CN104410275A - 恒定导通时间dc-dc变换器输出电压误差消除电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种恒定导通时间DC-DC变换器输出电压误差消除电路，包括第一级跨导放大器、电容、第二级跨导放大器以及输出采样电阻；第一级跨导放大器的反向输入端连接输出电压，正向输入端连接基准电压，输出端连接第二级跨导放大器的正向输入端；电容连接在第一级跨导放大器的输出端和地之间；第二级跨导放大器的反向输入端连接基准电压，输出端连接PWM比较器的第一正相输入端；输出采样电阻连接在第二级跨导放大器的输出端和基准电压之间；PWM比较器的第一反相输入端连接输出电压，第二正相输入端和第二反相输入端均连接基准电压。本发明可以同时消除输出电压的纹波振幅、PWM比较器的失调电压、斜坡补偿带来的输出电压误差。

Description

恒定导通时间DC-DC变换器输出电压误差消除电路

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器输出电压误差消除技术，尤其是一种基于积分器原理的恒定导通时间DC-DC变换器输出电压误差消除电路。

背景技术

降压变换器的控制模式有多种，包括电压模式、电流模式、COT(ConstantOn-Time，恒定导通时间)控制模式等。但为了在较宽的输入电压范围能够稳定地工作，电压模式和电流模式都需要环路补偿电路的设计，且在不同的功率范围需要对补偿电路做相应更改。而且电压模式和电流模式的降压开关电源，都需要一个高性能的EA(Error Amplifier，误差放大器)，这样就增加了工作电流。相比较而言COT控制模式具有以下优点：1.不需要环路补偿网络；2.快速的负载响应；3.轻载到重载切换不会出现输出电压的急剧下降。具备这些优点，使COT控制模式的DC-DC变换器近年来应用广泛。COT控制模式的输出电压依赖输出电压的纹波进行触发控制，如图1所示，当反馈电压FB(即输出电压Vo)低于REF时开启上功率管Q1，电感L0两端的电压变为Vin-Vo，电感电流IL0变大，电阻RES上的电压上升，进而使反馈电压FB上升。这种控制模式的缺点在于：由于每次当输出电压降到REF以下即触发单稳态电路，则对应输出电压纹波的下边沿和REF值相等，而输出电压的直流值必定高于REF电压。而且PWM比较器不可避免地具有失调电压，为了使输出电压稳定一般需要加入斜坡补偿，这两种情况都会带来输出电压的误差，如图2所示。而为了使回路稳定，需要较大的输出电压纹波，这样带来的输出电压误差就更大。目前已有的专利中有对纹波振幅进行测量，并在PWM比较器中对REF值进行调节，调节幅度即为测量得到的纹波幅度，这样即可将输出电压由于纹波导致的直流误差消除。但是这种方法对PWM比较器失调电压、斜坡补偿等其它因素带来的输出电压误差不能起到优化作用。

发明内容

本发明旨在克服上述现有技术存在的不足之处，提供一种基于积分器原理的恒定导通时间DC-DC变换器输出电压误差消除电路，可同时消除由输出电压的纹波振幅、PWM比较器的失调电压、斜坡补偿带来的输出电压误差。

本发明的技术方案如下：

一种恒定导通时间DC-DC变换器输出电压误差消除电路，包括第一级跨导放大器、电容、第二级跨导放大器以及输出采样电阻；所述第一级跨导放大器的反向输入端连接输出电压，正向输入端连接基准电压，输出端连接所述第二级跨导放大器的正向输入端；所述电容连接在第一级跨导放大器的输出端和地之间；所述第二级跨导放大器的反向输入端连接基准电压，输出端连接PWM比较器的第一正相输入端；所述输出采样电阻连接在第二级跨导放大器的输出端和基准电压之间；PWM比较器的第一反相输入端连接输出电压，PWM比较器的第二正相输入端和第二反相输入端均连接基准电压。

本发明的有益技术效果是：

本发明使用一个积分器将输出电压和基准电压REF的误差进行积分，得到输出电压的直流量同基准电压REF的误差，再将该误差放大后输入到PWM比较器用以调节基准电压值，由此改变输出功率管上管Q1和下管Q2的导通时间，来调节输出电压，经过调节的输出电压经过反馈再进入本发明的积分器，如此多个循环，使得输出电压的纹波振幅、PWM比较器的失调电压、斜坡补偿带来的输出电压误差都可以通过积分器对基准电压REF进行调节而消除，使最终输出电压稳定在基准电压REF值。

本发明的优点将在下面具体实施方式部分的描述中给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

图1是现有的恒定导通时间DC-DC变换器的原理框图。

图2是现有的恒定导通时间DC-DC变换器的FB电压和REF电压比较图。

图3是本发明的实施例电路图。

图4是采用本发明的恒定导通时间DC-DC变换器的FB电压和REF电压比较图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。

图3示出了本发明的一种具体实施例电路图。如图3所示，本发明是在图1的PWM比较器之前加入了一级积分器。参见图3，本发明的积分器由如下部分组成：第一级跨导放大器OTA1、电容C1、第二级跨导放大器OTA2、输出采样电阻Rs。

将反馈电压FB(即输出电压Vo)和基准电压REF输入第一级跨导放大器OTA1，根据反馈电压FB比基准电压REF高或者反馈电压FB比基准电压REF低，向电容C1充电或让电容C1放电，即实现了将反馈电压FB和基准电压REF的电压误差进行积分的目的，在一定时间(t1-t2)内电容C1上的电压为：

$V=\frac{1}{C}{\∫}_{t1}^{t2}\mathrm{\Δv}*\mathrm{gm}1\mathrm{dt}---\left(1\right)$

把电容C1看作一个低通滤波器，则第一级跨导放大器OTA1的输出电压V1等于反馈电压FB的直流量和基准电压REF偏差的放大值。

电压V1再经过第二级跨导放大器OTA2输出电流Is后，同采样电阻Rs相乘，得到积分器的输出电压Δvref。将该电压ΔVref输入到PWM比较器(COMP)的一个正相输入端，由于PWM比较器的两个正相输入端及两个负相输入端的地位是一样的，即可以将本发明的积分器的输出电压ΔVref作为对基准电压REF的补偿。

则，如图2所示，设反馈电压FB纹波的振幅为A，设由PWM比较器的失调电压、斜坡补偿等其它原因引起的失调电压体现在反馈电压FB上为B，则PWM比较器的输出翻转临界条件为：

REF+ΔVref＝FB_DC-A+B   (2)

ΔVref＝(FB_DC-REF)*Av   (3)

Av为积分器的放大倍数：

$\mathrm{Av}=\mathrm{gm}1*\frac{1}{\mathrm{CS}}*\mathrm{gm}2*\mathrm{Rs}---\left(4\right)$

其中，gm1、gm2分别为第一级跨导放大器OTA1、第二级跨导放大器OTA2的跨导。

则，将式(3)代入式(2)可得到最终的PWM调制触发临界条件：

$B_{\mathrm{DC}}=\mathrm{REF}-\frac{A}{\mathrm{Av}-1}+\frac{B}{\mathrm{Av}-1}---\left(5\right)$

如果满足Av>>1，则可以将纹波振幅A及失调电压B带来的误差降到很小范围内，如图4所示。只要积分器的增益Av足够大，即可达到消除误差电压的目的。

以上所述的仅是本发明的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的基本构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种恒定导通时间DC-DC变换器输出电压误差消除电路，其特征在于，包括第一级跨导放大器、电容、第二级跨导放大器以及输出采样电阻；所述第一级跨导放大器的反向输入端连接输出电压，正向输入端连接基准电压，输出端连接所述第二级跨导放大器的正向输入端；所述电容连接在第一级跨导放大器的输出端和地之间；所述第二级跨导放大器的反向输入端连接基准电压，输出端连接PWM比较器的第一正相输入端；所述输出采样电阻连接在第二级跨导放大器的输出端和基准电压之间；PWM比较器的第一反相输入端连接输出电压，PWM比较器的第二正相输入端和第二反相输入端均连接基准电压。