TWI462493B - 跨時脈域之干擾消除裝置及方法 - Google Patents

Description

跨時脈域之干擾消除裝置及方法

本發明係有關於干擾消除，尤指一種跨時脈域的干擾消除裝置及方法。

在習用的通訊系統中，於執行跨時脈域(cross clock domain)的干擾消除(interference cancellation)時，常採用費洛結構(Farrow structure)來執行內插運算，以進行相關資料的時脈域轉換。費洛結構係利用多項式(polynomial)的近似方法，來簡化內插運算的複雜度。

然而，使用多項式的近似方法會產生誤差，通常誤差最大的地方發生在相位為180度之處，並且，當輸入與輸出資料兩者的時脈越接近時，誤差越大，費洛結構的效能也就越差。特別是，當輸入與輸出資料兩者的時脈幾乎相等時，費洛結構幾乎無法準確內插出相位為180度的資料值。

舉例來說，在高清晰度多媒體介面乙太網路通道(HDMI Ethernet channel)的應用中，由於採用單條線雙向傳輸，因此會同時收到對方訊號以及因己方所發射訊號而反彈回來的回音(echo)干擾。所以，需要使用回音消除器(echo canceller)來執行回音消除。由於HDMI乙太網路通道兩端的網路裝置所使用的時脈間會有些許誤差(0~200ppm)，因此需先將己方傳送機(Tx)的資料從Tx的時脈域轉換為己方接收機(Rx)的時脈域後，回音消除器再於Rx的時脈域進行回音消除。此時，若採用費洛結構來進行時脈域轉換，則由於Tx與Rx的時脈差距極小，費洛結構的內插效能會很差，而必須使用非常高階的多項式來近似，才有較好的效能。但是，多項式階數越高，費洛結構所需的分接點(tap)就越多，因此複雜度就越高，訊號延遲(delay)也越長。

使用費洛結構的另一個缺點是，回音消除器所執行運算之複雜度亦會大增。在HDMI乙太網路通道中，原先Tx所發射的資料為MLT-3訊號，只有0、+1、-1三個準位，若不需作時脈域轉換，則回音消除器不需執行乘法，只需加法就可完成。但是經過費洛結構內插出不同相位及時間點的資料值後，就必須使用更多的位元數才能表示Tx的資料，如此一來回音消除器就必須使用乘法才能完成，造成運算複雜度大增。

有鑑於此，本發明的目的之一，在於提供一種干擾消除裝置及方法，以處理跨時脈域的干擾消除問題，並降低系統架構及運算的複雜度。

在本發明之一實施例中，揭露了一種干擾消除裝置，適用於一通訊系統中，該通訊系統包含一運作於一第一時脈域之傳送機與一運作於一第二時脈域之接收機。該干擾消除裝置包含：一先進先出(FIFO)電路，用以在該第一時脈域接收該傳送機之一數位傳送訊號，並依據該第一時脈域與該第二時脈域間之一累計時序差，在該第二時脈域輸出該數位傳送訊號；以及一消除訊號產生電路，用以依據該先進先出電路所輸出之該數位傳送訊號，產生一消除訊號，用以消除該接收機所接收之一干擾訊號，該干擾訊號係回應該數位傳送訊號而產生，其中該消除訊號產生電路係依據該干擾訊號與該消除訊號間之一相位差，以調整該消除訊號。

在本發明之另一實施例中，揭露了一種干擾消除方法，適用於一通訊系統中，該通訊系統包含一運作於一第一時脈域之傳送機與一運作於一第二時脈域之接收機。該干擾消除方法包含下列步驟：在該第一時脈域接收該傳送機之一數位傳送訊號；依據該第一時脈域與該第二時脈域間之一累計時序差，在該第二時脈域輸出該數位傳送訊號；以及依據在該第二時脈域輸出之該數位傳送訊號，產生一消除訊號，用以消除該接收機所接收之一干擾訊號，該干擾訊號係回應該數位傳送訊號而產生，其中該消除訊號係依據該干擾訊號與該消除訊號間之一相位差進行調整。

第1圖係本發明之干擾消除裝置10之一實施例的方塊圖，其適用於一通訊系統，以消除訊號傳輸過程中所產生的干擾。該通訊系統包含一運作於第一時脈域之傳送機與一運作第二時脈域之接收機。在不同系統組態下，該傳送機之傳送訊號在傳輸過程中會造成該接收機接收訊號時的不同干擾，例如，若該傳送機與接收機位在一通道(channel)的同一端，則當傳送機經由該通道傳送一訊號時，接收機會從該通道收到該訊號反彈之回音；若該傳送機與接收機分屬於不同通道，接收機也會收到回應傳送機之傳送訊號而產生的串音(cross-talk)。干擾消除裝置10可依據傳送機之傳送訊號來產生消除訊號，以便從接收機之接收訊號中抵消因該傳送訊號而產生的干擾。不過，由於該傳送訊號與接收訊號分屬第一時脈域與第二時脈域，干擾消除裝置10需執行跨時脈域的干擾消除。

如第1圖所示，干擾消除裝置10包含一先進先出(First-In,First-Out；FIFO)電路11、一消除訊號產生電路12及一加法器13。FIFO電路11可在第一時脈域接收該傳送機之一數位傳送訊號，並依據第一時脈域與第二時脈域間之一累計時序差(accumulated timing error)，在第二時脈域輸出該數位傳送訊號。FIFO電路11主要是用來控制訊號輸入/輸出的順序與速度，而不對訊號值的大小進行處理。特別是，FIFO電路11可依據其輸入時脈域(即第一時脈域)與輸出時脈域(即第二時脈域)間的累計時序差，調整輸出的方式，以進行時脈域的轉換，下文對此會再詳述。

消除訊號產生電路12可依據FIFO電路11所輸出之數位傳送訊號，產生一消除訊號，用以消除該接收機所接收之一干擾訊號，而該干擾訊號係回應該數位傳送訊號而產生。特別是，消除訊號產生電路11可依據該干擾訊號與該消除訊號間之一相位差，來調整該消除訊號，以降低或去除該相位差。由於接收機會同時接收到該干擾訊號與通訊對方所傳送的資料，亦即，該干擾訊號係內含於接收機之一數位接收訊號，因此干擾消除裝置10設置加法器13，耦接至消除訊號產生電路12與接收機之訊號接收路徑，可將該數位接收訊號減去該消除訊號後輸出，以執行干擾消除。

在第1圖的實施例中，係將跨時脈域的干擾消除分成兩部分來處理。若前述數位傳送訊號在第一時脈域係為複數個連續的取樣點，則在時間軸上，每一取樣點可視為一整數點，相鄰兩點之間距為第一時脈域之一時脈週期。在前述先前技術中，費洛結構的作法是依據這些整數點，內插出第二時脈域之取樣點的值，所以在第二時脈域中，數位傳送訊號之各取樣點在時間軸上就會偏離原本整數點的位置。不過，在本發明的干擾消除裝置10中，並不進行複雜的內插運算，而是將第二時脈域在時間軸上的非整數點位置，分成整數與小數兩部分，例如，若一取樣點位於x.y(x與y分別代表整數與小數部分)的位置，則將其分成x與0.y兩部份，分別進行處理。首先，利用FIFO電路11將原本第一時脈域中位於x的整數點，於x.y的時間點輸出(亦即，依據第二時脈域的速度輸出)，以處理整數的部份。由於第一與第二時脈域的速度不同，FIFO電路11需參考第一與第二時脈域間之累計時序差，於適當時機一次輸出較多取樣點(當第一時脈域快於第二時脈域時)或是至少跳過一次不輸出任何取樣點(當第一時脈域慢於第二時脈域時)，以避免FIFO電路11產生溢出(overflow)或溢入(underflow)。接著，由於小數部份尚未處理，所以消除訊號產生電路12依據FIFO電路11的輸出所產生之消除訊號，會與干擾訊號間有一相位差，此時，消除訊號產生電路12會依據此相位差，執行追蹤速度較快的調適性(adaptive)演算法來追蹤不同相位的干擾訊號，以調整消除訊號，達到較快降低或去除此相位差的效果。藉此方式，便可消除小數部份未處理所造成的誤差，以完成跨時脈域的干擾消除。

在一實施例中，消除訊號產生電路12係利用最小均方法(least mean square；LMS)或遞迴最小平方法(recursive least squares；RLS)，來追蹤不同相位的干擾訊號。為了提升追蹤的速度及效能，LMS或RLS演算法所使用的步長(step size)需配合消除訊號與干擾訊號間的相位差而調整。

在一實施例中，前述之干擾訊號係一回音訊號，消除訊號產生電路12係一回音消除器(echo canceller)。例如，此實施例可應用於傳送機與接收機係於HDMI乙太網路通道(HDMI Ethernet channel)的同一端分別進行傳送與接收的情形。在另一實施例中，該干擾訊號係一串音訊號，消除訊號產生電路12係一串音消除器。例如，此實施例可應用於傳送機與接收機係分別連接於網路交換器之不同埠的情形。某些網路交換器會使用多埠變壓器(multi-port transformer)，以節省成本與電路面積，然而由於兩個埠間的線圈太近，會造成跨埠的近端串音(near-end cross-talk；NEXT)干擾，並且不同埠的時脈有可能很接近但不相同，因此可運用本發明的干擾消除裝置，來去除此種傳統視為不能消除的干擾。

第2圖係本發明之干擾消除裝置20之一較佳實施例的方塊圖，其係設置於一運作於第一時脈域的傳送機與一運作於第二時脈域的接收機之間。該傳送機與接收機位於一通道的同一端，且皆經由一混合(hybrid)電路38耦接至該通道。該傳送機有自己的時脈頻率(即第一時脈域)，而該接收機則採用迴路時序(loop timing)的同步化方式，以鎖住對方傳送機的時脈頻率(即第二時脈域)，因此會造成己方傳送機與接收機處於不同的時脈域，而需要干擾消除裝置20執行跨時脈域的回音消除。干擾消除裝置20包含一FIFO電路21、一回音消除器22、一加法器23及一時序累加器24。FIFO電路21包含一同步先進先出(Sync FIFO)單元211與一非同步先進先出(Async FIFO)單元212。第2圖中，傳送機之傳送電路36輸出一數位傳送訊號，經由數位轉類比轉換器37轉換成類比訊號，送至混合電路38，以進行通道傳輸。同步FIFO單元211在第一時脈域接收此數位傳送訊號，其包含複數個取樣點，而同步FIFO單元211可暫存其中一部份取樣點，供非同步FIFO單元212彈性輸出之用。非同步FIFO單元212可依據第一時脈域與第二時脈域間之一累計時序差，於第二時脈域之每一時脈執行下列輸出方式之一：輸出該些取樣點之一(一般情形)、輸出該些取樣點之連續兩點(下文亦稱為補點，意指比一般情形多輸出一點)、以及不輸出任何取樣點(下文亦稱為掉點，意指比一般情形少輸出一點)。當第一與第二時脈域間之累計時序差未達到一時脈週期時(亦即兩時脈域間差距不到一個取樣區間)，非同步FIFO單元212只需從同步FIFO單元211正常輸出一取樣點，不需進行補點或掉點。然而，當第一時脈域快於第二時脈域且該累計時序差達到一時脈週期時，代表第二時脈域已落後一個取樣點，此時非同步FIFO單元212須從同步FIFO單元211一次輸出連續兩個取樣點，才能追上第一時脈域；而當第一時脈域慢於第二時脈域且該累計時序差達到一時脈週期時，代表第二時脈域已超前一個取樣點，此時非同步FIFO單元212則暫停輸出任何取樣點，使第一時脈域能追上來。

如第2圖所示，接收機內包含可偵測兩時脈域間之時序差的機制：時序回復電路34可偵測目前的接收時脈是快於或慢於對方的傳送時脈，若是快，則通知時脈電路35調快送至類比轉數位轉換器(ADC)311的接收時脈；若是慢，則通知時脈電路35調慢，藉此方式來所鎖住對方的傳送時脈。因此，干擾消除裝置20中之時序累加器24可依據時序回復電路34每次的偵測結果，累計調快或調慢的次數。當累計次數達到相當於調快一個時脈週期或取樣區間時，時序累加器24即通知非同步FIFO單元212進行掉點的動作；而當累計次數達到相當於調慢一個時脈週期時，時序累加器24即通知非同步FIFO單元212進行補點的動作。在一實施例中，時脈電路35係一鎖相迴路(PLL)，時序累加器24係一相位累加器，而前述之兩時脈域間的累計時序差係一累計相位差。例如，若該鎖相迴路具有64個相位，則當該相位累加器累積往前跳64個相位(即累計了64次調快)或是往後跳64個相位(即累計了64次調慢)時，就必須通知非同步FIFO單元212做相對應掉點或是補點的動作。在另一實施例中，時脈電路35係一壓控振盪器(VCO)，時序累加器24係一頻率累加器，而該累計時序差係一累計頻率差。頻率的調整可以換算為對應之相位調整，因此可算出當該頻率累加器累計多少次數即相當於調快或調慢了一個時脈週期。

回音消除器22類似於第1圖之消除訊號產生電路12，可依據非同步FIFO單元212所輸出之數位傳送訊號的取樣點，來產生一消除訊號，用以消除接收機所接收之一回音訊號。並且，回音消除器22還可依據該消除訊號與回音訊號間之一相位差，來調整該消除訊號，以降低或去除該相位差。加法器23分別從前端接收電路31與回音消除器22分別接收一數位接收訊號(內含該回音訊號)與該消除訊號，以從該數位接收訊號扣除該消除訊號，進行回音消除。此外，接收機還包含一切割器32及一加法器33，切割器33可對加法器23的輸出訊號進行一切割動作，以轉換成一系列之準位值；加法器33可計算這些準位值與切割前之訊號值兩者之差，送入回音消除器22，以估計回音訊號與干擾訊號間的相位差，供回音消除器22產生消除訊號之用。

當時序累加器24通知非同步FIFO單元212需進行補點或掉點時，也會同時通知回音消除器22對其內部進行相應的調整，以維持所產生之消除訊號的連續性。在一實施例中，回音消除器22為具有複數個分接點(tap)的濾波器，而每一分接點的係數與數位傳送訊號之各取樣點間的相對關係，需依據該非同步FIFO單元212的輸出方式做調整，使此相對關係能隨著時間保持連貫。以回音消除器22為四個分接點之有限脈衝響應(FIR)濾波器的實例說明如下：假設各分接點的取樣值分別為D(n)、D(n-1)、D(n-2)、D(n-3)，而對應的分接點係數依序為a0、a1、a2、a3，如第3A圖所示。若沒有進行補點或掉點的動作，則在下一個時脈，會如一般情形新增一取樣值D(n+1)，其他取樣值則依序往前推進一分接點(D(n-3)則被捨棄)，各分接點係數依序仍為a0、a1、a2、a3，使分接點係數與取樣值間的相對關係保持連貫，如第3B圖所示。然而，若在該下個時脈時不是一般情形，而是進行補點，則各分接點的取樣值變為D(n+2)、D(n+1)、D(n)、D(n-1)(即一次新增兩取樣值D(n+1)與D(n+2))，而為維持前述相對關係的連貫，分接點係數必須往前移動一分接點，調整為0、a0、a1、a2(由於D(n+2)是另外多出來的，對應分接點係數仍未產生，故重設為0)，如第3C圖所示；反之，若是進行掉點，各分接點的取樣值仍維持D(n)、D(n-1)、D(n-2)、D(n-3)(即未新增取樣值)，而分接點係數則後移一分接點，調整為a1、a2、a3、0(由於D(n-3)原本應捨棄，故對應分接點係數重設為0)，如第3D圖所示。

另一種作法是，分接點係數的位置維持不動，只移動取樣值的位置，一樣可達到維持相對關係連貫的效果。例如，若是補點的情形，則將第3A圖中的各取樣值往前移動一分接點，D(n)空出來的位置由新增取樣值D(n+1)補上，而另一新增取樣值D(n+2)則直接取代D(n-2)的位置，並將對應分接點係數重設為0(如第4A圖所示)，即可達到如第3C圖的效果。若是掉點的情形，則將第3A圖中的各取樣值循環移動，亦即各取樣值往前移動一分接點，而最前面的取樣值D(n-3)則移回原本D(n)的位置，並將D(n-3)對應的分接點係數重設為0(如第4B圖所示)，即可達到如第3D圖的效果。

第5圖係本發明之干擾消除方法之一實施例的流程圖，其適用於一通訊系統中，該通訊系統包含一運作於第一時脈域之傳送機與一運作於第二時脈域之接收機。步驟S51係於第一時脈域接收該傳送機之一數位傳送訊號。步驟S52係依據第一時脈域與第二時脈域間之一累計時序差，在第二時脈域輸出該數位傳送訊號。該累計時序差可為一累計相位差或一累計頻率差。步驟S53係依據在第二時脈域輸出之數位傳送訊號，產生一消除訊號，用以消除該接收機所接收之一干擾訊號，該干擾訊號係回應該數位傳送訊號而產生。在步驟S53中，還依據該干擾訊號與消除訊號間之一相位差，來調整該消除訊號。最後，在步驟S54中，由於該干擾訊號係內含於接收機之一數位接收訊號，所以將該數位接收訊號減去該消除訊號後輸出，以執行干擾消除。

在一實施例中，該干擾訊號係一回音訊號。例如，此實施例可應用於傳送機與接收機係於HDMI乙太網路通道的同一端分別進行傳送與接收的情形。在另一實施例中，該干擾訊號係一串音訊號。例如，此實施例可應用於傳送機與接收機係分別連接於網路交換器之不同埠的情形。

較佳地，該數位傳送訊號包含複數個取樣點，步驟S52係依據第一與第二時脈域間之累計時序差，於第二時脈域之每一時脈執行下列輸出方式之一：輸出該些取樣點之一、輸出該些取樣點之連續兩點、以及不輸出任何取樣點。以下說明前述各種輸出方式的應用時機：

(1)　當第一時脈域快於第二時脈域且該累計時序差達到一時脈週期時，步驟S52輸出該些取樣點之連續兩點。

(2)　當第一時脈域慢於第二時脈域且該累計時序差達到一時脈週期時，步驟S52不輸出任何取樣點。

(3)　當該累計時序差未達到一時脈週期時，步驟S52輸出該些取樣點之一。

綜合上述，本發明之干擾消除裝置及方法，可將跨時脈域的干擾消除問題分為兩部分來進行處理，第一部份可視為整數部分，即取樣點在進行時脈域轉換時，需在時序上延遲或提前，這部份可藉由非同步的先進先出方式來達成；第二部份為小數部份，即在產生用來消除干擾的消除訊號時，須能快速追蹤該干擾訊號在不同相位的響應，這部份可藉由採用加大步長的調適性演算法來實現。藉由以上方式，便可降低系統架構與電路的複雜度，來執行跨時脈域的干擾消除。

以上所述係利用較佳實施例詳細說明本發明，而非限制本發明之範圍。大凡熟知此類技藝人士皆能明瞭，適當而作些微的改變及調整，仍將不失本發明之要義所在，亦不脫離本發明之精神和範圍。

10、20．．．干擾消除裝置

11、21．．．先進先出電路

12．．．消除訊號產生電路

13、23、33．．．加法器

24．．．時序累加器

211．．．同步先進先出單元

212．．．非同步先進先出單元

31．．．前端接收電路

311．．．類比轉數位轉換器

32．．．切割器

34．．．時序回復電路

35．．．時脈電路

36．．．傳送電路

37．．．數位轉類比轉換器

38．．．混合電路

第1圖係本發明之干擾消除裝置之一實施例的方塊圖。

第2圖係本發明之干擾消除裝置之一較佳實施例的方塊圖。

第3A至3D圖係以一實例，顯示第2圖之回音消除器如何因應非同步先進先出單元之輸出方式的變化，進行分接點係數與取樣值之相對關係的調整。

第4A與4B圖係以另一實例，顯示第2圖之回音消除器如何因應非同步先進先出單元之輸出方式的變化，進行分接點係數與取樣值之相對關係的調整。

第5圖係本發明之干擾消除方法之一實施例的流程圖。

10．．．干擾消除裝置

11．．．先進先出電路

12．．．消除訊號產生電路

13．．．加法器

Claims (24)

1. 一種干擾消除裝置，適用於一通訊系統中，該通訊系統包含一運作於一第一時脈域之傳送機與一運作於一第二時脈域之接收機，該干擾消除裝置包含：一先進先出電路，用以在該第一時脈域接收該傳送機之一數位傳送訊號，並依據該第一時脈域與該第二時脈域間之一累計時序差，在該第二時脈域輸出該數位傳送訊號；以及一消除訊號產生電路，耦接該先進先出電路，依據該數位傳送訊號產生一消除訊號，用以消除該接收機所接收之一干擾訊號；其中，該干擾訊號係回應該數位傳送訊號而產生，該消除訊號產生電路係依據該干擾訊號與該消除訊號間之一相位差以調整該消除訊號。
2. 如申請專利範圍第1項所述之干擾消除裝置，其中該干擾訊號係內含於該接收機之一數位接收訊號，該干擾消除裝置更包含：一加法器，用以將該數位接收訊號減去該消除訊號後輸出。
3. 如申請專利範圍第1項所述之干擾消除裝置，其中該干擾訊號係一回音訊號，該消除訊號產生電路係一回音消除器。
4. 如申請專利範圍第3項所述之干擾消除裝置，其中該傳送機與該接收機係於一高清晰度多媒體介面乙太網路通道的同一端分別進行傳送與接收。
5. 如申請專利範圍第1項所述之干擾消除裝置，其中該干擾訊號係一串音訊號，該消除訊號產生電路係一串音消除器。
6. 如申請專利範圍第5項所述之干擾消除裝置，其中該傳送機與該接收機係分別連接於一網路交換器之不同埠。
7. 如申請專利範圍第1項所述之干擾消除裝置，其中該數位傳送訊號包含複數個取樣點，該先進先出電路包含：一同步先進先出單元，用以在該第一時脈域接收該些取樣點，並暫存一部份該些取樣點；以及一非同步先進先出單元，耦接至該同步先進先出單元，用以依據該累計時序差，於該第二時脈域之每一時脈執行下列輸出方式之一：輸出該些取樣點之一、輸出該些取樣點之連續兩點、以及不輸出任何取樣點。
8. 如申請專利範圍第7項所述之干擾消除裝置，其中該累計時序差係一累計相位差，該干擾消除裝置更包含：一相位累加器，用以產生該第一時脈域與該第二時脈域間之該累計相位差。
9. 如申請專利範圍第7項所述之干擾消除裝置，其中該累計時序差係一累計頻率差，該干擾消除裝置更包含：一頻率累加器，用以產生該第一時脈域與該第二時脈域間之該累計頻率差。
10. 如申請專利範圍第7項所述之干擾消除裝置，其中當該第一時脈域快於該第二時脈域且該累計時序差達到一時脈週期時，該非同步先進先出單元輸出該些取樣點之連續兩點。
11. 如申請專利範圍第7項所述之干擾消除裝置，其中當該第一時脈域慢於該第二時脈域且該累計時序差達到一時脈週期時，該非同步先進先出單元不輸出任何取樣點。
12. 如申請專利範圍第7項所述之干擾消除裝置，其中當該累計時序差未達到一時脈週期時，該非同步先進先出單元輸出該些取樣點之一。
13. 如申請專利範圍第7項所述之干擾消除裝置，其中該消除訊號產生電路包含複數個分接點，每一分接點具有一對應的分接點係數，其中該些分接點係數與該些取樣點的相對關係，係依據該非同步先進先出單元的輸出方式而調整。
14. 一種干擾消除方法，適用於一通訊系統中，該通訊系統包含一運作於一第一時脈域之傳送機與一運作於一第二時脈域之接收機，該干擾消除方法包含下列步驟：在該第一時脈域接收該傳送機之一數位傳送訊號；依據該第一時脈域與該第二時脈域間之一累計時序差，在該第二時脈域輸出該數位傳送訊號；以及依據在該第二時脈域輸出之該數位傳送訊號，產生一消除訊號，用以消除該接收機所接收之一干擾訊號，該干擾訊號係回應該數位傳送訊號而產生，其中該消除訊號係依據該干擾訊號與該消除訊號間之一相位差進行調整。
15. 如申請專利範圍第14項所述之干擾消除方法，其中該干擾訊號係內含於該接收機之一數位接收訊號，該干擾消除方法更包含：將該數位接收訊號減去該消除訊號後輸出。
16. 如申請專利範圍第14項所述之干擾消除方法，其中該干擾訊號係一回音訊號。
17. 如申請專利範圍第16項所述之干擾消除方法，其中該傳送機與該接收機係於一高清晰度多媒體介面乙太網路通道的同一端分別進行傳送與接收。
18. 如申請專利範圍第14項所述之干擾消除方法，其中該干擾訊號係一串音訊號。
19. 如申請專利範圍第18項所述之干擾消除方法，其中該傳送機與該接收機係分別連接於一網路交換器之不同埠。
20. 如申請專利範圍第14項所述之干擾消除方法，其中該數位傳送訊號包含複數個取樣點，該輸出數位傳送訊號的步驟係依據該累計時序差，於該第二時脈域之每一時脈執行下列輸出方式之一：輸出該些取樣點之一、輸出該些取樣點之連續兩點、以及不輸出任何取樣點。
21. 如申請專利範圍第20項所述之干擾消除方法，其中該累計時序差係一累計相位差或一累計頻率差。
22. 如申請專利範圍第20項所述之干擾消除方法，其中當該第一時脈域快於該第二時脈域且該累計時序差達到一時脈週期時，該輸出數位傳送訊號的步驟係輸出該些取樣點之連續兩點。
23. 如申請專利範圍第20項所述之干擾消除方法，其中當該第一時脈域慢於該第二時脈域且該累計時序差達到一時脈週期時，該輸出數位傳送訊號的步驟係不輸出任何取樣點。
24. 如申請專利範圍第20項所述之干擾消除方法，其中當該累計時序差未達到一時脈週期時，該輸出數位傳送訊號的步驟係輸出該些取樣點之一。