TWI712256B - Dc-dc轉換器中的加強型切換式電容濾波器補償 - Google Patents

Dc-dc轉換器中的加強型切換式電容濾波器補償 Download PDF

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Abstract

一種系統、DC-DC轉換器以及用於一DC-DC轉換器的補償方法及電路被揭示。例如，一種用於一DC-DC轉換器的補償電路被揭示。所述補償電路是包含一被配置以接收與積分一第一電壓信號的積分器電路、一差分差值放大器電路，其耦接至所述積分器電路並且被配置以產生一和所述經積分的第一電壓信號相關的第一濾波器轉移函數以及一切換式電容濾波器電路，其耦接至所述差分差值放大器電路並且被配置以產生一第二濾波器轉移函數，其中所述差分差值放大器進一步被配置以響應於所述第一濾波器轉移函數以及所述第二濾波器轉移函數來輸出一第二電壓信號。在一實施方式中，所述補償電路是一第三型切換式電容濾波器(SCF)補償電路。

Description

DC-DC轉換器中的加強型切換式電容濾波器補償
本發明大致是有關於在電源供應器中的補償濾波器，並且尤其是有關於一種在被形成於積體電路、晶圓、晶片或晶粒上的DC-DC轉換器中所利用的第三型切換式電容濾波器(SCF)。
相關申請案的交互參照
此申請案是相關於2015年8月14日申請的名稱為“DC-DC轉換器中的加強型切換式電容濾波器補償”的美國臨時專利申請案序號62/205,230、以及2015年11月10日申請的名稱為“DC-DC轉換器中的加強型切換式電容濾波器補償”的美國臨時專利申請案序號62/253,644，所述兩個美國臨時專利申請案是被納入在此作為參考。此申請案特此主張美國臨時專利申請案序號62/205,230以及62/253,644的益處。
某些DC-DC轉換器(例如，步降或是降壓轉換器)通常是利用一補償濾波器或是“回授放大器”以用於閉迴路的調節，使得作為頻率的一函數的回授網路增益及相位確保具有回授的整體系統維持穩定的。例如，某些降壓轉換器是包含第三型切換式電容濾波器(SCF)補償，以確保其穩定性、暫態響應以及閉迴路效能符合由所牽涉到的整體系統施加的需求。 然而，有關這些降壓轉換器的一項重要的問題是一或多個取樣及保持放大器(SHA)級是運作所述SCF補償電路以及避免疊頻(aliasing)失真所需的。每一個SHA級是增加一T/2的相位延遲(其中T是所述SCF的取樣週期)至所述回授迴路，其在此種閉迴路系統中是極不合需要的，因為所述相位延遲是直接而且負面地影響所牽涉到的降壓轉換器及系統的穩定性、暫態響應以及因此的閉迴路效能。再者，每一個SHA級都增加所述SCF補償電路被形成在其上的晶粒的覆蓋區、功率消耗以及成本。
一實施例是針對於一種用於一DC-DC轉換器的補償電路。所述補償電路是包含一積分器電路以接收及積分一電壓信號(例如，來自一降壓轉換器的電壓回授信號VFB)。所述補償電路亦包含一耦接至所述積分器電路的差分差值放大器電路，以產生一和所述經積分的電壓信號相關的濾波器轉移函數(transfer function)。一切換式電容濾波器(SCF)電路亦耦接至所述差分差值放大器電路，以產生一第二濾波器轉移函數。所述差分差值放大器是響應於所述第一濾波器轉移函數以及所述第二濾波器轉移函數來輸出一第二電壓信號。對於此實施例而言，所述第二電壓信號是用於所牽涉到的降壓轉換器的補償電壓信號VCOMP。
100‧‧‧切換式電容濾波器(SCF)補償電路
101‧‧‧第三型SCF電路
102‧‧‧輸入
103‧‧‧電阻器
104‧‧‧電容器
105‧‧‧參考電壓信號
106‧‧‧誤差放大器
108‧‧‧節點
109‧‧‧積分器電路
110‧‧‧差分差值放大器(DDA)
112‧‧‧電容器
114‧‧‧輸出節點
116‧‧‧電容器
118a‧‧‧電晶體開關
118b‧‧‧電晶體開關
120a‧‧‧切換式電容器
120b‧‧‧切換式電容器
122a‧‧‧電晶體開關
122b‧‧‧電晶體開關
V1-‧‧‧端子
V1+‧‧‧端子
V2-‧‧‧端子
V2+‧‧‧端子
200‧‧‧SCF補償電路
201‧‧‧第三型SCF電路
202‧‧‧輸入節點
203‧‧‧節點
204‧‧‧電容器
205‧‧‧參考電壓信號
206‧‧‧誤差放大器
208‧‧‧節點
209‧‧‧積分器電路
210‧‧‧差分差值放大器(DDA)
212‧‧‧電容器
214‧‧‧輸出節點
216‧‧‧電容器
218a‧‧‧電晶體開關
218b‧‧‧電晶體開關
220a‧‧‧切換式電容器
220b‧‧‧切換式電容器
222a‧‧‧電晶體開關
222b‧‧‧電晶體開關
224a‧‧‧電晶體開關
224b‧‧‧電晶體開關
226a‧‧‧切換式電容器
226b‧‧‧切換式電容器
228a‧‧‧電晶體開關
228b‧‧‧電晶體開關
230‧‧‧取樣的資料前端電路
V1-‧‧‧端子
V1+‧‧‧端子
V2-‧‧‧端子
V2+‧‧‧端子
300‧‧‧方法
400‧‧‧DC-DC轉換器
402‧‧‧電源電路
404‧‧‧電壓模式的PWM控制器
406‧‧‧高側驅動器放大器
408‧‧‧低側驅動器放大器
410‧‧‧開關電晶體
412‧‧‧開關電晶體
414‧‧‧電阻器
416‧‧‧電感器
418‧‧‧輸出節點
420‧‧‧電阻器
422‧‧‧電容器
424‧‧‧SCF補償電路
426‧‧‧非同步的PWM比較器
428‧‧‧時脈電路
430‧‧‧鋸齒波產生器電路
500‧‧‧電子系統
502‧‧‧電源子系統
504‧‧‧數位處理器
506‧‧‧週邊子系統
508‧‧‧記憶體
510‧‧‧輸入/輸出(I/O)
512‧‧‧DC-DC轉換器
514‧‧‧SCF補償電路
516‧‧‧線
理解到所述圖式只描繪範例實施例，並且因此並不被視為在範疇上限制性的，所述範例實施例將會透過所附的圖式的使用，在額外的特定性及細節下加以描述。
圖1是描繪一切換式電容濾波器(SCF)補償電路的概要的電路圖，其可 被利用以實施本發明的一範例實施例。
圖2是描繪一SCF補償電路的概要的電路圖，其可被利用以實施本發明的一第二範例實施例。
圖3是描繪根據本發明的一範例實施例的一種可被利用以實施用於一DC-DC轉換器的第三型SCF補償的方法的流程圖。
圖4是描繪根據本發明的一範例實施例的一DC-DC轉換器的概要的電路圖，其可被利用以實施第三型SCF補償。
圖5是描繪一種可被利用以實施本發明的一範例實施例的電子系統的概要的方塊圖。
在以下的詳細說明中是參考到構成其之一部分而且其中藉由特定的舉例說明的實施例而被展示的所附的圖式。然而，將瞭解到的是，其它實施例可被利用，並且可以做成邏輯、機械以及電性的改變。再者，在圖式的圖以及說明書中所呈現的方法並非被解釋為限制個別的動作可加以執行所用的順序。因此，以下的詳細說明並非以限制性的意思來加以解釋。在所有可能之處的相同或類似的元件符號是在整個圖式被使用來指稱相同或類似的結構的構件或部件。
某些DC-DC轉換器(例如，步降或是降壓轉換器)通常是利用一補償濾波器或是“回授放大器”以用於閉迴路的調節，使得作為頻率的一函數的回授網路增益及相位確保具有回授的整體系統維持穩定的。例如，某些降壓轉換器是包含第三型切換式電容濾波器(SCF)補償，以確保其穩定性、暫態響應以及閉迴路效能符合由所牽涉到的整體系統施加的需求。 然而，有關這些降壓轉換器的一項重要的問題是一或多個取樣及保持放大器(SHA)級是運作所述SCF補償電路以及避免疊頻失真所需的。每一個SHA級是增加一T/2的相位延遲(其中T是所述SCF的取樣週期)至所述回授迴路，其在此種閉迴路系統中是極不合需要的，因為所述相位延遲是直接而且負面地影響所牽涉到的降壓轉換器及系統的穩定性、暫態響應以及因此的閉迴路效能。再者，每一個SHA級都增加所述SCF補償電路被形成在其上的晶粒的覆蓋區、功率消耗以及成本。再者，現有的SCF補償電路是產生一複數的高頻極點，此進一步劣化其閉迴路效能以及因此所牽涉到的降壓轉換器的穩定性及效能。最後，此高頻極點需要高頻寬的放大電路在所牽涉到的SCF補償電路中的利用，此產生遠高於所要的功率耗散需求。然而，如同在以下敘述的，本發明是利用在積體電路、晶圓、晶片或晶粒上所形成的降壓轉換器中的加強型第三型SCF補償，來解決這些以及其它相關的問題。
圖1是描繪一切換式電容濾波器(SCF)補償電路100的概要的電路圖，其可被利用以實施本發明的一範例實施例。在所展示的範例實施例中，所述SCF補償電路100包含一具有一連續時間的積分器前端的“沒有延遲的”第三型SCF電路。一具有兩對差分輸入的差分差值放大器(DDA)是被利用在所述SCF補償電路100中以實現一第三型濾波器轉移函數，其致能在所述DDA的兩個差分輸入對之處所實現的轉移函數的隱含的級聯(cascading)。因此，在圖1中描繪的實施例可被利用作為一小型的離散時間的濾波器，此消除對於SHA級、高頻寬的放大級以及產生在現有的SCF補償電路中的複數的高頻極點的需求。
明確地說，參照圖1，所述SCF補償電路100是在一輸入102之處接收一電壓回授信號VFB，所述輸入102是耦接至一電阻器R0 103的第一端子。在此實施例中，所述電壓回授信號VFB是從一電壓控制的切換模式的脈波寬度調變的(PWM)降壓轉換器的輸出端子來耦接至所述電阻器R0 103。在一第二實施例中，例如，所述電壓回授信號VFB可以是從一切換模式的PWM升壓轉換器的輸出端子、或是任何其它適當的DC-DC電壓轉換器的輸出節點來耦接至所述電阻器R0 103。不論在任何情形，所述電阻器R0 103的第二端子都連接至一電容器C0 104的第一端子以及一誤差放大器(例如，運算放大器)106的反相的輸入。所述誤差放大器106的非反相的輸入是耦接至一參考電壓信號VREF 105。耦接至所述誤差放大器106的非反相的輸入的參考電壓信號VREF 105是具有一指出用於所牽涉到的降壓轉換器的輸出電壓的目標電壓位準的電壓位準。包含所述電阻器R0 103、電容器C0 104以及誤差放大器106的電路是作用為一積分器電路109，其是在所述誤差放大器106的輸出以及所述節點108之處提供一積分的電壓信號VINTEG。注意到的是，例如在此實施例的一不同的特點中，所述積分器電路109亦可以藉由利用被加載一電容器的一運算互導放大器(OTA)來加以實施。
所述SCF補償電路100亦包含一DDA 110。所述DDA 110是包含兩個輸入對：(V1+、V1-)以及(V2+、V2-)。在所述節點108之處的積分的電壓(誤差)信號VINTEG是耦接至所述DDA 110的V2+端子。一共模的電壓信號VCM(例如是電路參考電壓，其可以是不同於VREF 105)是耦接至所述DDA 110的V1+端子。所述共模的電壓信號VCM是一DC電壓以及一AC接地，其亦耦接至一第二電容器C2 112的一第一端子。所述共模的電壓信號VCM是作用為 一用於所述DDA 110的偏壓點，以確保所述DDA 110如所需地運作。就此而論，對於此範例實施例而言，所述共模的電壓VCM可被選擇為中間軌或是(VDD-GND)/2，並且可被視為一AC接地。所述第二電容器C2 112的第二端子是耦接至所述DDA 110的V1-端子，並且所述電壓回授信號VFB是耦接至所述DDA 110的V2-端子。
所述第二電容器C2 112的第二端子亦耦接至一第三電容器C3 116的一第一端子、一第一電晶體(例如，MOSFET)開關118a(Φ2)的一第一端子以及一第二電晶體(例如，MOSFET)開關118b(Φ1)的一第二端子。所述第一電晶體開關118a的第二端子是耦接至一第四(切換)電容器C4 120a、120b的一第一端子以及一第三電晶體(例如，MOSFET)開關122a(Φ1)的一第一端子。所述第四電容器C4 120a、120b的第二端子是耦接至一第四電晶體(例如，MOSFET)開關122b(Φ2)的一第一端子。所述電晶體開關122a、122b以及所述第三電容器C3 116的第二端子是耦接至所述DDA 110的輸出端子，其是在所述輸出節點114之處提供一誤差或補償電壓信號VCOMP。在圖1中所示的範例實施例中，由所述電容器C2 112、C3 116、C4 120a及120b以及開關118a、118b、122a及122b所涵蓋的DDA 110的輸入對V1+及V1-以及輸出VCOMP是一起作用以提供一負回授網路。在所述DDA 110的輸出處的補償電壓信號VCOMP是耦接至一DC-DC轉換器的PWM控制器的一輸入(例如，如同在圖4描繪的實施例中，其是耦接至一降壓轉換器的一PWM比較器的輸入)，以維持所述轉換器的輸出電壓在一實質固定的值。注意到的是，在此範例實施例中，所述電晶體開關118a、118b、122a、122b、第三電容器C3 116、(雙)第四電容器C4 120a、120b以及DDA 110是被建構以提供一第三型SCF 電路101。
為了實施在圖1中所描繪的第三型SCF電路101，可以做一項有效的假設為所述DDA 110具有一無限的增益。(此外，由於VCM及VREF是DC電壓，因此所述共模的電壓VCM=VREF=AC接地)。因此，以下的關係可加以導出：V INTEG -V FB =0-V 2 (1)所述經積分的電壓信號VINTEG可被表示為以下(針對於所述誤差放大器106假設是無限的增益)：
Figure 105125741-A0202-12-0007-1
 在數學上操作在所述DDA 110的輸入處的電壓信號是產生以下的表示式：
Figure 105125741-A0202-12-0007-2
Figure 105125741-A0202-12-0007-3
Figure 105125741-A0202-12-0007-5
Figure 105125741-A0202-12-0007-6
Figure 105125741-A0202-12-0007-7
 將方程式(3)及(7)代入方程式(1)中是產生以下的表示式：
Figure 105125741-A0202-12-0007-8
Figure 105125741-A0202-12-0007-9
 注意到的是，如同由方程式(9)所指出的，在所述DDA 110的輸入處的轉移函數的操作是產生兩個極點：一極點是被設置在原點以提供一高水平的DC電壓調節；並且第二極點是被設置在高頻處。此外，兩個實數零點是被設置在接近存在於電壓模式的控制中的電感-電容(LC)雙極點的頻率之處。亦注意到的是，在方程式(9)中的項REQ4是代表所述切換式電容器C4的等效電阻。就此而論，一雙線性轉換(BLT)可被利用以轉換所述連續時間的濾波器(用拉普拉斯或是“s”域來加以表示)成為一離散時間的濾波器(用“z”域來加以表示)，即如同以下緊接著敘述者。
為了獲得所述SCF電路100的離散時間的濾波器表示，所述BLT方程式可被表示為：
Figure 105125741-A0202-12-0008-10
 其中，T是所述SCF的取樣時間週期。在圖1所描繪的範例實施例中，所述取樣週期被假設為等於所述時脈週期的一半，因為雙重取樣被利用。因此，對於在圖1中描繪的實施例而言，所述取樣時間週期T=TCLK/2。注意到的是，只有所述切換式電容器C4的等效電阻REQ4貢獻到方程式(9)中的離散時間的濾波函數。就此而論，此離散時間的函數是在[0,1/2T]有效的。方程式(9)的其餘部分對於在[0,∞)的所有類比頻率值而言都是有效的。然而，藉由選擇閉迴路的截止頻率是遠小於1/T，高頻失真在整體的轉移函數上具有最小的影響。因此，方程式(7)可以用轉移函數形式來加以改寫：
Figure 105125741-A0202-12-0008-11
 所述轉移函數的完整的頻率響應於是藉由將以下代入方程式(11)中來加以獲得：z=e jωT (12)
總之，在圖1中所描繪的SCF補償電路101是包含一DDA，其實現一第三型濾波器轉移函數，致能在所述DDA的差分輸入對之處所實現的兩個轉移函數的級聯。因此，利用在圖1中所描繪的實施例作為一離散時間的濾波器，實質的益處是相對現有的SCF補償電路的那些個而被導出，例如是消除對於所需的SHA級以及高的放大器頻寬的需求、縮減所產生的晶粒的覆蓋區及功率消耗的需求以及強化所牽涉到的DC-DC(例如，降壓)轉換器以及整體系統的閉迴路效能及穩定性。
圖2是描繪一SCF補償電路200的概要的電路圖，其可被利用以實施本發明的一第二範例實施例。例如，所述SCF補償電路200可被利用以提供用於在一降壓轉換器中的閉迴路調節的第三型SCF補償。在圖2所示的範例實施例中，所述SCF補償電路200是包含具有一取樣資料的積分器前端的一沒有延遲的第三型SCF電路201。就此而論，在圖2中所示的SCF補償電路200是在圖1中所示的第三型SCF補償電路100的一完整取樣的類比的版本。僅藉由使得SCF取樣時間週期(T=TSW/K)為所述降壓轉換器切換時間週期(TSW)的一分數，一第三型濾波器被實現，其是被完全整合到所述降壓轉換器中，不需要修整，並且其轉移函數是隨著所述切換時間週期TSW線性地縮放。因此，所述閉迴路穩定性理論上可以針對於任何TSW的值而被確保。
明確地說，所述SCF補償電路200是在一輸入節點202之處 接收一電壓回授信號VFB(例如，來自一降壓轉換器的輸出節點)。所述輸入節點202是連接至一取樣資料的前端電路230(在以下詳細地敘述)的輸入端子。所述取樣資料的前端電路230的輸出端子是耦接至一節點203，所述節點203是連接至一電容器C0 204的第一端子以及一誤差放大器(例如，運算放大器)206的反相的輸入。所述誤差放大器206的非反相的輸入是連接以接收一參考電壓信號VREF 205。包含所述取樣資料的前端電路230、電容器C0 204以及誤差放大器206的電路是作用為一積分器電路209，以在所述誤差放大器206的輸出以及所述節點208之處提供一積分的電壓信號VINTEG。就此而論，以及如同在以下詳細敘述的，在此範例實施例中，所述SCF補償電路200是包含一取樣資料的積分器前端電路。
在所述節點208的積分的電壓信號VINTEG是耦接至一DDA 210的V2+輸入。所述電壓回授信號VFB是耦接至所述DDA 210的V2-輸入。所述DDA 210的V1+輸入是耦接至一共模的電壓信號VCM(例如，電路參考電壓信號)。所述共模的電壓信號VCM是一DC電壓以及一AC接地，其亦耦接至一第二電容器C2 212的一第一端子。就此而論，所述共模的電壓信號VCM是作用為一偏壓點，以確保所述DDA 210如所需地運作。對於此範例實施例而言，所述共模的電壓VCM是被選擇為中間軌或是VCM=(VDD-GND)/2。所述第二電容器C2 212的第二端子是耦接至所述DDA 210的V1-輸入。所述DDA 210的輸出是在所述輸出節點214之處提供一補償電壓信號VCOMP。在此範例實施例中，所述輸出節點214是耦接至所牽涉到的DC-DC(降壓)轉換器。
所述第二電容器C2 212的第二端子亦耦接至一第三電容器 C3 216的一第一端子、一第一電晶體(例如，MOSFET)開關218a(Φ2)的一第一端子以及一第二電晶體(例如，MOSFET)開關218b(Φ1)的一第二端子。所述第一電晶體開關218a的第二端子是耦接至一第四(切換)電容器C4 220a、220b的一第一端子以及一第三電晶體(例如，MOSFET)開關222a(Φ1)的一第一端子。所述第四電容器C4 220a、220b的第二端子是耦接至一第四電晶體(例如，MOSFET)開關222b(Φ2)的一第一端子。所述電晶體開關222a、222b以及所述第三電容器C3 216的第二端子是耦接至所述輸出節點214。因此，在此範例實施例中，所述電晶體開關218a、218b、222a、222b、所述(切換式)第四電容器C4 220以及所述DDA 210是一起作用以提供一第三型SCF 201。
在此實施例中，所述取樣資料的前端電路230是在一第五電晶體(例如，MOSFET)開關224a(Φ1)的一第一端子以及一第六電晶體(例如，MOSFET)開關224b(Φ1)的一第一端子之處接收所述回授電壓信號VFB。所述第五電晶體開關224a的第二端子是耦接至一切換式電容器C1 226a、226b的一第一端子以及一第七電晶體(例如，MOSFET)開關228a(Φ2)的一第一端子。所述切換式(第五)電容器C1 226a、226b的第二端子是耦接至所述第六電晶體開關224b的第二端子以及一第八電晶體(例如，MOSFET)開關228b(Φ2)的一第一端子。所述第八電晶體開關228b的第二端子是耦接至所述第七電晶體開關228a的第二端子以及所述節點203。因此，所述第三型SCF 200是包含一取樣資料的電路(230)以及積分器電路(209)的前端。
在此範例實施例中，所述切換式電容器C1 226及C4 220兩者都可以在所述離散的時域中分別被實施為等效電阻器REQ1及REQ4。因此，假設以上的方程式(1)-(8)亦可以適用於此實施例，則方程式(9)可以被改寫並 且因此被表示為如下：
Figure 105125741-A0202-12-0012-12
 就此而論，對於此實施例而言，在所述離散的時域中，方程式(13)可被表示為如下：
Figure 105125741-A0202-12-0012-13
 同樣地，此轉移函數的完整的頻率響應可以藉由將以上的方程式(12)代入方程式(14)中來加以獲得。
總之，在圖2的實施例中所描繪的第三型SCF補償電路200是實現以上相關在圖1中描繪的實施例所述的所有強化。此外，在圖2所描繪的實施例中的取樣資料的前端電路230可被利用以直接取樣在所牽涉到的DC-DC(降壓)轉換器的輸出處的回授電壓。此功能尤其可被實施在其中降壓轉換器的漣波電壓是小的情形中(以及尤其當陶瓷輸出電容器被利用時)。然而，在此實施例中的切換式電容積分器的隱含的低通濾波避免了疊頻失真(並且因此消除對於抗疊頻濾波器的需求)，即使所述漣波電壓是高的也是如此。
圖3是描繪根據本發明的一範例實施例的一種方法300的流程圖，其可被利用以實施用於一DC-DC轉換器的第三型SCF補償。在此實施例中，所述方法300是被利用以實施用於一降壓轉換器的SCF補償。然而，在其它實施例中，所述方法300亦可被利用以實施用於其它適當類型的其中SCF補償是所要的電壓轉換器的SCF補償。參照圖1及3，所述範 例的方法300是藉由積分一在所述積分器109的輸出節點108所產生的誤差電壓信號來開始(302)。從所述輸入端子102之處接收到的回授電壓VFB導出的積分的誤差電壓信號是耦接至所述DDA 110的V2+差分輸入。所述SCF 101是濾波一和所述共模的電壓VCM相關的電壓信號(304)，並且藉此在所述DDA 110的V1-差分輸入之處產生一經濾波的電壓信號。所述DDA 110是放大所述經積分的誤差電壓信號以及所述經濾波的電壓信號(306)，並且響應於放大在所述兩個差分輸入對的個別的輸入處的積分的電壓信號以及經濾波的電壓信號，以在其輸出(以及耦接至所述降壓轉換器的輸出節點)114之處產生一補償電壓信號(308)。更明確的說，在所述DDA 110的輸出114之處的補償電壓信號是在所述兩個差分輸入對之處接收到的電壓信號之間的差值。就此而論，所述DDA 110是隱含地作用以級聯被實現在所述兩個差分輸入對之處的電壓信號的轉移函數。
圖4是描繪一DC-DC轉換器400的概要的電路圖，其可被利用以實施本發明的一範例實施例。在所展示的範例實施例中，所述DC-DC轉換器400是一具有第三型SCF補償的電壓模式控制的降壓轉換器。在一第二實施例中，所述DC-DC轉換器400可以是具有第三型SCF補償的一升壓轉換器或是一升降壓轉換器。參照在圖4中描繪的範例實施例，所述降壓轉換器400是包含一電源電路402以及一電壓模式的PWM控制器電路404。在此範例實施例中，所述電源電路402以及控制器電路404是被形成在個別的積體電路、晶圓、晶片或晶粒上。在一第二實施例中，所述電源電路402以及控制器電路404可被形成在單一積體電路、晶圓、晶片或晶粒上。
在圖4所描繪的實施例中，所述電源電路402是包含一高側 驅動器放大器406以及一低側驅動器放大器408。所述驅動器放大器406、408的輸入端子是耦接至所述控制器電路404的輸出。所述高側驅動器放大器406以及低側驅動器放大器408的輸出端子是分別被耦接至一高側開關(例如，NMOS)電晶體410以及低側開關(例如，NMOS)電晶體412的控制端子。在所述開關電晶體410、412之間的輸出節點處的開關電壓VSW是耦接至電阻器RL 414，並且橫跨所述電阻器RL 414而發展出。橫跨所述電阻器RL 414發展出的電壓是耦接至所述電感器L 416，此於是產生電感器電流IL。所述電源電路402的輸出電壓是在所述輸出節點VOUT 418之處被發展出，並且藉由所述RC網路420、422來加以濾波。
在所述電源電路402的輸出節點418之處的電壓VOUT是耦接至所述SCF補償電路424中的回授電壓輸入VFB。例如，參照圖1，所述電壓VOUT可以耦接至在該實施例中描繪的回授電壓輸入VFB 102、或者是，參照圖2，所述電壓VOUT可以耦接至在該實施例中描繪的SCF補償電路200中的回授電壓輸入VFB 202。在所述SCF補償電路424的輸出處的補償電壓信號VCOMP是耦接至一PWM比較器426的非反相的輸入端子。例如，參照圖1，所述電壓VCOMP可以從在該實施例中所描繪的SCF補償電路100中的輸出端子114耦接至所述電源電路402、或者是，參照圖2，所述電壓VCOMP可以從在該實施例中所描繪的SCF補償電路200中的輸出端子214耦接至所述電源電路402。所述電壓模式的PWM控制器電路404亦包含一產生一時脈(時序)脈波的時脈電路428。所述時脈脈波是耦接至一鋸齒波產生器電路430，其產生一鋸齒波電壓信號VSAW，所述鋸齒波電壓信號VSAW是耦接至所述PWM比較器426的反相的輸入端子。因此產生在所述PWM比較器426 的輸出以及所述電壓模式的PWM控制器404的輸出端子的PWM電壓信號VPWM是耦接至所述電源電路402中的高側及低側驅動器放大器406、408的個別的輸入端子。
圖5是描繪一種電子系統500的概要的方塊圖，其可被利用以實施本發明的一範例實施例。在所展示的範例實施例中，電子系統500是包含一電源子系統502、一數位處理器單元504以及一週邊子系統506。例如，所述數位處理器單元504可以是一微處理器或是微控制器與類似者。所述週邊子系統506是包含一用於儲存由所述數位處理器單元504處理的資料的記憶體單元508以及一用於往返所述記憶體單元508以及數位處理器單元504發送及接收資料的輸入/輸出(I/O)單元510。在圖5所描繪的範例實施例中，所述電源子系統502是包含一DC-DC轉換器512以及一用於所述轉換器512的閉迴路調節的SCF補償電路514。例如，所述DC-DC轉換器512可以利用在圖4中所描繪的DC-DC(降壓)轉換器400來加以實施，並且所述SCF補償電路514可以是在圖4中所描繪的SCF補償電路424。所述DC-DC轉換器512以及電源子系統502是經由線516來提供一調節後的電壓，以供電在所述數位處理器單元504以及週邊子系統506中的電子構件。在圖5所示的範例實施例中，所述SCF補償電路514例如可以利用在圖1中所描繪的第三型SCF補償電路100、或者是利用在圖2中所描繪的完整取樣的第三型SCF補償電路200來加以實施。在一或多個實施例中，所述電子系統500的構件可被實施在一或多個積體電路、晶圓、晶片或晶粒中。
儘管特定的實施例已經在此加以描繪及敘述，但所述技術中具有通常技能者將會體認到的是，任何被推測是達成相同目的之配置都可 以取代所展示的特定實施例。因此，本申請案明白地欲僅受限於本申請案的請求項及其等同物。
100‧‧‧切換式電容濾波器(SCF)補償電路
101‧‧‧第三型SCF電路
102‧‧‧輸入
103‧‧‧電阻器
104‧‧‧電容器
105‧‧‧參考電壓信號
106‧‧‧誤差放大器
108‧‧‧節點
109‧‧‧積分器電路
110‧‧‧差分差值放大器(DDA)
112‧‧‧電容器
114‧‧‧輸出節點
116‧‧‧電容器
118a‧‧‧電晶體開關
118b‧‧‧電晶體開關
120a‧‧‧切換式電容器
120b‧‧‧切換式電容器
122a‧‧‧電晶體開關
122b‧‧‧電晶體開關
V1-‧‧‧端子
V1+‧‧‧端子
V2-‧‧‧端子
V2+‧‧‧端子

Claims (20)

  1. 一種用於一DC-DC轉換器的補償的方法，所述方法包括：積分一誤差電壓信號；濾波一電壓信號；放大所述經積分的誤差電壓信號以及所述經濾波的電壓信號；以及響應於所述放大所述經積分的誤差電壓信號以及所述經濾波的電壓信號來產生一補償電壓信號。
  2. 如請求項1的方法，其中所述放大是包括放大一在所述經積分的誤差電壓信號以及所述經濾波的電壓信號之間的差值。
  3. 如請求項1的方法，其中所述濾波是包括以切換式電容濾波器來濾波所述電壓信號。
  4. 如請求項1的方法，其進一步包括接收一回授電壓信號，並且響應於所述回授電壓信號來產生所述誤差電壓信號。
  5. 如請求項1的方法，其中所述放大是包括產生一經放大的信號，所述經放大的信號是和一用於所述經積分的誤差電壓信號的第一轉移函數以及一用於所述經濾波的電壓信號的第二轉移函數相關的。
  6. 如請求項1的方法，其進一步包括響應於所述補償電壓信號來產生一脈波寬度調變(PWM)電壓信號。
  7. 一種補償電路，其包括：一積分器電路，其被配置以接收與積分一第一電壓信號；一差分差值放大器電路，其耦接至所述積分器電路，並且被配置以產生一和所述經積分的第一電壓信號相關的第一濾波器轉移函數；以及 一切換式電容濾波器電路，其耦接至所述差分差值放大器電路，並且被配置以產生一第二濾波器轉移函數，其中所述差分差值放大器進一步被配置以響應於所述第一濾波器轉移函數以及所述第二濾波器轉移函數來輸出一第二電壓信號。
  8. 如請求項7的補償電路，其中所述補償電路是包括一用於一DC-DC轉換器的第三型切換式電容濾波器補償電路。
  9. 如請求項7的補償電路，其中所述積分器電路是包括一連續時間的積分器前端電路。
  10. 如請求項7的補償電路，其中所述積分器電路是包括一切換式電容積分器電路。
  11. 如請求項7的補償電路，其中所述切換式電容濾波器電路是包括一第三型切換式電容濾波器電路。
  12. 如請求項7的補償電路，其中所述差分差值放大器是包含一被配置以接收所述經積分的第一電壓信號的第一輸入、一被配置以接收所述第一電壓信號的第二輸入、一被配置以接收一共模的電壓信號的第三輸入以及一被配置以接收一和所述共模的電壓信號相關的經濾波的電壓信號的第四輸入。
  13. 如請求項7的補償電路，其中所述差分差值放大器電路是包含兩對差分輸入。
  14. 如請求項7的補償電路，其中所述差分差值放大器電路是被配置以實現一第三型濾波器轉移函數，其致能在所述差分差值放大器的兩對差分輸入處接收到的轉移函數的一隱含的級聯。
  15. 一種DC-DC電壓轉換器，其包括：一電源電路；以及一控制器電路，其耦接至所述電源電路，所述控制器電路包含一補償電路，所述補償電路包括：一積分器電路，其被配置以從所述DC-DC電壓轉換器接收一輸出電壓，並且積分所述輸出電壓信號；一差分差值放大器電路，其耦接至所述積分器電路，並且被配置以產生一和所述經積分的輸出電壓信號相關的第一濾波器轉移函數；以及一切換式電容濾波器電路，其耦接至所述差分差值放大器電路，並且被配置以產生一第二濾波器轉移函數，其中所述差分差值放大器進一步被配置以響應於所述第一濾波器轉移函數以及所述第二濾波器轉移函數，來產生一用於所述DC-DC電壓轉換器的補償電壓信號。
  16. 如請求項15的DC-DC電壓轉換器，其中所述DC-DC電壓轉換器是包括一切換模式的PWM電壓轉換器。
  17. 如請求項15的DC-DC電壓轉換器，其中所述DC-DC電壓轉換器是包括一降壓轉換器或是步降電壓轉換器。
  18. 一種電子系統，其包括：一數位處理器；一週邊子系統，其耦接至所述數位處理器；以及一電源子系統，其耦接至所述數位處理器以及所述週邊子系統的電路構件，並且被配置以產生一輸出電壓以供電所述數位處理器以及所述週邊子系統的所述電路構件，其中所述電源子系統是包含一被配置以調節所述 電源子系統的輸出電壓的DC-DC轉換器，並且所述DC-DC轉換器是包含一切換式電容濾波器補償電路，所述切換式電容濾波器補償電路是包括：一積分器電路，其被配置以接收與積分所述輸出電壓以及一參考電壓的一差值；一差分差值放大器電路，其耦接至所述積分器電路的一輸出，並且被配置以產生一第一濾波器轉移函數；以及一切換式電容濾波器電路，其耦接至所述差分差值放大器電路，並且被配置以產生一第二濾波器轉移函數，其中所述差分差值放大器進一步被配置以響應於所述第一濾波器轉移函數以及所述第二濾波器轉移函數，來輸出一用於所述DC-DC轉換器的補償電壓信號。
  19. 如請求項18的電子系統，其中所述DC-DC轉換器是包括一降壓轉換器。
  20. 如請求項18的電子系統，其中所述切換式電容濾波器補償電路以及所述電源子系統是被形成在一或多個積體電路、晶圓、晶片或晶粒上。
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