CN108111450B - 采用非相干解调模拟目标动态特性的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开的一种用采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，旨在提供一种延时精度高，不需要解调信号、能够高精度动态模拟信号运动特性的方法。本发明通过下述技术方案予以实现：A/D采样之后与固定本振的混频器混频，得到I、Q两路低频信号；控制单元从先入先出队列FIFO中读取I、Q两路低频信号，根据当前目标的运动状态的距离、速度信息计算出整数时延、小数时延和载波多普勒频率等轨道数据，把得到的滤波参数送入多相滤波器，和重采样模块；得到经过延时调整之后的I、Q两路基带数据。经重采样模块进行重采样和载波多普勒调整，恢复出中频数字信号。经过控制单元延时调整和采样载波频率调整的中频数字信号，满足下行中频测控信号的动态特性。

Description

采用非相干解调模拟目标动态特性的方法

技术领域

本发明涉及一种采用非相干解调方法，特别是对测控信号按照运动轨迹进行动态特性模拟的方法。

背景技术

测控系统无论在研制或使用过程中，需要有一个高度逼真的动态信号来进行联试和检验设备的状态，特别是目标距离可能很近或很远的极限情况下，系统是否正常，尤其是在超远距离下，基带的距离捕获过程是否正常，都需要在平时的试验中得到验证，才能确保执行正式任务时做到一次成功；用户在日常训练中，也需要有一个动态的目标环境来进行日常训练和维护。现有技术对测控信号进行动态模拟，通常采用相干解调的方法将测距信号从调制的中频信号提取之后再进行延时调整。由于采用相干解调的方式对于不同体制的测控信号，需要不同环路模块和捕获模块，算法复杂，硬件资源占用较多，实现难度较大。

在通信系统中，接收端想要从被调制的中频信号中恢复出原来的数字基带信号，就需要对接收信号进行解调。所谓非相干解调，即不需提取载波信息或不需恢复出相干载波的一种解调方法。非相干解调是解调方法的一种，是相对相干解调而言的。非相干解调的优点是可以较少的考虑信道估计甚至略去，处理复杂度降低，实现较为简单，但相比相干解调方法性能下降，从定量角度来看，普遍的结果是非相干解调性能上比相干解调差3dB。在非相干解调中，由于正交解调器的I、Q通道的幅相误差，再加上本振泄漏和直流漂移等因素会带来严重的解调误差。在接收信号中存在解调误差，会产生较强的虚假解调信号，在大动态范围时将导致虚假信号强于某些有用信号。此外有用信号的幅度和相位信息失真，不能充分利用发射信号的物理特征，限制了整个接收系统性能的提高。残余的频差相差对信息数据的正确解调还有较大的影响。由于非相干解调的诸多不利，因此一般的通讯系统在设计上都采用相干解调的方法。由于动态模拟器接收的是地面站送来的测控上行信号，测控上行信号本身是没有噪声、没有动态的强信号，因此非相干解调损失可以忽略不计；同时动态模拟器只在需要将测控信号的基带数据加入延时调整，然后将测控信号再恢复出来，并不是真正的解调数据，因此动态模拟器可采用非相干解调的方法。

现有技术对测距信号进行延时调整是通过调整先入先出队列FIFO寄存器来实现的。延时调整的精度取决于先入先出队列FIFO最小寄存器单元与读写时钟频率。硬件平台和资源决定的先入先出队列FIFO寄存器的最小寄存器单元，读写时钟的频率也受硬件平台限制，不能无限提高，因此硬件平台限制延时调整精度无法提高。进行动态模拟时，只能按照固定的参数进行动态模拟，不能按照运动轨迹实时的进行动态模拟。现有动态模拟方法有上面阐述的功能限制，给用户的使用带来诸多不便，限制了应用的场景。

由于动态模拟器本振信号与测控上行信号不同步，I、Q数据并不是真正的基带数据，存在下述公式(1)形式的频率差和相位差，

I路：-sin((w₁-w₂)t) (1)

Q路：cos((w₁-w₂)t) (2)。

对于普通的解调器，这样的I、Q数据对于数据误码有致命的影响。但是动态模拟器若采用没有环路的非相干解调，动态模拟器只需要将I、Q数据加入延时调整，就可以将测控信号恢复出来，并不需要真正的解调数据，因此动态模拟器可采用非相干解调的方法。

发明内容

本发明的目的是针对上述现有技术存在的不足之处，提供一种耗费硬件资源小，延时精度高，简单可靠、不需要解调信号、适应不同调制体制，能够对信号运动特性进行高精度动态模拟的处理方法。

本发明的上述目的可以通过以下措施来达到。本发明提供的一种采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于包括如下步骤：在进行动态模拟时，计算机主板监控软件根据当前目标测控信号运动状态计算出动态轨迹的整数延时、小数倍延时和载波多普勒频偏，将包含距离、速度、采样时间点的轨道数据，测控信号的载波多普勒频偏，模拟运动目标的速度变化和距离变化状态，定时发送给控制单元；控制单元根据接收轨道数据的第一点的距离，设置整数倍延时和小数数倍延时，并进行实际测量，依据实际测量的延时结果与时延设置值进行比较，根据比较的结果调整延时；当调整完毕后，控制单元依据载波多普勒频率置入本振混频器混频本振频率，控制多普勒动态速度，将模拟目标动轨道数据中每一点的轨道数据，按照采样时间点进行插值运算，根据插值计算结果得到先入先出队列FIFO的读时钟、写时钟、多相滤波器参数和重采样的多普勒频率，控制单元将计算得到的结果与对应的轨道时标存入缓存中，把得到的滤波参数送入多相滤波器，将计算得到的载波多普勒频率送入重采样模块；动态模拟器硬件时标与轨道时标一致时，控制单元将时标对应的计算结果置入先入先出队列FIFO的写入控制模块和读出控制模块中进行整数时延控制，根据多相滤波器参数选择对应的多相滤波器控制小数倍延时，得到经过延时调整之后的两路基带数据。延时调整之后的两路基带数据经重采样模块进行重采样，进行载波多普勒调整，恢复出满足下行中频测控信号动态特性的中频数字信号。

本发明采用延时调整之后的信号在重采样时改变上变频本振频率值，可实现速度多普勒动态模拟。

本发明相比于现有技术具有如下有益效果：

(1)耗费硬件资源小。本发明动态模拟器接收上行中频测控信号，A/D采样之后，采用I、Q下混频经过滤波之后，将中频数字信号转换成0中频的基带数据。将存储器延时调整分为整数倍延时和小数倍延时两部分。小数倍延时通过改变多相滤波器参数实现，微调多相滤波器的系数，高精度距离延时调整。整数倍延时通过微调先入先出队列FIFO读/写钟实现，读写之间的存储单元个数，间接改变距离的延时大小；小数倍延时通过改变多相滤波器参数实现，微调多相滤波器的系数，可实现高精度距离延时调整。I、Q两路基带数据经过延时调整之后，再分别通过上混频后进行重采样，非相干解调恢复出中频数字信号，恢复出的中频数字信号经过延时调整和重采样的载波频率调整，满足下行中频测控信号的动态特性，硬件资源占用少。

(2)延时精度高。本发明控制单元从先入先出队列FIFO中读取I、Q两路低频信号，根据当前运动物体离接收机的距离和运动状态计算出整数时延、小数时延和多普勒频率轨道数据，将这些计算出轨道数据，按照采样时间点进行插值运算，根据计算结果将得到的读时钟、写时钟输入先入先出队列FIFO，把得到的滤波参数送入多相滤波器，同时将计算得到的载波多普勒频率送入重采样模块；I、Q两路基带数据首先经过先入先出队列FIFO进行整数时延，然后再送入多相滤波器组进行小数时延。多项滤波器的时延精度由滤波器阶数和时钟决定，比单凭时延精度由时钟决定的整数时延精度更高。得到经过延时调整之后的I、Q两路基带数据。经过延时调整之后的I、Q两路基带数据经重采样模块进行重采样，恢复出经过控制单元延时调整和重采样模块重采样载波频率调整的中频数字信号。由于多项滤波器的时延精度由滤波器阶数和时钟决定，比单凭时延精度由时钟决定的整数时延精度更高。

(3)简单可靠。本发明将A/D采样之后的信号与固定本振的混频器混频，将得到的数字中频信号转换成0中频的基带数据传输到两路低通滤波器进行滤波，得到I、Q两路低频信号，I、Q两路低频信号打包送往先入先出队列FIFO存储；动态模拟器接A/D采样之后，采用I、Q下混频经过滤波之后，将中频数字信号转换成0中频的基带数据。I、Q两路基带数据经过延时调整之后，再分别通过上混频后进行重采样，可恢复出中频数字信号。能够适应标准TT&C、扩频TT&C、数传、跳扩频等调制体制的信号，无需模式切换或者参数设置，操作简单。

本发明采用存储器延时调整+改变重采样频率的方式实现信号动态模拟模拟功能，将信号经过AD直接采样后不解调，送往DDR存储一定延时后读取出，经过多相滤波器组之后进行重采样，最终送往DA。信号的动态延时调整分为整数倍延时和小数倍延时两部分。整数倍延时通过微调先入先出队列FIFO读/写钟实现，读写之间的存储单元个数，间接改变距离的延时大小；小数倍延时通过改变多相滤波器参数实现，微调多相滤波器的系数，可实现高精度距离延时调整。延时调整之后的信号在重采样时改变载波频率值，实现速度的多普勒动态模拟。根据运动轨迹实时进行动态模拟。运动轨迹即可是软件设置的理论轨道，也可是实际轨道参数。运动轨迹即可是软件设置的理论轨道，也可是实际轨道参数，使用灵活方便，贴近实际场景。

附图说明

下面结合附图和实施实例对本发明进一步说明。

图1是本发明动态模拟器的电路原理图。

图2是本发明动态模拟器时延调整原理图。

图3是多相滤波器小数延时产生原理图。

图4是多相滤波器的电路原理图。

具体实施方式

参阅图1。根据本发明，在进行动态模拟时，计算机主板监控软件根据当前目标测控信号运动状态计算出动态轨迹的整数延时、小数倍延时和载波多普勒频偏，将包含距离、速度、采样时间点的轨道数据，测控信号的载波多普勒频偏，模拟运动目标的速度变化和距离变化状态，定时发送给控制单元；控制单元根据接收轨道数据的第一点的距离，设置整数倍延时和小数数倍延时，并进行实际测量，依据实际测量的延时结果与时延设置值进行比较，根据比较的结果调整延时；当调整完毕后，控制单元依据载波多普勒频率置入本振混频器混频本振频率，控制多普勒动态速度，将模拟目标动轨道数据中每一点的轨道数据，按照采样时间点进行插值运算，根据插值计算结果得到先入先出队列FIFO的读时钟、写时钟、多相滤波器参数和重采样的多普勒频率，控制单元将计算得到的结果与对应的轨道时标存入缓存中，把得到的滤波参数送入多相滤波器，将计算得到的载波多普勒频率送入重采样模块；动态模拟器硬件时标与轨道时标一致时，控制单元将时标对应的计算结果置入先入先出队列FIFO的写入控制模块和读出控制模块中进行整数时延控制，根据多相滤波器参数选择对应的多相滤波器控制小数倍延时，得到经过延时调整之后的两路基带数据。延时调整之后的两路基带数据经重采样模块进行重采样，进行载波多普勒调整，恢复出满足下行中频测控信号动态特性的中频数字信号。运动轨迹即可是软件设置的理论轨道，也可是实际轨道参数，使用灵活方便。

在工作时，动态模拟器将t时刻输入信号的中心频率设为动态模拟器的本振频率，将本振信号记为频率cos(w₂t)。动态模拟器接收t时刻输入信号频率w₁的上行中频测控信号cos(w₁t)，根据接收中频测控信号动态轨迹的延时大小，控制测控信号的载波多普勒频偏，模拟运动目标的速度变化和距离变化，经模数A/D采样之后与固定本振的混频器混频，将得到的数字中频信号转换成0中频的基带数据传输到两路低通滤波器进行滤波，得到I、Q两路低频信号，I、Q两路低频信号打包送往先入先出队列FIFO存储；控制单元从先入先出队列FIFO中读取I、Q两路低频信号，根据当前目标的运动状态的距离、速度信息计算出整数时延、小数时延和载波多普勒频率等轨道数据，将这些计算出的轨道数据，按照采样时间点进行插值运算得到I、Q两路基带数据，将读时钟、写时钟置入先入先出队列FIFO，把得到的滤波参数送入多相滤波器，同时把得到的载波多普勒频率送入重采样模块；I、Q两路基带数据首先经过先入先出队列FIFO进行整数时延，然后再送入多相滤波器组进行小数时延，得到经过延时调整之后的I、Q两路基带数据。延时调整之后的I、Q两路基带数据经重采样模块进行重采样，进行载波多普勒调整，恢复出中频数字信号。经过控制单元延时调整和重采样模块重采样载波频率调整的中频数字信号，满足下行中频测控信号的动态特性。

在动态模拟器接收上行中频测控信号cos(w₁t)中，动态模拟器接收的输入信号cos(w₁t)中心频率为70MHz，信号带宽﹤50MHz的测控上行信号。输入信号cos(w₁t)经模数A/D采样之后，分别与动态模拟器自身的本振信号cos(w₂t)、sin(w₂t)进行正交-同相下混频，获得正交-同相混频结果的如下公式的频率差和相位差，

cos(w₁t)×sin(w₂t)＝sin((w₁+w₂)t)-sin((w₁-w₂)t) (3)

cos(w₁t)×cos(w₂t)＝cos((w₁+w₂)t)+cos((w₁-w₂)t) (4)

正交-同相混频之后的结果经过低通滤波器之后分别得到I、Q两路基带数据。控制单元根据当前运动目标的距离状态计算出I、Q两路基带数据的整数时延和小数时延，依据整数时延计算出先入先出队列FIFO读时钟和写时钟，依据小数时延计算出多相滤波器参数，切换多项滤波器组对应的状态。I、Q两路基带数据经过先入先出队列FIFO和多相滤波器组切换之后加入整数时延和小数时延统一标记为时延分量T，如下公式，

I路：-sin((w₁-w₂)t+T) (5)

Q路：cos((w₁-w₂)t+T) (6)

经过延时之后的I、Q两路信号进行重采样，分别与动态模拟器自身的70MHz本振信号w2进行正交-同相上混频，同时控制单元根据当前运动目标的速度状态计算出载波多普勒fd，并将fd置入上混频本振中，通过如下公式(7)、公式(8)获得t时刻，输入信号频率w₁，动态模拟器本振频率w₂，输出信号中代表距离的时延分量T和代表速度的载波多普勒频率fd。

cos((w₁-w₂)t+T)×cos((w₂+fd)t)＝cos((w₁+fd)t+T)+cos((w₁-2w₂-fd)t+T) (8)

上混频之后I、Q两路信号，经过减法器合成叠加之后，重新得到动态模拟之后的输出信号cos((w₁+fd)t+T)，模拟实现运动目标的动态模拟。

动态模拟器延时调整采用先入先出队列FIFO异步读取存储的方式实现距离模拟功能。动态模拟器将I、Q基带数据送往先入先出队列FIFO存储，先入先出队列FIFO采用写钟固定，读钟连续可变，异步读取存储I、Q基带数据；I、Q基带数据延时一段时间后，动态模拟器从FIFO读取出来进行延时调整，FIFO控制输出整数倍延时，使微调读钟的大小，反应出延时的距离变化率，通过微调读钟，直接改变读写之间的存储单元个数，间接改变I、Q基带数据距离的延时大小，然后采用多相滤波器组实现分数阶延时。

参阅图2。控制单元根据当前运动目标的距离状态计算出整数时延、小数时延。先入先出队列FIFO大容量存储AD采样数据，通过读写控制实现整数倍nT_s延迟输出。控制单元采用两套延时模块实现整数时延和小数时延。当运动目标距离减小时，信号延时越来越小。当延时减小量小于一个系统时钟时，控制单元利用多相滤波器实现分数阶延时；当延时减小量大于一个系统时钟时，则需要控制单元利用FIFO读、写时钟进行写入控制和读出控制连续读出两个先入先出队列FIFO读、写时钟值。因此，设计了备用延时模块，控制单元为动态模拟器时延调整创建主时延模块和备用延时模块，且备用延时模块的先入先出队列FIFO当前读地址比主延时模块地址多1，当延时减小量大于一个系统时钟时，控制单元将信号输出切换至备用延时模块，并且将备用延时模块当做主延时模块，原有的主延时模块变为备用延时模块，并将原主延时模块的地址加2。当运动目标距离增大时，信号延时越来越大，当延时小于一个系统时钟时，控制单元利用多相滤波器实现分数阶延时；当延时超多一个系统时钟时，控制单元利用FIFO读、写时钟进行写入控制和读出控制信号，在先入先出队列FIFO中延时一个时钟输出信号。因此，对于运动物体远离、距离增大的情况，仅需一个延时模块即可。当延时减小量大于一个系统时钟时，控制单元将信号输出切换至备用延时模块，并且将备用延时模块当做主延时模块，原有的主延时模块变为备用延时模块，并将原主延时模块的地址加2。

参阅图3。相滤波器是为了高效实现采样率转换而发展起来的。由于多相滤波器的输出是在不同的时隙产生非零样本，对应于多相滤波器输出的每个样本具有不同的延时，采用全通线性相位滤波器的设计相对比较困难。由于多相滤波器的输出是在不同的时隙产生非零样本，对应于多相滤波器输出的每个样本具有不同的延时，因此可以用来实现分数阶延时。在信号没有失真的情况下，本实施例借鉴采样率转换的方法，采用多相滤波器组实现信号的分数准确延时(k/I)T_s，其中，I为内插滤波器组数位、k为滤波器延迟个数，k和I均为整数。

假设原I、Q数据的采样间隔为T_s，用内插因子I内插之后，I、Q数据的采样间隔为IF_s，然后利用低通滤波器消除内插信号谱的镜像频谱。

控制单元在频域内，首先利用内插器以因子I提高采样率，然后利用低通滤波器消除内插信号谱的镜像频谱，再按采样率间隔IF_s将低通滤波器的输出延时的k个样本，最后按因子I抽取延时信号，从而得到期望的延时(k/I)T_s。对应于下面所示的线性相移：

获得延迟值，式中φ为信号的延迟，ω为信号的周期。

参阅图4。控制单元采用抽取滤波器的输入端通过转接器与0～I个并联延时单元的输出端连接在一起，构成如图所示的多相滤波器组结构。本实施例，通过控制单元决定转接器在当前时刻的接通位置实现当前时刻的延时。经过内插因子I内插和低通滤波器滤波之后的0中频基带信号X(n)，经过0～I个延时单元的分别形成延时信号P0(n)～PI(n)；控制单元按照滤波参数，在延时信号P0(n)～PI(n)之中，选择经过了K个延时单元的延时信号Pk(n)输出。

Claims (11)

1.一种采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于包括如下步骤：在进行动态模拟时，计算机主板监控软件根据当前目标测控信号运动状态计算出动态轨迹的整数延时、小数倍延时和载波多普勒频偏，将包含距离、速度、采样时间点的轨道数据，测控信号的载波多普勒频偏，模拟运动目标的速度变化和距离变化状态，定时发送给控制单元；控制单元根据接收轨道数据的第一点的距离，设置整数倍延时和小数数倍延时，并进行实际测量，依据实际测量的延时结果与时延设置值进行比较，根据比较的结果调整延时；当调整完毕后，控制单元依据载波多普勒频率置入本振混频器混频本振频率，控制多普勒动态速度，将模拟目标动轨道数据中每一点的轨道数据，按照采样时间点进行插值运算，根据插值计算结果得到先入先出队列FIFO的读时钟、写时钟、多相滤波器参数和重采样的多普勒频率，控制单元将计算得到的结果与对应的轨道时标存入缓存中，把得到的滤波参数送入多相滤波器，将计算得到的载波多普勒频率送入重采样模块；动态模拟器硬件时标与轨道时标一致时，控制单元将时标对应的计算结果置入先入先出队列FIFO的写入控制模块和读出控制模块中进行整数时延控制，根据多相滤波器参数选择对应的多相滤波器控制小数倍延时，得到经过延时调整之后的两路基带数据，延时调整之后的两路基带数据经重采样模块进行重采样，进行载波多普勒调整，恢复出满足下行中频测控信号动态特性的中频数字信号。

2.按权利要求1所述的采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于：动态模拟器接收t时刻输入信号频率w1的上行中频测控信号cos(w₁t)，根据接收中频测控信号动态轨迹的延时大小，控制测控信号的载波多普勒频偏，模拟运动目标的速度变化和距离变化，经模数A/D采样之后与固定本振的混频器混频，将得到的数字中频信号转换成0中频的基带数据传输到两路低通滤波器进行滤波，得到I、Q两路低频信号，I、Q两路低频信号打包送往先入先出队列FIFO存储。

3.按权利要求2所述的采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于：控制单元从先入先出队列FIFO中读取I、Q两路低频信号，根据当前目标的运动状态的距离、速度信息计算出整数时延、小数时延和载波多普勒频率等轨道数据，将这些计算出的轨道数据，按照采样时间点进行插值运算得到I、Q两路基带数据，将读时钟、写时钟置入先入先出队列FIFO，把得到的滤波参数送入多相滤波器，同时把得到的载波多普勒频率送入重采样模块。

4.按权利要求3所述的采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于：I、Q两路基带数据首先经过先入先出队列FIFO进行整数时延，然后再送入多相滤波器组进行小数时延，得到经过延时调整之后的I、Q两路基带数据。

5.按权利要求4所述的采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于：延时调整之后的I、Q两路基带数据经重采样模块进行重采样，进行载波多普勒调整，恢复出中频数字信号，经过控制单元延时调整和重采样模块重采样载波频率调整的中频数字信号，满足下行中频测控信号的动态特性。

6.按权利要求1所述的采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于：控制单元根据当前运动目标的距离状态计算出I、Q两路基带数据的整数时延和小数时延，依据整数时延计算出先入先出队列FIFO读时钟和写时钟，依据小数时延计算出多相滤波器参数，切换多项滤波器组对应的状态。

7.按权利要求1所述的采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于：动态模拟器将I、Q基带数据送往先入先出队列FIFO存储，先入先出队列FIFO采用写钟固定，读钟连续可变，异步读取存储I、Q基带数据；I、Q基带数据延时一段时间后，动态模拟器从FIFO读取出来进行延时调整，FIFO控制输出整数倍延时，使微调读钟的大小，反应出延时的距离变化率，通过微调读钟，直接改变读写之间的存储单元个数，间接改变I、Q基带数据距离的延时大小，然后采用多相滤波器组实现分数阶延时。

8.按权利要求1所述的采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于：控制单元为动态模拟器时延调整创建主时延模块和备用延时模块，且备用延时模块的先入先出队列FIFO当前读地址比主延时模块地址多1，当延时减小量大于一个系统时钟时，控制单元将信号输出切换至备用延时模块，并且将备用延时模块当做主延时模块，原有的主延时模块变为备用延时模块，并将原主延时模块的地址加2。

9.按权利要求1所述的采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于：控制单元在频域内，首先利用内插器以因子I提高采样率，然后利用低通滤波器消除内插信号谱的镜像频谱，再按采样率间隔IF_s将低通滤波器的输出延时的k个样本，最后按因子I抽取延时信号，从而得到期望的延时(k/I)T_s。

10.按权利要求1所述的采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于：对应于下面所示的线性相移公式：

获得延迟值，式中φ为信号的延迟，ω为信号的周期，I为内插滤波器组数位、k为滤波器延迟个数，k和I均为整数。

11.按权利要求1所述的采用非相干解调模拟目标动态特性的方法，其特征在于：经过内插因子I内插和低通滤波器滤波之后的0中频基带信号X(n)，经过0～I个延时单元的分别形成延时信号P0(n)～PI(n)；控制单元按照滤波参数，在延时信号P0(n)～PI(n)之中，选择经过了K个延时单元的延时信号Pk(n)输出。

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