖1-4，該升壓轉換器10以及其所用的操作方式可能有一些問題。
例如，一第一問題可能是在從一PFM模式至一非連續的PWM模式的轉變之際，當該第一控制迴路28重新獲得一用於LOOP_CONTROL_1的電壓位準以使得Vout大致等於(或是Vref的某個其它倍數)時，該控制電路14可能在一PFM模式期間是停止的，Vout可能會遭受到一暫態"突波(glitch)"。
一第二問題可能是被重疊在Vout上並且是由該電感器電流Iinductor(t)斜波上升及下降以及Iload在Iinductor並未傳遞電流至Vout的期間放電Cout的影響所引起的輸出漣波電壓Vripple(未顯示在圖1-4中)可能會非常相依於例如是Vin及Vout的量，並且因此可能會隨著在Vin及Vout上的改變而顯著地變化。
而且一第三問題可能是響應於感測該電感器電流IInductor(t)的一波峰、平均或是其它屬性以從一非連續的PWM模式轉變至一PFM模式可能會導致在一相當不精確的負載點、或是一隨著各處而改變的負載點，亦即一可能是顯著地不同於一所設計或者是所預期的標稱轉變負載點的負載點下轉變至一PFM模式，並且可能會導致一變化的磁滯帶(hysteresis band)，亦即一顯著地不同於一所設計或者是所預期的標稱磁滯帶之帶。因為此的緣故，該磁滯帶可能需要被做成大於理論上所需的。而且，對於一特定的負載而言，此種大於所需的磁滯帶可能會使得該升壓轉換器10因為留在一位於此大於所需的磁滯帶內之負載位準的一較低效率的模式中而犧牲到效率。
在一實施例中，一種例如是電源供應器的控制器之裝置係包含一切換控制器以及一調整器。該切換控制器係被配置以提供一使得一電源供應器產生一經調節的輸出信號之切換信號，並且該調整器係被配置以在該電源供應器操作在一第一模式中時施加一狀況至該電源供應器，該狀況係大致等同於若該電源供應器操作在一第二模式中時該電源供應器將會有的一狀況。
例如，此種裝置的一實施例可以是在一電源供應器從一例如是脈波頻率調變的(PFM)模式的第一操作模式轉變至一例如是脈波寬度調變的(PWM)模式的第二操作模式時，能夠降低或消除在一經調節的輸出信號(例如，一經調節的輸出電壓)上的一暫態。為了如此降低或消除此種暫態，在該第一操作模式期間，該裝置可以將一被使用於在該第二操作模式中的調節的控制信號維持在大致若該裝置是在該第二模式中時其將會有的位準。因此，在從該第一模式至該第二模式的轉變時，該控制信號係具有(至少是大致的)在該裝置轉變至該第二模式之後維持該輸出信號在其經調節的值所需之位準。換言之，在轉變至該第二模式之後，該裝置係需要很少時間或是立刻即可經由一有限頻寬的控制迴路的動作而重新獲得該控制信號 之適當的位準，因此降低或消除一可能發生在該輸出信號上之轉變所引起的暫態。
10‧‧‧升壓轉換器
12‧‧‧負載
14‧‧‧電源供應器的控制電路
16‧‧‧濾波器電感器
18‧‧‧切換級
20‧‧‧輸出濾波器電容器
21‧‧‧振盪器
22‧‧‧斜波產生器
24‧‧‧加總比較器
26‧‧‧切換控制器
28‧‧‧第一控制迴路
30‧‧‧第二控制迴路
32‧‧‧第三控制迴路
33‧‧‧第四控制迴路
34‧‧‧加總器
35‧‧‧比較器
36‧‧‧比較器
38‧‧‧互導放大器
40‧‧‧回授網路
42‧‧‧低通濾波器的網路
44‧‧‧電阻器
46‧‧‧電阻器
48‧‧‧電容器
50‧‧‧電容器
52‧‧‧電阻器
54‧‧‧感測電阻器
56‧‧‧比較器
57‧‧‧比較器
58‧‧‧NMOS電晶體
60‧‧‧PMOS電晶體
70‧‧‧升壓轉換器
72‧‧‧電感器電流IInductor(t)
74‧‧‧電感器電流IInductor(t)
76‧‧‧虛擬的非連續的PWM電感器電流IInductor(t)
80‧‧‧控制信號的調整器
82‧‧‧乘法器
84‧‧‧乘法器
86‧‧‧多工器
88‧‧‧多工器
90‧‧‧開關
100‧‧‧PFM脈波
102‧‧‧PFM脈波
104‧‧‧PFM脈波
110‧‧‧升壓轉換器
112‧‧‧PFM脈波
114‧‧‧PFM脈波
116‧‧‧PFM脈波
120‧‧‧漣波調整的電路
122‧‧‧差動放大器級
124‧‧‧類比至數位轉換器(ADC)
126‧‧‧計算電路
128‧‧‧記憶體
130‧‧‧數位至類比轉換器(DAC)
140‧‧‧漣波調整的電路
142‧‧‧查找表
150‧‧‧PWM脈波
152‧‧‧PFM脈波
154‧‧‧PWM脈波
160‧‧‧系統/裝置
162‧‧‧計算電路
164‧‧‧處理器
166‧‧‧輸入裝置
168‧‧‧輸出裝置
170‧‧‧資料儲存的裝置
172‧‧‧顯示器
圖1是一電源供應器以及一從該電源供應器接收電力的負載之圖。
圖2是在一連續的脈波寬度調變的(PWM)操作模式期間，圖1的電源供應器的電感器電流相對於時間之圖形。
圖3是在一非連續的PWM操作模式期間，圖1的電源供應器的電感器電流相對於時間之圖形。
圖4是在一脈波頻率調變的(PFM)操作模式期間，圖1的電源供應器的電感器電流相對於時間之圖形。
圖5是根據一實施例的一種電源供應器以及一從該電源供應器接收電力的負載之圖，其可以比圖1的電源供應器所能夠的更平順地從該PFM模式轉變至一PWM模式。
圖6是根據一實施例的就在從PFM模式至一非連續的PWM模式的一轉變之前以及之後，圖5的電源供應器的電感器電流相對於時間之圖形。
圖7是根據一實施例的就在從一PFM模式至一非連續的PWM模式的一轉變之前以及之後，圖5的電源供應器的電感器電流相對於時間以及圖5的電源供應器為了該轉變而使用以平衡(poise)該電源供應器的一部分之一虛擬的電感器電流之圖形。
圖8是根據一實施例，在一PFM模式期間針對於一些輸入信號的位準的圖1的電源供應器的電感器電流相對於時間的一些圖形。
圖9是根據一實施例的圖1的電源供應器在一PFM模式中的每一循環傳遞至該負載之正規化的電荷量相對於該輸入信號的位準之圖形。
圖10是根據一實施例的一種電源供應器以及一從該電源供應器接收電力的負載之圖，其可以比圖1及5的電源供應器所能夠的更正確地從該PWM模式轉變至該PFM模式。
圖11是根據一實施例，在一PFM模式期間針對於一些輸入信號的位準的圖10的電源供應器的電感器電流相對於時間的一些圖形。
圖12是根據一實施例的圖10的電源供應器在一PFM模式中的每一循環傳遞至該負載之正規化的電荷量相對於該輸入信號的位準之圖形。
圖13是根據另一實施例的圖10的電源供應器在一PFM模式中的每一循環傳遞至該負載之正規化的電荷量相對於該輸入信號的位準之圖形。
圖14是根據一實施例的圖5及10的電源供應器可內含以設定在該經調節的輸出信號上的漣波的大小之一漣波控制電路之圖。
圖15是根據另一實施例的圖5及10的電源供應器可內含以設定在該經調節的輸出信號上的漣波的大小之漣波控制電路之圖。
圖16是根據一實施例的就在從一非連續的PWM模式至一PFM模式的一轉變之前以及之後，圖10的電源供應器的電感器電流相對於時間之圖形。
圖17是根據一實施例的一種可包含圖5及10的電源供應器中的一或多個之系統之圖。
參照圖5-7，根據一實施例的一種用於減輕至少上述的第一問題之升壓轉換器及技術係被描述。
圖5是一升壓轉換器70的圖，其係根據一實施例而被配置 以平衡其部分中的至少一個(例如，一控制迴路)，因而在從一PFM模式至一非連續的PWM模式的轉變之後，相較於圖1的升壓轉換器10，Vout係遭受到很小或是沒有轉變所引起的暫態振幅改變、或是至少遭受到一降低的轉變所引起的暫態。
圖6是根據一實施例，就在轉變至一非連續的PWM模式之 前的一PFM模式期間的一電感器電流IInductor(t)72相對於時間、以及就在從該PFM模式轉變之後的一非連續的PWM模式期間的一電感器電流IInductor(t)74相對於時間之圖形。
而且圖7是該圖6的圖形再增加一虛擬的非連續的PWM電 感器電流IInductor(t)76相對於時間的一圖形；該升壓轉換器70係有效地使用此虛擬的電流來平衡該升壓轉換器的至少一控制信號的位準在一個別的值，其係降低或消除Vout響應於一PFM至非連續的PWM的轉變原本可能會遭受到的一振幅"突波"或是暫態。該虛擬的非連續的PWM電感器電流IInductor(t)76係在以下進一步加以敘述。
參照圖5，根據一實施例，該升壓轉換器70係類似於圖1 的升壓轉換器10，其中相同的元件符號係指該些升壓轉換器10及70共同的構件。
但是除了內含在該升壓轉換器10中的構件之外，該升壓轉 換器70係包含一控制信號的調整器80、乘法器82及84、多工器86及88、以及一開關90。
該控制信號的調整器80係具有一耦接至該切換控制器26的 輸入節點以及一耦接至該網路42的輸出節點。在一PFM模式期間，該控制信號的調整器80係被配置以施加一狀況(在此為一電壓位準)至該網路42，該狀況是若該升壓轉換器70是操作於一就在一PFM至非連續的PWM的轉變之後的非連續的PWM模式中該網路將會有的狀況。例如，該調整器80可包含一數位至類比轉換器(DAC)或是一充電泵，其係被配置以施加一電壓位準至該網路42，該電壓位準是若該升壓轉換器70是在將會發生該PFM至非連續的PWM的轉變(即如將會在以下更詳細描述者)的負載電流ILoad(t)下而操作在一非連續的PWM模式中時，該電壓信號LOOP_CONTROL_1將大致會有的電壓位準。如同在以下敘述的，藉由維持LOOP_CONTROL_1在一PFM至非連續的PWM的轉變之前的電壓位準大致等於LOOP_CONTROL_1就在該PFM至非連續的PWM的轉變之後若該升壓轉換器70在該離開(exit)電流下是操作在一非連續的PWM模式中時將會有的電壓位準，該第一控制迴路28係在一PFM至非連續的PWM的轉變之後被平衡以維持Vout在其經調節的位準，其中由該第一控制迴路響應於此種轉變而需要重新獲得LOOP_CONTROL_1的完整位準所引起的一暫態會有所縮減(相較於圖1的升壓轉換器10)或消除。
該些乘法器82及84係分別被配置以將該些電壓信號 SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2縮放(scale)一縮放因數S，並且該些多工器86及88係分別被配置以在連續及非連續的PWM模式期間將SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2之未縮放的版本耦接至該加總放大器24，並且在一PFM模式期間將SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2的縮放後的版本耦接至該加總放大器。根據一實施例，該縮放因數S的值之決定 係在以下結合圖6來加以描述。
而且該開關90係被配置以在連續及非連續的PWM模式期 間將該放大器38耦接至該網路42，並且在一PFM模式期間將該網路42從該放大器38解除耦接(uncouple)。此種解除耦接係容許該控制信號的調整器80能夠在一PFM模式期間，在沒有來自該放大器38的干擾下設定該電壓LOOP_CONTROL_1的位準，而在連續及非連續的PWM模式中，該控制信號的調整器係被禁能，因而對於該電壓LOOP_CONTROL_1的位準並沒有影響。
根據一實施例，該縮放因數S係被設定成該波峰電感器電流Ipeak_PWM_discontinous相對該波峰電感器電流Ipeak_PFM的比例，其中Ipeak_PWM_discontinous是就在一PFM至非連續的PWM的轉變之後的一非連續的PWM模式期間通過該電感器16的波峰電流，並且Ipeak_PFM是就在該PFM至非連續的PWM的轉變之前的一PFM模式期間通過該電感器的波峰電流。換言之：(11)S=Ipeak_PWM_discontinous/Ipeak_PFM
使得(12)S．LOOP_CONTROL_2@Ipeak_PFM=LOOP_CONTROL_2@Ipeak_PWM_discontinous
藉由在一PFM模式期間以S來縮放SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2兩者，響應於該切換控制器26的控制信號的調整器80可以設定LOOP_CONTROL_1的值，因而LOOP_CONTROL_1係使得SWITCHING_CONTROL在和若該升壓轉換器70是操作於就在一PFM至非連續的PWM的轉變之後的一非連續的PWM模式中時將會轉變的時間大約 同時來轉變。換言之，如此以S來縮放SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2並且如此設定LOOP_CONTROL_1的值係使得LOOP_CONTROL_1以及SWITCHING_CONTROL大致具有這些信號就在一PFM至非連續的PWM的轉變之後要維持Vout為調節的所需之振幅以及轉變時序。
參照圖5-6，根據一實施例的該值S的決定係被描述。
儘管在一整個PFM模式中，該電感器電流IInductor(t)的波峰Ipeak_PFM的值是藉由檢視而已知為等於Ipeak_ref/R54[如上結合圖1-4所述，R54是電阻器54的值，並且Ipeak_ref是在一PFM模式期間輸入至該比較器56的反相的輸入節點之一參考電壓]，但是Ipeak_PWM_discontinous的值係依據該負載12而定；因此，由於Ipeak_PWM_discontinous可能並不具有一已知的值，因而吾人通常無法利用方程式(11)來對於S決定一值，因為當該升壓轉換器70是在該PFM模式中時，Ipeak_PWM_discontinous的值是不可預測的。
因此，為了決定S，吾人可以做以下的假設。
首先，該升壓轉換器70在一非連續的PWM模式期間的切換頻率fs_PWM_discontinous係具有一已知固定的值；相對地，在一PFM模式期間的切換頻率fs_PFM係依據該負載12而定，並且因此並不具有一已知固定的值。
其次，因為fs_PFM是該升壓轉換器70在一PFM模式期間的切換頻率，因此就在一PFM至非連續的PWM的轉變之前，fs_PFM係具有其最高頻，其係在以下被稱為"最大的PFM頻率"fs_PFM_max。
第三，就在該PFM至非連續的PWM的轉變之前的負載電流ILoad(t)係大致等於就在該PFM至非連續的PWM的轉變之後的ILoad(t)。
第四，因為ILoad(t)係被假設在該PFM至非連續的PWM的轉 變之前以及之後是大致相同的，因此為了提供在Vout上有很小或是沒有轉變所引起的暫態之一平順的轉變，該升壓轉換器70就在該PFM至非連續的PWM的轉變之前的最大切換頻率fs_PFM_max下的每個PFM週期TPFM傳遞至該負載12的電荷係被假設是大致相等就在該PFM至非連續的PWM的轉變之後的每一相同的時間TPFM被傳遞至該負載的平均電荷。
第五，就在該PFM至非連續的PWM的轉變之前以及之後的Vin、Vout以及L係被假設具有相同的值。
而且第六，fs_PWM_discontinous以及fs_PFM_max係藉由以下的方程式來加以關連的：(13)fs_PWM_discontinous=fs_PFM_max．N
(14)fs_PWM_discontinous/fs_PFM_max=N其中N是任何大於1的實數。
至少部分是根據這些假設下，吾人可以如下地在就在該PFM至非連續的PWM的轉變之前的Ipeak_PFM以及就在該PFM至非連續的PWM的轉變之後的Ipeak_PWM_discontinous之間導出一關係。
由於該電感器電流的線性扭轉，在一PFM脈波期間以fs_PFM_max被傳遞至該負載12以及該輸出電容器20的組合之電荷是流入該輸出電容器以及該負載之中的平均電流Iavg_out乘上該輸出電流Iout流入該輸出電容器以及負載之中的時間toff_PFM。因此，此每個PFM脈波的電荷QPFM_pulse係藉由以下的方程式被給出：(15)QPFM_pulse=½．Ipeak_PFM．toff_PFM
因此，在該PFM切換週期TPFM期間被傳遞至該輸出電容器 20以及該負載12的組合之每秒的平均電荷，亦即該平均電流Iavg_PFM係藉由以下的方程式被給出：(16)Iavg_PFM=QPFM_pulse/TPFM=½．Ipeak_PFM．toff_PFM/TPFM
類似地，就在該PFM至非連續的PWM的轉變之後的一非連續的PWM模式中，在一非連續的PWM的切換週期TPWM_discontinous期間被傳遞至該輸出電容器20以及該負載12的組合之每秒平均電荷，亦即該平均電流Iavg_PWM_discontinous可以利用一類似的方法而被計算出，並且藉由以下的方程式被給出：(17)Iavg_PWM_discontinous=QPWM_pulse_discontinous/TPWM_discontinous=(½．Ipeak_PWM_discontinous．toff_PWM_discontinous)/TPWM_discontinous
但是，方程式(17)可以從方程式(14)而被寫成：(18)Iavg_PWM_discontinous=QPWM_pulse_discontinous/TPWM_discontinous=(½．Ipeak_PWM_discontinous．toff_PWM_discontinous)/(TPFM/N)
如上所述，因為假設就在一PFM至非連續的PWM的轉變之前的Iavg_PFM係等於就在此種轉變之後的Iavg_PWM_discontinous，因此吾人可以從方程式(16)及(18)獲得以下的等式：(19)½．Ipeak_PFM．toff_PFM/TPFM=½．Ipeak_PWM_discontinous．toff_PWM_discontinous/(TPFM/N)
重新整理在方程式(19)中的項係得到：(20)½．Ipeak_PFM．toff_PFM)/TPFM=½．N．Ipeak_PWM_discontinous．toff_PWM_discontinous/TPFM
因為就在一PFM至非連續的PWM的轉變之前以及之後的Vin、Vout以及L根據上述可以被假設是相同的，因此toff_PFM以及toff_PWM_discontinous係分別藉由以下的方程式來加以表示：(21)toff_PFM=Ipeak_PFM．L/(Vout-Vin)
(22)toff_PWM_discontinous=Ipeak_PWM_discontinous．L/(Vout-Vin)
將來自方程式(21)及(22)的toff_PFM以及toff_PWM_discontinous的值代入方程式(20)係得到以下的方程式：(23)½．Ipeak_PFM．Ipeak_PFM．L/(Vout-Vin)/TPFM=½．N．Ipeak_PWM_discontinous．Ipeak_PWM_discontinous．L/(Vout-Vin)/TPFM
消去在方程式(23)中共同的項係得到以下的方程式：(24)Ipeak_PFM 2=N．Ipeak_PWM_discontinuous 2
而且將方程式(24)的兩邊取平方根並且重新整理該些項係得到以下的在就在一PFM至非連續的PWM的轉變之前的Ipeak_PFM以及就在該PFM至非連續的PWM的轉變之後的Ipeak_PWM_discontinous之間的關係：
因此，設定S等於1除以就在一PFM至非連續的PWM的轉變之前以及之後的PFM_max以及非連續的PWM的頻率的比例之平方根係容許該升壓轉換器70能夠平衡本身，明確地說是平衡該電壓信號LOOP_CONTROL_1，以用於從一PFM模式至一非連續的PWM模式之一平順的轉變，使得在Vout上有最小或是沒有轉變所引起的暫態。此種LOOP_CONTROL_1的平衡係在以下更詳細被描述。
參照圖5-7，根據一實施例，該升壓轉換器70在一PFM模式期間並且就在一PFM至非連續的PWM的轉變之前、期間以及之後的操作係被描述。
在一PFM模式期間，該切換控制器26係響應於該控制迴路32及33以藉由驅動該切換電路18在一依據該負載12而定的切換頻率fs_PFM下，來維持Vout在大約其經調節的值，以便於用一種類似於以上結合圖1及4所述的方式產生該電感器電流IInductor(t)72。
再者，該控制電路14係將該開關90開路以將該迴路濾波器的網路42從該放大器38解除耦接，並且產生一信號MODE(例如，如同在圖5中所示，該切換控制器26可以將該開關開路並且產生該信號MODE)，此係使得該些多工器86及88分別將來自該些乘法器82及84之縮放後的電壓信號S．SAWTOOTH以及S．LOOP_CONTROL_2耦接至該加總比較器24。根據方程式(26)，，其中根據方程式(14)，N=fs_PWM_discontinous/fs_PFM_max。注意到的是，在一實施例中，fs_PWM_discontinous係等於該振盪器(OSC)的頻率，並且N是一常數。
參照圖5及7，以S來縮放該些電壓信號SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2至少理論上係使得該控制迴路30在IInductor(t)實際上等於Ipeak_PFM的一時間點tpeak"看見"該電感器電流IInductor(t)為等於Ipeak_PWM_discontinous=Ipeak_PFM/；因此，至少理論上(例如，當fs_PWM_discontinous=fs_PFM_max時)，該控制迴路30"看見"IInductor(t)76，其波峰Ipeak_PWM_discontinous係和該實際的PFM電感器電流IInductor(t)72的波峰Ipeak_PFM在同一時間點tpeak發生。因為IInductor(t)76並非實際流過該濾波器電感器16(該電感器電流IInductor(t)72是實際上流過該濾波器電感 器的電流)，因此IInductor(t)76在以下係被稱為一"虛擬的"電感器電流。
若該虛擬的電感器電流IInductor(t)76在時間點tpeak是流過該濾 波器電感器16之實際的電感器電流，則該些電壓信號LOOP_CONTROL_1、S．LOOP_CONTROL_2以及S．SAWTOOTH在該時間點tpeak將會具有個別的值是將會使得該信號SWITCHING_CONTROL轉變至一邏輯高的位準，以便於使得該切換控制器26關斷該電晶體58並且導通該電晶體60，因而一放電電流Iinductor(t)(此放電電流未顯示在圖7中)可以流過該電晶體60並且流向該負載12。
儘管該些電壓信號S．SAWTOOTH以及S．LOOP_CONTROL_2 的值是分別藉由該些乘法器82及84來加以設定，但是LOOP_CONTROL_1的值是可以自由被調整器80設定的，此係藉由該開關90"中斷"該第一控制迴路28，亦即藉由該開關90將該網路42從該放大器38解除耦接。
因此，該調整器80係響應於該切換控制器26來調整該電壓 信號LOOP_CONTROL_1的位準，使得該電壓信號SWITCHING_CONTROL在tpeak從一邏輯低的位準轉變至一邏輯高的位準。
該切換控制器26係使得該調整器80以一種根據 SWITCHING_CONTROL的邏輯低至邏輯高的轉變是發生在該時間點tpeak之前、同時、或是之後(理論上)而定之反復的(iterative)方式來調整LOOP_CONTROL_1的值，tpeak是該控制迴路32的比較器56將LOOP_CONTROL_3從一邏輯低的位準轉變至一邏輯高的位準之時間點。
若SWITCHING_CONTROL之邏輯低至邏輯高的轉變係發生 在LOOP_CONTROL_3之邏輯低至邏輯高的轉變之前，則該切換控制器26 係判斷LOOP_CONTROL_1的電壓位準是過低的，並且使得該調整器80增高LOOP_CONTROL_1的電壓位準。例如，該切換控制器26可以包含或是可以利用一計數器(未顯示在圖5中)，並且可以響應於SWITCHING_CONTROL之邏輯低至邏輯高的轉變來開始該計數器從一已知的初始值(例如，0)向上計數，並且響應於LOOP_CONTROL_3之邏輯低至邏輯高的轉變來停止該計數器。接著，該切換控制器26可以使得該調整器80將LOOP_CONTROL_1的值增加一個成比例於該計數值的量。在該計數值以及該調整器80將LOOP_CONTROL_1的值增加的量之間的比例的因數可被選擇成施加一被決定的穩定性程度至部分藉由該切換控制器26以及該調整器80所形成的調整迴路。該切換控制器26可以繼續在每個PFM循環使得該調整器80增加LOOP_CONTROL_1的值一次，直到在LOOP_CONTROL_3之邏輯低至邏輯高的轉變之前，SWITCHING_CONTROL之邏輯低至邏輯高的轉變不再發生為止。
若SWITCHING_CONTROL之邏輯低至邏輯高的轉變係發生 在和LOOP_CONTROL_3之邏輯低至邏輯高的轉變大致相同的時間，則該切換控制器26係判斷出LOOP_CONTROL_1具有一適當的位準，並且因此使得該調整器80保持LOOP_CONTROL_1的位準在其目前的值。例如，若該上述的計數值小於一所選的臨界值，則該切換控制器26可以"決定"不去改變LOOP_CONTROL_1的位準。
因為響應於該切換控制器26關斷該電晶體58， LOOP_CONTROL_2的位準係下降到零，若LOOP_CONTROL_1的位準是過高的，則該切換控制器將不會使得SWITCHING_CONTROL從一邏輯低的位 準轉變至一邏輯高的位準，因為S．LOOP_CONTROL_2以及S．SAWTOOTH的總和絕對不會超過LOOP_CONTROL_1。
因此，若該切換控制器26偵測到LOOP_CONTROL_3之一 邏輯低至邏輯高的轉變，而無偵測到SWITCHING_CONTROL之一對應的邏輯低至邏輯高的轉變，則該切換控制器係判斷出LOOP_CONTROL_1的位準是過高的，並且使得該調整器80降低LOOP_CONTROL_1的位準。例如，該切換控制器26可以將LOOP_CONTROL_1的值減少一固定的量，該固定的量係被選擇成施加一被決定的穩定性程度至部分藉由該切換控制器以及該調整器80所形成的調整迴路。該切換控制器26可以繼續在每個PFM循環使得該調整器80減低LOOP_CONTROL_1的值一次，直到SWITCHING_CONTROL之邏輯低至邏輯高的轉變係和LOOP_CONTROL_3之邏輯低至邏輯高的轉變同時或是在稍微之前發生為止。
藉由以上述反復的方式操作，該切換控制器26以及調整器 80係為了在該電感器16中之正確的電感器電流Iinductor而平衡LOOP_CONTROL_1的位準，以於就在該升壓轉換器70的一PFM至非連續的PWM的轉變之後的一非連續的PWM模式中維持Vout大致等於
仍然參照圖5及7，該切換控制器26在一PFM模式期間係監視該切換頻率fs_PFM。例如，該切換控制器26可以藉由監視其切換該些電晶體58及60所在的頻率來監視fs_PFM、或是可以使用一振盪器(其可以是和在圖5中的振盪器21相同或是不同的)，該振盪器係限制該頻率至一對應於fs_PFM/N之已知的最大值。
響應於fs_PFM接近、等於或是超過fs_PFM_max，該切換控制器26 係使得該升壓轉換器70從一PFM模式轉變至一非連續的PWM模式。該切換控制器26係至少部分藉由忽略該些信號LOOP_CONTROL_3及LOOP_CONTROL_4、設定該些多工器82及84使得它們分別耦接SAWTOOTH以及LOOP_CONTROL_2的未被縮放的版本至該加總比較器24、禁能該調整器80、閉合該開關90以便於"閉路"該第一控制迴路28、以及響應於該信號SWITCHING_CONTROL以控制該切換級18來執行此轉變。
仍然參照圖5-7，該升壓轉換器70的替代實施例係被思及。
例如，該些控制迴路28、30、32及33可包含除了那些展示出的構件之外的構件，以穩定化這些迴路以及整體的升壓轉換器10。再者，除了該感測電阻器54之外，該控制電路14可包含一電流感測電路。再者，該切換控制器26可以決定該調整器80並非每個PFM循環都調整LOOP_CONTROL_1的位準，而是每m個PFM循環來做調整，以降低功率消耗，其中m是一整數並且m>1。再者，該切換控制器26可以決定該調整器80是在該PFM模式期間調整LOOP_CONTROL_1的位準，而不論該PFM切換頻率為何、或是該切換控制器可以決定該調整器在該PFM模式期間，只有在該PFM切換頻率大於一預設的臨界值、或是在該最大的PFM切換頻率PFM_max的一預設的範圍內(亦即，在該PFM至非連續的PWM的轉變頻率的一預設的範圍內)時才調整LOOP_CONTROL_1的位準。此外，該縮放因數S可具有一除了之外的適當的值。
參照圖8-13，以下所敘述的是一種用於解決上述和圖1的升壓轉換器10有關的第二可能的問題之技術的一實施例，該可能的問題是在 PFM模式中的輸出漣波電壓Vripple可能非常相依於例如是Vin及Vout的量，並且因此可能在一範圍的Vin上、或是隨著具有不同的Vout的升壓轉換器是相當可變的。
圖8是根據一實施例，藉由圖1的升壓轉換器10在一PFM 模式期間針對於三個不同位準的Vin產生的PFM脈波100、102及104(亦即，一PFM脈波是在該期間ton_PFM+toff_PFM的電感器電流IIinductor(t))之圖形，其中如上結合圖1及4所述的，Ipeak_PFM是固定的，並且其中對於該脈波100而言Vin是Vout的大約50%，對於該脈波102而言是Vout的大約75%，並且對於該脈波104而言是Vout的大約92%。
圖9是根據一實施例，圖1的升壓轉換器10在一PFM模式期間的每個PFM脈波傳遞至圖1的負載12之電荷相對於Vin之圖形，其中如上結合圖1及4所述的，Ipeak_PFM是固定的。
圖10是根據一實施例的一種升壓轉換器110的圖，其係被配置以降低Vripple對於Vin及Vouut中的至少一個的相依性。
圖11是根據一實施例，藉由圖10的升壓轉換器110在一PFM模式期間針對於不同位準的Vin產生的PFM脈波112、114及116之圖形，其中對於該脈波112而言Vin是Vout的大約50%，對於該脈波114而言是Vout的大約75%，並且對於該脈波116而言是Vout的大約92%。
圖12是根據一實施例，圖10的升壓轉換器110在一PFM模式期間的每個PFM脈波傳遞之電荷相對於Vin之圖形，其中該PFM脈波寬度ton_PFM+toff_PFM大致是固定的。
圖13是根據另一實施例，圖10的升壓轉換器110在一PFM 模式期間的每個PFM脈波傳遞之電荷相對於Vin之圖形，其中該PFM脈波寬度ton_PFM+toff_PFM在相對高的值的Vin下係被容許變成較長的，以便於維持ton_PFM至少和一所選的臨界時間一樣長。
參照圖1及8，因為該升壓轉換器10在一PFM模式期間係 限制該電感器電流IInductor(t)的波峰至Ipeak_ref，因此該升壓轉換器在一PFM脈波期間傳遞至該輸出電容器20以及該負載12的組合之電荷量可能會非常相依於至少Vin及Vout。
參照圖8，如上結合圖1-7所述，該升壓轉換器10在每個 PFM脈波傳遞的電荷量係成比例於在一具有藉由IInductor(t)在toff_PFM期間的線性斜波下降所形成的一斜邊的直角三角形之下的面積。
從圖8明顯的是，例如此面積係成反比於Vout-Vin。
接下來的是，每個PFM脈波的電荷對於Vin及Vout的相依性的解說。
如上結合圖1-4所述的，在該PFM模式期間的波峰電感器電流Ipeak_PFM係已知等於IPeak_ref/R54；因此從方程式(2)，吾人可以導出以下的方程式：(27)(Vout-Vin)/L=(IPeak_PFM-0)/toff_PFM
(28)toff_PFM=Ipeak_PFM．L/(Vout-Vin)
因此，由於對於該升壓轉換器10而言，Vin係小於Vout，因此toff_PFM係隨著在Vin上的增高/減低而增加/減小(亦即，toff_PFM係依循Vin)，並且隨著在Vout上的減低/增高而增加/減小(亦即，toff_PFM係相反地依循Vout)。
儘管Vout對於升壓轉換器10的一特定的實例而言通常是固 定的(除了例如具有數位可編程的輸出電壓之升壓轉換器以外)，但是Vout可能會隨著不同的實例而改變，因此可能會使得Vripple隨著具有相同或類似的Vin之不同的實例而為顯著不同的。
然而，Vin不只可能隨著升壓轉換器10的不同的實例而改 變，而且對於升壓轉換器10的單一實例而言亦可能隨著時間過去而改變，特別是若Vin係藉由一交替地放電及充電的電池所供應、或是交替地藉由一電池以及一例如是AC變壓器的電源供應器或電池充電器所供應時。
參照圖1及9，明顯的是，假設Vout是不變的，該升壓轉換 器10在每個PFM脈波傳遞至該輸出電容器20以及該負載12的組合的電荷量係隨著Vin增加而呈指數地增加。
不幸地，在該升壓轉換器10於每個PFM脈波傳遞至該電容 器20以及該負載12的組合的電荷量上的改變可能會造成一些問題。例如，假設該升壓轉換器10的一實例係被設計以在一所選的標稱輸入電壓Vin_nominal下提供一特定的輸出漣波電壓Vripple。若Vin增高到顯著地超過Vin_nominal，則儘管該PFM切換頻率fs_PFM係減低，因此增加該升壓轉換器10的效率，但是Vripple係顯著地增高，並且對於某些應用而言可能會變成過大的。相反地，若Vin減低到顯著地低於Vin_nominal，則儘管Vripple係減低，但是該PFM切換頻率fs_PFM係增高，因此減低該升壓轉換器10在一PFM模式期間的效率，而在PFM模式中，高效率是極為所要的；換言之，在此較低的輸入電壓Vin下，一應用可能是能夠容忍一較高的Vripple來增高升壓轉換器在一PFM模式期間的效率。
圖10是根據一實施例的一種升壓轉換器110的圖，其係被 配置以降低該輸出電壓漣波Vripple對於至少Vin及Vout的相依性。
該升壓轉換器110係類似於圖5的升壓轉換器70，除了在 該升壓轉換器110中，該控制電路14係被配置以調整在該比較器56的反相的輸入節點之參考電壓Ipeak_ref的位準，並且包含一PFM脈波寬度決定器(未顯示在圖10中)之外。在以下敘述的實施例中，該切換控制器26係被配置以調整Ipeak_ref，並且包含或是可利用一被配置以決定該PFM脈波寬度的計數器(未顯示在圖10中)。
在一PFM模式期間的操作中，該升壓轉換器110的控制電 路14係使用該比較器35以及該切換控制器26設定Ipeak_ref的能力，以藉由維持該PFM脈波寬度ton_PFM+toff_PFM為大致固定的，來降低Vripple對於至少Vin及Vout的相依性。例如，該升壓轉換器110的設計者可以選擇該PFM脈波寬度的固定值，該固定值係在一適當的標稱輸入電壓Vin_nominal下提供一適當的Vripple。
在進入一PFM模式之前或是之際的某個時點，該切換控制 器26係設定Ipeak_ref至一初始值。例如，該切換控制器26可以設定Ipeak_ref=．Ipeak_PWM_discontinous，其中N係具有一根據方程式(14)的值，並且Ipeak_PWM_discontinous是該電感器電流IInductor(t)就在該切換控制器將該升壓轉換器110從一非連續的PWM模式轉變至一PFM模式之前的波峰。
在該非連續的PWM至PFM的轉變之後的PFM模式期間， 響應於導通該電晶體58以開始一PFM脈波，該切換控制器26係開始該脈波寬度的計數器從一所選的初始的計數值之計數(不是向上、就是向下)。當該電晶體58是導通的並且該電晶體60是關斷的，該比較器35的輸出是一 邏輯低的位準，因為橫跨該電晶體60的電壓是負的，亦即Vout係高於在該電感器16以及該導通的電晶體58之間的接面之電壓。
接著，響應於該電感器電流IIinductor(t)等於或超過Ipeak_ref/R54，該 比較器56係將該信號LOOP_CONTROL_3從一邏輯低的位準轉變至一邏輯高的位準。
接著，響應於LOOP_CONTROL_3從一邏輯低的位準轉變至 一邏輯高的位準，該切換控制器26係關斷該電晶體58並且導通該電晶體60，以結束ton_PFM並且開始toff_PFM。
接著，響應於該切換控制器26導通該電晶體60，橫跨該電 晶體60的電壓係轉變成一正值，因為Vout是低於在該電感器16以及該導通的電晶體58之間的接面之電壓。
接著，響應於橫跨該電晶體60的電壓轉變成一正值，該比 較器35的輸出係從一邏輯低的位準轉變至一邏輯高的位準。
響應於該比較器35的輸出之邏輯低至邏輯高的轉變，該切 換控制器26係使得該脈波寬度的計數器繼續計數。
接著，響應於該電感器電流IInductor(t)等於零、或是接近零， 在toff_PFM的結束處，該比較器35係將其輸出從一邏輯高的位準轉變至一邏輯低的位準，因為Vout係等於或大於在該電感器16以及該電晶體58之間的接面之電壓。
接著，響應於該比較器35的輸出之邏輯高的至邏輯低的轉 變，該切換控制器26係關斷該電晶體60，並且使得該脈波寬度的計數器停止計數。
接著，該切換控制器26係比較在該計數器中的值與先前所 選的固定的PFM脈波寬度。
若在該計數器中的值大於該固定的PFM脈波寬度，則該切 換控制器26係判斷出實際的PFM脈波寬度是過長的，並且使得Ipeak_ref降低一第一量，該第一量可被選擇成施加穩定性至該脈波寬度調整的迴路(該脈波寬度調整的迴路至少部分可包含該比較器56、脈波寬度的計數器、以及一比較器，該切換控制器26可以使用該比較器來比較該計數值與該所選的固定的PFM脈波寬度)。例如，該第一量可以是一固定的值、或者可以是該切換控制器動態地選擇之一可變的值。
若在該計數器中的值等於或是接近該固定的PFM脈波寬 度，則該切換控制器26係判斷出該實際的PFM脈波寬度是具有一適當的長度，因而並不改變Ipeak_ref。
而且若在該計數器中的值是小於該固定的PFM脈波寬度， 則該切換控制器26係判斷出該實際的PFM脈波寬度是過短的，並且使得Ipeak_ref增加一第二量，該第二量可被選擇成施加穩定性至該脈波寬度調整的迴路。例如，該第二量可以是一固定的值、或者可以是該切換控制器動態地選擇之一可變的值。再者，該第二量可以是和該第一量相等或是不同的。
該切換控制器26係對於每個PFM脈波重複上述反復的程 序，以便於驅動該PFM脈波寬度朝向該所選的固定的值，並且維持該PFM脈波寬度大致在該所選的固定的值。或者是，該切換控制器26可以只有在每第n個PFM脈波期間才執行上述的反復的程序，以降低該升壓轉換器110的功率消耗，其中n是一大於1的整數，並且其中n可以是等於或不等於 以上結合圖5-7所描述的m。
參照圖10-11，根據一實施例，該升壓轉換器110係被配置 以根據上述的操作來對於三個不同值的Vin產生PFM脈波112、114及116(Vout對於所有三個脈波而言是相同的)，其中對於該脈波112而言Vin是Vout的大約50%，對於該脈波114而言是Vout的大約75%，並且對於該脈波116而言是Vout的大約92%(例如，Vout=5.0伏特)。明顯的是，相較於藉由圖1的升壓轉換器10所產生的圖8的PFM脈波，因為該升壓轉換器110係容許該波峰電感器電流Ipeak_PFM能夠隨著在Vin上的變化而改變，因此在該toff_PFM三角形之下的面積、以及因此該升壓轉換器110在每個PFM脈波傳遞的電荷是更均勻的。
參照圖10及12，相較於藉由圖1的升壓轉換器10在每個 PFM脈波傳遞的呈指數地增加的電荷(圖9)，藉由該升壓轉換器110在每個PFM脈波傳遞的電荷在一較廣範圍的輸入電壓上是相當固定的(其中Vout在此範圍上是維持固定的)。
而仍然是參照圖10及12，在每個PFM脈波藉由該升壓轉換 器110所傳遞的電荷係顯著地比圖9的平坦，但是當Vin接近Vout時(例如，當Vin大於或等於Vout的大約80%時)係趨向下降。
參照圖10及13，為了降低或逆轉以上結合圖10及12所述的被傳遞的電荷下降，根據一實施例，該升壓轉換器110的切換控制器26係被配置以容許隨著Vin增高而在該PFM脈波寬度ton_PFM+toff_PFM上的增加。例如，該切換控制器26可以響應於Vin大於或等於例如Vout的大約80%或90%來增加該PFM脈波寬度。而且該切換控制器26在一應用中增加該PFM脈 波寬度的量可以是被判斷為適合用於該應用的任意的量。
一種該切換控制器26可被配置以實施的用於增加該PFM脈 波寬度之技術是避免ton_PFM下降到低於一例如是約60奈秒(ns)之所選的臨界值，以便於容許Ipeak_PFM以及toff_PFM能夠增加到超過若該切換控制器是將該PFM脈波寬度保持到一固定的長度時它們將會有的值。
再次參照圖8-13，該升壓轉換器110的替代實施例係被思 及。例如，上述針對於圖5的升壓轉換器70的替代實施例亦可能是可應用到該升壓轉換器110。再者，其並非是維持該PFM脈波寬度ton_PFM+toff_PFM固定的，而是該升壓轉換器110可以維持ton_PFM以及toff_PFM中之一固定的，但不是ton_PFM及toff_PFM兩者都為固定的。再者，若該PFM脈波寬度係被調整以補償L及C之已知的值，則分別在該電感器16以及電容器20的值L及C的範圍上，上述的技術在維持Vripple相對固定的、或至少是在一適當的範圍內亦可能是有用的。
參照圖14-15，在以下敘述的是一種用於解決上述相關圖1 的升壓轉換器10的第二可能的問題之技術的另一實施例，該可能的問題是該輸出漣波電壓Vripple可能非常相依於例如是Vin及Vout的量，並且因此在一範圍的Vin上、或是隨著具有不同的Vout之不同的升壓轉換器而可能是相當不可預期的。根據在以下敘述的實施例，吾人可以分別修改圖1、5及10的升壓轉換器10、70及110的任一個，使得該升壓轉換器係設定且保持Vripple至一大致固定的振幅。但是為了簡潔起見，只有該升壓轉換器110的此種修改被描述，所瞭解的是此種對於該升壓轉換器1及70的修改可以是類似的。
參照圖10的升壓轉換器110，以下的方程式係有關通過該輸出電容器20至橫跨此電容器的電壓Vout之電流：(29)ICout(t)=Cout．dVout(t)/dt
因為在一PFM模式期間該負載電流ILoad(t)是相當低的，因此吾人可以假設ILoad(t)的值對於Vripple的貢獻是可忽略的，但是其係設定該漣波的頻率。因此，考慮到此假設，吾人可以從方程式(29)導出以下用於Vripple的方程式： 其中Iout_avg是藉由以下的方程式被給出(這是因為藉由在toff_PFM期間的斜波下降的電感器電流IInductor(t)所形成之理論上的三角形)：(31)Iout_avg=Ipeak_PFM/2．(toff_PFM/TPFM)並且其中toff_PFM係藉由方程式(28)被給出。
因此，從方程式(28)、(30)及(31)，吾人可以導出以下用於Vripple、為Vripple的一函數之Ipeak_PFM及Ipeak_ref的表示式：(32)Vripple=Ipeak_PFM 2．L/[2．(Vout-Vin)．Cout]
因此，在Cout、Vout、Vin、L以及Vripple之所要的值是已知的情形中，吾人可以利用方程式(34)，從這些已知的量來決定Ipeak_ref的值，其係產生該輸出漣波電壓Vripple之所要的振幅。而且，如同在以下敘述的，吾人可以修改圖10的升壓轉換器110以產生具有此所要的振幅之Vripple。
圖14是根據一實施例的一漣波調整的電路120的圖，圖10 的升壓轉換器110的控制電路14可包含其以根據方程式(34)來設定Vripple至一大致固定的所要的位準。
該漣波調整的電路120係包含一差動放大器級122、一類比 至數位轉換器(ADC)124、一例如是一微處理器或微控制器核心的計算電路126、一被配置以儲存R54、Cout及L的值以及Vripple之所選的值之記憶體128、以及一數位至類比轉換器(DAC)130。若R54、Cout及L的值並未儲存在該記憶體128中，則該電路120亦可包含一用於判斷這些值之電路(未顯示)。
在一PFM模式期間的操作中，該差動放大器級122係在一 反相的輸入節點上接收Vin，並且在一非反相的輸入節點上接收Vout，並且在一輸出節點上產生Vout-Vin。
該ADC 124係將Vout-Vin從一類比值轉換成為一數位值，並 且提供此數位值至該計算電路126。
除了從該ADC 124接收Vout-Vin的數位值之外，該計算電路 126係從該記憶體128接收R54、Cout、L及Vripple的值，並且根據方程式(34)來計算Ipeak_ref之一對應的數位值。
該DAC 130係轉換Ipeak_ref之計算出的數位值成為一對應的類 比電壓Ipeak_ref，該DAC係提供其至圖10的升壓轉換器110的比較器56之反相的輸入節點。
該漣波調整的電路120可以週期性地重複以上的程序(例 如，每個PFM循環一次，或是為了降低功率消耗，每第o個PFM循環一次，其中o可以是等於或不等於在以上描述的n或m)，以考量在Vin中或是在 Vout中的變化，儘管Vout通常是比Vin較不可能變化的。
仍然參照圖14，該漣波調整的電路120的替代實施例係被 思及。例如，該放大器級122可被省略，該記憶體128可以儲存Vout的值(或者Vout可是另外被提供至該計算電路126)，該ADC 124可以接收Vin，並且該計算電路除了如上所述的計算Ipeak_ref之外可以計算Vout-Vin。再者，該計算電路可以藉由包含一等於或者是等同於R54的值之可設定的縮放因數來考量到R54的值。
圖15是根據一實施例的一漣波調整的電路140的圖，如同 圖14的漣波調整的電路120，圖1、5及10的升壓轉換器10、70及110的任一個都可包含其以根據方程式(34)來設定Vripple至一大約固定的值。為了舉例之目的，該漣波調整的電路140係在以下被敘述為圖10的升壓轉換器110的部分，儘管所了解的是若該漣波調整的電路是例如為圖1的升壓電路10或是圖5的升壓電路70之另一升壓電路的部分，則該漣波調整的電路的結構及操作可以是類似的。
該漣波調整的電路140係包含一查找表(LUT)142，其係接收 用於Vin、Vout、R54、Cout、L及Vripple中的至少某些個的值，從這些值產生一用於Ipeak_ref的值，並且提供一對應於Ipeak_ref的此值的電壓位準至圖10的升壓轉換器110的比較器56之反相的輸入節點。例如，該LUT 142可以從該升壓轉換器110經由一ADC來接收Vin，並且可以從一例如是圖14的記憶體128之記憶體(未顯示在圖15中)接收用於R54、C、L、Vout及Vripple的值。或者是，該LUT 142本身可以儲存用於R54、C、L、Vout及Vripple的值。或者是，該LUT 142可以從該升壓轉換器110經由一ADC來接收Vout。
該LUT 142可以對於Vin、R54、C、L、Vout及Vripple中的任何 一或多個的不同範圍儲存不同的Ipeak_ref的值。例如，該LUT 142可以對於從0.5V至Vout的Vin的每個0.5V步階儲存一個別的Ipeak_ref的值。
該漣波調整的電路140可以週期性地重複以上的程序(例 如，每個PFM循環一次，或是為了降低功率消耗，每第p個PFM循環一次，其中p可以是等於或不等於在以上描述的o、n或是m)，以考量在Vin上的變化。
仍然參照圖15，該漣波調整的電路140的替代實施例係被思及。例如，該LUT 142可被一例如是一微處理器或是微控制器的計算電路所取代、或是除了該LUT之外，該漣波調整的電路可包含此種計算電路。
參照圖10及16，在以下敘述的是一種用於解決上述相關該升壓轉換器10(圖1)的第三可能的問題之技術的一實施例，該可能的問題是響應於感測該電感器電流IInductor(t)的一屬性(例如，波峰、平均)以從一非連續的PWM模式轉變至一PFM模式可能會導致在一相當不精確的負載點，亦即在一隨著不同的PWM至PFM轉變會顯著不同的負載點來轉變至一PFM模式，並且可能會導致一不精確的磁滯範圍，亦即一隨著不同的PWM至PFM轉變會顯著不同的範圍。例如，此不精確的(可變的)磁滯範圍可能是因為變化的不同位準的Vin及Vout、以及因為在感測電路中的不準確性所引起的。根據以下敘述的實施例，吾人可以分別修改圖5及10的升壓轉換器70及110的任一個，使得該升壓轉換器在一相當精確的負載點以及在一相當精確的磁滯範圍下，從一非連續的PWM模式轉變至一PFM模式。但是為了簡潔起見，只有該升壓轉換器110的此種修改係被描述，所瞭解的是， 對於該升壓轉換器70的此種修改可以是類似的。
在一實施例中，其中該升壓轉換器110係被配置成使得根據 方程式(14)fs_PWM_discontinous/fs_PFM_max=N，並且如上結合圖8-13所述的，維持該PFM脈波寬度大致固定的、或是具有一最小的ton_PFM，該控制電路14可以在非連續的PWM模式中的PWM脈波寬度Pulse_WidthPWM_discontinous=ton_PWM_discontinous+toff_PWM_discontinous小於或等於一所選的長度時，使得該升壓轉換器從一非連續的PWM模式轉變至一PFM模式。
根據方程式(2)及(21)，該已知的PFM脈波寬度Pulse_WidthPFM=ton_PFM+toff_PFM係藉由以下的方程式被給出：(35)ton_PFM+toff_PFM=Ipeak_PFM．L/Vin+Ipeak_PFM．L/(Vout-Vin)其中Ipeak_PFM是在該PFM模式期間，在該最大的PFM切換頻率fs_PFM_max下的電感器電流IInductor(t)的波峰。
根據方程式(25)，Ipeak_PFM係藉由以下的方程式被給出：
因此，利用方程式(36)以取代在方程式(35)中的Ipeak_PFM係得出以下的方程式： 其中Ipeak_PWM_discontinous是就在一非連續的PWM至PFM轉變之前的一非連續的PWM模式中的波峰電流。
而且根據方程式(2)及(22)，Ipeak_PWM_discontinous係藉由以下的方程式被給出： (38)Ipeak_PWM_discontinous=ton_PWM_discontinous．Vin/L
(39)Ipeak_PWM_discontinous=toff_PWM_discontinous．(Vout-Vin)/L
根據方程式(38)及(39)來代入方程式(37)中的Ipeak_PWM_discontinous係得出以下的方程式：
消去共同的項，方程式(40)係簡化成以下的方程式：
而且因為ton_PFM+toff_PFM=Pulse-WidthPFM，並且ton_PWM_discontinous+toff_PWM_discontinous=Pulse-WidthPWM_discontinous，因此方程式(41)係得出以下在Pulse_WidthPFM以及Pulse_WidthPWM_discontinous之間的關係：
因此，在一非連續的PWM模式期間，響應於該PWM脈波寬度Pulse_WidthPWM_discontinous Pulse_WidthPFM/，該升壓轉換器110的控制電路14(在該敘述的實施例中的切換控制器26)"知道"其可以將該升壓轉換器轉變至該PFM模式，因為在該PFM模式中，在該最大的PFM切換頻率fs_PFM_max下，該升壓轉換器可以提供該負載12和其在該非連續的PWM模式中所提供至該負載的相同的功率位準。
再者，為了提供一轉變緩衝，亦即一磁滯範圍，該切換控制器26可以不轉變該升壓轉換器110至該PFM模式，直到Pulse_WidthPWM_discontinous<Pulse_WidthPFM/為止。該PWM脈波150係具有一等於Pulse_WidthPFM/的Pulse_WidthPWM_discontinous_150，其中Pulse_WidthPFM是該PFM脈波152的寬度。 但是該切換控制器26並不轉變該升壓轉換器110至該PFM模式，直到一PWM脈波154係具有一小於(例如，約10%小於)Pulse_WidthPFM/的脈波寬度Pulse_WidthPWM_discontinous_154為止。此種轉變磁滯範圍係有助於避免一種情況是其中因為該負載12是位在或接近一"線"，該線既為該非連續的PWM至PFM的轉變線，也為該PFM至非連續的PWM的轉變線，因而該切換控制器26係來回地轉變(或甚至是振盪)在非連續的PWM模式以及PFM模式之間。
仍然參照圖10及16，該升壓轉換器110可以用一種類似於 以上結合圖8-13所述的方式，利用該比較器35以及一計數器(未顯示在圖10中)來監視Pulse_WidthPWM_discontinous。
參照圖5-16，替代實施例係被思及。例如，儘管升壓轉換 器70及110係被描述，但是上述實施例的某些個或是全部可以是可應用於除了升壓轉換器以外的電源供應器，例如降壓轉換器、返馳轉換器、反相升壓轉換器、單端初級電感器轉換器(SEPIC)、以及升降壓轉換器。
圖17是根據一實施例的一種系統或裝置160的一實施例的 方塊圖，其係納入圖1、5及10的升壓轉換器10、70及110中的一或多個；但是為了簡潔起見，該裝置係在以下被描述為只包含圖10的升壓轉換器110的單一實例。該裝置160的例子係包含但不限於一智慧型手機、pad電腦、膝上型電腦或是個人電腦。再者，儘管該裝置160係被描述為一裝置，但是其可以是該升壓轉換器10、70及110中的一或多個的實施例所適合用於的任何裝置或系統。
該裝置160係包含計算電路162，該計算電路162係包含一 處理器164；該裝置亦包含至少一輸入裝置166、至少一輸出裝置168、以及至少一資料儲存的裝置170。
該至少一輸出裝置168係包含一顯示器172以及供電該顯示 器的圖10的升壓轉換器110。例如，該顯示器172可以是一用於智慧型手機的液晶顯示器(LCD)。
除了處理資料之外，該處理器164可以編程或是控制該升壓 轉換器110。例如，該升壓轉換器的控制電路14(圖10)的功能可以藉由該處理器164來加以執行。
該輸入裝置(例如，鍵盤、滑鼠)166係容許資料、編程以及 命令能夠提供至該計算電路162。
該顯示器172(以及任何其它內含的輸出裝置168)係容許該 計算電路162能夠以一種可被人員操作者感知的形式(例如，靜態影像或是視訊)來提供資料。
而且該資料儲存的裝置(例如，隨身碟、硬碟機、RAM、 EPROM、EEPROM、光碟機)170係容許例如是程式及資料的儲存。
仍然參照圖17，該裝置160的替代實施例係被思及。例如， 該處理器164可以是一微處理器、或是一微控制器。
從先前內容將會體認到，儘管特定實施例已經為了說明之目 的而在此加以敘述，但是可以做成各種的修改而不偏離本揭露內容的精神及範疇。再者，在針對於一特定實施例揭示一替代方案的情形中，即使並未明確地加以表示，但此替代方案亦可以適用到其它的實施例。再者，上述的構件可被設置在單一或是多個IC晶粒上以形成一或多個IC，並且這些 一或多個IC可以耦接至一或多個其它IC。此外，任何所敘述的構件或操作都可以用硬體、軟體、韌體、或是硬體、軟體及韌體中的任何兩種或多種的一組合來加以實施/執行。再者，一所敘述的裝置或系統的一或多個構件可能已經為了清楚起見或是其它理由而從該說明省略。再者，一所敘述的裝置或系統的一或多個已經內含在該說明中的構件可以從該裝置或系統中省略。

Claims (27)

  1. 一種電源供應器的控制器，其包括：一切換控制器，其被配置以提供一使得一電源供應器產生一經調節的輸出信號之切換信號；以及一調整器，其被配置以在該電源供應器操作在一第一操作模式中時施加一狀況至該電源供應器，該狀況等同於若該電源供應器操作在一第二操作模式中時該電源供應器會有的一狀況。
  2. 如申請專利範圍第1項之電源供應器的控制器，其中當該電源供應器操作在該第一操作模式中時，該切換控制器被配置以產生具有一依據一藉由該電源供應器所供電的負載而定的頻率的該切換信號。
  3. 如申請專利範圍第1項之電源供應器的控制器，其中當該電源供應器操作在該第二操作模式中時，該切換控制器被配置以產生具有一固定的頻率的該切換信號。
  4. 如申請專利範圍第1項之電源供應器的控制器，其中該狀況包含一控制信號的一位準。
  5. 如申請專利範圍第1項之電源供應器的控制器，其中該狀況包含一控制信號的一電壓位準。
  6. 如申請專利範圍第1項之電源供應器的控制器，其中：該狀況包含一控制信號的一位準；以及該調整器被配置以在該電源供應器操作在該第一操作模式中時調整該控制信號的該位準。
  7. 如申請專利範圍第1項之電源供應器的控制器，其中： 當該電源供應器操作在該第一操作模式中時，該切換控制器被配置以產生具有一依據一藉由該電源供應器所供電的負載而定的第一頻率的該切換信號；當該電源供應器操作在該第二操作模式中時，該切換控制器被配置以產生具有一固定的第二頻率的該切換信號；以及該調整器被配置以藉由響應於一相關該第二頻率相對該第一頻率的一最大值的一比例之值來調整一控制信號以施加該狀況至該電源供應器。
  8. 如申請專利範圍第1項之電源供應器的控制器，其中當該電源供應器操作在該第一操作模式中時，該切換控制器被配置以產生具有一依據一藉由該電源供應器所供電的負載而定的第一頻率的該切換信號；其中當該電源供應器操作在該第二操作模式中時，該切換控制器被配置以產生具有一固定的第二頻率的該切換信號；以及其中該切換控制器被配置以在該電源供應器於該切換信號具有該第一頻率的一時間期間傳遞至一負載的一電荷位準等於或小於該電源供應器在該切換信號是在該固定的第二頻率之相同的時間期間會傳遞至該負載的一能量位準時，使得該電源供應器從該第一操作模式轉變至該第二操作模式。
  9. 如申請專利範圍第1項之電源供應器的控制器，其中該切換控制器被配置以在該電源供應器在該第一操作模式中的一時間期間傳遞至一負載的一電荷位準等於或小於該電源供應器在該第二操作模式中之相同的時間期間會傳遞至該負載的一電荷位準時，使得該電源供應器從該第一操作模式轉變至該第二操作模式。
  10. 如申請專利範圍第1項之電源供應器的控制器，其中，當該電源供應器操作在該第一操作模式中時，該切換控制器被配置以產生具有一依據一藉由該電源供應器所供電的負載而定的頻率的該切換信號；以及其中該切換控制器被配置以響應於該頻率具有一相關一頻率臨界值的關係來使得該電源供應器從該第一操作模式轉變至該第二操作模式。
  11. 一種電源供應器，其係包括：一被配置以接收一輸入信號的輸入節點；一被配置以響應於該輸入信號來提供一經調節的輸出信號之輸出節點；一被配置以在一第一操作模式期間響應於一控制信號來產生一切換信號的切換控制器，其中該電源供應器基於該切換控制器所產生的該切換信號來將該輸入信號轉換成該經調節的輸出信號；以及一調整器，其被配置以使得該控制信號在該第一操作模式期間的一值等於該控制信號在一第二操作模式中會有的一值。
  12. 如申請專利範圍第11項之電源供應器，其中：該輸入信號包含一輸入電壓；以及該輸出信號包含一經調節的輸出電壓。
  13. 如申請專利範圍第11項之電源供應器，其中該第一操作模式包含一脈波頻率調變的模式。
  14. 如申請專利範圍第11項之電源供應器，其中該第二操作模式包含一脈波寬度調變的模式。
  15. 如申請專利範圍第11項之電源供應器，其中該調整器被配置以響應於一回授信號來設定該控制信號。
  16. 如申請專利範圍第11項之電源供應器，其中在該第二操作模式期間，該控制信號被禁能。
  17. 如申請專利範圍第11項之電源供應器，其中該調整器被配置以藉由響應於相關該切換信號在該第一操作模式期間的一頻率相對該切換信號在該第二操作模式期間的一頻率之一比例的一值來調整該控制信號，使得該控制信號在該第一操作模式期間的該值等於該控制信號在該第二操作模式期間會有的該值。
  18. 如申請專利範圍第11項之電源供應器，其中該切換控制器被配置以響應於該切換信號在該第一操作模式期間的一頻率大於或等於一臨界值來從該第一操作模式轉變至該第二操作模式。
  19. 如申請專利範圍第11項之電源供應器，其進一步包括：一耦接至該輸入節點以及該輸出節點的電感器；以及其中在該第二操作模式期間，該切換控制器被配置以產生該切換信號，使得在該切換信號的每個週期期間，一充電電流流過該電感器，直到該充電電流大於或等於一電流臨界值為止。
  20. 如申請專利範圍第11項之電源供應器，其進一步包括：一耦接至該輸入節點以及該輸出節點的電感器；以及其中該切換控制器被配置以在沒有電流流過該電感器時，從該第二操作模式轉變至該第一操作模式。
  21. 一種用於電源供應器的系統，其包括： 一電源供應器，其包含一被配置以接收一輸入信號的輸入節點，一被配置以提供一經調節的輸出信號的輸出節點，一被配置以在一第一操作模式期間響應於一控制信號來產生一切換信號的切換控制器，其中該電源供應器基於該切換控制器所產生的該切換信號來將該輸入信號轉換成該經調節的輸出信號，以及一調整器，其被配置以使得該控制信號在該第一操作模式期間的一值等於該控制信號在一第二操作模式期間會有的一值；以及一耦接至該輸出節點的負載。
  22. 如申請專利範圍第21項之系統，其中該電源供應器係包含一升壓轉換器。
  23. 如申請專利範圍第21項之系統，其中該負載係包含一整合的計算電路。
  24. 一種用於電源供應器的方法，其係包括：基於一切換控制器所產生的一切換信號來產生一經調節的輸出信號，其中該切換控制器在一第一操作模式期間響應於一控制信號來產生該切換信號；以及藉由一調整器使得該控制信號在該第一操作模式期間的一值等於該控制信號在一第二操作模式期間會有的一值；其中該控制信號係響應於一回授信號而被設定，且其中該控制信號在該第二操作模式期間被禁能。
  25. 如申請專利範圍第24項之方法， 其中該經調節的輸出信號包含一經調節的輸出電壓；其中該回授信號包含一相關於一流過一電感器的電流之信號；以及該控制信號相關於一耦接至該經調節的輸出電壓之負載。
  26. 如申請專利範圍第24項之方法，其中產生該控制信號包含產生一橫跨一電容器的電壓。
  27. 如申請專利範圍第24項之方法，其中產生該控制信號包含響應於該回授信號以及該切換信號在該第一操作模式期間的一頻率與該切換信號在一第二操作模式期間的一頻率之一比例的一組合來產生該控制信號。
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