TWI513161B - 雙路徑誤差放大電路及直流轉直流穩壓裝置 - Google Patents

Description

雙路徑誤差放大電路及直流轉直流穩壓裝置

本發明是有關於一種誤差放大電路及具有該誤差放大電路的穩壓裝置，特別是指一種雙路徑誤差放大電路及直流轉直流穩壓裝置。

可攜式電子裝置如智慧型手機、平板裝置、數位相機及其他多媒體裝置需要低成本的小型化電源供應裝置。然而，無法整合在晶片內的晶片外元件(off-chip components)增加了在印刷電路板上的額外體積和成本。此外，接腳寄生元件(parasitic elements of pads)、黏接線及包裝也會降低電子裝置的效能。對於可攜式電子裝置，對於達成小面積及高效能，高整合性是極為重要的。在可攜式電子裝置上已廣泛使用提供高效率功率轉換及可靠的電壓輸出的切換式電源供應器。對於直流轉直流轉換器，整合晶片外元件至晶片的縮小設計是需要解決的課題。

例如，就穩定度的考量，直流轉直流穩壓裝置需要執行頻率補償。然而，用於頻率補償的電容通常太大而難以整合到晶片中，因此會被設計在晶片外而無法縮減直流轉直流轉換器的整體尺寸。

以直流轉直流穩壓裝置為例，為了得到等效的大電容，會使用兩種類型的電容倍增器(capacitor multiplier)，分別如圖1的電壓模式及如圖2的電流模式。

參閱圖1，依據米勒效應，電壓模式中，補償電容C_c 兩端的電壓分別為V₁ 及V₂ ，節點n₁ 到接地的理想等效電容C_eq,VM 可表示為公式1。

C _eq,VM =(1+A _v )C _c 公式1

其中，V₂ 對V₁ 的絕對增益為Av。雖然電壓模式藉由具高增益的運算放大器可實現較高的電容放大比例，但僅限於低頻率操作。此外，當該運算放大器的輸入信號有較大的振幅變化時，亦會限制電容放大的比例。

參閱圖2，電流模式的架構是利用電阻感測流經補償電容C_c 的電流，以一因數K_x 放大感測電流I_c ，且沿著補償電容C_c 通過放大電流K_x I_c 。電流模式在節點n₂ 到接地的等效電容C_eq,CM 為公式2。

相較於電壓模式，電流模式沒有低頻的限制，但電流模式的缺點是需消耗較大功率換取放大倍率。

參閱圖3，直流轉直流穩壓裝置為了提供精確輸出電壓，在許多狀況下需要負回饋控制。為了避免變得不穩定，必須要頻率補償。相位落後補償(Lag Compensation)常用在許多回饋系統，零點公式可表示為公式3。

因此，為了穩定性，補償電容C_c 必須設計為較大的容值以產生低頻率。另外，補償電容C_c 連接轉導運算放大器(Operation Transconductance Amplifier；簡稱OTA)的輸出，迴轉率(Slew Rate；單位時間內功率放大器最高放大級，將較強的信號激勵放大為高壓，單位V/us)被降低後，直流轉直流穩壓裝置的反應時間也被嚴格地被限制。

因此，本發明之目的，即在提供一種能縮小補償電容尺寸並提升轉換效率的雙路徑誤差放大電路及直流轉直流穩壓裝置。

於是，本發明雙路徑誤差放大電路電性連接於一電壓調整電路，該雙路徑誤差放大電路包含一誤差放大單元及一補償電路。

該誤差放大單元具有多數轉導運算放大器、一第一輸入端、一第二輸入端、一第一輸出端及一第二輸出端，各該轉導運算放大器具有二輸入端及一輸出端，該第一輸入端接收一參考電壓，該第二輸入端接收一回饋電壓，該等轉導運算放大器中的一第一轉導運算放大器及一第二轉導運算放大器個別的二輸入端分別電性連接該第一輸入端及該第一輸入端，該等轉導運算放大器中的一第三轉導運算放大器的其中一輸入端電性連接該第一轉導運算放大器的輸出端及另一輸入端電性連接該第三轉導運算放大器 之輸出端，且該第三轉導運算放大器之輸出端電性連接，該第一輸出端並耦接一第一電流，該第二轉導運算放大器之輸出端電性連接該第二輸出端並耦接一第二電流；該補償電路具有一補償電阻及一補償電容，該補償電阻的兩端分別連接該第一輸出端及該第二輸出端，該補償電容的兩端分別連接該第二輸出端及接地，用於產生一供應該電壓調整電路的補償電壓，且在該電壓調整電路決定一零點頻 率；該零點頻率的決定公式為：，其中，α 為該 第二電流之電流值相對於該第一電流之電流值之比值，Rc為該補償電阻之電阻值，Cc為補償電容之電容值，藉此，選用適當比值α 以降低該補償電容所需之電容值。

較佳的，該第一轉導運算放大器具有一正端、一負端及一輸出端，該正端耦接該第一輸入端並接收該參考電壓，該負端耦接該第二輸入端並接收該回饋電壓，該輸出端連接該第一輸出端並耦接該第一電流；該第二轉導運算放大器具有一正端、一負端及一輸出端，該正端耦接該第二輸入端並接收該回饋電壓，該負端耦接該第一輸入端並接收該參考電壓，該輸出端連接該第二輸出端並耦接該第二電流。

較佳的，該第三轉導運算放大器具有一正端、一負端及一輸出端，該負端與該輸出端相互導接，該正端電性連接於該第一轉導運算放大器之輸出端。

本發明的直流轉直流穩壓裝置包含一電壓調整電路及一雙路徑誤差放大電路，該雙路徑誤差放大電路具 有一誤差放大單元及一補償電路。

該誤差放大單元具有多數轉導運算放大器、一第一輸入端、一第二輸入端、一第一輸出端及一第二輸出端，各該轉導運算放大器具有二輸入端及一輸出端，該第一輸入端接收一參考電壓，該第二輸入端接收一回饋電壓，該等轉導運算放大器中的一第一轉導運算放大器及一第二轉導運算放大器個別的二輸入端分別電性連接該第一輸入端及該第一輸入端，該等轉導運算放大器中的一第三轉導運算放大器的其中一輸入端電性連接該第一轉導運算放大器的輸出端及另一輸入端電性連接該第三轉導運算放大器之輸出端，且該第三轉導運算放大器之輸出端電性連接該第一輸出端並耦接一第一電流，該第二轉導運算放大器之輸出端電性連接該第二輸出端並耦接一第二電流；該補償電路具有一補償電阻及一補償電容，該補償電阻的兩端分別連接該第一輸出端及該第二輸出端，該補償電容的兩端分別連接該第二輸出端及接地，用於產生一供應該電壓調整電路的補償電壓，且在該電壓調整電路決定一零點頻率； 該零點頻率的決定公式為：，其中，α 為該第二 電流之電流值相對於該第一電流之電流值之比值，Rc為該補償電阻之電阻值，Cc為補償電容之電容值，藉此，選用適當比值α 以降低該補償電容所需之電容值。

較佳的，該電壓調整電路是一切換式穩壓模組，用以將一輸入電壓轉換為一較低準位的輸出電壓，該降壓切換式穩壓模組包括一第一開關、一第二開關、一電感、 一輸出電路及一驅動電路。

該第一開關具有一控制端、一輸入端及一輸出端，該控制端接收該輸入電壓；該第二開關具有一控制端、一輸入端及一輸出端，該輸入端耦接該第一開關之輸出端，該輸出端接地；該電感的一端耦接該第一開關之輸出端及該第二開關之輸入端；該輸出電路具有一輸出電容、一輸出電阻、一負載及一分壓器，該輸出電容的兩端分別耦接該電感的另一端及該輸出電阻的一端，該輸出電阻的另一端接地，該負載耦接該輸出電容及該電感，該分壓器提供分壓以產生該回饋電壓並提供該雙路徑誤差放大電路；該驅動電路電性連接該雙路徑誤差放大電路、該第一開關及該第二開關，並依據該雙路徑誤差放大電路產生之補償電壓調控該第一開關及該第二開關之導通與否。

本發明之功效在於：雙路徑誤差放大電路用於頻率補償，藉由選用適當的雙電流源之電流比值而可以小電容取代傳統大容值(大尺寸)的補償電容。另外，因為補償電容的容值小，直流轉直流穩壓裝置的暫態反應也可顯著地改善。

100‧‧‧直流轉直流穩壓裝置

1‧‧‧雙路徑誤差放大電路

11、11’‧‧‧誤差放大單元

12‧‧‧補償電路

2‧‧‧電壓調整電路

20‧‧‧驅動電路

201‧‧‧比較器

202‧‧‧閘極驅動器

Cc‧‧‧補償電容

I₁ ‧‧‧第一電流

I₂ ‧‧‧第二電流

Rc‧‧‧補償電阻

V_fb ‧‧‧回饋電壓

V_{ref_ss} ‧‧‧參考電壓

V_C ‧‧‧補償電壓

V_PWM ‧‧‧波寬度調變信號

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一示意圖，說明電壓模式的等效補償電容；圖2是一示意圖，說明電流模式的等效補償電容；圖3是一電路圖，說明用於直流轉直流穩壓裝置的頻率 補償電路；圖4是一電路圖，說明本發明的直流轉直流穩壓裝置的較佳實施例；圖5是一電路方塊圖，說明本發明的雙路徑誤差放大電路；圖6是一電路圖，說明本發明的雙路徑誤差放大電路的第一較佳實施例；圖7是一電路圖，說明本發明的雙路徑誤差放大電路的第二較佳實施例；圖8是一電路架構圖，說明圖6的示範電路；圖9是一電路架構圖，說明圖7的示範電路。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖4，本發明之較佳實施例中，直流轉直流穩壓裝置100包含一雙路徑誤差放大電路1及一電壓調整電路2。本實施例中，電壓調整電路2是一切換式穩壓模組，用以將一輸入電壓V_in 轉換為一較低準位的輸出電壓V_out ，電壓調整電路2包括一驅動電路20、一輸出電路21、一第一開關M_P 、一第二開關M_N 及一電感L。

第一開關M_P 具有一控制端、一輸入端及一輸出端，控制端接收輸入電壓；第二開關M_N 具有一控制端、一輸入端及一輸出端，輸入端耦接第一開關M_P 之輸出端，輸出端接地；電感L的一端耦接第一開關M_P 之輸出端及第二 開關M_N 之輸入端。輸出電路21具有一輸出電容C_o 、一輸出電阻R_esf 、一負載211及一分壓器212，輸出電容C_o 的兩端分別耦接電感L的另一端及輸出電阻R_esf 的一端，輸出電阻R_esf 的另一端接地，負載211耦接輸出電容C_o 及電感L，分壓器212提供分壓以產生一回饋電壓V_fb 並提供雙路徑誤差放大電路1。

參閱圖5，並配合圖4，驅動電路20電性連接雙路徑誤差放大電路1、第一開關M_P 及第二開關M_N ，驅動電路20具有一比較器201及一閘極驅動器(Gate Driver)202，比較器201之負端接收雙路徑誤差放大電路1產生之補償電壓V_C ，比較器201之正端接收一鋸齒波Vsw，並輸出一脈波寬度調變信號V_PWM 給閘極驅動器202，藉此，閘極驅動器202可調控第一開關M_P 及第二開關M_N 之導通與否。

雙路徑誤差放大電路1包含一誤差放大單元11及一補償電路12。其中，誤差放大單元11具有一第一輸入端、一第二輸入端、一第一輸出端及一第二輸出端，第一輸入端接收一參考電壓V_{ref_ss} ，第二輸入端接收電壓調整電路2的回饋電壓V_fb ，第一輸出端耦接一第一電流I₁ ，第二輸出端耦接一第二電流I₂ 。

補償電路12具有一補償電阻Rc及一補償電容Cc，補償電阻Rc的兩端分別連接誤差放大單元11的第一輸出端及第二輸出端，補償電容Cc的兩端分別連接第二輸出端及接地，用於產生供應電壓調整電路2的補償電壓Vc，用以在電壓調整電路2決定一零點頻率，零點頻率的決定 如公式4。

公式4中，α 為第二電流I₂ 之電流值相對於第一電流I₁ 之電流值之比值，Rc為補償電阻之電阻值，Cc為補償電容之電容值，藉此，選用適當比值α 可以降低傳統補償電容Cc所需之電容值。

第一電流I₁ 及第二電流I₂ 被用來同步地對補償電容Cc充電，補償電壓Vc如公式5。

假設第二電流I₂ 代換為第一電流I₁ 的函式，補償電壓Vc可被改寫為公式6。

基於公式6，補償電壓Vc的等效阻抗的電流I₁ 成為原始電阻及放大電容的串聯連接，零點z₁ 可表示為公式4。

比較公式3及公式4，公式4的零點頻率是乘以(1-α )。換句話說，補償電容Cc的電容值是乘以(1-α )^-1 。舉例來說，假設α 是0.95，補償電容Cc的電容值可減少20倍，因此，實現電路時可降低補償電容Cc的尺寸設計。

另外，依據雙路徑誤差放大電路1的等效電路，在公式2的傳統電流模式的電容倍增器的倍增因數是(1+Kx)，但是總功率消耗是沒有電容倍增器的(1+Kx)倍。本發明的倍增因數為(1-α )^-1 ，總功率損耗隨著(1+α )增加，α 小於1。當第一電流I₁ 及第二電流I₂ 接近，有效電容倍率 可以大幅增加。因此，在降低面積及提升效能上，本發明相較於傳統電流模式的電容倍增器有顯著的改善。

參閱圖6，本發明的第一實施例中，誤差放大單元11之架構包括一第一轉導運算放大器OTA₁ 及一第二轉導運算放大器OTA₂ 。第一轉導運算放大器OTA₁ 具有一正端、一負端及一輸出端，正端耦接第一輸入端並接收參考電壓V_{ref_ss} ，負端耦接第二輸入端並接收回饋電壓V_fb ，輸出端連接第一輸出端並耦接第一電流I₁ ；第二轉導運算放大器OTA₂ 具有一正端、一負端及一輸出端，正端耦接第二輸入端並接收回饋電壓V_fb ，負端耦接第一輸入端並接收參考電壓V_{ref_ss} ，輸出端連接第二輸出端並耦接第二電流I₂ 。

參閱圖7，本發明的第二實施例中，誤差放大單元11’除了包括如圖6的第一轉導運算放大器OTA₁ 、第二轉導運算放大器OTA₂ 及補償電路12，還包括一第三轉導運算放大器OTA₃ ，第三轉導運算放大器OTA₃ 具有一正端、一負端及一輸出端，負端與輸出端相互導接，正端電性連接於第一轉導運算放大器OTA₁ 之輸出端，藉由第三轉導運算放大器OTA₃ 可調整增益大小。

參閱圖8，為本發明的第一實施例的誤差放大單元11(如圖6)的示範電路，其直流增益(dc gain)如公式7，其中，G_m11 是轉移電導(transconductance)，R_o11 是第一轉導運算放大器OTA₁ 之輸出電阻值，R_O2 是第二轉導運算放大器OTA₂ 之第二電阻值，Rc是補償電阻值。

參閱圖9，為本發明的第二實施例的誤差放大單元11’(如圖7)的示範電路，其直流增益(dc gain)如公式7，其中，A_V..ota11 是第一轉導運算放大器OTA₁ 的電壓增益，R_o12 是第三轉導運算放大器OTA₃ 之輸出電阻值，R_O2 是第二轉導運算放大器OTA₂ 之輸出電阻值，Rc是補償電阻值。

綜上所述，本發明之功效在於：雙路徑誤差放大電路1用於頻率補償，藉由選用適當的雙電流源之電流比值而可以小電容取代傳統大容值(大尺寸)的補償電容。另外，因為補償電容的容值小，直流轉直流穩壓裝置100的暫態反應也可顯著地改善，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

1‧‧‧雙路徑誤差放大電路

11‧‧‧誤差放大單元

12‧‧‧補償電路

20‧‧‧驅動電路

201‧‧‧比較器

202‧‧‧閘極驅動器

Cc‧‧‧補償電容

I₁ ‧‧‧第一電流

I₂ ‧‧‧第二電流

Rc‧‧‧補償電阻

V_C ‧‧‧補償電壓

V_fb ‧‧‧回饋電壓

V_{ref_ss} ‧‧‧參考電壓

V_PWM ‧‧‧波寬度調變信號

Claims (7)

1. 一種雙路徑誤差放大電路，電性連接於一電壓調整電路，該雙路徑誤差放大電路包含：一誤差放大單元，具有多數轉導運算放大器、一第一輸入端、一第二輸入端、一第一輸出端及一第二輸出端，各該轉導運算放大器具有二輸入端及一輸出端，該第一輸入端接收一參考電壓，該第二輸入端接收一回饋電壓，該等轉導運算放大器中的一第一轉導運算放大器及一第二轉導運算放大器個別的二輸入端分別電性連接該第一輸入端及該第一輸入端，該等轉導運算放大器中的一第三轉導運算放大器的其中一輸入端電性連接該第一轉導運算放大器的輸出端及另一輸入端電性連接該第三轉導運算放大器之輸出端，且該第三轉導運算放大器之輸出端電性連接該第一輸出端並耦接一第一電流，該第二轉導運算放大器之輸出端電性連接該第二輸出端並耦接一第二電流；及一補償電路，具有一補償電阻及一補償電容，該補償電阻的兩端分別連接該第一輸出端及該第二輸出端，該補償電容的兩端分別連接該第二輸出端及接地，用於產生一供應該電壓調整電路的補償電壓。
2. 如請求項1所述的雙路徑誤差放大電路，其中，該第一轉導運算放大器具有一正端、一負端及一輸出端，該正端耦接該第一輸入端並接收該參考電壓，該負端耦接該第二輸入端並接收該回饋電壓，該輸出端連 接該第一輸出端並耦接該第一電流；及該第二轉導運算放大器具有一正端、一負端及一輸出端，該正端耦接該第二輸入端並接收該回饋電壓，該負端耦接該第一輸入端並接收該參考電壓，該輸出端連接該第二輸出端並耦接該第二電流。
3. 如請求項2所述的雙路徑誤差放大電路，其中，該第三轉導運算放大器具有一正端、一負端及一輸出端，該負端與該輸出端相互導接，該正端電性連接於該第一轉導運算放大器之輸出端。
4. 一種直流轉直流穩壓裝置，包含一電壓調整電路及一雙路徑誤差放大電路，該雙路徑誤差放大電路具有：一誤差放大單元，具有多數轉導運算放大器、一第一輸入端、一第二輸入端、一第一輸出端及一第二輸出端，各該轉導運算放大器具有二輸入端及一輸出端，該第一輸入端接收一參考電壓，該第二輸入端接收一回饋電壓，該等轉導運算放大器中的一第一轉導運算放大器及一第二轉導運算放大器個別的二輸入端分別電性連接該第一輸入端及該第一輸入端，該等轉導運算放大器中的一第三轉導運算放大器的其中一輸入端電性連接該第一轉導運算放大器的輸出端及另一輸入端電性連接該第三轉導運算放大器之輸出端，且該第三轉導運算放大器之輸出端電性連接，該第一輸出端並耦接一第一電流，該第二轉導運算放大器之輸出端電性連接該第二輸出端並耦接一第二電流；及 一補償電路，具有一補償電阻及一補償電容，該補償電阻的兩端分別連接該第一輸出端及該第二輸出端，該補償電容的兩端分別連接該第二輸出端及接地，用於產生一供應該電壓調整電路的補償電壓。
5. 如請求項4所述的直流轉直流穩壓裝置，其中，該電壓調整電路是一切換式穩壓模組，用以將一輸入電壓轉換為一較低準位的輸出電壓，該降壓切換式穩壓模組包括：一第一開關，具有一控制端、一輸入端及一輸出端，該控制端接收該輸入電壓；一第二開關，具有一控制端、一輸入端及一輸出端，該輸入端耦接該第一開關之輸出端，該輸出端接地；一電感，一端耦接該第一開關之輸出端及該第二開關之輸入端；一輸出電路，具有一輸出電容、一輸出電阻、一負載及一分壓器，該輸出電容的兩端分別耦接該電感的另一端及該輸出電阻的一端，該輸出電阻的另一端接地，該負載耦接該輸出電容及該電感，該分壓器提供分壓以產生該回饋電壓並提供該雙路徑誤差放大電路；及一驅動電路，電性連接該雙路徑誤差放大電路、該第一開關及該第二開關，並依據該雙路徑誤差放大電路產生之補償電壓調控該第一開關及該第二開關之導通 與否。
6. 如請求項5所述的直流轉直流穩壓裝置，其中，該第一轉導運算放大器具有一正端、一負端及一輸出端，該正端耦接該第一輸入端並接收該參考電壓，該負端耦接該第二輸入端並接收該回饋電壓，該輸出端連接該第一輸出端並耦接該第一電流；及該第二轉導運算放大器具有一正端、一負端及一輸出端，該正端耦接該第二輸入端並接收該回饋電壓，該負端耦接該第一輸入端並接收該參考電壓，該輸出端連接該第二輸出端並耦接該第二電流。
7. 如請求項6所述的直流轉直流穩壓裝置，其中，該第三轉導運算放大器具有一正端、一負端及一輸出端，該負端與該輸出端相互導接，該負端電性連接於該第一轉導運算放大器之輸出端。