CN101534094A - 一种补偿电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种补偿电路，能以较小的芯片面积实现良好的补偿效果。所述补偿电路包括：跨导放大器gm1、电阻R1和电容C，所述电阻R1和电容C串联，电阻R1连接跨导放大器gm1的输出端，电容C连接跨导放大器gm1的反相输入端；所述补偿电路还包括电阻R2和跨导放大器gm2，所述电阻R2连接在电阻R1与电容C之间，所述跨导放大器gm2的输出端连接在电阻R1和电阻R2之间，所述跨导放大器gm2的同相输入端连接在电容C和电阻R2之间，所述跨导放大器gm2的反相输入端与跨导放大器gm2的输出端相连。本发明在需要使用较大电容的情况下，只要使用较小的电容，就能实现与大电容相同的相位补偿效果，即以较小的芯片面积，就能实现较好的补偿效果。

Description

一种补偿电路

技术领域

本发明涉及电子技术领域，特别是涉及一种补偿电路。

背景技术

电子技术是信息产业的关键部分，在通信、测试测量、工业生产、消费电子等多个领域中发挥着重要作用。在各种电子技术应用系统中，负反馈广泛的被用于各种精确的控制中，但许多负反馈系统都存在环路不稳定的情况。对于不稳定的负反馈系统，通常采用相位补偿技术来实现稳定。其中，所述相位是指一个反馈环路中各级延迟导致的相位差。

一种普遍采用的相位补偿技术是miller补偿，miller补偿被广泛地用于各种环路补偿中。miller补偿的电路图如图1所示。所述电路包括跨导放大器gm1、电阻R1和电容C，所述跨导放大器gm1的同相输入端为Vr，反相输入端为Vf，输出端为Ve。其中，电阻R1和电容C串联，电阻R1连接跨导放大器gm1的输出端，电容C连接跨导放大器gm1的反相输入端，所述miller补偿的传递函数为：

$\frac{\mathrm{Ve}}{\mathrm{Vf}}=-\frac{\mathrm{gm}1+s.C(R1.\mathrm{gm}1-1)}{s.C}\≈-\frac{\mathrm{gm}1(1+s.C.R1)}{s.C};---\left(1\right)$

如果gm1.R1>>1，上述式子近似成立。式中，gm1是所述跨导放大器gm1的跨导；s是与角频率有关的一个参数；符号“.”表示乘号，C为电容C的电容值，R1为电阻R1的电阻值。跨导指的是一个电路单元的输出电流与该单元输入电压的比值。根据公式(1)，其值为负，表示输出Ve和输入Vf变化相反，即Vf增加，则Ve减小。如果所述传递函数的分子趋近于“0”，会形成一个左半平面零点；如果所述传递函数的分母趋近于“0”，会形成一个左半平面极点。

一般相位补偿技术的思想都是采用产生零点来抵消极点。在频域中，一个极点使相位降低90度，而一个零点使相位增加90度。上述miller补偿中，所述左半平面的零点通常被用来与所述左半平面的极点抵消，实现相位补偿的目的，即左半平面极点会使相位下降90度，而左半平面的零点会使相位增加90度，正好抵消。

在很多补偿电路中，例如，上述miller补偿中，所述左半平面零点的频率为所以，如果需要产生较低频率的零点，就需要用较大的电容。例如，在一些开关型升压电路中，通常需要300K欧姆电阻和150pF的电容来形成补偿零点。对于一个典型的0.5微米标准CMOS工艺，一个长度为20微米、宽度为20微米的MOS电容，电容值为1pF。为了实现150pF，则需要150个20微米×20微米的面积。在上述情况下，如果使用较大电容，会极大地增加芯片面积，影响到系统的整体设计；如果使用较小的电容，则不能实现良好的补偿效果。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种补偿电路，能以较小的芯片面积实现良好的补偿效果。

一种补偿电路，包括跨导放大器gm1、电阻R1和电容C，所述电阻R1和电容C串联，电阻R1连接跨导放大器gm1的输出端，电容C连接跨导放大器gm1的反相输入端，所述补偿电路还包括电阻R2和跨导放大器gm2，所述电阻R2连接在电阻R1与电容C之间，所述跨导放大器gm2的输出端连接在电阻R1和电阻R2之间，所述跨导放大器gm2的同相输入端连接在电容C和电阻R2之间，所述跨导放大器gm2的反相输入端与跨导放大器gm2的输出端相连。

优选的，所述跨导放大器gm1和/或gm2的输出电阻大于等于1兆欧姆。

优选的，所述跨导放大器gm1和/或gm2的电流源产生电路包括：

PMOS管MPb2与NMOS管MNb2串联，连接在电源与地线之间，具体为：电源与PMOS管MPb2的源极相接，PMOS管MPb2的漏极与NMOS管MNb2的漏极相接，NMOS管MNb2的源极与地线相接，NMOS管MNb2的栅极与NMOS管MNb2的漏极相接；

PMOS管MPb1、电阻R5与NMOS管MNb1串联，连接在电源与地线之间，具体为：电源与PMOS管MPb1的源极相接；电阻R5的一端与PMOS管MPb1的漏极相接，并且还与PMOS管MPb2的栅极相接，另一端与NMOS管MNb1的漏极相接，并且还与PMOS管MPb1的栅极相接，NMOS管MNb1的源极与地线相接；NMOS管MNb1的栅极与NMOS管MNb2的栅极相接；

PMOS管MPb3的源极与电源相接，PMOS管MPb3的栅极与PMOS管MPb2的栅极相接，PMOS管MPb3的漏极作为所述跨导放大器gm1和/或gm2的电流源产生电路的输出端。

优选的，PMOS管MPb2与PMOS管MPb3的宽度相等，PMOS管MPb2与PMOS管MPb3的长度也相等；NMOS管MNb1与NMOS管MNb2的宽度相等，NMOS管MNb1与NMOS管MNb2的长度也相等。

优选的，所述跨导放大器gm1与gm2的比值gm1/gm2大于1。

本发明还提供了一种补偿电路，包括跨导放大器gm1、电阻R1和电容C，所述电阻R1和电容C串联，电阻R1连接跨导放大器gm1的输出端，电容C连接跨导放大器gm1的反相输入端，所述补偿电路还包括电阻R2和跨导放大器gm2，所述电阻R2连接在跨导放大器gm1的反向输入端与电容C之间，所述跨导放大器gm2的输出端连接在电阻R2和电容C之间，所述跨导放大器gm2的同相输入端连接在跨导放大器gm1的反向输入端和电阻R2之间，所述跨导放大器gm2的反相输入端与跨导放大器gm2的输出端相连。

优选的，所述跨导放大器gm1和/或gm2的输出电阻大于等于1兆欧姆。

优选的，所述跨导放大器gm1和/或gm2的电流源产生电路包括：

PMOS管MPb2与NMOS管MNb2串联，连接在电源与地线之间，具体为：电源与PMOS管MPb2的源极相接，PMOS管MPb2的漏极与NMOS管MNb2的漏极相接，NMOS管MNb2的源极与地线相接，NMOS管MNb2的栅极与NMOS管MNb2的漏极相接；

PMOS管MPb1、电阻R5与NMOS管MNb1串联，连接在电源与地线之间，具体为：电源与PMOS管MPb1的源极相接；电阻R5的一端与PMOS管MPb1的漏极相接，并且还与PMOS管MPb2的栅极相接，另一端与NMOS管MNb1的漏极相接，并且还与PMOS管MPb1的栅极相接，NMOS管MNb1的源极与地线相接；NMOS管MNb1的栅极与NMOS管MNb2的栅极相接；

PMOS管MPb3的源极与电源相接，PMOS管MPb3的栅极与PMOS管MPb2的栅极相接，PMOS管MPb3的漏极作为所述跨导放大器gm1和/或gm2的电流源产生电路的输出端。

优选的，PMOS管MPb2与PMOS管MPb3的宽度相等，PMOS管MPb2与PMOS管MPb3的长度也相等；NMOS管MNb1与NMOS管MNb2的宽度相等，NMOS管MNb1与NMOS管MNb2的长度也相等。

优选的，所述跨导放大器gm1与gm2的比值gm1/gm2大于1。

本发明还提供了一种升压电路，包括脉宽调制比较器和取样电路，所述升压电路还包括上述两种方案中的任一种补偿电路，所述补偿电路中跨导放大器gm1的同相输入端与所述升压电路的参考电压相连，所述补偿电路中跨导放大器gm1的反相输入端与所述取样电路相连，所述补偿电路中跨导放大器gm1的输出端与所述脉宽调制比较器的同相输入端相连。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

首先，本发明提出的补偿电路中，通过使用跨导放大器gm2和电阻R2，实现了对电容C的放大。从而，在需要使用较大电容的情况下，只要使用较小的电容，就能实现与大电容相同的相位补偿效果，即以较小的芯片面积，就能实现较好的补偿效果。

其次，本发明提出的补偿电路中，跨导放大器gm1和/或gm2都使用输出电阻高(通常大于等于1兆欧姆)的跨导放大器，能防止电路中的电流流失到地线，保证了跨导放大器的放大效果，提高补偿电路的性能。

并且，本发明设计了电流源为所述跨导放大器gm1和/或gm2供电，进一步提高了补偿电路的性能。

附图说明

图1是现有技术miller补偿的电路图；

图2是本发明实施例一所述一种补偿电路的电路图；

图3是本发明实施例二所述一种补偿电路的电路图；

图4是本发明实施例中所述跨导放大器gm1和/或gm2的一种实现电路图；

图5是本发明实施例中所述跨导放大器gm1和/或gm2的电流源产生电路的电路图；

图6是本发明实施例中所述共心方式1的设计图；

图7是本发明实施例中所述共心方式2的设计图；

图8是本发明实施例所述补偿电路应用于升压电路中的电路图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

本发明提出了一种补偿电路，所述补偿电路适用于需要用到较大电容来实现相位补偿效果的电路系统中。在所述电路系统中，一般线性工作的放大器，即引入了负反馈的放大电路，所引入的负反馈电路会引起输出电压相位滞后。对于负反馈而言，在直流(即极低频)状态下，环路相位差为180度，表示为负反馈。但由于高频下的相位关系与直流状态的不一样，所以对于某一较高频率，有可能负反馈变为正反馈，导致环路振荡。对于这种有可能发生振荡的负反馈环路，需要进行相位补偿，来实现环路稳定。其中，所述相位是指一个反馈环路中各级延迟导致的相位差。

相位补偿的原理是在反馈环路中增加一些含电抗元件的电路，来修正放大电路的开环频率特性，以解决输出电压的相位滞后问题，保证闭环系统的稳定。所述含电抗元件的电路，可以是电阻与电容组合的电路。

下面将通过实施例详细说明本发明提出的补偿电路。

实施例一：

参照图2，是实施例一所述一种补偿电路的电路图。

本实施例所述补偿电路，包括跨导放大器gm1、电阻R1和电容C，所述电阻R1和电容C串联，电阻R1连接跨导放大器gm1的输出端，电容C连接跨导放大器gm1的反相输入端；

所述补偿电路还包括电阻R2和跨导放大器gm2，所述电阻R2连接在电阻R1与电容C之间，所述跨导放大器gm2的输出端连接在电阻R1和电阻R2之间，所述跨导放大器gm2的同相输入端连接在电容C和电阻R2之间，所述跨导放大器gm2的反相输入端与跨导放大器gm2的输出端相连。

其中，由跨导放大器gm1、电阻R1和电容C构成的电路为miller补偿的电路，如图1所示。本实施例在miller补偿电路的基础上增加了电阻R2和跨导放大器gm2，用来实现对电容C的放大。下面将对本实施例所述补偿电路进行具体分析。

常用的电路分析方法是基尔霍夫电流定律KCL(英文全称为：Kirchhoff’sCurrent Law)与基尔霍夫电压定律KVL(英文全称为：Kirchhoff’s VoltageLaw)。由于所述定律属于公知内容，在此不再详述。

以下公式以及描述中，符号“.”表示乘号。

对于本实施例所述补偿电路进行小信号分析，根据基尔霍夫电流定律KCL列方程，可得：

$-\mathrm{gm}1.\mathrm{Vf}=\frac{(\mathrm{Ve}-\mathrm{Vy})}{R1};$

$\frac{(\mathrm{Ve}-\mathrm{Vy})}{R1}+\mathrm{gm}2.(\mathrm{Vx}-\mathrm{Vy})=\frac{(\mathrm{Vy}-\mathrm{Vx})}{R2};$

$\frac{(\mathrm{Vy}-\mathrm{Vx})}{R2}=(\mathrm{Vx}-\mathrm{Vf}).s.C$

上述式子中，R1为电阻R1的电阻值；R2为电阻R2的电阻值；C为电容C的电容值；gm1为所述跨导放大器gm1的跨导，gm2为所述跨导放大器gm2的跨导；Vr为所述补偿电路中跨导放大器gm1的同相输入端电压，所述Vr的小信号电压分量为零；Vf为所述补偿电路中跨导放大器gm1的反相输入端电压的小信号电压；Ve为所述补偿电路中跨导放大器gm1的输出端电压的小信号电压；Vx为所述电容C与电阻R2接点处的小信号电压；Vy为所述电阻R1与R2接点处的小信号电压；s是频率算子，为与角频率有关的一个参数，等于j.ω，ω为角频率，ω＝2π.f，f为频率。

对所述方程求解，可得本实施例所述补偿电路的传递函数为：

$\frac{\mathrm{Ve}}{\mathrm{Vf}}=-\frac{\mathrm{gm}1.R1.\mathrm{gm}2.R2.s.C+\mathrm{gm}1.R1.s.C+\mathrm{gm}1.R2.s.C-\mathrm{gm}2.R2.s.C-s.C+\mathrm{gm}1}{s.C.(1+\mathrm{gm}2.R2)};---\left(2\right)$

如果gm1.R1>>1，gm2.R1>>1，则上式(2)可以近似为：

$\frac{\mathrm{Ve}}{\mathrm{Vf}}\≈-\frac{\mathrm{gm}1.R1.\mathrm{gm}2.R2.s.C+\mathrm{gm}1.R1.s.C+\mathrm{gm}1}{s.C.(1+\mathrm{gm}2.R2)}=-\frac{\mathrm{gm}1.[1+(1+\mathrm{gm}2.R2).C.R1.s]}{s.C.(1+\mathrm{gm}2.R2)};---\left(3\right)$

把本实施例所述补偿电路的传递函数式子(3)，与图1所示miller补偿的传递函数式子(1)相比较，可以看出相当于把式子(1)中的电容C，替换成了(1+gm2.R2).C，即等效为把电容C放大了(1+gm2.R2)倍。

在实际应用中，例如，当需要用到160pF的电容来实现补偿时，如果使用本发明，采用gm2＝7 X 10^-5A/V，R2＝100KΩ，可以将电容C放大8倍，这样，只要用20pF的电容，就可以得到160pF电容的补偿效果。假如对于一般0.5umCMOS工艺，使用MOS来实现电容，设计160pF的电容需要20um×20um×160的芯片面积，设计20pF的电容需要20um×20um×20的芯片面积。如果使用本发明，仅需20pF的电容就能实现160pF电容的补偿效果。本发明虽然在电路中增加了跨导放大器gm2和电阻R2，但并不会增加太多的芯片面积，而且跨导放大器gm2和电阻R2增加的芯片面积与增大电容需要的芯片面积相比，增大电容需要更大的芯片面积。因此，本发明在很大程度上减小了芯片面积。

上述补偿电路中，通过对电容进行放大，当需要用到较大电容时，能实现以较小的芯片面积得到较好的补偿效果。

实施例二：

参照图3，是本发明实施例二所述一种补偿电路的电路图。

本实施例所述补偿电路，包括跨导放大器gm1、电阻R1和电容C，所述电阻R1和电容C串联，电阻R1连接跨导放大器gm1的输出端，电容C连接跨导放大器gm1的反相输入端；

所述补偿电路还包括电阻R2和跨导放大器gm2，所述电阻R2连接在跨导放大器gm1的反向输入端与电容C之间，所述跨导放大器gm2的输出端连接在电阻R2和电容C之间，所述跨导放大器gm2的同相输入端连接在跨导放大器gm1的反向输入端和电阻R2之间，所述跨导放大器gm2的反相输入端与跨导放大器gm2的输出端相连。

对于本实施例所述补偿电路，根据基尔霍夫电流定律KCL列方程，可得：

$-\mathrm{gm}1.\mathrm{Vf}=\frac{(\mathrm{Ve}-\mathrm{Vy})}{R1};$

$\frac{(\mathrm{Ve}-\mathrm{Vy})}{R1}=(\mathrm{Vy}-\mathrm{Vx}).s.C;$

$(\mathrm{Vy}-\mathrm{Vx}).s.C+\mathrm{gm}2.(\mathrm{Vf}-\mathrm{Vx})=\frac{(\mathrm{Vx}-\mathrm{Vf})}{R2};$

对所述方程求解，可得本实施例所述补偿电路的传递函数为：

$\frac{\mathrm{Ve}}{\mathrm{Vf}}=-\frac{\mathrm{gm}1.R1.\mathrm{gm}2.R2.s.C+\mathrm{gm}1.R1.s.C+\mathrm{gm}1.R2.s.C-\mathrm{gm}2.R2.s.C-s.C+\mathrm{gm}1}{s.C.(1+\mathrm{gm}2.R2)};---\left(4\right)$

如果gm1.R1>>1，gm2.R1>>1，则上式(4)可以近似为：

$\frac{\mathrm{Ve}}{\mathrm{Vf}}\≈-\frac{\mathrm{gm}1.R1.\mathrm{gm}2.R2.s.C+\mathrm{gm}1.R1.s.C+\mathrm{gm}1}{s.C.(1+\mathrm{gm}2.R2)}=-\frac{\mathrm{gm}1.[1+(1+\mathrm{gm}2.R2).C.R1.s]}{s.C.(1+\mathrm{gm}2.R2)};---\left(5\right)$

把本实施例所述补偿电路的传递函数式子(5)，与图1所示mi1ler补偿的传递函数式子(1)相比较，同样可以看出，本实施例相当于把电容C放大了(1+gm2.R2)倍。

优选的，对于以上两个实施例中的补偿电路，如果要良好地实现上述补偿电路的特性，跨导放大器gm1或gm2，或者gm1和gm2都需要采用输出电阻很高的跨导放大器，一般要求大于等于1兆欧姆。因为具有更大的输出电阻的跨导放大器能取得更好效果，更符合实施例中所述的公式。输出电阻高的跨导放大器可以有多种实现方式。

参照图4，是实施例中所述跨导放大器gm1和/或gm2的一种实现电路图。跨导放大器gm1可以采用图4的电路实现，跨导放大器gm2也可以采用图4的电路实现，或者跨导放大器gm1和gm2都采用图4的电路实现。

所述跨导放大器具体为：

PMOS管MP4、PMOS管MPc4、电阻R3′、NMOS管MNc4与NMOS管MN4串联，连接在供电电源与地线之间，具体为：供电电源与PMOS管MP4的源极相接，PMOS管MP4的漏极与PMOS管MPc4的源极相接；电阻R3′的一端与PMOS管MPc4的漏极相接，并且还与PMOS管MP4的栅极相接，另一端与NMOS管MNc4的漏极相接，并且还与PMOS管MPc4的栅极相接；NMOS管MNc4的源极与NMOS管MN4的漏极相接；NMOS管MN4的源极与地线相接；

PMOS管MP2、电阻R2′、NMOS管MNc2与NMOS管MN2串联，也连接在供电电源与地线之间，具体为：供电电源与PMOS管MP2的源极相接；电阻R2′的一端与PMOS管MP2的漏极相接，并且还与NMOS管MNc2的栅极相接，另一端与NMOS管MNc2的漏极相接，并且还与NMOS管MN2的栅极相接；NMOS管MNc2的源极与NMOS管MN2的漏极相接；NMOS管MN2的源极与地线相接；

PMOS管MP1、电阻R1′、NMOS管MNc1与NMOS管MN1串联，也连接在供电电源与地线之间，具体为：供电电源与PMOS管MP1的源极相接；电阻R1′的一端与PMOS管MP1的漏极相接，并且还与NMOS管MNc1的栅极相接，另一端与NMOS管MNc1的漏极相接，并且还与NMOS管MN1的栅极相接；NMOS管MNc1的源极与NMOS管MN1的漏极相接；NMOS管MN1的源极与地线相接；

PMOS管MP3、PMOS管MPc3、NMOS管MNc3与NMOS管MN3串联，连接在供电电源与地线之间，具体为：供电电源与PMOS管MP3的源极相接，PMOS管MP3的漏极与PMOS管MPc3的源极相接，PMOS管MPc3的漏极与NMOS管MNc3的漏极相接，NMOS管MNc3的源极与NMOS管MN3的漏极相接，NMOS管MN3的源极与地线相接；

PMOS管MP4的栅极与PMOS管MP3的栅极相接，PMOS管MPc4的栅极与PMOS管MPc3的栅极相接，NMOS管MNc4的栅极与NMOS管MNc2的栅极相接，NMOS管MN4的栅极与NMOS管MN2的栅极相接，NMOS管MNc3的栅极与NMOS管MNc1的栅极相接，NMOS管MN3的栅极与NMOS管MN1的栅极相接；

PMOS管MP2的栅极为跨导放大器的反向输入端，PMOS管MP1的栅极为跨导放大器的同相输入端，PMOS管MPc3和NMOS管MNc3的接点为跨导放大器的输出端。

图4所示跨导放大器中，NMOS管MNc3和PMOS管MPc3极大的提高了所述跨导放大器的输出电阻。没有NMOS管MNc3和PMOS管MPc3时，所述跨导放大器的输出电阻为r_{O_N3}//r_{O_P3}；其中r_{O_N3}为NMOS管MN3的输出电阻，r_{O_P3}为PMOS管MP3的输出电阻。加入NMOS管MNc3和PMOS管MPc3后，所述跨导放大器的输出电阻增加为[(gm_NC3·r_{O_NC3})·r_{O_N3}]//[(gm_PC3·r_{O_PC3})·r_{O_P3}]；其中，gm_NC3为NMOS管MNc3的跨导，gm_PC3为PMOS管MPc3的跨导，r_{O_NC3}为NMOS管MNc3的输出电阻，r_{O_PC3}为PMOS管MPc3的输出电阻。NMOS管MNc3和PMOS管MPc3的栅极可以有很多其它实现方法，为本领域技术人员所熟知，在此不作进一步描述。通常，gm_NC3·r_{O_NC3}和gm_PC3·r_{O_PC3}都大于10，极大的放大了输出电阻。如果跨导放大器gm1和gm2的输出电阻太小，就存在较大一部分电流会通过输出电阻流到地，减弱了放大效果，将在很大程度上改变实施例中所述的电容放大特性以及补偿电路的性能。

针对图4中的电源I1，可以有多种实现方式。本发明实施例为了进一步提高所述补偿电路的性能，将采用图5所示的电流源产生电路为跨导放大器gm1和/或gm2提供电源I1。

参照图5，为实施例中所述跨导放大器gm1和/或gm2的电流源产生电路的电路图，该电路可以为跨导放大器提供电流源。

所述电流源产生电路具体为：

PMOS管MPb2与NMOS管MNb2串联，连接在电源与地线之间，具体为：电源与PMOS管MPb2的源极相接，PMOS管MPb2的漏极与MMOS管MNb2的漏极相接，NMOS管MNb2的源极与地线相接，NMOS管MNb2的栅极与NMOS管MNb2的漏极相接；

PMOS管MPb1、电阻R5与NMOS管MNb1串联，连接在电源与地线之间，具体为：电源与PMOS管MPb1的源极相接；电阻R5的一端与PMOS管MPb1的漏极相接，并且还与PMOS管MPb2的栅极相接，另一端与NMOS管MNb1的漏极相接，并且还与PMOS管MPb1的栅极相接，NMOS管MNb1的源极与地线相接；NMOS管MNb1的栅极与NMOS管MNb2的栅极相接；

PMOS管MPb3的源极与电源相接，PMOS管MPb3的栅极与PMOS管MPb2的栅极相接，PMOS管MPb3的漏极作为所述跨导放大器gm1和/或gm2的电流源产生电路的输出端。

根据所述跨导放大器gm1和/或gm2的电源产生电路，通过以下计算，可以得到上述实施例中所述的电容放大倍数。具体计算过程如下：

图5所示的电流源产生电路中，如果PMOS管MPb1的宽长比与PMOS管MPb2的宽长比之比为N，则图5中PMOS管MPb3的输出电流为I满足：

$I=\frac{\sqrt{\frac{2I}{\mathrm{\μ}.C_{\mathrm{OX}}.{\left(\frac{W}{L}\right)}_{b2}}}-\sqrt{\frac{2I}{\mathrm{\μ}.C_{\mathrm{OX}}.{\left(\frac{W}{L}\right)}_{b1}}}}{R};---\left(6\right)$

对上述(6)式两边开平方，并且把所述N带入式子中，可得：

$\sqrt{I}=\sqrt{\frac{\sqrt{\frac{2I}{\mathrm{\μ}.C_{\mathrm{OX}}.{\left(\frac{W}{L}\right)}_{b2}}}-\sqrt{\frac{2I}{\mathrm{\μ}.C_{\mathrm{OX}}.{\left(\frac{W}{L}\right)}_{b1}}}}{R}}=\frac{\sqrt{\frac{2}{\mathrm{\μ}.C_{\mathrm{OX}}.{\left(\frac{W}{L}\right)}_{b2}}}}{R}.(1-\sqrt{\frac{1}{N}});---\left(7\right)$

上述式子中，为PMOS管MPb2的宽长比，

为PMOS管MPb1的宽长比，R为图5中电阻R5的电阻值。

跨导放大器gm2如果采用图4中结构，其跨导gm2满足：

$\mathrm{gm}2=\sqrt{2.I.\mathrm{\μ}.C_{\mathrm{OX}}.{\left(\frac{W}{L}\right)}_1}---\left(8\right)$

式中为图4中PMOS管MP1的宽长比。μ为载流子迁移率，C_OX为单位面积栅氧电容值，μ和C_OX都是工艺参数，由生产工艺决定。

把(7)式带入(8)式，如果PMOS管MP1与PMOS管MPb2的宽长比之比等于M，则可得到：

$\mathrm{gm}2=\frac{\frac{2}{\sqrt{M}}.(1-\frac{1}{\sqrt{N}})}{R};$

对于实施例一和实施例二所述的补偿电路中，电容的放大倍数为(1+gm2.R2)。所以，上述推导出的电容放大倍数为：

$1+\mathrm{gm}2.R2=\frac{2}{\sqrt{M}}.(1-\frac{1}{\sqrt{N}}).\frac{R2}{R}.---\left(9\right)$

从公式(9)可以看出，所述补偿电路的放大倍数仅依赖于M、N和R2/R，其中M和N都是MOS管的尺寸的相对比例，变化很小，R2/R也是相对比例，变化很小。通过使用所述跨导放大器gm1和/或gm2的电源产生电路，所述电容的放大倍数(1+gm2.R2)不会随生产工艺变化而发生很大变化，即在大批量生产时，每个芯片的放大倍数不会相差很多，变化范围较小。从而，对于固定应用来说，能使补偿的零点频率在芯片间差异不大，不会出现太大或太小，进而保证可靠的稳定性。集成电路生产的特点在于绝对值很难做准，但相对值可以做得很准。例如，一个电阻的绝对值在芯片之前可能存在+/-30％的误差，但同一个芯片设计匹配的电阻可以实现0.1％的相对精度。

因此，所述跨导放大器gm1和/或gm2的电源产生电路，能使所述电容的放大倍数不受工艺的影响，保证补偿电路有可靠的稳定性，实现良好的补偿。

优选的，对于上述补偿电路，在设计时可以考虑所述补偿电路图2中的R2或者所述补偿电路图3中的R2，与所述电源产生电路图5中的R5的匹配，还可以考虑图5所示电源产生电路中PMOS管MPb1、PMOS管MPb2、PMOS管MPb3与图4所示跨导放大器电路中PMOS管MP1、PMOS管MP2的匹配。在版图设计时把所述需要匹配的器件整齐一致的靠近放置，采用共心方式可以实现更好的匹配。所述共心方式，是指在模拟版图设计中，如果需要把两个器件设计非常匹配，一般在版图设计中把两者画成两个图形的对称中心重合。例如，参照图6所示的共心方式1，如果希望把两个电阻Res_A和Res_B设计为共心，可以把Res_A画成Res_A_1和Res_A_2两个部分，把Res_B画成Res_B_1和Res_B_2两个部分，从而使Res_A_1和Res_A_2的对称中心与Res_B-1和Res_B_2的对称中心重合。还可以有其它共心方式，例如参照图7所示的共心方式2。采用共心方式，在生产制造时会极大提高匹配度。

设计时，上述各个器件在版图中的空间位置需要匹配，数值也需要匹配。例如，令图5所示电源产生电路中的PMOS管MPb2与PMOS管MPb3的宽度相等，PMOS管MPb2与PMOS管MPb3的长度也相等；NMOS管MNb1与NMOS管MNb2的宽度相等，NMOS管MNb1与NMOS管MNb2的长度也相等；从而使PMOS管MPb2与PMOS管MPb3、NMOS管MNb1与NMOS管MNb2实现较好的匹配，以保证跨导放大器的放大倍数恒定。在模拟集成电路中，一般认为具有相同长度和宽度、具有相同形状的相同类型器件在生产制造时容易匹配，其相对精度很高。对于MOS管而言，设计时可把宽度和长度都设计成匹配的值，但个数可以不一样。例如，长度＝4(μm)，宽度＝20(μm)，个数可以为1，2或n，等效成一个长度＝4(μm)，总宽度＝20×n(μm)的器件。

优选的，对于实施例所述补偿电路，在设计中需要尽量增大gm1/gm2，通常设为gm1/gm2>1，以减小跨导放大器gm2的电压误差offset的影响。

上述实施例中跨导放大器gm2的引入会增加所述补偿电路的电压误差offset。所述电压误差offset，在如图1所示的电路中，具体为：如果等效到gm1输入端的电压误差offset为V_OS1，即使在电路稳定时，所述补偿电路的两个输入端电压相等，跨导放大器gm1也会在所述补偿电路输出端产生大小为V_OS1的电压误差值。对于上述实施例，如图2或者图3所示的补偿电路中，采用了跨导放大器gm2和电阻R2进行电容放大，所引入的跨导放大器gm2的电压误差offset会增加等效到跨导放大器gm1输入端的电压误差offset；如果跨导放大器gm2的电压误差offset为V_OS2，则等效到跨导放大器gm1输入端的电压误差offset就为V_OS2·gm2/gm1，从而使得所述补偿电路输出端的电压误差offset增加为(V_OS1+V_OS2·gm2/gm1)。为了解决所述问题，在设计中需要增大gm1/gm2，以减小所述跨导放大器gm2的电压误差offset等效到跨导放大器gm1输入端的电压误差V_OS2·gm2/gm1，从而减小跨导放大器gm2的offset对所述补偿电路的影响。

综上所述，本发明提供的补偿电路，使用较小的电容就能具有使用大电容的补偿效果，能以较小的芯片面积实现良好的相位补偿效果。这种补偿电路可以应用到各种电路中，实现相位补偿。例如，可以将所述补偿电路应用到升压电路中，如图8所示，是将图2所示的补偿电路应用到升压电路中。当然，也可以将图3所示的补偿电路应用到所述升压电路中。

在图8所示升压电路中，升压电路的参考电压Vref与本发明所述补偿电路中跨导放大器gm1的同相输入端相连，升压电路的取样电路与本发明所述补偿电路中跨导放大器gm1的反相输入端相连，升压电路的脉宽调制比较器(PWM Comparator；PWM即脉宽调制，全称是Pulse Width Modulation)的同相输入端与本发明所述补偿电路中跨导放大器gm1的输出端相连。本发明所述补偿电路中的跨导放大器gm1在所述升压电路中作为误差放大器(ErrorAmplifier)使用。

所述升压电路，用来实现把输入电压VIN升高后，在VO端输出。所述输出端VO经过取样电路的分压电阻R1′、R2′分压后，把分压信号Vfb $(\mathrm{Vfb}=\mathrm{VO}.\frac{R2}{R1+R2})$ 连接至所述误差放大器的反相输入端；误差放大器放大分压信号Vfb与参考电压Vref的差值，输出到所述脉宽调制比较器(PWMComparator)的同相输入端；脉宽调制比较器将经过放大的分压信号Vfb与参考电压Vref的差值与锯齿波进行比较后，输出脉宽调制信号到脉宽调制控制器(PWM Controller)；然后脉宽调制控制器利用所述脉宽调制信号控制NMOS管MN1的导通和关闭。

如果分压信号Vfb比参考电压Vref高，则所述误差放大器的输出端电压Ve会下降，从而所述脉宽调制信号的占空比会下降，进而NMOS管MN1导通的占空比也会下降，最后使输出端VO电压下降；反之，如果分压信号Vfb比参考电压Vref低，所述误差放大器的输出端电压Ve会升高，从而所述脉宽调制信号的占空比会增大，进而NMOS管MN1导通的占空比也会增大，最后使输出端VO电压增加，形成负反馈。所以，系统最终会被调整至分压信号Vfb等于参考电压Vref，在稳定时， $\mathrm{VO}=\mathrm{Vref}.\frac{R1+R2}{R2},$ 通过调节电阻R1和R2的分压比例，可以设定输出端VO的输出电压值。但对于负反馈系统，不满足稳定性条件会形成振荡。为了实现较好稳定性，通常需要进行相位补偿。图1所示的现有技术可以实现稳定性补偿，但通常需要的电容很大，会占用很大的芯片面积，通过使用本发明所述的补偿电路，则所需芯片面积可以减小。

本说明书中的各个实施例均采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可。

以上对本发明所提供的一种补偿电路，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (11)

1、一种补偿电路，包括跨导放大器gm1、电阻R1和电容C，所述电阻R1和电容C串联，电阻R1连接跨导放大器gm1的输出端，电容C连接跨导放大器gm1的反相输入端，其特征在于：

所述补偿电路还包括电阻R2和跨导放大器gm2，所述电阻R2连接在电阻R1与电容C之间，所述跨导放大器gm2的输出端连接在电阻R1和电阻R2之间，所述跨导放大器gm2的同相输入端连接在电容C和电阻R2之间，所述跨导放大器gm2的反相输入端与跨导放大器gm2的输出端相连。

2、根据权利要求1所述的电路，其特征在于：

所述跨导放大器gm1和/或gm2的输出电阻大于等于1兆欧姆。

3、根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述跨导放大器gm1和/或gm2的电流源产生电路包括：

PMOS管MPb2与NMOS管MNb2串联，连接在电源与地线之间，具体为：电源与PMOS管MPb2的源极相接，PMOS管MPb2的漏极与NMOS管MNb2的漏极相接，NMOS管MNb2的源极与地线相接，NMOS管MNb2的栅极与NMOS管MNb2的漏极相接；

PMOS管MPb1、电阻R5与NMOS管MNb1串联，连接在电源与地线之间，具体为：电源与PMOS管MPb1的源极相接；电阻R5的一端与PMOS管MPb1的漏极相接，并且还与PMOS管MPb2的栅极相接，另一端与NMOS管MNb1的漏极相接，并且还与PMOS管MPb1的栅极相接，NMOS管MNb1的源极与地线相接；NMOS管MNb1的栅极与NMOS管MNb2的栅极相接；

PMOS管MPb3的源极与电源相接，PMOS管MPb3的栅极与PMOS管MPb2的栅极相接，PMOS管MPb3的漏极作为所述跨导放大器gm1和/或gm2的电流源产生电路的输出端。

4、根据权利要求3所述的电路，其特征在于：

PMOS管MPb2与PMOS管MPb3的宽度相等，PMOS管MPb2与PMOS管MPb3的长度也相等；

NMOS管MNb1与NMOS管MNb2的宽度相等，NMOS管MNb1与NMOS管MNb2的长度也相等。

5、根据权利要求1所述的电路，其特征在于：所述跨导放大器gm1与gm2的比值gm1/gm2大于1。

6、一种补偿电路，包括跨导放大器gm1、电阻R1和电容C，所述电阻R1和电容C串联，电阻R1连接跨导放大器gm1的输出端，电容C连接跨导放大器gm1的反相输入端，其特征在于：

所述补偿电路还包括电阻R2和跨导放大器gm2，所述电阻R2连接在跨导放大器gm1的反向输入端与电容C之间，所述跨导放大器gm2的输出端连接在电阻R2和电容C之间，所述跨导放大器gm2的同相输入端连接在跨导放大器gm1的反向输入端和电阻R2之间，所述跨导放大器gm2的反相输入端与跨导放大器gm2的输出端相连。

7、根据权利要求6所述的电路，其特征在于：

所述跨导放大器gm1和/或gm2的输出电阻大于等于1兆欧姆。

8、根据权利要求6所述的电路，其特征在于，所述跨导放大器gm1和/或gm2的电流源产生电路包括：

PMOS管MPb2与NMOS管MNb2串联，连接在电源与地线之间，具体为：电源与PMOS管MPb2的源极相接，PMOS管MPb2的漏极与NMOS管MNb2的漏极相接，NMOS管MNb2的源极与地线相接，NMOS管MNb2的栅极与NMOS管MNb2的漏极相接；

PMOS管MPb1、电阻R5与NMOS管MNb1串联，连接在电源与地线之间，具体为：电源与PMOS管MPb1的源极相接；电阻R5的一端与PMOS管MPb1的漏极相接，并且还与PMOS管MPb2的栅极相接，另一端与NMOS管MNb1的漏极相接，并且还与PMOS管MPb1的栅极相接，NMOS管MNb1的源极与地线相接；NMOS管MNb1的栅极与NMOS管MNb2的栅极相接；

PMOS管MPb3的源极与电源相接，PMOS管MPb3的栅极与PMOS管MPb2的栅极相接，PMOS管MPb3的漏极作为所述跨导放大器gm1和/或gm2的电流源产生电路的输出端。

9、根据权利要求8所述的电路，其特征在于：

PMOS管MPb2与PMOS管MPb3的宽度相等，PMOS管MPb2与PMOS管MPb3的长度也相等；

NMOS管MNb1与NMOS管MNb2的宽度相等，NMOS管MNb1与NMOS管MNb2的长度也相等。

10、根据权利要求6所述的电路，其特征在于：所述跨导放大器gm1与gm2的比值gm1/gm2大于1。

11、一种升压电路，包括脉宽调制比较器和取样电路，其特征在于：

所述升压电路还包括如权利要求1或6所述的补偿电路，所述补偿电路中跨导放大器gm1的同相输入端与所述升压电路的参考电压相连，所述补偿电路中跨导放大器gm1的反相输入端与所述取样电路相连，所述补偿电路中跨导放大器gm1的输出端与所述脉宽调制比较器的同相输入端相连。

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