TWI547076B - 低輸入電流諧波三相升壓整流器 - Google Patents

低輸入電流諧波三相升壓整流器 Download PDF

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Description

低輸入電流諧波三相升壓整流器
本發明一般係關於具有功率因數校正(PFC)的前端整流器，尤其是關於三相PFC整流器。
已相當確定相較於那些以較少量開關來實作且無法獨立地主動形成每個相電流的整流器，具有三個或更多開關的三相功率因數校正(PFC)整流器會表現出較好的功率因數(PF)和總諧波失真(THD)。然而，因為簡單且低成本，單一或兩個開關的整流器仍然非常偏好用於成本導向應用中。
第1圖顯示最常使用的先前技術之三相單一開關整流器。這個簡單的三相升壓整流器藉由在不連續導流模式(DCM)中運作(即，藉由使升壓電感在每個切換週期中完全釋放其能量)來執行低諧波整流。熟知在DCM的運作中，升壓整流器的線電流自然會傾向跟隨各自的線電壓，而增進線電流的THD和PF。由於不是直接控制感應電流，所以專門使用開關以低頻寬固定頻率控制來控制輸出電壓。如文獻所述，第1圖中的電路可分別達到10-20%的THD和0.94-0.96範圍內的PF，這在一些應用中可能是足夠的。
一般來說，達到較好THD的主要障礙是升壓電感之相對長的放電時間(相較於其充電時間)。即，電感的充 電電流(在打開開關之間隔期間)和其各自的相電壓成比例，因此不會促使電流失真。然而，每個電感的放電電流(在關閉開關之間隔期間)和輸出電壓與所有三相電壓之間的差異成比例，而產生平均相電流的失真。為了極小化電流失真，藉由增加電感的重置電壓使電感的放電時間儘可能地短。
針對給定的輸入電壓，電感的重置電壓能僅藉由增加輸出電壓來增加。因為升壓運作要求輸出電壓要大於兩倍的峰相電壓，由於第1圖之電路中的輸出電壓已經很高了(對380V三相線對線輸出為750V左右)，因此藉由增加輸出電壓來增進THD是不可實行的。即，輸出電壓增加會需要元件有較高的額定電壓，這通常較昂貴，且會因其增加的導通和切換損耗而較無效率。
電路的THD亦能藉由各種諧波注入技術來改善。由於這些技術基於控制電路的精細而非功率級的重新設計來改善THD，因此不會有成本和效率上的損失。然而，已揭露之諧波注入技術所獲得的改善是較少的。
更進一步之THD和PF性能改善能藉由兩開關三相整流器實作來獲得。第2圖顯示這類三相整流器的一個習知技術實施例。電路之詳細運作係說明在文件「Quasi-Soft-Switching Partly Decoupled Three-Phase PFC with Approximate Unity Power Factor」中，其由D.Xu等人於1998公開於IEEE Applied Power Electronics Conference(APEC)上。
一般來說，在此電路中之開關元件上的電壓應力會藉由將中性導體連接開關的中點並分離輸出電容器來降低。此連接部分地去耦相電流，即，使大部分線週期的相電流只依賴其對應相電壓，即，使三相PFC整流器在多數線週期下運作成三個獨立的單相PFC整流器。熟知在單相PFC升壓整流器中，若轉換器一直以慢頻寬輸出控制在DCM下運作，則能減少線電流失真。因此，藉由在DCM下運作第2圖的電路，可達到它的PFC。
第3圖顯示另一習知電路，其在不可用中性之應用下(即在具有三線電源線的應用下)藉由產生一虛擬中性來修改第2圖中的電路。虛擬中性係藉由電容器C1、C2、和C3之Y連線到三個線電壓來得到。由於在此連線中，三個電容器的共同節點之電位係與電源的中性點之電位相同，因此平均電容電壓會與相電壓相等。第3圖中的電路更詳細說明在由Ying等人提出之美國專利第7,005,759號的「Integrated Converter Having Three-Phase Power Factor Correction」中。
第4圖顯示藉由移除開關之中點和分離電容器之間的連接而獲得具有更多THD改善的習知技術。透過經移除的連接，使電感的重置電壓變成兩倍，即，從1/2的輸出電壓(VO/2)增加到全輸出電壓(VO)，以縮短電感電流的重置時間。電流之已降低的重置(放電)時間使相位是去耦時的時間間隔比相位沒去耦時的時間間隔短，而更加增進THD。
第5圖顯示以第4圖之電路實作的習知電路，其缺少整流二極體DO1和DO2。第5圖中的電路之徹底分析係由K.Nishimura等人提出在文件「A Novel Prototype Discontinuous Inductor Current Mode Operated Three-Phase PFC Power Converter with Four Active Switches」中，其在2006年發表於IEEE Power Electronics Specialists’Conference(PESC)。儘管移除整流器能幫助增進效率，但使得第5圖中的電路之交錯變得不可能，這可能是個缺點，因為交錯時常用來擴大運作在DCM中或CCM/DCM邊界上的轉換器之功率範圍。
第2-5圖所示之兩開關三相整流器的其中一個主要議題係為其效能，尤其是其共模雜訊。即，在上述所有的實作中，在每次轉換對應之開關時，六個二極體橋式整流器之上方和下方會感受快速的高電壓改變。再者，在第4和5圖所示之沒有分離電容器的實作中，負載亦遭受到這些電壓改變而加重共模雜訊的問題。所以，這些電路通常需要多級的EMI濾波器，這會增加其成本和大小。
具有上述實作的另一主要議題在於當負載跨接電容器時，不會同時提供PFC和平衡分離電容器的電壓。分離輸出電容器和將負載跨接分離電容器時常用在現今的三相整流器中，以能夠使用下游的轉換器，其以比其高額定電壓元件更划算且有效率的低額定元件來設計。為了使用分離電容器的方法，這些電路必須增補電壓平衡電路，這會更增加成本且也可能影響其大小。
因此，存在對具有增進EMI效能之低輸入電流諧波三相升壓整流器的需要。更存在對同時提供PFC和平衡分離電容器之電壓的低輸入電流諧波三相升壓整流器的需要。
簡言之，根據本發明之一實施例，一種低輸入電流諧波三相升壓整流器包括一輸入級，用來接收關於一中性節點的一三相輸入電壓、和一輸出級，適用於耦接至少一負載。輸出級包括複數個耦接於中性節點的輸出電容器。整流器更包括一或更多電容器，耦接於三相輸入電壓之對應相位與中性節點之間，並包括一或更多切換轉換器級，各具有複數個耦接於中性節點的開關，複數個開關係以一固定工作週期運作，固定工作週期實質上為50%工作週期。一或更多轉換器級更包括一或更多耦接至三相輸入電壓之對應相位的升壓電感、一或更多耦接於一或更多升壓電感與轉換器級的複數個開關之間的輸入橋式二極體、以及一或更多跨接轉換器級之複數個開關的飛跨電容。
整流器更包括一或更多控制器，適用於基於至少一負載的情況或輸入電壓之至少一者來改變複數個開關的切換頻率，並包括一或更多去耦級，各包括一或更多電感元件，適用於電感地分開輸出級與一或更多切換轉換器級之至少一者。
根據本發明之一些更詳細的特徵，複數個開關的一或 更多開關係透過一或更多開關以實質零電壓導通。在另一實施例中，控制器係適用於基於由滿載和一最小輸入電壓決定之一最小頻率或由輕負載和一最大輸入電壓決定之一最大頻率之至少一者來改變切換頻率。在又一實施例中，控制器係適用於在輕負載與無負載間之一範圍內以一叢發模式運作。
根據本發明之其他更詳細的特徵，電感元件係磁耦合。電感元件可包括一或更多電感加熱線圈。電感加熱線圈可耦接於對應線圈選擇開關。在另一實施例中，輸出電容器之各者係適用於跨接至少一負載。在又一實施例中，跨接各個輸出電容器間的電壓實質上相等。在又一實施例中，輸出級之輸出電容器係耦接至三相四線輸入系統的輸入中性線。
根據本發明之更詳細的特徵，整流器更包括一耦接於中性節點與輸出級之輸出電容器之間的阻隔電容器。在又一實施例中，一或更多阻隔二極體係耦接於複數個開關與一或更多飛跨電容之間。在其它態樣中，一或更多流入電流控制電路可耦接於輸入電壓與電容器之間。輸入級可更包括輸入電磁干擾(EMI)濾波器。輸入橋式二極體可同步整流器。每個開關可包括一金氧半導體場效電晶體(MOSFET)或一具有一反並聯式二極體的絕緣閘雙極性電晶體(IGBT)。
根據本發明之更詳細的特徵，一或更多切換轉換器級包括複數個切換轉換器級，各耦接於一或更多去耦級之對 應一級。控制器更適用於以交錯或平行方式操作複數個切換轉換器級的複數個開關。一或更多切換轉換器級可透過一或更多阻隔電容器耦接於一或更多去耦級之對應一級。
簡言之，根據本發明之另一實施例，一種低輸入電流諧波三相升壓整流器包括一輸入級，用來接收關於一中性節點的一三相輸入電壓、和一輸出級，適用於耦接至少一負載。輸出級包括複數個耦接於中性節點的輸出電容器。整流器更包括一或更多電容器，耦接於三相輸入電壓之對應相位與中性節點之間，並包括至少二切換轉換器級，各具有複數個耦接於中性節點的開關，複數個開關係以一固定工作週期運作，固定工作週期實質上為50%工作週期。切換轉換器級更包括一或更多耦接至三相輸入電壓之對應相位的升壓電感、一或更多耦接於一或更多升壓電感與轉換器級的複數個開關之間的輸入橋式二極體、以及一或更多跨接轉換器級之複數個開關的飛跨電容。
整流器更包括一或更多控制器，適用於基於至少一負載的情況或輸入電壓之至少一者來改變對應切換轉換器級之複數個開關的切換頻率，並包括一或更多去耦級，各包括一或更多變壓器，適用於隔離輸出級與複數個切換轉換器級。變壓器包括一或更多耦接於複數個切換轉換器級之間的一次繞組。控制器更適用於以一相移式控制操作複數個切換轉換器級的複數個開關。
根據本發明之更詳細的特徵，變壓器更包括一或更多透過一或更多阻隔電容器耦接於複數個切換轉換器級之間 的一次繞組。在另一實施例中，整流器更包括在變壓器之二次側上的一中心抽頭繞組及整流器。在又一實施例中，整流器更包括在變壓器之二次側上的一全波整流器。在又一實施例中，整流器更包括在變壓器之二次側上的倍流整流器。在更一實施例中，整流器更包括在變壓器之二次側上的同步整流器。在又一實施例中，整流器更包括在變壓器之二次側上的一濾波器。
簡言之，根據本發明之又一實施例，一種低輸入電流諧波三相升壓整流器包括一輸入級，用來接收關於一中性節點的一三相輸入電壓、和一輸出級，適用於耦接至少一負載。輸出級包括複數個耦接於中性節點的輸出電容器。整流器更包括一或更多電容器，耦接於三相輸入電壓之對應相位與中性節點之間，並包括一或更多切換轉換器級，各具有複數個耦接於中性節點的開關，複數個開關係以一固定工作週期運作，固定工作週期實質上為50%工作週期。一或更多轉換器級更包括一或更多耦接至三相輸入電壓之對應相位的升壓電感、一或更多耦接於一或更多升壓電感與轉換器級的複數個開關之間的輸入橋式二極體、以及一或更多跨接於轉換器級之複數個開關的飛跨電容。
整流器更包括一或更多控制器，適用於基於至少一負載的情況或輸入電壓之至少一者來改變對應切換轉換器級之複數個開關的切換頻率，並包括一或更多去耦級，各包括一或更多變壓器，適用於隔離輸出級與一或更多切換轉換器級之至少一級。整流器更包括複數個輔助開關，透過 至少一變壓器耦接於一或更多切換轉換器級的複數個開關。控制器更適用於根據至少一相移式或脈衝寬度調變來操作複數個輔助開關。
根據本發明之一些更詳細的特徵，透過至少一變壓器耦接於一或更多切換轉換器級之複數個開關的複數個輔助開關形成至少一全橋轉換器。在另一實施例中，變壓器包括一耦接於輔助開關之接面與中性節點之間的一次繞組。
本發明係關於三相整流器實作，其提供輸入電流的低THD和在寬負載範圍內順著開關之軟切換的高PF。以下說明非隔離和隔離實施法。非隔離實施法可提供降低的共模雜訊，並當使用串聯的下游轉換器時自動平衡分離電容器。隔離實施可提供直流電的隔離輸出與輸入端。此外，藉由使用額外具有額外開關的相移式或脈寬調變(PWM)控制，隔離實施能嚴格控制其輸出電壓以縮小化不必要的電壓漣波。電路亦可交錯以降低其電流和電壓漣波。
第6圖顯示根據本發明之實施例之三相二開關ZVS PFC DCM低輸入電流諧振升壓整流器。電路的輸入係由三個升壓電感L1、L2和L3構成，其透過EMI濾波器耦接三相輸入端和三個在Y(「星型」)配置中連接的電容器C1、C2和C3。濾波電容器的共點N係連接開關S1和S2間的中點，且亦連接分離輸出電容器CO1和CO2的中點。用來重置電感電流的電容器CR係跨接於串接的開關間， 並藉由耦接的電感LC來與輸出斷開。
整流器包括一用來接收關於一中性節點的一三相輸入電壓之輸入級以及一適用於耦接至少一負載的輸出級。輸出級包括複數個耦接於中性節點N的輸出電容器CO1和CO2。
整流器更包括一或更多電容器C1、C2和C3，耦接於三相輸入電壓之對應相位與中性節點N之間，並包括一或更多切換轉換器級，各具有複數個耦接於中性節點N的開關S1和S2。每個開關可以是一金氧半導體場效電晶體(MOSFET)或一具有一反並聯式二極體的絕緣閘雙極性電晶體(IGBT)。
第6圖顯示一個切換轉換器級，包括耦接中性節點的開關S1和S2。開關S1和S2係以實質上為50%工作週期的固定工作週期運作。一或更多轉換器級更包括一或更多耦接至三相輸入電壓之對應相位的升壓電感L1、L2和L3、一或更多耦接於一或更多升壓電感與轉換器級的複數個開關之間的輸入橋式二極體D1-D6、以及一或更多跨接轉換器級之複數個開關的飛跨電容CR。
整流器更包括一或更多控制器，適用於基於至少一負載的情況或輸入電壓之至少一者來改變複數個開關的切換頻率，並包括一或更多去耦級，各包括一或更多電感元件(例如電感LC或變壓器)，適用於電感地去耦輸出級與一或更多切換轉換器級之至少一者。
每個輸出電容器可適用於跨接至少一負載，且每個輸 出電容器上的電壓可實質上相等。
整流器提供輸入電流的低THD和在寬負載範圍內順著開關之軟切換的高PF。這可藉由操作DCM中的升壓電感並藉由以可變頻率控制來控制整流器的輸出電壓來達到。此外，整流器顯出降低的共模雜訊，並當使用串聯的下游轉換器時處理自動平衡分離電容器。
這裡的整流器包括複數個切換轉換器級，各耦接於一或更多去耦級之對應一級，且控制器更可適用於以交錯或平行方式操作複數個切換轉換器級的複數個開關。一或更多切換轉換器級可透過一或更多阻隔電容器耦接於一或更多去耦級之對應一級。
Y連接電容器C1、C2和C3的主要目的在於產生一虛擬接地，即具有與輸入(源)電壓中性相同電位的節點，其實際上在三線功率系統中是不可使用的。藉由將虛擬中性N直接連到開關S1和S2間的中點，來達到分開三個輸入電流。在上述的去耦電路中，三個電感之各者中的電流只取決於對應相電壓而定，其降低THD並增加PF。
具體來說，在第6圖的電路中，橋式二極體D1-D6只允許正輸入電壓透過開關S1(當開關S1導通時)傳送電流，及負輸入電壓透過開關S2(當開關S2導通時)傳送電流。開關可透過開關以實質零電壓導通。因此，當開關S1導通時，任何升壓電感會以正電壓半線週期同相傳送正電流，而當開關S2導通時，任何升壓電感會以與負電壓半線週期之同相的傳送負電流。當關斷開關S1期間，連 到正相電壓之電感中所儲存的能量便傳到電容CR，而當關斷開關S2期間，連到負相電壓之電感中所儲存的能量便傳到電容CR。
因為電容CR之各終端電壓在每個切換週期會以高dV/dt來改變，所以將耦接電感LC連接於「飛跨」電容和輸出之間，以避免輸出遭受這些通常產生難以承受之共模EMI雜訊的快速高電壓轉換。透過耦接電感LC，因為其包含在由S1-S2-CR迴路構成的較小面積中，故輸出共模雜訊會非常低。此外，因為在輸出與開關S1和S2之間提供阻抗的耦接電感LC之存在，故多個整流器的平行/交錯運作是可能的。
第7圖為第6圖中的電路之簡化模型顯示根據本發明之實施例之顯示電流和電壓之參考方向。為了簡化運作之分析，假設第6圖所示之輸入和輸出濾波電容器的漣波電壓係可忽略的，使得輸入和輸出濾波電容器上的電壓能以固定電壓源VAN、VBN、VCN、VO1、和VO2來表示。又，假設在導通狀態下，半導體顯出零電阻，即，它們是短路的。然而，在此分析中的開關之輸出電容並未忽略。
第6圖中的耦接電感LC係模型化為具有磁化電感LM和洩漏電感LLK1和LLK2的二繞組理想變壓器。最後，由於電容器CR上的平均電壓會等於輸出電壓VO=VO1+VO2，因此電容器CR便模型化為固定電壓源。第7圖中顯示簡化整流器的電路圖。當VAN>0、VBN<0、且VCN<0時，第7圖中的電流和電壓之參考方向相當於線週期的60度 段。
為了更容易解釋運作，第8圖顯示根據本發明之實施例之在切換週期期間之第7圖中的電路之拓樸級，而第9圖顯示根據本發明之實施例之功率級基本波形。
如同可從第9圖中的開關S1和S2之閘驅動時序圖看出，在第6圖之電路中，開關S1和S2係以互補方式來運作，在關閉其一開關及關閉另一開關之間的短空檔時間。透過此閘控策略，兩開關都能達到ZVS。然而，為了針對變動輸入電壓及/或輸出負載來維持ZVS，整流器使用可變切換頻率控制。
最小頻率係由滿載和最小輸入電壓決定，而最大頻率係由輕負載和最大輸入電壓決定。若有必要的話，整流器能在無負載或極輕負載下以一受控叢發模式或脈衝跳躍模式運作，以避免不必要的高頻率運作。應注意到其它控制策略亦可施用於此電路，包括固定頻率PWM控制。然而，透過PWM控制，無法維持ZVS。
如第8(a)和9圖所示，在t=T1時，關閉開關S1之前，電感電流iL1流過開關S1。電感電流iL1的斜率等於VAN/L1，且t=T1時之電感電流的峰值大約為 這裡VAN是線對中性電壓，且TS是切換週期。因為與切換週期TS相比，關閉開關S1與導通開關S2之間的空檔時間是非常小的，所以在公式(1)中忽略了空檔時間的影響。在T0和T1間的週期期間，電流iO1會以-VO1/( LM+LLK1)之速率減少，而電流iO2會以(VCR-VO1)/(LM+LLK2)之速率增加。磁化電流iM係為電流iO1和iO2之間的差。
應注意到磁化電感LM的磁化電感值會設計得夠大，使得耦接電感的漣波電流不會顯著影響整流器運作。如第6圖所示，電感LC的兩個繞組係以消除兩繞組之差動電流磁通的方式耦接，使得能藉由磁芯中的小間隙可得到大的磁化電感而不飽和。儘管電流iO1和iO2有顯示在第8圖的拓樸級中，但由於電流iO1和iO2之影響係可忽略的，故沒有多作討論。
t=T1時，當關閉開關S1時，電感電流iL1開始充電開關S1的輸出電容，如第8(b)圖所示。因為開關S1和開關S2上之電壓的總合會限制於「飛跨」電容電壓VCR，所以開關S2之輸出電容會以與開關S1之輸出電容的充電速率相同速率來放電。當開關S2之輸出電容完全放電時便結束此週期，且開關S2之輸出電容的反並聯式本體二極體在t=T2時開始導通，如第8(c)圖和第9圖所示。
因為開關S2之本體二極體是順偏的，故電感電流iL2和iL3開始線性地增加。t=T3時，開關S2以ZVS導通，且電感電流iL2和iL3會從開關S2的反並聯式二極體流到開關，如第8(d)圖所示。當電感電流iL1在t=T4降至零時便結束此週期。為了維持DCM運作，t=T3與t=T4之間的時間週期會小於1/2的切換週期TS，這表示電感電流iL1的上升斜率應小於其下降斜率。所以，「飛跨」電容 CR上的最小電壓VCR(MIN)(等於輸出電壓VO)係為 其中VAN-PK係為最高線對中性電壓。
應注意到因為在T2-T4間隔期間的電感電流iL2和iL3會從電感電流iL1往相反方向流過，所以流過開關S2的平均電流會降低，如此所提出之整流器中的開關會顯出降低的功率損失。
在t=T4與t=T5之間的週期期間，電感電流iL2和iL3繼續流過開關S2，如第8(e)圖所示。如第9圖所示，在此週期期間的電感電流iL2和iL3之斜率分別等於VBN/L2和VCN/L3。當t=T5關閉開關S2時，此時電感電流之峰值大約是 和 如同在公式(1)、(3)和(4)中能看出，每個電感電流的峰值與其對應輸入電壓成比例。
在t=T5時關斷開關S2之後，電感電流iL2和iL3開始同時充電開關S2的輸出電容並放電開關S1的輸出電容，如第8(f)圖所示。當開關S1之輸出電容完全放電時便在t=T6時結束此週期，且其反並聯式二極體開始導通，如第8(g)圖和第9圖所示。t=T6之後，開關S1能以ZVS導通。在第9圖中，開關S1在t=T7時導通。如第8 (h)圖所示，一旦導通開關S1，增加電感電流iL1從電感電流iL2和iL3往相反方向流過開關S1，如此開關S1只傳送電流iL1與電流iL2和iL3之總和的差。當電感電流iL3在t=T8降至零時便結束此週期。在週期T8-T9期間，降低電感電流iL2繼續流過開關S1，如第8(i)圖所示。最後，在電感電流iL2於t=T9時到達零之後，開始一個新的切換週期，第8(j)圖所示。
由於在第6圖所示之電路中，在導通相關開關期間時的每個升壓電感之充電電流會與其對應相電壓成比例及其放電電流與「飛跨」電容電壓VCR和對應相電壓之差成比例，如第9圖之電感電流波形所示，因此在切換週期期間的每個升壓電感之平均電感電流<IL(AVG)>Ts是 這裡L=L1=L2=L3，且ω是線電壓的角頻率。
藉由定義輸入對輸出電壓轉換率M為 並回想飛跨電容CR上的電壓等於輸出電壓VO，即VCR=VO，公式(5)中的平均電感電流<IL(AVG)>Ts可重寫成
應注意到公式(7)中對平均電感電流IL(AVG)的表示正好與對運作於DCM中之單相固定頻率升壓PFC的平均電感電流相同。分母項(M-sin ω t)會引起公式(7)中 的平均電感電流之電流失真，且其取決於電壓轉換率M。
對於各種MS的平均電感電流之諧波含量係總結在表格I中。如同可從表格I看出，3rd諧波即為主要的失真成分。然而，由於在三線電力系統中，中性線是不用(或不連接)，因此線電流無法包含三倍諧波(3rd諧波或奇數倍數的3rd諧波)。所以，所提出的電路顯示極低的THD和高PF，因為根據表格I，剩餘的諧波貢獻小於1%的總電流失真。應注意到線電流無法包含第三諧波，濾波電容器C1-C3的電壓應包含3rd諧波並自動地消除電感電流的3rd諧波。
電路能實施在許多其他實施例中。例如，第10圖係為根據本發明之實施例之具有兩個獨立負載的實施法。由於所提出之二開關整流器會自動地平衡兩輸出電容上的電壓，因此不需要額外的電壓平衡電路。因為在第10圖之電路中，開關S1和S2上的平均電壓分別等於電容器CO1和CO2上的電壓VO1和VO2，由於電感LC之繞組間的平均電壓是零，因此自然會達到電壓平衡。因為開關係以大約50%工作週期運作，因此它們的平均電壓會等於VCR/2，使得VO1=VO2=VCR/2。
第6圖之實施例亦能以如根據本發明之實施例之第11圖所示之兩個獨立電感，而且以如根據本發明之實施例之第12圖所示之兩個阻隔電容器來實作。阻隔電容器係耦接於中性節點和輸出電容器之間。藉由加入如第12圖所示之阻隔電容器CB，能防止從開關S1和S2之間的節 點到電容器CO1和CO2之間的節點流通的任何DC電流。
第13圖顯示若為根據本發明之實施例之三相四線系統，則電容器CO1和CO2之間的節點能連接輸入源的中性線。第13圖所示之電路對非隔離不斷電系統(UPS)特別有用，其需要連到三相輸入源之中性線以提供共同接地ac電壓輸出。
第14圖顯示第6圖之實施例亦能根據本發明之實施例以兩個阻隔二極體來實施。阻隔二極體可耦接於複數個開關與一或更多飛跨電容之間。藉由加入兩個額外的二極體DB1和DB2，能防止因偶然重疊的閘信號而造成開關之穿透失敗。
由於電路之實施例係基於升壓型整流器，因此當電源連接輸入源時或當從脫離而重新獲得輸入電壓時，會有充電電流。
第15圖顯示根據本發明之實施例之流入電流控制電路，其能加入以防止及/或避開高峰電流。流入電流控制電路可耦接於輸入電壓和電容器之間。
第16圖顯示根據本發明之實施例之第6圖之實施例亦能以六個受控開關取代六個輸入二極體來實作。藉由使用六個開關SR1-SR6，就有可能雙向能量流動，這是合意的功能以補償來源電流的相位角(若有必要的話)。
第17圖顯示根據本發明之實施例之具有隔離輸出的實施例。第17圖中的隔離電路之一次側類似於第6圖所示之電路，除了第6圖所示之電路中的耦接電感LC係以 由兩個一次繞組和一中心抽頭二次繞組構成之變壓器TR代替之外。變壓器TR之二次側上，二極體DO1和DO2和輸出濾波元件LO和CO係耦接於變壓器TR之二次繞組及輸出之間。
第18圖顯示根據本發明之實施例之具有隔離變壓器TR的實施例，其中變壓器TR係由一中心抽頭一次繞組和一中心抽頭二次繞組構成。為了達到電路的高PF和低THD，在線頻率之半個週期期間，開關S1和S2的切換頻率和工作週期應幾乎固定。所以，所使用之控制反饋之頻寬應比線頻率低許多，而以經整流之線頻率來產生輸出電壓之顯著漣波，即，比線之基本頻率高6倍的頻率。
一般來說，多數的電源具有兩個串聯級，為一次PFC整流器級和二次隔離dc-dc轉換器級。所以，雖然一次PFC整流器的輸出電壓包含經整流的線頻率電壓漣波，但二次隔離dc-dc轉換器級能藉由其高頻率頻寬反饋控制器來控制其輸出電壓。為了結合兩級的功能成單一級，輸出電壓的嚴格調節是不可避免的。
第19圖顯示根據本發明之實施例之具有兩個一次繞組變壓器的三相四開關隔離ZVS PFC DCM升壓輸入全橋輸出整流器，其提供嚴格控制的隔離輸出。整流器包括一用來接收關於中性節點的三相輸入電壓之輸入級和一適用於耦接至少一負載的輸出級。輸出級包括複數個耦接於中性節點的輸出電容器。
整流器更包括一或更多電容器，耦接於三相輸入電壓 之對應相位與中性節點之間，並包括一或更多切換轉換器級，各具有複數個耦接於中性節點的開關，複數個開關係以一固定工作週期運作，固定工作週期實質上為50%工作週期。一或更多轉換器級更包括一或更多耦接至三相輸入電壓之對應相位的升壓電感、一或更多耦接於一或更多升壓電感與轉換器級的複數個開關之間的輸入橋式二極體、以及一或更多跨接轉換器級之複數個開關的飛跨電容。
整流器更包括一或更多控制器，適用於基於至少一負載的情況或輸入電壓之至少一者來改變對應切換轉換器級之複數個開關的切換頻率，並包括一或更多去耦級，各包括一或更多變壓器，適用於隔離輸出級與一或更多切換轉換器級之至少一級。
整流器更包括複數個輔助開關S3和S4，透過至少一變壓器耦接於一或更多切換轉換器級的複數個開關。控制器更適用於根據至少一相移式或脈衝寬度調變來操作複數個輔助開關。
複數個輔助開關可形成至少一全橋轉換器。變壓器可包括一耦接於輔助開關之接面與中性節點之間的一次繞組。變壓器可包含一或更多在切換轉換器級之間透過一或更多阻隔電容器耦接於中性節點的一次繞組。
藉由加入額外與主要開關S1和S2一起運作的開關S3和S4，如根據本發明之實施例之第20和21圖之時序圖所示，除了高PF和低THD之外，隔離實作還能達到其輸出電壓的嚴格控制。第20圖顯示開關S1-S4的閘波形。S1 和S2的切換發生在時間T0時，而S3和S4的切換發生在時間T1時。兩切換事件的相位偏移產生變壓器TR上的PWM電壓波形VP，如第20圖所示。雖然所有開關S1-S4以緩慢變化切換頻率且接近50%工作週期來運作，以達到高PF和低THD，但所提出的控制方法藉由改變能嚴格調節輸出電壓的相位偏移角來提供額外的控制。
第21圖顯示使用開關S3和S4的PWM閘的另一控制架構。所提出之控制架構的實例係描述在第22圖的簡化方塊圖中。飛跨電容CR1上的電壓係由低頻寬頻率控制來控制，而輸出電壓係由高頻寬相移或PWM控制來控制。應注意到飛跨電容CR2上的電壓或輸出電壓能由低頻寬頻率控制來控制，代替飛跨電容CR1上的電壓。
第23圖顯示根據本發明之實施例之第19圖的實施例亦能以由單一一次繞組和一中心抽頭二次繞組構成之變壓器來實作。根據本發明之一實施例，開關S1-S4的時序圖和變壓器TR的一次電壓VP係顯示在第24和25圖中，分別表示相移式控制和PWM控制。第26圖顯示根據本發明之實施例之控制架構的簡化方塊圖。
第27和28圖分別顯示根據本發明之實施例之第19和23圖的實施例亦能以阻隔電容器CB來實作。藉由加入阻隔電容器CB，第27和28圖所示，能消除在變壓器TR的一次繞組上的任何DC電流。雖然第17-28圖所示之隔離電路顯示具有變壓器之中心抽頭二次繞組和兩個輸出二極體的輸出電路，但在實作上能使用任何已知的輸出整流 器，如倍流整流器、全橋整流器、具有倍壓電容的半橋等。此外，在實作上能使用具有其控制電路的同步整流器來取代濾波二極體。
第29圖顯示根據本發明之實施例之具有嚴格控制之交錯隔離前向型輸出的實施例。一個前向型結構的一次側係由開關S2和S3、變壓器TR1、二極體DR1、及開關S1的本體二極體構成，而二次側係由二極體DO1和DO2及輸出電感LO1構成。另一前向型結構的一次側係由開關S1和S4、變壓器TR2、二極體DR2、及開關S2的本體二極體構成，而二次側係由二極體DO3和DO4及輸出電感LO2構成。
第30圖顯示根據本發明之實施例之開關S1-S4的閘波形以及變壓器TR1和TR2的一次電壓VP1和VP2。同時導通開關S2和S3會感應到變壓器TR1之一次繞組上的電壓VCR。在時間T1時關閉開關S3之後，變壓器TR1的磁化電流流過二極體DR1和開關S1的本體二極體。所以，在變壓器TR1的一次繞組上感應到負電壓-VCR，直到完全重置其磁化電流為止，如第30圖所示。藉由切換開關S1和S4會在變壓器TR2上感應到類似的電壓波形，如第30圖所示。應注意到開關S1和S2永遠維持接近50%工作週期，以達到高PF和低THD。
第31圖顯示根據本發明之實施例之第29圖的實施例亦能以單一輸出電感LO和三個輸出二極體DO1-DO3來實作。
第32圖顯示根據本發明之實施例之具有嚴格控制之交錯隔離返馳型輸出的實施例。一個返馳型結構係由開關S2和S3、變壓器TR1、及二極體DO1構成。另一返馳型結構係由開關S1和S4、變壓器TR2、及二極體DO2構成
第33圖顯示根據本發明之實施例之開關S1-S4的閘波形以及變壓器TR1和TR2的一次電壓VP1和VP2。同時導通開關S2和S3會感應到變壓器TR1之一次繞組上的電壓VCR。在時間T1時關閉開關S3之後，變壓器TR1的磁化電流流過二極體DO1和輸出電容器CO。
所以，若在DCM中運作，在變壓器TR1之一次繞組上感應到反映之輸出電壓-nVO，直到磁化電流到達零為止，如第30圖所示，這裡的n是變壓器TR1的匝數比。若變壓器TR1的磁化電感夠大，則磁化電流會變成連續的。藉由切換開關S1和S4會在變壓器TR2上感應到類似的電壓波形，如第33圖所示。
第34圖顯示根據本發明之實施例之第6圖的實施例可以是並聯式或交錯式。在簡單易做的並聯運作下，係由一個閘信號驅動開關S1和S3，而由另一個互補閘信號一起驅動開關S2和S4。在交錯式運作下，開關S1和S4係一起驅動，而由互補信號同時驅動開關S2和S3。由於在輸出和開關間提供去耦阻抗的耦接電感LC，因此此電路中的並聯/交錯式運作是有可能的。
第35圖顯示根據本發明之實施例之藉由加入阻隔電容器CB能防止從開關S1-S4之間的節點到電容器CO1和 CO2之間的節點流通的任何DC電流。
第36圖顯示根據本發明之實施例之第17圖的實施例可以是並聯式或交錯式。在簡單易做的並聯運作下，係由相同信號驅動開關S1和S3，而由互補信號一起驅動開關S2和S4。在交錯式運作下，開關S1和S4係一起驅動，而由互補信號同時驅動開關S2和S3。
第37圖顯示根據本發明之實施例之藉由加入阻隔電容器CB能防止從開關S1和S2之間的節點到開關S3和S4之間的節點流通的任何DC電流。
第38圖顯示根據本發明之實施例之若並聯連接兩隔離PFC整流器時，則無須額外開關便能達到嚴格控制的輸出。整流器包括一用來接收關於中性節點的三相輸入電壓之輸入級和一適用於耦接至少一負載的輸出級。輸出級包括複數個耦接於中性節點的輸出電容器。
整流器更包括一或更多電容器，耦接於三相輸入電壓之對應相位與中性節點之間，並包括至少二切換轉換器級(例如隔離PFC整流器)，各具有複數個耦接於中性節點的開關，複數個開關係以一固定工作週期運作，固定工作週期實質上為50%工作週期。切換轉換器級更包括一或更多耦接至三相輸入電壓之對應相位的升壓電感、一或更多耦接於一或更多升壓電感與轉換器級的複數個開關之間的輸入橋式二極體、以及一或更多跨接轉換器級之複數個開關的飛跨電容。
整流器更包括一或更多控制器，適用於基於至少一負 載的情況或輸入電壓之至少一者來改變複數個開關的切換頻率，並包括一或更多去耦級，各包括一或更多變壓器，適用於隔離輸出級與複數個切換轉換器級。變壓器包括一或更多耦接於複數個切換轉換器級之間的一次繞組。控制器更適用於以一相移式控制操作複數個切換轉換器級的複數個開關。
變壓器可包括一或更多透過一或更多阻隔電容器耦接於複數個切換轉換器級之間至中性節點的一次繞組。
第39圖顯示根據本發明之實施例之開關S1-S4的閘波形。第一PFC級的S1和S2之切換發生在時間T0時，而第二PFC級的S3和S4之切換發生在時間T1時。兩切換事件之間的相位偏移產生變壓器TR之兩個一次繞組上的PWM電壓波形VP1和VP2，如第39圖所示。儘管相位偏移的變化嚴格控制輸出電壓，開關S1-S4仍以緩慢變化切換頻率且接近50%工作週期來運作，以達到高PF和低THD。
第40圖顯示根據本發明之實施例之第39圖的實施例亦能以兩個具有串接二次繞組以共用電流的變壓器TR1和TR2來實作。
第41圖顯示根據本發明之實施例之包括具有半橋諧振型結構之隔離輸出之電路的另一實施例，而第42圖顯示根據本發明之實施例之全橋諧振型結構。能使用任何諧振槽電路，如串聯、並聯、LLC、LCC和LLCC諧振電路。
第43圖顯示根據本發明之實施例之第6圖所示之整流器之耦接電感能以兩個電感加熱線圈取代。因此，一或更多電感加熱線圈可以是整流器的感應元件。諧振電容器CRes1和CRes2以及電感加熱線圈構成諧振槽以傳送磁能給任何具有阻抗的傳導材料(如金屬製材)。藉由透過耦接磁能的渦流損失來加熱製材。
第44圖顯示根據本發明之實施例之具有一電感加熱線圈和半橋結構的電路之另一實施例，而第45圖顯示根據本發明之實施例之具有一電感加熱線圈和全橋結構的電路。第46圖顯示根據本發明之實施例之多個電感加熱線圈能經由串接開關來耦接電路。串接開關可以是對應線圈選擇開關。
若設置三倍諧波的路徑(即，三相輸入源之中性線和虛擬中性N是直接連接)的平均升壓電感電流的THD和諧波。M是公式(6)所定義之輸入對輸出電壓轉換比。
C1‧‧‧電容器
C2‧‧‧電容器
C3‧‧‧電容器
L1‧‧‧升壓電感
L2‧‧‧升壓電感
L3‧‧‧升壓電感
S1‧‧‧開關
S2‧‧‧開關
S3‧‧‧開關
S4‧‧‧開關
CO1‧‧‧電容器
CO2‧‧‧電容器
CR‧‧‧電容器
LC‧‧‧電感
N‧‧‧中性節點
D1-D6‧‧‧橋式二極體
VAN‧‧‧電壓
VBN‧‧‧電壓
VCN‧‧‧電壓
VO1‧‧‧電壓
VO2‧‧‧電壓
LM‧‧‧磁化電感
LLK1‧‧‧洩漏電感
LLK2‧‧‧洩漏電感
iL1‧‧‧電感電流
iL2‧‧‧電感電流
iL3‧‧‧電感電流
iM‧‧‧磁化電流
CB‧‧‧阻隔電容器
DB1‧‧‧二極體
DB2‧‧‧二極體
SR1-SR6‧‧‧開關
TR‧‧‧變壓器
TR1‧‧‧變壓器
TR2‧‧‧變壓器
DO1‧‧‧二極體
DO2‧‧‧二極體
CR1‧‧‧飛跨電容
CR2‧‧‧飛跨電容
VP‧‧‧電壓
VP1‧‧‧電壓
VP2‧‧‧電壓
DO3‧‧‧二極體
DO4‧‧‧二極體
DR1‧‧‧二極體
LO1‧‧‧輸出電感
DR2‧‧‧二極體
LO2‧‧‧輸出電感
第1圖顯示三相單開關PFC DCM升壓整流器。
第2圖顯示用於具有中性線連接之功率系統的三相二開關PFC DCM升壓整流器。
第3圖顯示具有虛擬中性並具有分離輸出電容器的三相二開關PFC DCM升壓整流器。
第4圖顯示具有中性線連接並具有單一輸出電容器的三相二開關PFC DCM升壓整流器。
第5圖顯示沒有輸出二極體整流器的三相二開關PFC DCM升壓整流器。
第6圖顯示根據本發明之實施例之三相二開關零電壓切換(ZVS)PFC DCM升壓整流器。
第7圖顯示根據本發明之實施例之顯示電流和電壓之參考方向之第6圖中的電路之簡化模型。
第8圖顯示根據本發明之實施例之在切換週期期間之第6圖中的電路之拓樸級。
第9圖顯示根據本發明之實施例之在切換週期期間之第6圖中的電路之基本波形。
第10圖顯示根據本發明之實施例之具有兩個獨立負載的三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第11圖顯示根據本發明之實施例之具有兩個獨立電感和兩個獨立負載的三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第12圖顯示根據本發明之實施例之在虛擬中性和兩分離輸出電容器之中點之間具有一阻隔電容器的三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第13圖顯示根據本發明之實施例之耦接於輸入來源中性和兩分離輸出電容器之中點之間的三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第14圖顯示根據本發明之實施例之具有一耦接電感和兩個阻隔二極體的三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第15圖顯示根據本發明之實施例之具有一流入電流控制器的三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第16圖顯示根據本發明之實施例之三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器，其中輸入橋式整流器係由所控制的開關構成。
第17圖顯示根據本發明之實施例之具有兩個一次繞組變壓器的三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第18圖顯示根據本發明之實施例之具有一中心抽頭一次繞組變壓器的三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第19圖顯示根據本發明之實施例之具有兩個一次繞組變壓器的三相四開關隔離ZVS PFC DCM升壓輸入全橋輸出整流器。
第20圖顯示根據本發明之實施例之在切換週期期間第19圖中的電路之四開關的相移式控制閘波形。
第21圖顯示根據本發明之實施例之在切換週期期間第19圖中的電路之四開關的PWM閘波形。
第22圖顯示根據本發明之實施例之耦接第19圖中的 電路之控制器的方塊圖。
第23圖顯示根據本發明之實施例之具有單一一次繞組變壓器的三相四開關隔離ZVS PFC DCM升壓輸入全橋輸出整流器。
第24圖顯示根據本發明之實施例之在切換週期期間第23圖中的電路之四開關的相移式閘波形。
第25圖顯示根據本發明之實施例之在切換週期期間第23圖中的電路之四開關的PWM閘波形。
第26圖顯示根據本發明之實施例之耦接第23圖中的電路之控制器的方塊圖。
第27圖顯示根據本發明之實施例之具有兩個一次繞組變壓器和一DC電流阻隔電容器的三相四開關隔離ZVS PFC DCM升壓輸入全橋輸出整流器。
第28圖顯示根據本發明之實施例之具有單一一次繞組變壓器和一DC電流阻隔電容器的三相四開關隔離ZVS PFC DCM升壓輸入全橋輸出整流器。
第29圖顯示根據本發明之實施例之具有兩個變壓器和兩個輸出濾波電感的三相四開關隔離ZVS PFC DCM升壓輸入前向輸出整流器。
第30圖顯示根據本發明之實施例之在切換週期期間第29圖中的電路之四開關的PWM閘波形。
第31圖顯示根據本發明之實施例之具有兩個變壓器和一輸出濾波電感的三相四開關隔離ZVS PFC DCM升壓輸入前向輸出整流器。
第32圖顯示根據本發明之實施例之具有兩個變壓器和一輸出濾波電感的三相四開關隔離ZVS PFC DCM升壓輸入返馳輸出整流器。
第33圖顯示根據本發明之實施例之在切換週期期間第32圖中的電路之四開關的PWM閘波形。
第34圖顯示根據本發明之實施例之交錯三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第35圖顯示根據本發明之實施例之具有一DC電流阻隔電容器的交錯三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第36圖顯示根據本發明之實施例之交錯三相二開關隔離ZVS PFC DCM升壓整流器。
第37圖顯示根據本發明之實施例之具有一DC電流阻隔電容器的交錯三相二開關隔離ZVS PFC DCM升壓整流器。
第38圖顯示根據本發明之實施例之具有一額外相移式控制的交錯三相二開關隔離ZVS PFC DCM升壓整流器。
第39圖顯示根據本發明之實施例之在切換週期期間第38圖中的電路之四開關的相移式控制閘波形。
第40圖顯示根據本發明之實施例之具有兩個變壓器和一額外相移式控制的交錯三相二開關隔離ZVS PFC DCM升壓整流器。
第41圖顯示根據本發明之實施例之具有諧振元件的 三相二開關隔離ZVS PFC DCM升壓整流器。
第42圖顯示根據本發明之實施例之具有諧振元件的三相四開關隔離ZVS PFC DCM升壓整流器。
第43圖顯示根據本發明之實施例之具有耦接電感加熱線圈和兩個諧振電容器的三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第44圖顯示根據本發明之實施例之具有一電感加熱線圈和兩個諧振電容器的三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第45圖顯示根據本發明之實施例之具有一電感加熱線圈和一諧振電容器的三相四開關ZVS PFC DCM升壓整流器。
第46圖顯示根據本發明之實施例之具有多個電感加熱線圈和選擇開關的三相二開關ZVS PFC DCM升壓整流器。

Claims (53)

  1. 一種低輸入電流諧波三相升壓整流器，包含：一輸入級，用來接收關於一中性節點的一三相輸入電壓；一輸出級，適用於耦接至少一負載，該輸出級包含複數個耦接於該中性節點的輸出電容器；一或更多電容器，耦接於該三相輸入電壓之對應相位與該中性節點之間；一或更多切換轉換器級，各具有複數個耦接於該中性節點的開關，該複數個開關係以一固定工作週期運作，該固定工作週期實質上為50%工作週期，該一或更多轉換器級更包含一或更多耦接至該三相輸入電壓之對應相位的升壓電感、一或更多耦接於該一或更多升壓電感與該轉換器級的該複數個開關之間的輸入橋式二極體、以及一或更多跨接該等轉換器級之該複數個開關的飛跨電容；一或更多控制器，適用於基於該至少一負載的情況或該輸入電壓之至少一者來改變該複數個開關的切換頻率；及一或更多去耦級，各去耦級包含一次及二次電感元件，其中該一次電感元件具有一次端及該二次電感元件具有二次端，該一次端與該二次端被跨接於切換轉換器級，以電感地分開該輸出級與該切換轉換器級。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該複數個開關的一或更多開關係在跨 過該一或更多開關為實質零電壓時導通。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該控制器係適用於基於由滿載和一最小輸入電壓決定之一最小頻率或由輕負載和一最大輸入電壓決定之一最大頻率之至少一者來改變切換頻率。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該控制器係適用於在輕負載與無負載間之一範圍以一叢發模式運作。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該等電感元件係磁耦合。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該等輸出電容器之各者係適用於跨接至少一負載。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中跨接各個該等輸出電容器間的電壓實質上相等。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含一耦接於該中性節點與該輸出級之該等輸出電容器之間的阻隔電容器。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該輸出級之該等輸出電容器係耦接至三相四線輸入系統的輸入中性線。
  10. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中一或更多阻隔二極體係耦接於該複數 個開關與該一或更多飛跨電容之間。
  11. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中一或更多流入電流控制電路係耦接於該輸入電壓與該等電容器之間。
  12. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該輸入級更包含輸入電磁干擾(EMI)濾波器。
  13. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該等輸入橋式二極體係同步整流器。
  14. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中各開關包含一金氧半導體場效電晶體(MOSFET)或一具有一反並聯式二極體的絕緣閘雙極性電晶體(IGBT)。
  15. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該一或更多切換轉換器級包含複數個切換轉換器級，各耦接於該一或更多去耦級之對應一級，且其中該控制器更適用於以交錯或平行方式操作該複數個切換轉換器級的該複數個開關。
  16. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該一或更多切換轉換器級包含複數個切換轉換器級，各透過一或更多阻隔電容器耦接於該一或更多去耦級之對應一級，且其中該控制器更適用於以交錯或平行方式操作該複數個切換轉換器級的該複數個開關。
  17. 如申請專利範圍第1項所述之低輸入電流諧波三 相升壓整流器，其中該電感元件包含一或更多電感加熱線圈。
  18. 如申請專利範圍第17項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該電感加熱線圈係耦接於對應線圈選擇開關。
  19. 一種低輸入電流諧波三相升壓整流器，包含：一輸入級，用來接收關於一中性節點的一三相輸入電壓；一輸出級，適用於耦接至少一負載；一或更多電容器，耦接於該三相輸入電壓之對應相位與該中性節點之間；至少二切換轉換器級，各具有複數個耦接於該中性節點的開關，該複數個開關係以一固定工作週期運作，該固定工作週期實質上為50%工作週期，該等轉換器級更包含一或更多耦接至該三相輸入電壓之對應相位的升壓電感、一或更多耦接於該一或更多升壓電感與該等轉換器級的該複數個開關之間的輸入橋式二極體、以及一或更多跨接該等轉換器級之該複數個開關的飛跨電容；一或更多控制器，適用於基於該至少一負載的情況或該輸入電壓之至少一者來改變對應切換轉換器級之該複數個開關的切換頻率；及一或更多去耦級，各去耦級包含一或更多變壓器，適用於隔離該輸出級與該複數個切換轉換器級，其中變壓器包含一次及二次與輸出繞組，其中該一次繞組具有一次端 及二次繞組具有二次端，該一次端與該二次端被跨接一切換轉換器，且其中該輸出繞組電流隔離該輸入級與該輸出級及其中該控制器更適用於以一相移式控制操作該複數個切換轉換器級的該複數個開關。
  20. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該變壓器更包含一或更多透過一或更多阻隔電容器耦接於該複數個切換轉換器級之間的一次繞組。
  21. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含在該變壓器之輸出側上的一中心抽頭繞組及整流器。
  22. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含在該變壓器之輸出側上的一全波整流器。
  23. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含在該變壓器之輸出側上的一倍流整流器。
  24. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含在該變壓器之輸出側上的同步整流器。
  25. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含在該變壓器之輸出側上的一濾波器。
  26. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波 三相升壓整流器，其中該複數個開關的一或更多開關係在跨過該一或更多開關為實質零電壓時導通。
  27. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該控制器係適用於基於由滿載和一最小輸入電壓決定之一最小頻率或由輕負載和一最大輸入電壓決定之一最大頻率之至少一者來改變切換頻率。
  28. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該控制器係適用於在輕負載與無負載間之一範圍以一叢發模式運作。
  29. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中一或更多流入電流控制電路係耦接於該輸入電壓與該等電容器之間。
  30. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該輸入級更包含輸入電磁干擾(EMI)濾波器。
  31. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該等輸入橋式二極體係同步整流器。
  32. 如申請專利範圍第19項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中各開關包含一MOSFET或一具有一反並聯式二極體的IGBT。
  33. 一種低輸入電流諧波三相升壓整流器，包含：一輸入級，用來接收關於一中性節點的一三相輸入電壓； 一輸出級，適用於耦接至少一負載；一或更多電容器，耦接於該三相輸入電壓之對應相位與該中性節點之間；一或更多切換轉換器級，各具有耦接於該中性節點的複數個開關，該複數個開關係以一固定工作週期運作，該固定工作週期實質上為50%工作週期，該一或更多轉換器級更包含耦接至該三相輸入電壓之對應相位的一或更多升壓電感、耦接於該一或更多升壓電感與該等轉換器級的該複數個開關之間的一或更多輸入橋式二極體、以及跨接於該等轉換器級之該複數個開關的一或更多飛跨電容；一或更多控制器，適用於基於該至少一負載或該輸入電壓之情況中的至少一者來改變該複數個開關的切換頻率；一或更多去耦級，各去耦級包含一或更多變壓器，適用於隔離該輸出級與該一或更多切換轉換器級之至少一者，其中變壓器包含一次與二次及輸出繞組，其中該一次繞組具有一次端及該二次繞組具有二次端，該一次端與該二次端跨接切換轉換器級，及其中該輸出級電流隔離開該輸入級與該輸出級；及複數個輔助開關，透過該至少一變壓器耦接於該一或更多切換轉換器級的該複數個開關，其中該控制器更適用於根據至少一相移式或脈衝寬度調變來操作該複數個輔助開關。
  34. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波 三相升壓整流器，其中透過該至少一變壓器耦接於該一或更多切換轉換器級之該複數個開關的該複數個輔助開關形成至少一全橋轉換器。
  35. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該變壓器包含一耦接於該等輔助開關之接面與該中性節點之間的一次繞組。
  36. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該變壓器包含一透過一或更多阻隔電容器耦接於該中性節點的一次繞組。
  37. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含在該變壓器之輸出側上的一中心抽頭繞組及整流器。
  38. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含在該變壓器之輸出側上的一全波整流器。
  39. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含在該變壓器之輸出側上的一倍流整流器。
  40. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含在該變壓器之輸出側上的同步整流器。
  41. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含一或更多在該變壓器之輸出側上的濾波器。
  42. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該複數個開關及變壓器形成順向轉換器。
  43. 如申請專利範圍第42項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，更包含一在該變壓器之輸出側上之具有一或更多輸出電感的輸出濾波器。
  44. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該複數個開關及變壓器形成返馳轉換器。
  45. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該變壓器包含一耦接至少一諧振電感和一或更多諧振電容器的一次繞組。
  46. 如申請專利範圍第45項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該複數個開關和變壓器形成諧振轉換器。
  47. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該複數個開關的一或更多開關係在跨過該一或更多開關為實質零電壓時導通。
  48. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該控制器係適用於基於由滿載和最小輸入電壓決定之一最小頻率或由輕負載和最大輸入電壓決定之一最大頻率之至少一者來改變切換頻率。
  49. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該控制器係適用於在輕負載與無負 載間之一範圍內以一叢發模式運作。
  50. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中一或更多流入電流控制電路係耦接於該輸入電壓與該等電容器之間。
  51. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該輸入級更包含輸入電磁干擾(EMI)濾波器。
  52. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中該等輸入橋式二極體係同步整流器。
  53. 如申請專利範圍第33項所述之低輸入電流諧波三相升壓整流器，其中各開關包含一MOSFET或一具有一反並聯式二極體的IGBT。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI767851B (zh) * 2021-10-08 2022-06-11 亞源科技股份有限公司 具有被動式無損失緩衝器之多相式升壓轉換裝置

Families Citing this family (97)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7548441B2 (en) * 2004-02-24 2009-06-16 Vlt, Inc. Universal AC adapter
KR101594013B1 (ko) 2009-06-15 2016-02-26 제네럴 일렉트릭 테크놀러지 게엠베하 컨버터
CN102859861B (zh) 2009-07-31 2016-01-20 阿尔斯通技术有限公司 可配置的混合转换器电路
WO2011098117A1 (en) 2010-02-09 2011-08-18 Areva T&D Uk Limited Converter for high voltage dc dc transmission
CN102792544B (zh) 2010-03-15 2016-01-20 阿尔斯通技术有限公司 具有多级转换器的静止无功补偿器
CA2795315C (en) 2010-04-15 2017-08-15 Alstom Technology Ltd Hybrid 2-level and multilevel hvdc converter
KR101783504B1 (ko) 2010-06-18 2017-09-29 제네럴 일렉트릭 테크놀러지 게엠베하 Ｈｖｄｃ 전송 및 무효전력 보상용 컨버터
CN103141018B (zh) * 2010-07-30 2015-12-16 阿尔斯通技术有限公司 包括用于处理dc侧短路的全桥单元的hvdc转换器
CN103190070B (zh) 2010-08-24 2015-08-19 阿尔斯通技术有限公司 具有连接到中性点的零序移能电阻器的hvdc变换器
EP2633612A1 (en) * 2010-10-27 2013-09-04 Alstom Technology Ltd. Modular multilevel converter
WO2012128768A1 (en) * 2011-03-24 2012-09-27 Polar Semiconductor, Inc. Series switch bridgeless power supply
US9350250B2 (en) 2011-06-08 2016-05-24 Alstom Technology Ltd. High voltage DC/DC converter with cascaded resonant tanks
WO2013017160A1 (en) 2011-08-01 2013-02-07 Alstom Technology Ltd A dc to dc converter assembly
CA2848325C (en) 2011-11-07 2018-03-27 General Electric Technology Gmbh Control circuit
US9088222B2 (en) * 2011-11-17 2015-07-21 Qualcomm Incorporated Systems, methods, and apparatus for a high power factor single phase rectifier
CN103959634B (zh) 2011-11-17 2017-09-01 通用电气技术有限公司 用于hvdc应用的混合ac/dc转换器
US8891261B2 (en) * 2012-01-31 2014-11-18 Delta Electronics, Inc. Three-phase three-level soft-switched PFC rectifiers
CA2865447C (en) 2012-03-01 2019-03-12 Alstom Technology Ltd Control circuit
DE102012005622B4 (de) * 2012-03-22 2022-03-10 Sew-Eurodrive Gmbh & Co Kg Schaltungsanordnung
CN103825474B (zh) * 2012-11-16 2016-08-31 台达电子工业股份有限公司 低共模噪声的电源变换装置及其应用系统
KR101472457B1 (ko) 2013-08-27 2014-12-12 전자부품연구원 Pfc 제어장치 및 방법
CN103516211B (zh) * 2013-08-28 2016-02-24 浙江工业大学 含三绕组耦合电感的led阵列接口电路
US9647533B2 (en) * 2013-11-08 2017-05-09 One More Time Llc PFC circuits with very low THD
KR101578136B1 (ko) * 2013-12-06 2015-12-16 국민대학교산학협력단 3상 강압 공진형 능동정류기
KR101563900B1 (ko) 2013-12-06 2015-10-28 국민대학교산학협력단 역률 개선용 3상 강압 공진형 능동정류기
CN105981277B (zh) * 2014-02-19 2019-04-23 三菱电机株式会社 直流电源装置、电动机驱动装置和制冷循环应用设备
TWI514736B (zh) * 2014-04-25 2015-12-21 Mean Well Entpr Co Ltd 具有功率因素校正電路的電源供應器
US9584039B2 (en) * 2014-05-27 2017-02-28 Hamilton Sundstrand Corporation Regulated AC-DC hybrid rectifier
WO2016069791A1 (en) * 2014-10-28 2016-05-06 Murata Manufacturing Co., Ltd. Space vector modulation for matrix converter and current source converter
TWI547088B (zh) * 2015-01-29 2016-08-21 台達電子工業股份有限公司 直流交流轉換裝置及其操作方法
CN104811061A (zh) * 2015-04-30 2015-07-29 安徽动力源科技有限公司 新型三相pfc整流器
US10033196B2 (en) 2015-08-10 2018-07-24 Google Llc Converting alternating current power to direct current power
CN105047385B (zh) * 2015-08-17 2017-06-23 江苏科谷电子有限公司 一种高频变压器及其组成的emi抑制电路
US9866103B2 (en) * 2015-09-18 2018-01-09 Switching Power, Inc. Magnetic capacitive current limit circuit for transformers
US10063089B2 (en) * 2015-12-11 2018-08-28 National Chung-Shan Institute Of Science & Technology Wind power charging circuit with three-phase, single-stage and bridgeless framework
JP6238257B1 (ja) * 2016-06-28 2017-11-29 三菱電機株式会社 電力変換装置
CN107634673A (zh) * 2016-07-18 2018-01-26 维谛技术有限公司 软开关辅助电路、三电平三相的零电压转换电路
FR3056851B1 (fr) 2016-09-29 2018-10-12 Renault S.A.S Procede de determination de consigne de courant pour chargeur de batterie de vehicule automobile
CN106385171A (zh) * 2016-09-30 2017-02-08 深圳市奥耐电气技术有限公司 交错并联三相pfc电路
CN106411162A (zh) * 2016-09-30 2017-02-15 深圳市奥耐电气技术有限公司 三相ac‑dc电源转换系统
SE542304C2 (en) 2016-10-24 2020-04-07 Husqvarna Ab Mitigation of touch current in handheld electrical tools
EP3322076B1 (de) * 2016-11-14 2020-02-05 Siemens Aktiengesellschaft Schaltnetzteil mit resonanzwandler
KR101918062B1 (ko) * 2016-11-30 2018-11-13 엘지전자 주식회사 전력 변환 장치
WO2018110787A1 (ko) * 2016-12-15 2018-06-21 서울과학기술대학교 산학협력단 단일단 인터리브드 소프트 스위칭 컨버터
WO2018133605A1 (zh) * 2017-01-20 2018-07-26 中国科学院地质与地球物理研究所 一种升压型pfc变换器的软开关控制电路
US10601305B2 (en) * 2017-02-06 2020-03-24 University Of Florida Research Foundation, Incorporated Control to output dynamic response and extend modulation index range with hybrid selective harmonic current mitigation-PWM and phase-shift PWM for four-quadrant cascaded H-bridge converters
US10680508B2 (en) * 2017-02-06 2020-06-09 University Of Florida Research Foundation, Incorporated Control to output dynamic response and extend modulation index range with hybrid selective harmonic current mitigation-PWM and phase-shift PWM for four-quadrant cascaded H-bridge converters
CN107465341B (zh) * 2017-09-08 2023-04-11 西南交通大学 一种DCMBoost功率因数校正变换器的控制方法及控制电路
CN107800309B (zh) * 2017-10-16 2024-05-10 深圳市保益新能电气有限公司 一种单级隔离型三相pfc变换器及其控制方法
CN111542999B (zh) 2017-12-25 2023-07-11 三菱电机株式会社 电力变换装置
CN109995229B (zh) * 2018-01-02 2021-06-18 台达电子企业管理（上海）有限公司 Pfc电路
CN108347184A (zh) * 2018-01-30 2018-07-31 安徽省金屹电源科技有限公司 一种煤粉锅炉点火用等离子体柜专用电源
FR3079688B1 (fr) * 2018-03-30 2021-10-08 Inst Vedecom Convertisseur npc quatre bras pour les vehicules electriques et chargeur bidirectionnel comprenant un tel convertisseur
CN108649818B (zh) * 2018-04-19 2019-11-12 东南大学 三相降压型整流器及其控制方法
WO2019213673A1 (en) * 2018-05-01 2019-11-07 Murata Manufacturing Co., Ltd. Buck matrix-type rectifier with boost switch, and operation thereof during one-phase loss
FR3082678B1 (fr) 2018-06-15 2020-05-22 Renault S.A.S Procede de commande d'un redresseur de vienne.
US10312810B1 (en) * 2018-06-20 2019-06-04 Ford Global Technologies, Llc Interleaved DC-DC converter having stacked output capacitors
DE102018210579A1 (de) * 2018-06-28 2020-01-02 Continental Automotive Gmbh Fahrzeugseitige Ladeschaltung
DE102018210806A1 (de) * 2018-06-29 2020-01-02 Rheinisch-Westfälische Technische Hochschule (Rwth) Aachen Elektrische Schaltung mit Hilfsspannungsquelle für Zero-Voltage-Switching in einem Gleichspannungswandler unter sämtlichen Lastbedingungen
KR102131866B1 (ko) * 2018-07-02 2020-08-05 전주대학교 산학협력단 단일전력단 ac-dc 컨버터
US10819216B2 (en) * 2018-07-26 2020-10-27 Infineon Technologies Austria Ag Power converter with low drain voltage overshoot in discontinuous conduction mode
NL2021479B1 (en) 2018-08-17 2020-02-24 Prodrive Tech Bv Electrical power converter
TWI670923B (zh) * 2018-09-12 2019-09-01 國立臺灣科技大學 三相多階式串聯－串聯諧振式轉換器
FR3087614B1 (fr) * 2018-10-19 2020-10-09 Sagemcom Energy & Telecom Sas Carte electrique comprenant un pont de redressement
NL2021926B1 (en) * 2018-11-02 2020-05-14 Prodrive Tech Bv Electrical power converter
RU2735323C2 (ru) * 2019-03-25 2020-10-30 Федеральное государственное унитарное предприятие "Крыловский государственный научный центр" Каскадный преобразователь частоты
WO2020236155A1 (en) * 2019-05-21 2020-11-26 Huawei Technologies Co., Ltd. Boost converter and control method
CN110460260B (zh) * 2019-08-07 2020-12-15 华为技术有限公司 一种变换器及供电系统
JP7437581B2 (ja) * 2019-10-25 2024-02-26 ヒタチ・エナジー・リミテッド 結合負荷の制御されたスイッチングのための方法および装置
CN113258755B (zh) * 2020-02-13 2022-07-26 宏碁股份有限公司 升压转换器
CN111146851A (zh) * 2020-03-12 2020-05-12 深圳威迈斯新能源股份有限公司 一种单三相兼容的转换电路及车载充电机
CN111669066B (zh) * 2020-04-16 2021-11-19 山西大学 一种辅助回路续流优化的无桥双Boost功率因数校正整流器
CN111934568B (zh) * 2020-04-16 2021-11-19 山西大学 一种上下交替辅助换流的无桥双Boost功率因数校正整流器
CN111934567B (zh) * 2020-04-16 2021-11-19 山西大学 一种左右交替辅助换流的无桥双Boost功率因数校正整流器
KR20230005892A (ko) * 2020-04-28 2023-01-10 프로드라이브 테크놀로지즈 이노베이션 서비시즈 비.브이. 전력 변환기
US11601042B2 (en) * 2020-05-14 2023-03-07 Delta Electronics, Inc. Multi-phase AC/DC converter
DE102020116889A1 (de) * 2020-06-26 2021-12-30 ACD Antriebstechnik GmbH Dreiphasen Boost-Converter mit PFC
US11404966B2 (en) * 2020-07-02 2022-08-02 Delta Electronics, Inc. Isolated multi-phase DC/DC converter with reduced quantity of blocking capacitors
CN114142747B (zh) * 2020-09-03 2025-08-08 台达电子工业股份有限公司 具有谐波补偿的滤波电路
CN112104212B (zh) * 2020-09-15 2022-01-14 哈尔滨工程大学 三相两开关整流器滤波电感及滞环控制开关频率设计方法
US11211872B1 (en) * 2020-09-28 2021-12-28 Delta Electronics, Inc. Power-factor-correction rectifiers with soft switching
KR102428668B1 (ko) * 2020-11-25 2022-08-02 전주대학교 산학협력단 단일전력단 3 레벨 컨버터
CN112910242B (zh) * 2021-01-27 2022-03-22 浙江大学 一种应用于h桥的解耦电压占空比补偿策略
CN113364264B (zh) * 2021-05-21 2023-03-24 珠海格力电器股份有限公司 Pfc拓扑电路及其控制方法
CN113346727B (zh) * 2021-05-28 2022-05-20 南京理工大学 一种lcc谐振变换器启动速率优化控制方法
CN113691119B (zh) * 2021-10-25 2022-05-10 苏州明纬科技有限公司 三相功率因素校正装置
CN113872431B (zh) * 2021-11-03 2023-10-10 珠海格力电器股份有限公司 一种电路控制装置和方法
CN113746357B (zh) * 2021-11-08 2022-02-11 四川大学 基于双级辅助变换器的电解制氢整流电源及电源控制方法
CN114640253B (zh) * 2022-03-24 2023-03-14 苏州罗约科技有限公司 一种混合三电平飞跨电容Boost电路
US11855527B1 (en) 2022-06-07 2023-12-26 Stmicroelectronics International N.V. Three-phase power factor controller implemented with single-phase power factor correction controller
TWI801261B (zh) * 2022-06-13 2023-05-01 宏碁股份有限公司 快速放電之電源供應器
CN117937918A (zh) * 2022-10-24 2024-04-26 广州华凌制冷设备有限公司 电压控制方法、装置、家电设备及存储介质
CN118137818A (zh) * 2022-11-25 2024-06-04 邯郸美的制冷设备有限公司 电压控制方法、装置、家电设备及存储介质
US20240266968A1 (en) 2023-02-02 2024-08-08 Delta Electronics, Inc. Multi-phase ac-dc converter
LU504159B1 (de) 2023-05-08 2024-11-08 ACD Antriebstechnik GmbH PFC-Netzschaltung
CN116404864B (zh) * 2023-06-07 2023-08-08 西南交通大学 一种功率解耦升降压共地功率因数校正方法及拓扑结构
KR102910067B1 (ko) * 2023-06-22 2026-01-12 한국전력공사 저압직류 계통용 컨버터 및 그 제어 방법

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5963976A (ja) * 1982-10-01 1984-04-11 Origin Electric Co Ltd 整流装置の制御方法
US5499178A (en) 1991-12-16 1996-03-12 Regents Of The University Of Minnesota System for reducing harmonics by harmonic current injection
JPH08196077A (ja) * 1994-11-18 1996-07-30 Toshiba Corp 電力変換装置及びこれを利用した空気調和装置
DE19533556C1 (de) * 1995-09-11 1996-12-12 Siemens Ag Dreiphasen-Gleichrichterschaltung
JPH09285130A (ja) * 1996-04-17 1997-10-31 Toyonori Akiba スイッチング電源
JP3574726B2 (ja) * 1997-03-17 2004-10-06 オリジン電気株式会社 低歪み整流電源装置
US5982646A (en) * 1998-06-30 1999-11-09 General Electric Company Voltage clamp snubbers for three level converter
US5933336A (en) * 1998-07-17 1999-08-03 Lucent Technologies Inc. Three-phase boost converter having multiple L-C branches and method of operation thereof
US6038151A (en) * 1998-07-17 2000-03-14 Lucent Technologies Inc. Switching network and method of reducing input current total harmonic distortion for a boost converter
US6026006A (en) 1998-09-21 2000-02-15 Lucent Technologies Inc. Integrated three-phase power converter and method of operation thereof
JP2000166254A (ja) * 1998-11-30 2000-06-16 Mitsubishi Electric Corp インバータ装置
US6239995B1 (en) 1999-03-11 2001-05-29 Ndsu Research Foundation Resonant-boost-input three-phase power factor corrector with a low current stress on switches
US6456514B1 (en) * 2000-01-24 2002-09-24 Massachusetts Institute Of Technology Alternator jump charging system
US6567283B2 (en) * 2001-03-30 2003-05-20 Youtility Inc. Enhanced conduction angle power factor correction topology
JP3786260B2 (ja) * 2001-11-20 2006-06-14 富士電機機器制御株式会社 高周波変換装置
TW591870B (en) * 2003-02-18 2004-06-11 Delta Electronics Inc Integrated converter with three-phase power factor correction
JP2006191766A (ja) * 2005-01-07 2006-07-20 Origin Electric Co Ltd 直流電源装置
US7932693B2 (en) * 2005-07-07 2011-04-26 Eaton Corporation System and method of controlling power to a non-motor load
JP2008043122A (ja) * 2006-08-09 2008-02-21 Sony Corp スイッチング電源回路
JP5474772B2 (ja) * 2007-06-01 2014-04-16 ディーアールエス パワー アンド コントロール テクノロジーズ インコーポレーテッド ３レベル中性点固定変換装置及びその制御方法
JP2010017047A (ja) * 2008-07-07 2010-01-21 Cosel Co Ltd 三相力率改善回路
JP5169590B2 (ja) * 2008-07-31 2013-03-27 富士電機株式会社 無停電電源装置およびその製造方法
US20100321968A1 (en) * 2009-06-18 2010-12-23 Hamilton Sundstrand Corporation Load fault handling for switched reluctance or induction type machines
CN202026494U (zh) * 2010-09-20 2011-11-02 浙江大学 电容隔离型多路恒流输出谐振式直流/直流变流器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI767851B (zh) * 2021-10-08 2022-06-11 亞源科技股份有限公司 具有被動式無損失緩衝器之多相式升壓轉換裝置

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