TWI491185B - High frequency circuit and its high frequency module - Google Patents

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TWI491185B TW102116395A TW102116395A TWI491185B TW I491185 B TWI491185 B TW I491185B TW 102116395 A TW102116395 A TW 102116395A TW 102116395 A TW102116395 A TW 102116395A TW I491185 B TWI491185 B TW I491185B
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Description

高頻電路及具備其之高頻模組
本發明係關於高頻電路及具備其之高頻模組，尤其是關於用於無線通訊之高頻電路及具備其之高頻模組。
當前，利用無線LAN(Local Area Network：區域網路)進行之資料通訊正在普及，廣泛利用於電子機器間之通訊。無線LAN之通訊規格即IEEE(The Institute of Electrical and Electronics Engineers：電機電子工程師協會)802.11規格中有IEEE802.11a/11b/11g/11n/11ac等。其中，IEEE802.11ac作為下一代無線LAN之通訊規格受到關注。
以根據IEEE802.11ac等之規格之無線LAN進行資料通訊之電氣設備具備前端電路。前端電路係以與天線連接的方式設置，將發送信號及接收信號進行放大(專利文獻1：WO2007/129716號公報)。
圖18係顯示先前之前端電路之構成之電路方塊圖。參照圖18，前端電路100具備PA(Power Amplifier：功率放大器)101a、LNA(Low Noise Amplifier：低雜訊放大器)102a、旁路電路102b、天線開關103、發送端子TX、接收端子RX、及天線端子ANT。
PA101a及LNA102a係將所輸入之微弱之信號放大而輸出之放大電路。PA101a將發送端子TX接收之信號放大。藉由PA101a放大之信號係作為發送信號輸出。LNA102a將天線端子ANT接收之接收信號放大。
旁路電路102b係在自設置於天線開關103與LNA102a之輸入端之 間之起點A、至設置於LNA102a之輸出端與接收端子RX之間之終點B之間設置旁路。旁路電路102b包含SPST(Single Pole Single Throw：單刀單擲)型開關之開關SW。在前端電路100中，藉由對開關SW進行開/關控制，而對藉由LNA102a使到達起點A之信號放大，或藉由旁路電路102b使其於LNA102a迂迴進行切換。
天線開關103為SPDT(Single Pole Dual Throw：單刀雙擲)型開關。天線開關103包含端子TA、端子TT、及端子TR。於端子TA連接天線端子ANT。於端子TT電性連接發送端子TX。於端子TR電性連接接收端子RX。天線開關103係以在前端電路100之發送動作時端子TA連接於TT，接收動作時端子TA與端子TR連接的方式進行切換。
首先，對前端電路100之發送動作進行說明。天線開關103係以使端子TA與端子TT連接的方式進行切換。RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit：射頻積體電路)200對發送端子TX輸出信號。發送端子TX接收之信號係藉由PA101a放大，且作為發送信號於天線開關103中自端子TT傳送至端子TA。發送信號到達天線端子ANT，並由天線300發送。
在專利文獻2(日本特開2009-33598號公報)之高頻電路中，對天線開關追加端子，使用天線開關之隔離，增減輸入至LNA之接收信號之信號強度。根據該構成，無需旁路電路。
在IEEE802.11ac中，相較於先前之IEEE802.11a/11b/11g/11n等，要求PA101a之線性度更高。若PA101a之線性度較高，則可減少放大時產生之發送信號之失真。其結果，發送信號之調變精度提高。通常，若增高PA101a之旁路電壓，則PA101a之線性度提高。但，若僅藉由增高PA101a之旁路電壓，而欲使PA101a之線性度提高，則PA101a中之消耗電力會增加。因此，導致具備前端電路100之電子機器之電池持續時間縮短。因此，一般在IEEE802.11ac中使用稱為數位 預失真(以下，亦稱為DPD(Digital Pre-Distortion))之技術。
圖19係顯示DPD之概念之方塊圖。參照圖19，在DPD中，除了PA101a以外，使用失真補償電路104及耦合器105。輸入信號Sin為藉由PA101a放大前之發送信號。輸出信號Sout係將輸入信號Sin藉由PA101a放大後之發送信號。
輸入信號Sin之信號強度較高之情形時，若藉由PA101a放大輸入信號Sin，則會導致發送信號之失真增大。防備此種情形，於PA101a之前段設置失真補償電路104。輸出信號Sout中，一部份之信號係藉由耦合器105分支。失真補償電路104接收藉由耦合器105分支之信號。將該信號稱為回送信號S_loop。失真補償電路104生成與回送信號S_loop產生之失真於相反方向失真之信號，並將該信號與輸入信號Sin進行合成，從而輸出失真補償信號Sp。如此，藉由使用DPD，可一面抑制消耗電力之增加，一面獲得減少失真之發送信號。
然而，耦合器通常需要λ/4(λ：波長)之路線長度之傳送路線。因此，若將耦合器105以傳送路線形成於安裝基板上，則需要較大之基板面積。當前，亦存在耦合器105之晶片零件，亦可減少基板面積。但，該情形時亦因新追加晶片零件，而導致構件成本增加。
圖20係顯示先前之前端電路中為使回送信號分支而使用天線開關之隔離的情形之構成及信號之傳送路線之電路方塊圖。另，圖20所示之前端電路110與圖18所示之前端電路100不同之處在於，取代天線開關103而具備天線開關113。前端電路110之其他部份之構成由於與前端電路100之對應部份之構成相同，故標註相同之符號，不重複其說明。
失真補償電路204設置於RFIC200。失真補償電路204輸出之信號(以虛線表示)係藉由PA101a放大，且到達天線開關113。在天線開關113中，端子TT與端子TR電性絕緣。因此，將發送信號自端子TT傳送 至端子TA時，發送信號大部份到達端子TA。但，自端子TT至端子TA之發送信號之傳送路線，與自端子TA至端子TR之接收信號之傳送路線之隔離有界限。因此，發送信號之一部份作為回送信號(以虛線表示)洩漏至接收信號之傳送路線。洩漏之回送信號藉由旁路電路102b於LNA102a迂迴，並自接收端子RX輸出至失真補償電路204。
如此，藉由使用天線開關113之隔離，可無需新追加耦合器105，而使回送信號分支，將回送信號輸出至失真補償電路204。
接著，返回至圖18，就前端電路100之接收動作進行說明。切換天線開關103，以使端子TA與端子TR連接。天線300將已接收之接收信號輸出至天線端子ANT。天線端子ANT接收之接收信號於天線開關103中自端子TA傳送至端子TR。為了於後段之RFIC200中進行接收信號之信號處理，對接收信號規定有適當之信號強度之範圍。因此，到達起點A之接收信號根據信號強度切換傳送路線。
接收信號之信號強度較低之情形(電波狀況不良好之情形)時，將LNA102a接通，且將開關SW關斷。因此，接收信號藉由LNA102a放大。藉由LNA102a放大之接收信號自接收端子RX輸出至RFIC200。
相反，接收信號之信號強度較高之情形(電波狀況良好之情形)時，將LNA102a關斷，且將開關SW接通。因此，接收信號藉由旁路電路102b於LNA102a迂迴。因此，接收信號不藉由LNA102a放大。其理由為，若信號強度較高之接收信號係藉由LNA102a放大，則會因LNA102a及RFIC200導致接收信號產生失真。藉由旁路電路102b於LNA102a迂迴之接收信號自接收端子RX輸出至RFIC200。
然而，接收信號之信號強度較高之情形時，若以不藉由LNA102a放大的方式使接收信號只是迂迴，則接收信號不包含於適當之信號強度之範圍內。多數之情形，必須使接收信號衰減-15dB~-5dB左右。其係為滿足IEEE802.11ac所規定之要求特性。
〔先前技術文獻〕 〔專利文獻〕
〔專利文獻1〕WO2007/129716號公報
〔專利文獻2〕日本特開2009-33598號公報
具備先前之前端電路之前端模組未以應用DPD為前提進行設計。因此，若對先前之前端電路之構成僅應用DPD，則洩漏之回送信號之信號強度較高。其係因為天線開關113之隔離不充分。若回送信號之信號強度較高，則會導致因LNA102a而回送信號中產生之失真亦較大。由於回送信號之失真較大會致使發送信號之調變精度降低，故而不佳。因此，必須使回送信號衰減直至包含於適當之信號強度之範圍內，以免回送信號之信號強度增高或失真增大。又，必須根據電波狀況放大或衰減接收信號，而調整其信號強度，以使接收信號亦包含於適當之信號強度之範圍內。
然而，使用天線開關113之隔離使回送信號分支之情形時，回送信號及接收信號係於共通之傳送路線中傳送。因此，難以以使兩者之信號強度包含於各自適當之範圍內的方式，調整兩者之信號強度。
為此，本發明係為解決上述之課題而完成者，其目的在於提供一種可使回送及接收信號兩者包含於各自適當之信號強度之範圍內之前端電路。
根據本發明之某一態樣，高頻電路具備：電力放大電路，其將發送端子接收到之信號放大而輸出發送信號；低雜訊放大電路，其將藉由天線端子接收到之接收信號放大，並將經放大之接收信號輸出至接收端子；連接切換電路，其響應第1控制信號，切換天線端子與電 力放大電路之間之連接，及天線端子與低雜訊放大電路之間之連接；旁路電路，其響應第2控制信號，於連接切換電路與接收端子之間形成迂迴於低雜訊放大電路之旁路；及衰減部，其設置於接收信號之傳送路線。衰減部包含複數個衰減電路。複數個衰減電路包含：第1衰減電路，其在藉由連接切換電路將天線端子與電力放大電路電性連接之情形時，響應第1控制信號，使發送信號中洩漏至接收信號之傳送路線之分支信號衰減；與第2衰減電路，其在藉由連接切換電路將天線端子與低雜訊放大電路電性連接之情形時，響應第2控制信號，使傳送路線之接收信號衰減。
較佳的是，旁路電路包含響應第2控制信號之開關，且自設置於連接切換電路與低雜訊放大電路之間之起點形成旁路。複數個衰減電路之各者設置於連接切換電路與起點之間、起點與開關之間、或起點與低雜訊放大電路之間。
較佳的是，第1及第2衰減電路之各者具有設置於傳送路線與接地節點之間之開關元件。開關元件響應第1及第2控制信號中之對應之信號，將傳送路線電性連接於接地節點。
較佳的是，開關元件為FET(Field Effect Transistor：場效應電晶體)，第1及第2衰減電路之各者進而具有：設置於FET之閘極與接地節點之間之電阻；設置於FET之汲極與傳送路線之間之第1電容器；及設置於FET之源極與接地節點之間之第2電容器。FET之汲極接收第1及第2控制信號中之對應之信號。
較佳的是，複數個衰減電路之各者進而具有設置於第2電容器與接地節點之間之電感器。
較佳的是，複數個衰減電路中，至少2個衰減電路之各者所具有之第2電容器係於接地節點側相互連接。衰減部進而包含設置於相互連接之第2電容器之接地節點側與接地節點之間之電感器。
較佳的是，電感器為用以將高頻電路安裝於封裝之接合線。
較佳的是，複數個衰減電路進而具有：第3衰減電路，其響應第1控制信號，與第1衰減電路一起使分支信號衰減。第1衰減電路設置於連接切換電路與起點之間。第2衰減電路設置於起點與低雜訊放大電路之間。第3衰減電路設置於起點與開關之間。
較佳的是，第1衰減電路設置於連接切換電路與起點之間。第2衰減電路設置於起點與低雜訊放大電路之間。
較佳的是，第1衰減電路設置於連接切換電路與起點之間。第2衰減電路設置於起點與開關之間。
較佳的是，第1及第2衰減電路設置於連接切換電路與起點之間。
較佳的是，第1及第2衰減電路設置於起點與開關之間。
較佳的是，第1及第2衰減電路設置於起點與低雜訊放大電路之間。
若根據本發明之另一態樣，則為具備上述高頻電路之高頻模組。
較佳的是，高頻模組具備：失真補償電路，其自接收端子接收藉由第1衰減電路予以衰減之分支信號。失真補償電路基於經衰減之分支信號，在輸出至發送端子前減低發送信號之失真，並將失真經減低之發送信號輸出至發送端子。
較佳的是，高頻模組進而具備：形成有電力放大電路之HBT基板；形成有低雜訊放大電路及連接切換電路之HEMT基板；及安裝有高頻電路之QFN封裝。
根據本發明，可實現將分支信號及接收信號兩者包含於各自適當之信號強度之範圍內之高頻電路。
1‧‧‧前端模組
1a‧‧‧HBT基板
1b‧‧‧HEMT基板
1c‧‧‧QFN封裝
7a‧‧‧波形
7b‧‧‧波形
8a‧‧‧波形
8b‧‧‧波形
9a‧‧‧波形
9b‧‧‧波形
10‧‧‧前端電路
11a‧‧‧PA
12a‧‧‧LNA
12b‧‧‧旁路電路
12c‧‧‧輸入匹配電路
12d‧‧‧輸出匹配電路
13‧‧‧天線開關
14‧‧‧衰減部
20‧‧‧前端電路
30‧‧‧前端電路
40‧‧‧前端電路
50‧‧‧前端電路
60‧‧‧前端電路
100‧‧‧前端電路
101a‧‧‧PA
102a‧‧‧LNA
102b‧‧‧旁路電路
103‧‧‧天線開關
104‧‧‧失真補償電路
105‧‧‧耦合器
110‧‧‧前端電路
113‧‧‧天線開關
200‧‧‧RFIC
204‧‧‧失真補償電路
300‧‧‧天線
400‧‧‧控制電路
A‧‧‧起點
ANT‧‧‧天線端子
B‧‧‧終點
C1‧‧‧電容器
C2‧‧‧電容器
F1‧‧‧衰減電路
F2‧‧‧衰減電路
F3‧‧‧衰減電路
F11‧‧‧衰減電路
GND‧‧‧接地節點
LF1‧‧‧引線框架
LF2‧‧‧引線框架
LF3‧‧‧引線框架
LF4‧‧‧引線框架
LF5‧‧‧引線框架
LF6‧‧‧引線框架
LF7‧‧‧引線框架
LF8‧‧‧引線框架
LF9‧‧‧引線框架
LF10‧‧‧引線框架
LF11‧‧‧引線框架
LF12‧‧‧引線框架
LF13‧‧‧引線框架
LF14‧‧‧引線框架
LF15‧‧‧引線框架
LF16‧‧‧引線框架
Q1‧‧‧開關元件
R1‧‧‧電阻
R2‧‧‧電阻
RX‧‧‧接收端子
S_loop‧‧‧回送信號
S_RX‧‧‧接收線號
S_RX‧‧‧發送信號
Sin‧‧‧輸入信號
Sout‧‧‧輸出信號
Sp‧‧‧失真補償信號
SW‧‧‧開關
T1‧‧‧控制端子
T2‧‧‧控制端子
T3‧‧‧控制端子
TA‧‧‧端子
TR‧‧‧端子
TT‧‧‧端子
TX‧‧‧發送端子
V_LNA‧‧‧控制信號
V_RX‧‧‧控制信號
V_TX‧‧‧控制信號
W‧‧‧接合線
圖1係顯示本發明之實施形態1之高頻電路之構成的電路方塊圖。
圖2係顯示圖1所示之高頻電路與外部電路之連接之電路方塊圖。
圖3係顯示圖1所示之高頻電路具備之衰減電路之構成的電路圖。
圖4係顯示IEEE802.11ac所規定之要求特性之圖。
圖5係顯示圖1所示之高頻電路之各動作模式之控制的圖。
圖6(A)-(C)係顯示圖1所示之高頻電路之各動作模式中信號之傳送路線的電路方塊圖。
圖7係顯示關於圖1所示之高頻電路在TX模式中之隔離之頻率依存性之模擬結果的圖。
圖8係顯示關於圖1所示之高頻電路在TX模式中之EVM之電力依存性之模擬結果之圖。
圖9係顯示關於圖1所示之高頻電路在LNA模式及旁路模式中之增益之模擬結果之圖。
圖10係顯示本發明之實施形態2之高頻電路之構成的電路方塊圖。
圖11係顯示本發明之實施形態3之高頻電路之構成的電路方塊圖。
圖12係顯示本發明之實施形態4之高頻電路之構成的電路方塊圖。
圖13係顯示本發明之實施形態5之高頻電路之構成的電路方塊圖。
圖14係顯示本發明之實施形態6之高頻電路之構成的電路方塊 圖。
圖15係顯示本發明之實施形態之變化例1之衰減電路的構成之電路圖。
圖16係顯示本發明之實施形態之變化例2之衰減部的構成之電路圖。
圖17係模式性顯示配置有具備圖16所示之衰減部之高頻電路之高頻模組中，由封裝內之接合線形成之布線之圖。
圖18係顯示先前之高頻電路之構成之電路方塊圖。
圖19係顯示數位預失真之概念之方塊圖。
圖20係顯示先前之高頻電路中為使分支信號分支而使用連接切換電路之隔離之情形之構成及信號之傳送路線之電路方塊圖。
以下，就本發明之實施形態，一面參照圖式一面進行詳細說明。另，對圖中相同或相當部份標註相同符號，不重複其說明。
對IEEE802.11規格，規定有以2.4GHz帶(IEEE802.11b/11g/11n/11ac等)及5GHz帶(IEEE802.11a/11n/11ac等)進行之無線LAN之通訊規格。此處，使用對應於5GHz帶之前端電路(高頻電路)作為例子，說明實施形態。
[實施形態1]
圖1係顯示本發明之實施形態1之前端電路之構成的電路方塊圖。
圖2係顯示圖1所示之前端電路與外部電路之連接之電路方塊圖、 參照圖1及圖2，前端電路10具備PA(電力放大電路)11a、LNA(低雜訊放大電路)12a、旁路電路12b、輸入匹配電路12c、輸出匹配電路12d、天線開關(連接切換電路)13、衰減部14(不包含輸入匹配電路 12c)、發送端子TX、接收端子RX、天線端子ANT、及控制端子T1~T3。
PA11a及LNA12a為將已輸入之微弱信號放大而輸出之放大電路。PA11a係將發送端子TX接收之信號放大。藉由PA11a放大之信號係作為發送信號輸出。LNA12a將藉由天線端子ANT接收之接收信號放大。藉由LNA12a放大之接收信號輸出至接收端子RX。
旁路電路12b在自設置於天線開關13與LNA12a之輸入端之間之起點A、至設置於LNA12a之輸出端與接收端子RX之間的終點B之間形成旁路。旁路電路12b包含開關SW。開關SW為SPST型開關。在前端電路10中，藉由控制電路400控制開關SW，從而對藉由LNA12a使到達至起點A之信號放大，或藉由旁路電路102b使其於LNA12a迂迴進行切換。
輸入匹配電路12c設置於天線開關13與起點A之間。輸入匹配電路12c係匹配天線300與前端電路10之間之輸入阻抗。輸出匹配電路12d設置於LNA12a之輸出端與終點B之間。輸出匹配電路12d係匹配RFIC200與前端電路10之間之輸出阻抗。
天線開關13為SPDT型開關。天線開關13包含端子TA、端子TT、及端子TR。於端子TA連接天線端子ANT。於端子TT電性連接發送端子TX。於端子TR電性連接接收端子RX。天線開關13係藉由後述之控制信號，以前端電路10之發送動作時端子TA與端子TT連接，接收動作時端子TA與端子TR連接的方式進行切換。
衰減部14包含衰減電路F1(第1衰減電路)、衰減電路F2(第2衰減電路)、衰減電路F3(第3衰減電路)。衰減電路F1設置於起點A與天線開關13之間。衰減電路F2設置於起點A與LNA12a之間。衰減電路F3設置於起點A與開關SW之間。
於發送端子TX及接收端子RX連接有RFIC200。RFIC200具備失 真補償電路204。於天線端子ANT連接有天線300。於控制端子T1~T3連接有控制電路400。
控制端子T1~T3之各者自控制電路400接收對應之控制信號。控制端子T1接收控制信號V_TX。控制端子T2接收控制信號V_RX(第1控制信號)。控制端子T3接收控制信號V_LNA(第2控制信號)。控制信號V_TX係用於PA11a之開/關控制及以使端子TA與端子TR連接的方式切換天線開關13之控制。控制信號V_RX係用於以使端子TA與端子TT連接的方式切換天線開關13之控制。控制信號V_LNA係用於LNA12a及開關SW之開/關控制。
再者，以使衰減電路F1、F3接收控制信號V_RX，衰減電路F2接收控制信號V_LNA的方式布線。因此，藉由上述控制信號，不僅對PA11a、LNA12a、及開關SW進行開/關控制，亦可對衰減電路F1~F3進行開/關控制。
圖3係顯示圖1所示之前端電路具備之衰減電路F1之構成的電路圖。另，由於衰減電路F2、F3之構成與衰減電路F1之構成相同，故不重複其說明。
衰減電路F1包含開關元件Q1、電容器C1、C2、及電阻R1、R2。開關元件Q1為常導通型(D-mode)之FET(Field Effect Transistor：場效應電晶體)。開關元件Q1設置於高頻信號(回送信號或接收信號)之傳送路線與接地節點GND之間。於FET之閘極與接地節點GND之間設置有電阻R2。於FET之汲極與高頻信號之傳送路線之間設置有電容器C1(第1電容器)。於FET之源極與接地節點GND之間設置有電容器C2(第2電容器)。FET之汲極自控制端子T2接收控制信號V_RX。
電容器C1、C2係用以防止控制信號V_RX分別洩漏至高頻信號之傳送路線及接地節點GND之DC截斷電容。電阻R1係用以將控制信號V_RX穩定化之阻尼電阻。
FET之汲極接收L(低位準)信號作為控制信號V_RX時，衰減電路F1成為導通狀態。該情形時，於傳送路線中傳送之高頻信號被釋放至接地節點GND。因此，可藉由衰減電路F1使高頻信號衰減。相反的，FET之汲極接收H(高位準)信號作為控制信號V_RX時，衰減電路F1成為斷開狀態。該情形時，高頻信號不藉由衰減電路F1予以衰減而於傳送路線中傳送。
具有如以上之構成之前端電路10根據所謂TX模式、LNA模式、及旁路模式之3種動作模式進行動作。TX模式係用以使用DPD發送發送信號之動作模式。LNA模式係用以在電波狀況不良而接收信號之信號強度較低之情形時，藉由LNA12a使接收信號放大之動作模式。旁路模式係在電波狀況良好而接收信號之信號強度較高之情形時，用以形成藉由旁路電路12b於LNA12a迂迴之接收信號之旁路，以使接收信號不被LNA12a放大之動作模式。如以下具體所示，以IEEE802.11ac按每個動作模式規定有不同之要求特性。
圖4係顯示IEEE802.11ac所規定之要求特性之圖。TX模式係對4.9GHz~5.9GHz之頻帶進行規定。LNA模式及旁路模式係對5.15GHz~5.9GHz之頻帶進行規定。
參照圖4，在TX模式中，為滿足關於增益之要求特性，必須以使發送端子TX與天線端子ANT之間之增益成為27dB以上的方式設定PA11a之增益。再者，為滿足關於回送信號之信號強度之要求特性，必須使PA11a之輸出端與接收端子RX之間之隔離較-40dB更為增強。又，為滿足關於回送信號之失真之要求特性，EVM(Error Vector Magnitude：誤差向量幅度)必須為1.8%以下。
返回至圖1，EVM係於將無失真之調變信號輸入至PA11a之輸出端之情形時，藉由測定自接收端子RX輸出之信號而求得。但，EVM在前端電路10之所有構成要件已安裝於封裝之狀態下，無法直接測 定。因此，EVM係使用以下所示之直接方法或間接方法進行測定。
在直接方法中，係僅將形成有LNA12a及開關SW之晶片安裝於封裝，測定天線開關13之端子TT與接收端子RX之間之EVM。另一方面，作為間接方法，係將前端電路10之所有構成要件安裝於封裝，首先測定發送端子TX與天線端子ANT之間之EVM。此時，接收端子RX係於50Ω(歐姆)終止。接著，測定發送端子TX與接收端子RX之間之EVM。此時，天線端子ANT係於50Ω終止。藉由比較如此測定之2個EVM，可推斷將回送信號於天線開關13之端子TT與接收端子RX之間傳送時重疊之失真的大小。
另，關於發送信號之失真，EVM亦必須為1.8%以下。該EVM係於將無失真之調變信號輸入至發送端子TX之情形時，藉由測定自天線端子ANT輸出之信號而求得。
在TX模式中，LNA12a雖為斷開狀態，但LNA12a仍接收回送信號。即便LNA12a為斷開狀態時，若LNA12a接收之回送信號之信號強度較高，則仍於LNA12a包含之放大電晶體之閘極-源極間施加使LNA12a接通以上之電壓。因此，會導致回送信號產生失真。因此，必須使回送信號在到達LNA12a前充分衰減。
另一方面，在LNA模式中，天線端子ANT與接收端子RX之間之增益必須為10dB以上。在旁路模式中，上述增益必須為-12dB~-8dB。
另，以滿足旁路模式中關於增益之要求特性之方式使接收信號衰減此點，係例如亦可藉由於旁路電路12b之傳送路線設置串聯連接之電阻而實現。該情形時，新追加之零件只要為電阻即可。因此，自基板面積之減少或構件成本之減少等觀點來看為有利。但，由於如此會導致高頻信號之失真增大故而不佳。既新追加有電阻，相應地，LNA12a對旁路電路12b之阻抗相對減少。因此，導致LNA12a接收之 高頻信號之電力增加。因此，高頻信號之失真增大。
如此，IEEE802.11ac所規定之要求特性係按每個動作模式而不同。因此，必須按每個動作模式調整回送信號或接收信號之信號強度之衰減量。以下，就各動作模式中之前端電路10之動作，一面參照圖5及圖6一面進行說明。
圖5係顯示圖1所示之前端電路之各動作模式中之構成要件的控制之圖。
圖6係顯示圖1所示之前端電路之各動作模式中信號之傳送路線的電路方塊圖。圖6(A)係顯示TX模式中之信號之傳送路線。圖6(B)係顯示LNA模式中之信號之傳送路線。圖6(C)係顯示旁路模式中之信號之傳送路線。參照圖6，以虛線表示發送信號及接收信號之傳送路線。以點線表示回送信號之傳送路線。
首先，就TX模式中之發送信號及回送信號之傳送路線，一面參照圖5及與6(A)一面進行說明。在TX模式中，自控制電路400(參照圖2)輸出H信號作為控制信號V_TX。輸出L信號作為控制信號V_RX。輸出L信號作為控制信號V_LNA。
控制端子T1~T3之各者接收對應之控制信號，藉此天線開關13以使端子TA與端子TT連接的方式進行切換。PA11a接通。LNA12a關斷。旁路電路12b接通。衰減電路F1~F3全部接通。
因此，前端電路10自失真補償電路(參照圖2)接收之信號係依發送端子TX-PA11a(導通狀態)-端子TT-端子TA-天線端子ANT之順序傳送。此時，以PA11a放大之發送信號之一部份作為回送信號洩漏於接收信號之傳送路線。回送信號係依端子TR-衰減電路F1(導通狀態)-輸入匹配電路12c-起點A-衰減電路F2(導通狀態)-開關SW-終點B-接收端子RX之順序傳送。回送信號自接收端子RX輸出至失真補償電路(參照圖2)。
接著，就LNA模式中之接收信號之傳送路線，一面參照圖5及圖6(B)一面進行說明。在LNA模式中，自控制電路400(參照圖2)輸出L信號作為控制信號V_TX。輸出H信號作為控制信號V_RX。輸出H信號作為控制信號V_LNA。
控制端子T1~T3之各者接收對應之控制信號，藉此天線開關13以使端子TA與端子TR連接的方式進行切換。PA11a關斷。LNA12a接通。旁路電路12b關斷。衰減電路F1~F3全部關斷。
因此，天線端子ANT接收之接收信號依天線端子ANT-端子TA-端子TR-衰減電路F1(斷開狀態)-輸入匹配電路12c-起點A-衰減電路F3(斷開狀態)-LNA12a(導通狀態)-輸出匹配電路12d-終點B-接收端子RX之順序傳送。接收信號自接收端子RX輸出至失真補償電路(參照圖2)。
最後，就旁路模式中之接收信號之傳送路線，一面參照圖5及圖6(C)一面進行說明。在旁路模式中，自控制電路400(參照圖2)輸出L信號作為控制信號V_TX。輸出H信號作為控制信號V_RX。輸出L信號作為控制信號V_LNA。
控制端子T1~T3之各者接收對應之控制信號，藉此天線開關13以使端子TA與端子TR連接的方式進行切換。PA11a及LNA12a均關斷。旁路電路12b接通。衰減電路F1及衰減電路F3均關斷。衰減電路F2接通。
因此，天線端子ANT接收之接收信號依天線端子ANT-端子TA-端子TR-衰減電路F1(斷開狀態)-輸入匹配電路12c-起點A-衰減電路F2(斷開狀態)-開關SW(導通狀態)-終點B-接收端子RX之順序傳送。接收信號自接收端子RX輸出至失真補償電路(參照圖2)。
如上所述，由於衰減電路F1~F3之各者具有開關元件，故可按每個動作模式使不同個數之衰減電路接通。高頻信號之衰減量係根據衰減電路F1~F3中接通之衰減電路F1~F3之個數決定。接通之衰減電路 之個數係以使動作模式之各者滿足圖4所示之要求特性的方式決定。
具體而言，對3個動作模式，為了按每個動作模式調整高頻信號之衰減量，必須設置有至少2個衰減電路。其原因為，若設置有2個衰減電路，則藉由以(1)均為導通狀態，(2)一者為導通狀態且另一者為斷開狀態，(3)均為斷開狀態的方式對開關元件進行開/關控制，可以3種方式調整高頻信號之衰減量。
在本實施形態之前端電路10中，設置有3個衰減電路。在TX模式中，衰減電路F1~F3全部為導通狀態。因此，回送信號之衰減量為相當於3個衰減電路之衰減量。因此，TX模式中之回送信號之衰減量於所有信號之衰減量中為最大。藉此，發送信號之傳送路線與接收信號之傳送路線之間的隔離最強化。又，回送信號衰減，結果回送信號之失真亦減少。
在LNA模式中，衰減電路F1~F3全部為斷開狀態。因此，接收信號不衰減。即，因接收信號之信號強度較低而必須藉由LNA12a使接收信號放大之情形時，不會導致接收信號因衰減部14而衰減。
在旁路模式中，僅衰減電路F2為導通狀態。因此，接收信號之衰減量為相當於1個衰減電路之衰減量。因此，接收信號之衰減量與回送信號之衰減量相比為較小。藉此，將接收信號以包含於適當之信號強度之範圍內的方式進行調整。
如上所述，儘管回送信號及接收信號於共通之傳送路線中傳送，均可相互獨立地調整回送信號及接收信號之衰減量。
以下，一面參照圖7~圖9，一面說明前端電路10實際滿足圖4所示之要求特性。在於圖7~圖9顯示其結果之模擬中，設定有按照IEEE802.11ac之規定之模擬條件。
圖7係顯示關於圖1所示之前端電路10在TX模式中之隔離之頻率依存性之模擬結果的圖。參照圖7，圖表之橫軸表示發送端子TX接收 之信號之頻率。圖表之縱軸表示隔離。隔離係PA11a之輸出端之發送信號與接收端子RX之回送信號的信號強度比。波形7a表示本實施形態之前端電路10之隔離之頻率依存性。波形7b表示先前之前端電路之隔離之頻率依存性。
如圖4所示之要求特性般，在4.9GHz~5.9GHz中，隔離必須較-40dB更強化。在先前之前端電路中，隔離不滿-20dB。另一方面，在本實施形態之前端電路10中，上述頻帶全體中隔離較-40dB更強化。因此，前端電路10之隔離滿足圖4所示之要求特性。由此，可知藉由使衰減部14包含衰減電路F1~F3，回送信號充分衰減。
圖8係顯示圖1所示之前端電路10在TX模式中之EVM之電力依存性之模擬結果的圖。參照圖8，圖表之橫軸表示調變信號在PA11a之輸出端之電力。圖表之縱軸表示自PA11a之輸出端輸入無失真之調變信號之情形時，根據自接收端子RX輸出之調變信號計算出之EVM。輸入之調變信號之頻率為5.4GHz。波形8a表示前端電路10之EVM。波形8b表示先前之前端電路之EVM。
如圖4所示之要求特性般，將22dBm以下之電力之無失真之調變信號輸入至PA11a之輸出端的情形時，接收端子RX中測定之EVM必須為1.8%以下。在先前之前端電路中，即便為輸入0dBm左右之電力之調變信號之情形，EVM仍超過1.8%。另一方面，在本實施形態之前端電路10中，輸入22dBm之電力之調變信號之情形時，EVM小於1.0%。因此，前端電路10之EVM滿足圖4所示之要求特性。由此，可知藉由使衰減部14包含衰減電路F1~F3，回送信號之失真充分減少。
但，22dBm之值只不過是發送信號之電力之一例。發送信號之電力範圍可根據由隔離決定之回送信號之電力適當設定。
另，自圖8所示之模擬結果可知如下所示之情況。例如，有發送端子TX與天線端子ANT之間之線性輸出為20dBm(輸出20dBm之前保 持1.8%以下之EVM)之PA，輸出22dBm時，EVM變成5%左右。可知回送信號之失真特性係在22dBm輸入之前具有良好之線性度。因此，於天線端子ANT輸出22dBm時，由於可以說接收端子RX中測定之5%+α之調變信號之失真方式(增益失真為正或負，相位失真為正或負)係大致由PA引起者，故可知對何者施以反向失真為佳。即，具有線性輸出20dBm之實力之PA可藉由DPD於22dBm之前線性度良好地進行使用。可線性度良好地使用PA至何種程度係強烈地依存於回送信號之線性輸入為多少dBm。
圖9係顯示圖1所示之前端電路10在LNA模式及旁路模式中之增益之模擬結果之圖。參照圖9，圖表之橫軸係天線端子ANT接收之接收信號之頻率。圖表之縱軸係天線端子ANT與接收端子RX之間之增益。波形9a表示LNA模式中之增益。波形9b表示旁路模式中之增益。
如圖4所示之要求特性般，在5.15GHz~5.9GHz中，LNA模式中之增益必須為10dB以上。旁路模式中之增益必須為-12dB~-8dB。在本實施形態之前端電路10中，在上述頻帶全體中，LNA模式中之增益超過10dB。又，旁路模式中之增益在上述頻帶全體中亦包含於-12dB~-8dB之間。因此，前端電路10之LNA模式及旁路模式中之增益均滿足圖4所示之要求特性。由此，可知藉由使衰減部14包含衰減電路F1~F3，可將接收信號以包含於適當之信號強度之範圍內的方式予以調整。
如上所述，在TX模式中，係將衰減電路F1~F3全部接通而使回送信號衰減。因此，可獲得滿足IEEE802.11ac所規定之要求特性之隔離。其結果，由於可減少回送信號之失真，故可獲得滿足上述要求特性之EVM。又，在LNA模式中，將衰減電路F1~F3全部關斷而不使回送信號衰減。因此，可獲得滿足上述要求特性之增益。再者，在旁路模式中，僅將衰減電路F2接通而使接收信號適度地衰減。因此，可獲 得滿足上述要求特性之增益。因此，根據本實施形態，在TX模式、LNA模式、及旁路模式所有動作模式中，可實現滿足圖4所示之要求特性之前端電路。
另，在本實施形態之前端電路10中，控制信號V_RX為第1控制信號。但，第1控制信號亦可為控制信號V_TX。其原因為，控制信號V_TX與控制信號V_RX有H信號與L信號始終相反之關係。且，該情形時，必須以響應控制信號V_TX而適當地進行動作之方式，變更PA11a及衰減電路F1、F3。又，根據與上述相同之理由，控制信號V_TX與控制信號V_RX亦可總結為1個控制信號。
在前端電路10中，於天線開關13與起點A之間、起點A與開關SW之間、及起點A與LNA12a之間之傳送路線上，分別各設置有1個衰減電路。且，只要為上述傳送路線，不論衰減電路之位置，均可使於傳送路線中傳送之高頻信號衰減。其原因為，衰減電路為導通狀態時，設置有衰減電路之傳送路線之阻抗減少，故而高頻信號係朝向衰減電路傳送。因此，高頻信號之衰減量主要由衰減電路之個數決定，而并非由衰減電路之位置決定。
但，自減少回送信號中產生之失真之觀點來看，衰減電路之位置會對回送信號造成影響。回送信號中產生之失真之主要原因為電晶體之線性度。此處，電晶體是指PA11a包含之放大電晶體、LNA12a包含之放大電晶體、及開關SW包含之開關電晶體(均未圖示)。更佳的是，特定出成為使回送信號產生失真之主要原因之電晶體，於該電晶體之上一段設置衰減電路。
又，若於向LNA12a傳送之接收信號之傳送路線(天線開關13與LNA12a之間)設置有複數個衰減電路，則LNA12a之雜訊指數(Noise Figure)有劣化之可能性。其係衰減電路之各者包含之FET接通或關斷時，因FET之汲極-源極間之寄生電容，導致LNA12a之雜訊指數劣化 者。
如上所述，衰減電路之配置及其個數較佳為根據TX模式中成為使回送信號產生失真之原因之電晶體、或LNA模式中LNA12a之雜訊指數等進行適當調整。例如，亦可以於天線開關13與起點A之間設置1個衰減電路，於起點A與開關SW之間設置2個衰減電路，於起點A與LNA12a之間設置1個衰減電路的方式，配置衰減電路。且，亦有可能進行在TX模式中將4個衰減電路全部接通，在LNA模式中將4個衰減電路全部關斷，而在旁路模式中僅將設置於起點A與開關SW之間之2個衰減電路接通之控制。
以下，在實施形態2~6中，就衰減電路之配置及其個數不同之前端電路進行說明。另，關於以下之實施形態及實施形態之變化例，對與實施形態1之前端電路10相同或同樣之控制，不重複其說明。
[實施形態2]
實施形態2與實施形態1不同之處在於衰減部14包含2個衰減電路。在實施形態2中，就衰減部14於任意2個位置分別各包含1個衰減電路之情形進行說明。
圖10係顯示本發明之實施形態2之前端電路之構成的電路方塊圖。參照圖10，在前端電路20中，衰減電路F1(第1衰減電路)設置於天線開關13與起點A之間。衰減電路F2(第2衰減電路)設置於起點A與LNA12a之間。衰減電路F1係以接收控制信號V_RX的方式布線。衰減電路F2係以接收控制信號V_LNA的方式布線。
在實施形態2中，於LNA12a之上一段設置衰減電路。因此，根據實施形態2，在回送信號中產生之失真之主要原因為LNA12a包含之放大電晶體的情形時，減少回送信號之失真方面特別有效。
[實施形態3]
實施形態3與實施形態2不同之處在於2個衰減電路之配置。在實 施形態3中，與實施形態2共通之處在於衰減部14於任意2個位置分別各包含1個衰減電路。
圖11係顯示本發明之實施形態3之前端電路之構成的電路方塊圖。參照圖11，在前端電路30中，衰減電路F1(第1衰減電路)設置於天線開關13與起點A之間。衰減電路F2(第2衰減電路)設置於起點A與開關SW之間。
在實施形態3中，於開關SW之上一段設置衰減電路。根據實施形態3，在回送信號中產生之失真之主要原因為開關SW包含之開關電晶體的情形時，減少回送信號之失真方面特別有效。
[實施形態4]
實施形態4中與實施形態2、3不同之處在於2個衰減電路設置於大致相同之位置。
圖12係顯示本發明之實施形態4之前端電路之構成的電路方塊圖。參照圖12，在前端電路40中，衰減電路F1(第1衰減電路)及衰減電路F2(第2衰減電路)均設置於天線開關13與起點A之間。
在實施形態4中，於天線開關13與起點A之間設置2個衰減電路。根據實施形態4，在LNA12a包含之放大電晶體及開關SW包含之開關電晶體對回送信號中產生之失真造成之影響為相同程度的情形，或回送信號中產生之失真之主要原因為哪個電晶體並不明確之情形時，減少回送信號之失真方面特別有效。
[實施形態5]
實施形態5與實施形態4不同之處在於設置於大致相同位置之2個衰減電路之配置。
圖13係顯示本發明之實施形態5之前端電路之構成的電路方塊圖。參照圖13，在前端電路50中，衰減電路F1(第1衰減電路)及衰減電路F2(第2衰減電路)均設置於起點A與開關SW之間。
與實施形態3之前端電路30相同，在實施形態5中，於開關SW之上一段設置衰減電路。根據實施形態5，在回送信號中產生之失真之主要原因為開關SW包含之開關電晶體的情形時，減少回送信號之失真方面特別有效。又，在前端電路50中，未於向LNA12a傳送之接收信號之傳送路線上設置衰減電路。因此，可抑制LNA模式中LNA12a之雜訊指數之劣化。
[實施形態6]
實施形態6與實施形態4、5不同之處在於設置於大致相同位置之2個衰減電路之配置。
圖14係顯示本發明之實施形態6之前端電路之構成的電路方塊圖。參照圖14，在前端電路60中，衰減電路F1(第1衰減電路)及衰減電路F2(第2衰減電路)均設置於起點A與LNA12a之間。
與實施形態2之前端電路20相同，在實施形態6中，於LNA12a之上一段設置衰減電路。根據實施形態6，在使回送信號產生失真之主要原因為LNA12a包含之放大電晶體的情形時，減少回送信號之失真方面特別有效。
另，於前端電路10、20、40、60中，在向LNA12a傳送之接收信號之傳送路線上設置2個衰減電路，與此相對，在前端電路30中，僅設置1個衰減電路。因此，前端電路30與前端電路10、20、40、60比較，可進一步抑制LNA模式中LNA12a之雜訊指數之劣化。
[變化例1]
以上，在實施形態1~6中，已就衰減電路均具有圖3所示之構成之情形進行說明。但，衰減電路之構成並不限定於此。衰減電路只要為於高頻信號之傳送路線與接地節點GND之間並聯連接，而將高頻信號釋放至接地節點GND者，則不論其構成。以下，就已變更衰減電路之構成之實施形態之變化例的衰減電路進行說明。另，就實施形態之 變化例之前端電路，對與圖3所示之衰減電路F1之構成要件同等之構成要件標註相同之符號，不重複其說明。又，由於其控制亦與實施形態1~6之前端電路之控制相同，故不重複其說明。
圖15係顯示本發明之實施形態之變化例1之衰減電路的構成之電路圖。參照圖15，在衰減電路F11中，於電容器C2之接地節點GND側與接地節點GND之間設置有電感器L1。因此，藉由電容器C2之電容及電感器L1之電感，形成LC諧振電路。
以下，就衰減部14所包含之複數個衰減電路之各者為與變化例1之衰減電路F11同等的構成之情形進行說明。在衰減電路F11中，只需以LC諧振電路之諧振點位於IEEE802.11ac所規定之頻帶內的方式，設定電容器C2之電容及電感器L1之電感即可。藉此，與LC諧振電路之諧振點位於上述頻帶以外之情形比較，可使回送信號進一步衰減。
又，可利用在諧振點附近之頻帶內衰減量之變化急劇之隔離特性，靈活地調整隔離之頻率依存性。例如，衰減部14包含各自具有與衰減電路F11同等之構成之2個衰減電路之情形時，只要以其中一個衰減電路之諧振點位於較上述頻帶高之頻帶，而另一個衰減電路之諧振點位於較上述頻帶低之頻帶的方式，設定各個電容器C2之電容及/或電感器L1之電感即可。藉此，可使上述頻帶中隔離之頻率依存性平穩。即，可實現回送信號之信號強度不依存於發送信號之頻率之前端電路。
對電感器L1較佳為使用用以將前端電路安裝於封裝之接合線。其理由為，藉由使用接合線之電感，可無需新追加電感器。因此，可減少構件成本。惟電感器L1並不限定於接合線。電感器L1亦可為例如螺旋電感器、晶片電感器、或形成於安裝基板上之傳送路線等。
[變化例2]
在變化例1中，係對每個衰減電路設置1個電感器。但，電感器 亦可對複數個衰減電路共通地設置。
圖16係顯示本發明之實施形態之變化例2之衰減部的構成之電路圖。
參照圖16，衰減電路F1、F2所具有之電容器C2係於接地節點GND側相互連接。衰減部進而包含設置於接地節點GND之間之電感器L。衰減電路之配置及其個數與實施形態2之前端電路20所具備之衰減部14相同。
以衰減電路之諧振點位於IEEE802.11ac所規定之頻帶內的方式，設定電容器C2之電容及電感器L之電感。藉此，與變化例1之衰減電路F11相同，可靈活地調整隔離之頻率依存性。又，具備變化例2之衰減部之前端電路與具有2個衰減電路F11之前端電路比較，少1個電感器。因此，可減少構件成本。
再者，與具有2個衰減電路F11之前端電路比較之情形時，具備變化例2之衰減部之前端電路在電容器C2之電容相互相等時，電感器之電感減少，Q值相應地減少。因此，諧振點附近之頻帶內之衰減量之變化相對較平緩。因此，可使隔離之頻率依存性相對較平穩。其在按照IEEE802.11ac之規格之前端電路之情形時，由於頻帶較寬故而特別有效。若自其他觀點來看，則由於使Q值減少，故可不增加電容器C2之個數或增大電容器C2之尺寸。因此，亦可減少基板面積。
前端電路係配置於前端模組(高頻模組)，且安裝於封裝。就前端電路具備變化例2之衰減部之情形進行說明。
圖17係模式性顯示配置有具備圖16所示之衰減部之前端電路之前端模組中，由封裝內之接合線形成之布線之圖。
圖17所示之前端模組1具備HBT(Heterojunction Bipolar Transistor：異質接面雙極電晶體)基板1a、HEMT(High Electron Mobility Transistor：高電子遷移率電晶體)基板1b、及QFN(Quad Flat Non-Leaded：四方形扁平無引腳)封裝1c。HBT基板1a及HEMT基板1b均安裝於QFN封裝1c。為了簡略化而未進行圖示，於HBT基板1a形成有PA11a。於HEMT基板1b形成有LNA12a及天線開關13。前端電路之其他構成要件亦安裝於QFN封裝1c。
QFN封裝1c為一邊2.5mm之大致正方形。QFN封裝1c包含引線框架LF1~LF16。引線框架LF1~LF16之各者係如下所示，藉由引線接合連接於對應之端子或節點。即，引線框架LF1連接於接地節點GND。引線框架LF2連接於接收端子RX。引線框架LF4連接於接收控制信號V_LNA之控制端子T3。引線框架LF6連接於接收控制信號V_TX之控制端子T1。引線框架LF8連接於發送端子TX。引線框架LF13連接於天線端子ANT。引線框架LF15連接於控制端子T2。
在該等接合線中，連接HEMT基板1b上之電極焊墊與引線框架LF1之接合線W相當於圖16所示之電感器L。藉由引線接合進行布線時，藉由使接合線W之長度略微變化，可對電感器L之電感進行微調整。因此，可以使諧振點位於期望之頻率的方式，設定電感器L之電感。因此，可靈活地調整隔離之頻率依存性。另，電感器L亦可非接合線，而於螺旋電感器、晶片電感器、或傳送路線等另行設置。
另，雖已就將具備變化例2之衰減部之前端電路安裝於QFN封裝1c之情形進行說明，但針對實施形態1~6之前端電路，亦可同樣地安裝於QFN封裝。又，安裝於QFN封裝1c之電路並不限定於實施形態1~6之前端電路及其構成要件。QFN封裝1c中亦可包含用於利用無線LAN進行之資料通訊之其他電路。
HBT基板、HEMT基板、及QFN封裝僅為例示，並非將基板及封裝之種類限定於該等。
又，雖以IEEE802.11ac為例進行使用，但其亦僅為無線通訊之例示。不僅5GHz帶，對與2.4GHz帶對應之無線LAN之前端電路亦可適 用本發明。關於2.4GHz，亦可獲得相同之效果。再者，無線通訊之方式自身並不限定於IEEE802.11規格中規定之無線LAN。
在實施形態1~6中，於天線開關13與起點A之間設置有輸入匹配電路12c。且，輸入匹配電路12c可設置於天線開關13與LNA12a之間之任一位置。即，輸入匹配電路12c亦可設置於起點A與LNA12a之間。又，在圖1所示之前端電路10中，於端子TR與輸入匹配電路12c之間設置有衰減電路F1。且，衰減電路之位置不論輸入匹配電路12c之前後均可。即，衰減電路F1亦可設置於輸入匹配電路12c與起點A之間。
作為連接切換電路，雖具體顯示有天線開關13，但亦可將天線開關13置換成與無線LAN對應之雙工器。又，天線開關13並不限定於SPDT型開關。天線開關13亦可為SP3T(Single Pole Triple Throw：單刀三擲)型開關、或SP4T(Single Pole Quadruple Throw：單刀四擲)型開關等高級開關。
雖已就RFIC200具有失真補償電路204之情形進行說明，但並不限定於此。失真補償電路亦可為具有與RFIC200不同之外部電路者。
再者，將發送信號之一部份分支之分支信號之用途未必限定於應用DPD之情形。基於分支信號之電壓(或電力)補償因溫度變化或天線阻抗之變化而產生之PA11a之諸特性之變動不限定於DPD而廣泛進行。增益變動時，為了增減輸入至PA11a之電力，或增減PA11a之旁路電路之控制電壓，從而將增益保持於一定，亦可使用分支信號。
應認為，本次揭示之實施形態應在所有方面為例示，而非限制者。本發明之範圍並非上述之說明所示，而由申請專利範圍表示，且意圖包含與申請專利範圍均等之意思及範圍內之全部變更。
10‧‧‧前端電路
11a‧‧‧PA
12a‧‧‧LNA
12b‧‧‧旁路電路
12c‧‧‧輸入匹配電路
12d‧‧‧輸出匹配電路
13‧‧‧天線開關
14‧‧‧衰減部
A‧‧‧起點
ANT‧‧‧天線端子
B‧‧‧終點
F1‧‧‧衰減電路
F2‧‧‧衰減電路
F3‧‧‧衰減電路
GND‧‧‧接地節點
RX‧‧‧接收端子
SW‧‧‧開關
T1‧‧‧控制端子
T2‧‧‧控制端子
T3‧‧‧控制端子
TA‧‧‧端子
TR‧‧‧端子
TT‧‧‧端子
TX‧‧‧發送端子
V_LNA‧‧‧控制信號
V_RX‧‧‧控制信號
V_TX‧‧‧控制信號

Claims (17)

  1. 一種高頻電路，其包含：電力放大電路，其將發送端子接收到之信號放大而輸出發送信號；低雜訊放大電路，其將藉由天線端子接收到之接收信號放大，並將經放大之上述接收信號輸出至接收端子；連接切換電路，其響應第1控制信號，切換上述天線端子與上述電力放大電路之間之連接、及上述天線端子與上述低雜訊放大電路之間之連接；旁路電路，其響應第2控制信號，於上述連接切換電路與上述接收端子之間形成迂迴於上述低雜訊放大電路之旁路；及衰減部，其設置於上述接收信號之傳送路線；且上述衰減部包含複數個衰減電路；上述複數個衰減電路包含：第1衰減電路，其在藉由上述連接切換電路將上述天線端子與上述電力放大電路電性連接之情形時，響應上述第1控制信號，使上述發送信號中洩漏至上述接收信號之傳送路線之分支信號衰減，及第2衰減電路，其在藉由上述連接切換電路將上述天線端子與上述低雜訊放大電路電性連接之情形時，響應上述第2控制信號，使上述傳送路線之上述接收信號衰減；其中，上述第2衰減電路係於上述天線端子藉由上述連接切換電路而與上述電力放大電路電性連接之情形時，響應上述第2控制信號而與上述第1衰減電路一起使上述分支信號衰減。
  2. 如請求項1之高頻電路，其中上述旁路電路包含響應上述第2控制信號之開關，自設置於上述連接切換電路與上述低雜訊放大電路之間之起點形成上述旁路，且上述複數個衰減電路之各者設置於上述連接切換電路與上述起點之間、上述起點與上述開關之間、或上述起點與上述低雜訊放大電路之間。
  3. 如請求項1或2之高頻電路，其中上述複數個衰減電路之各者具有設置於上述傳送路線與接地節點之間之開關元件，且上述開關元件響應上述第1及上述第2控制信號中之對應之信號，將上述傳送路線電性連接於上述接地節點。
  4. 如請求項3之高頻電路，其中上述開關元件為FET(Field Effect Transistor：場效應電晶體)，且上述複數個衰減電路之各者進而具有：設置於上述FET之閘極與上述接地節點之間之電阻；設置於上述FET之汲極與上述傳送路線之間之第1電容器；及設置於上述FET之源極與上述接地節點之間之第2電容器；上述FET之汲極接收上述第1及上述第2控制信號中之對應之信號。
  5. 如請求項4之高頻電路，其中上述複數個衰減電路之各者進而具有設置於上述第2電容器與上述接地節點之間之電感器。
  6. 如請求項4之高頻電路，其中上述複數個衰減電路中，至少2個衰減電路之各者所具有之上述第2電容器係於上述接地節點側相互連接，且上述衰減部進而包含設置於相互連接之上述第2電容器之上述接地節點側與上述接地節點之間之電感器。
  7. 如請求項5之高頻電路，其中上述電感器為用以將上述高頻電路 安裝於封裝之接合線。
  8. 如請求項6之高頻電路，其中上述電感器為用以將上述高頻電路安裝於封裝之接合線。
  9. 如請求項2之高頻電路，其中上述複數個衰減電路進而具有：第3衰減電路，其響應上述第1控制信號，與上述第1衰減電路一起使上述分支信號衰減，且上述第1衰減電路設置於上述連接切換電路與上述起點之間；上述第2衰減電路設置於上述起點與上述低雜訊放大電路之間；上述第3衰減電路設置於上述起點與上述開關之間。
  10. 如請求項2之高頻電路，其中上述第1衰減電路設置於上述連接切換電路與上述起點之間，且上述第2衰減電路設置於上述起點與上述低雜訊放大電路之間。
  11. 如請求項2之高頻電路，其中上述第1衰減電路設置於上述連接切換電路與上述起點之間，且上述第2衰減電路設置於上述起點與上述開關之間。
  12. 如請求項2之高頻電路，其中上述第1及第2衰減電路設置於上述連接切換電路與上述起點之間。
  13. 如請求項2之高頻電路，其中上述第1及第2衰減電路設置於上述起點與上述開關之間。
  14. 如請求項2之高頻電路，其中上述第1及第2衰減電路設置於上述起點與上述低雜訊放大電路之間。
  15. 一種高頻模組，其具備如請求項1至14中任一項之高頻電路。
  16. 如請求項15之高頻模組，其中上述高頻模組進而包含：失真補償電路，其自上述接收端子接收藉由上述第1衰減電路而經衰減 之上述分支信號，且上述失真補償電路基於經衰減之上述分支信號，在輸出至上述發送端子前減低上述發送信號之失真，並將失真經減低之上述發送信號輸出至上述發送端子。
  17. 如請求項15或16之高頻模組，其中上述高頻模組進而包含：形成有上述電力放大電路之HBT(Heterojunction Bipolar Transistor：異質接面雙極電晶體)基板；形成有上述低雜訊放大電路及上述連接切換電路之HEMT(High Electron Mobility Transistor：高電子遷移率電晶體)基板；及安裝有上述高頻電路之QFN(Quad Flat Non-Leaded：四方形扁平無引腳)封裝。
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