TWI455533B - 一種對訊號產生軟性決策的裝置及方法 - Google Patents

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Description

一種對訊號產生軟性決策的裝置及方法
本發明係關於一種對訊號產生軟性決策的方法。
在一典型無線電系統中(請參考第一圖)，訊息係藉由一發射機調變為一無線電載波。之後這訊號經過一未知且變動的環境傳送至該接收機。對於一接收機的效能，將環境的影響自該訊號移除的能力通常為關鍵。
該發射機101經由附加一錯誤保護編碼區塊102且之後經由一數位調變區塊103傳遞訊息位元，該調變區塊103將編碼位元b n 之序列映射至複數符碼g n 。錯誤修正編碼係通常應用於C輸入取樣並產生D編碼取樣之區塊。在數位調變區塊103中之映射係根據所使用之調變方式而執行。舉例來說，在第三代合作夥伴計劃組織標準(3GPP standard)之高速下鏈封包存取(HSPDA)中，QPSK及16QAM調變兩者均可使用。在該數位調變區塊103輸出處取樣M之數目係依據所使用的調變方式。最後，RF處理單元104將該些複數符碼g n 調變為一無線電載波。之後其必須藉由該接收機移除以確保正確接收。於藉由該接收機區塊處理之前，該訊號亦同時獲有干擾及雜訊。當該雜訊係為自該環境而來之熱雜訊時，該干擾係因該頻譜之其他使用者而提高。之後附加的雜訊係因該訊號經由該Rx前端區塊107而附加。
一旦傳輸，之後該無線電訊號於接收機106之前經過該無線電通道105。該無線電通道頻繁地使碼間干擾(ISI)上升，
該接收機106於該Rx前端區塊107中將該類比無線電訊號轉換為一數位基頻訊號。之後該訊號係通過該解調變區塊108。這樣提供估測存在於該碼間干擾(ISI)、干擾以及因無線電通道及Rx前端所附加之雜訊中的傳輸編碼位元。之後該訊號係經錯誤解碼區塊109以產生該些最終接收之訊息位元。
錯誤修正編碼的使用提升了在存在碼間干擾(ISI)及雜訊及干擾中之傳輸鏈結的效能。藉由使用錯誤修正編碼所提供之增益係與在錯誤解碼區塊109中所實行的解碼演算法一樣，依據在附加錯誤保護編碼區塊102中所使用之編碼方式。用於該錯誤解碼區塊109之演算法根據所使用的輸入形式可分為兩種主要類別。對應於接收機之第一類別其係使用硬性決策解碼。這些解碼技術僅使用編碼位元之估測以產生未編碼位元之估測。對應於接收機之第二類別其係使用軟性決策解碼。這些解碼技術不僅根據估測位元之序列且亦利用有關位元序列之可靠度的訊息。因為該軟性決策編碼方式使用估測位元之可靠度的訊息，軟性決策編碼接收機通常較硬性決策編碼接收機表現更好。
當使用該軟性決策方法時，該訊息輸入至該錯誤解碼區塊109係為該似然關係度(LLR)，騎用於該編碼位元b k 係表示為： 其中R表示該些接收符碼序列。
由側記，可觀察到該些編碼位元之估測使用下列規則而能自這些似然關係度(LLR)產生： 注意在此例中，其中λ k ＝0，同時b k ＝0以及b k ＝1係同樣地相似，因此這些判斷係為有效。
產生該些軟性決策值λ k 一般需要藉由該接收訊號中雜訊功率之反函數數量的調整。這敘述之後將以本發明之一具體實施例應用於在高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中所使用的QPSK及16QAM調變方法而證明。該雜訊功率反函數之調整對於軟性決策數值的動態範圍需求具有影響力。舉例來說，在一靜態傳播通道，當訊雜比(SNR)係等於30dB時，產生之軟性決策將比在具有訊雜比(SNR)等於10dB之通道大20dB。
在軟性決策之範圍中的改變對於需要精確表示這些數量之位元的數目具有影響力。在位元的數目上軟性決策之量係儘可能的小以使接收機所需的記憶體儘可能的低。該些軟性決策λ k 在其在錯誤解碼區塊109處理為D取樣之前一般需緩衝存儲。這些緩衝通常必要，因為錯誤保護編碼之結構係以區塊為基礎或是因為執行資料的插入以提供時間分碼。對於該接收機所需的記憶體將與區塊尺寸D以及表示各軟性決策數值λ k 所需位元的數目而線性增加。當該區塊尺寸D大時，例如高速下鏈封包存取(HSPDA)之高資料率系統的情況，抑制該些軟性決策之尺寸係特別重要。當該些軟性決策數值係藉由雜訊功率之反函數調整而產生時，對於軟性決策數量所需之位元的數量則需夠大以妥善處理通道條件，其中該訊雜比(SNR)係在最大及最小值間變化。因此，雜訊功率之調整增加了需表示軟性決策的位元數量。然而其應指出對於一些解碼技術，例如Viterbi以及Max－Log－MAP演算法，該些軟性決策的絕對程度並不會改變解碼結果。
有鑑於此，本發明提供一種對訊號產生軟性決策的方法，其中一模型對用於一訊號之似然關係度(LLR)提供一表示式，該似然關係度(LLR)之表示式係取決於該訊號中之雜訊功率且可使其成為與該雜訊功率無關之形式，其中該方法包含利用自該訊號之數值計算該雜訊功率獨立表示式以產生軟性決策；計算一權重，其表示該雜訊功率影響一軟性決策對該雜訊功率影響至少一其餘軟性決策；以及對各軟性決策應用該權重。
根據本發明之一樣態，其係提供一種對訊號產生軟性決策的方法，其中一模型對用於一訊號之似然關係度(LLR)提供一表示式，該似然關係度(LLR)之表示式係取決於該訊號中之雜訊功率且可使其成為與該雜訊功率無關之形式，其中該方法包含利用自該訊號之數值計算該雜訊功率獨立表示式以產生軟性決策；計算一權重，其表示該雜訊功率影響一軟性決策對該雜訊功率影響至少一其餘軟性決策；以及對各軟性決策應用該權重。
依此方式，可產生包含雜訊功率影響之軟性決策，如此，該些軟性決策的動態範圍並不會如同依據似然關係度(LLR)表示計算之雜訊功率的動態範圍一樣巨大。
在一定的具體實施例中，分配給一軟性決策之權重係為該軟性決策之一品質度量及該至少一其餘軟性決策之品質度量的函數。典型地，這些品質度量需要如低階雜訊功率之高品質；舉例來說可使用該雜訊功率反函數之品質度量。
在本發明之一具體實施例中，該些軟性決策係以群組處理以達到權重測定的目的，其以一般權重分配予一群組之所有元件。
在本發明之一具體實施例中，其中該些軟性決策落入預先定義之編碼區塊，當在該編碼區塊中一或更多的軟性決策結合自一或更多的其他編碼區塊之對應軟性決策結合該些權重係用於計算該編碼區塊本身所使用之一權重以產生增強地軟性決策，例如，增加冗餘度(IR)之機制。
本發明亦延伸至類比裝置。
根據本發明之一樣態，本發明提供一種產生權重的方法以用於軟性決策，該方法包含處理一訊號，經由一實體通道接收，經由一等化器，其中濾波器係數之向量係以包含計算量值h H R －1 h 之步驟而獲得，其中h係為該通道之一通道脈衝響應(CIR)估測且R係為該訊號之關聯度量以提供至該等化器；以及該方法更包含藉由使用該量值之等化器對軟性決策計算權重，該些軟性決策係自作為輸出之訊號獲得，其中該些權重表示軟性決策間之雜訊功率的相對變化，該些軟性決策係藉由等化器自作為輸出之訊號而獲得。
依此方式，可獲得用於軟性決策之權重而不需經由重新使用等化器控制流程附帶產生的結果明確地計算雜訊功率數值。
本發明亦延伸至對應裝置。
根據本發明之一樣態，本發明提供一種對訊號計算軟性決策的方法，其中一模型對用於一訊號之似然關係度(LLR)提供一表示式，該表示式包含一常數乘法因子且該方法包含自該必要的訊號取得用於軟性決策計算的參數以及使用該表示式之一修正形式，其中該因子係不存在，自該些參數計算一軟性決策。
依此方式，可簡化軟性決策之計算為常數乘法因子，當其取得傳播之訊息時，不會影響到軟性決策的轉換。
本發明亦延伸至對應裝置。
根據本發明之一樣態，本發明提供一種對訊號產生軟性決策的方法，其中該訊號可使用一第一調變機制以及一第二調變機制，當使用該第一調變機制時，一第一模型提供對於該訊號之一似然關係度(LLR)提供一第一表示式，當使用該第二調變機制時，一第二模型提供對於該訊號之一似然關係度(LLR)提供一第二表示式，該第二表示式包含該第一表示式所缺乏的一常數調整因子且該方法包含提供使用該第二調變機制之一訊號以及自該第二表示式以其係調整之一形式計數該因子對該訊號計算軟性決策。
依此方式，需要表示一軟性決策之變數的動態範圍其可同時減少調變機制。
在一定的具體實施例中，該第一及第二調變機制係為QPSK及16QAM且該因子為1/。
本發明亦延伸至對應裝置。
根據本發明之一樣態，本發明提供一種加強軟性決策的方法，該方法包含使用一第一調變機制接收一訊息之一第一傳輸；使用一第二調變機制接收該訊息之一第二傳輸；自該第一傳輸對該訊息產生第一軟性決策；自該第二傳輸對該訊息產生第二軟性決策以及結合一第一軟性決策及一第二軟性決策以對該訊息之部分產生一加強的軟性決策，其中在該結合步驟中，該第二軟性決策係與該第一軟性決策成正比計數。
依此方式，可避免自不同傳輸取得之軟性決策間人為偏差的來源。
本發明亦延伸至對應裝置。
根據本發明之一樣態，本發明提供一種加強軟性決策的方法，該方法包含經由一第一接收機結構接收一訊息之第一傳輸；經由一第二接收機結構接收該訊息之一第二傳輸；自該第一傳輸產生第一軟性決策；自該第二傳輸產生第二軟性決策以及結合一第一軟性決策及一第二軟性決策以對該訊息之部分產生一加強的軟性決策，其中在該結合步驟中，該第二軟性決策係與該第一軟性決策成正比計數以改善在該第一及第二結構中之不同所造成之偏差。
本發明亦延伸至對應裝置。
根據本發明之一樣態，本發明提供一種加強軟性決策的方法，該方法包含接收一訊息之第一傳輸；接收該訊息之一第二傳輸，對該些傳輸決定品質度量以及以參考其各自的品質度量之方式結合一第一軟性決策及一第二軟性決策。
本發明亦存在於對應裝置。
雖然本發明已以數種裝置及方法主要地描述，其需注意本發明亦可以軟體配合適當地資料處理硬體而實現。
為充分瞭解本創作之目的、特徵及功效，茲藉由下述具體之實施例，並配合所附之圖式，對本創作做一詳細說明，說明如後：本發明係描述一種使用品質估測間之比例來產生軟性決策的接收機結構。以處理K個別子區塊的資訊來產生製造編碼區塊的D軟性決策值。每個子區塊的位元之最初軟性決策產生時不需要任何雜訊功率。每一個子區塊也產生品質度量(例如，品質度量可以是雜訊功率的反函數)。接著利用由相關的品質度量比例得到之最初軟性決策值來產生傳送到錯誤修正解碼器的資訊。因此，所提出之軟性決策調整方法係使用品質度量間的比例來調整傳送到錯誤修正解碼器的資訊而非使用雜訊功率值。
在大多數典型的傳輸環境下，與品質度量比有關的動態範圍係低於雜訊功率的動態範圍。所以提出之方法會減少軟性決策值的延展度。這個減少則會依序轉變為儲存軟性決策值之記憶空間的減少。
所提出之方法亦能夠有效的處理混合自動重覆(H－ARQ)及增加冗餘度(IR)。對每一個傳輸編碼區塊來說，單一品質度量係由原本自不同子區塊計算而得到的K品質度量得來的。例如，可利用子區塊品質度量值的平均值當做該單一品質度量。或是使用跨過不同K子區塊的最大值。該單一品質度量和一組跨越整個編碼區塊的軟性決策有關。當使用增加冗餘度(IR)時，由數次傳輸得來的軟性決策需在傳送到該通道解碼器前整合在一起，並使用與不同版本的接收編碼區塊有關的品質度量來估測每一個不同的軟性決策值。當需要由同一個訊息得到數次傳輸時，使用此方法可幫助減少用來儲存已整合的軟性決策值的位元數。
當增加冗餘度(IR)與數個不同的調整系統一起使用時，所提出之方法也可以降低群集解對應處理步驟的設備複雜度。用來表現經估測之跨越多次傳輸的軟性決策組合的品質度量可被群集解對應處理步驟修改以反映出調整軟性決策時產生的不同處。
當選擇能適應傳播通道狀況的訊號調節區塊設備時，所提出之方法亦可以被延伸到有效操作。依據該訊號調節區塊的設備可對品質度量使用不同的修正因子。如此一來可保證由不同訊號調節區塊產生的軟性決策能夠在傳送到通道解碼器前與正確估測結合。
在所提出之架構的兩個具體實施例中，其顯示品質度量可直接由訊號調節步驟的計算中得到。圖2顯示了解調變區塊108的典型設備。接收到的訊號r n 先被傳送到訊號調節區塊201以產生訊號s n 。該訊號調節區塊201根據傳輸形式及傳播環境來處理訊號。例如，在分碼多工存取(CDMA)系統中，為了結合不同傳播途徑產生的貢獻而使用Rake接收機是很常見的(CDMA －Principles of Spread Spectrum Communication,Andrew J.,Viterbi,Addison －Wesley Communications Series )。然而我們也必須注意到Rake接收機的表現會因碼間干擾(ISI)的出現而降低。
最近有許多新的接收機架構出現，但是它們為了改善解調變的正確性而提高了實行的複雜度。線性最小平均方差(LMMSE)等化器就是一個這樣的設備(Chlp －Level Channel Equalization in WCDMA Downlink,K.Hooli,M.Juntii,M.J.Heikkila,P.Komulainen,M.Latva －aho,J.Lilleberg,EURASIP Journal on Applied Signal Processing,August 2002 )。線性最小平均方差(LMMSE)等化器係利用減低傳播通道產生的失真而改善解調變單元的表現。傳統的Rake接收機為了移除通道產生的碼間干擾(ISI)而使用線性濾波器，線性最小平均方差(LMMSE)等化器則使用包含前置濾波器的Rake構造(Equalization in WCDMA terminals,Kari Hooli,PhD these,2003 )。該訊號調節區塊201的目的係為移除傳播通道(包括在Tx及Rx兩端的RF步驟)產生的損害以產生已調整符碼gn 的傳播序列之預測值。
該訊號調節區塊201產生的訊號係可以下列方程式表示：s n ＝α ×g n ＋υ
α係表示該接收機鍊中不同增益級的實數調整因子。該因子的值可當場得知或是由接收到的訊號估測而來。ν是該訊號調節區塊201後訊號中的雜訊。通常以白色Gaussian雜訊以及跟σν 2 相等的變數來塑造ν。在特定的傳播環境下，雜訊σν 2 的功率與該訊號調節區塊201的設備有關。譬如，線性最小平均方差(LMMSE)的雜訊功率通常低於Rake接收機。
該群集解對應區塊202由訊號Sn 產生的似然關係度(LLR)係使用下列方程式：
s n 係為一個和計算似然關係度(LLR)之傳輸位元b k 有關的符碼。傳輸及接收的調整記號可經由它們實數及虛數元件表示。
n 及m 用來表示實數/虛數以進一步簡化方程式。
使用標記和計算似然關係度(LLR)時被刪去的的常數值(包括倍數項)，條件機率P (s n |g m )可以下列方程式表示：
該方程式可用來產生由該訊號調節區塊201產生之訊號而來的似然關係度(LLR)。現在開始更詳盡的講解如何於在高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中被訂定義的正交相移鍵控(QPSK)及16位元正交振幅調變(16QAM)調整架構中使用此法。
圖6顯示了在高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中被定義的正交相移鍵控(QPSK)調整映象。如果用於定義群體符碼的每組兩個不同位元可以{b k ,b k ＋1 }(k為一複數)表示時，可以下列方程式表示：
如前述之方程式，其表示產生軟性決策需將接收到的訊號之實數及虛數元件以雜訊功率σν 2 的反函數調整。
圖5顯示了對於16位元正交振幅調變(16QAM)調整映象的相同分析。其用來定義全體符碼的每組四個位元為{b k ,b k ＋1 ,b k ＋2 ,b k ＋3 }(k mod 4＝0)。第一組的位元(k mod 4＝0)之似然關係度(LLR)可以下列方式表示：
上述之表示法係可利用片斷線性等效來簡化。
與正交相移鍵控(QPSK)調整一樣，其可看到接收到的訊號α會乘以雜訊功率的反函數。由接收到的訊號a的實數部分被接收到的訊號b的虛數部分取代的第二組位元(k mod 4＝1)可得到理想的表示法。
第三組位元的軟性決策值(k mod 4＝2)可計算如下：
其可使用以下列表示估算：
接收到的訊號a的實數部分被接收到的訊號b的虛數部分取代的最後一組位元(k mod 4＝3)可得到類似的表示法。
軟性決策值λn 在量化區塊204被量子化以產生量子化的軟性決策值γn 。此量子化過程的目的為減少在不大幅度降低解碼器之解碼能力的情況下表示軟性決策值時所需的位元數。就像之前提到的，用來儲存軟性決策值的位元數γn 直接影響接收機的記憶體需求。
對於正交相移鍵控(QPSK)及16位元正交振幅調變(16QAM)這兩個調整架構以及其中不同的位元形式，是以把接收到的訊號除以雜訊功率的方式而得到似然關係度(LLR)值。典型產生軟性決策值的方法如圖3所述。接收到的訊號γn 首先被傳送到該訊號調節區塊201以產生訊號s n 。接著在由訊號s n 得來的雜訊估測區塊203中預估接收到的訊號中之雜訊功率σν 2 。為了產生似然關係度(LLR)值λk ，群集解對應區塊202將預估雜訊功率值σν 2 與接收到的訊號s n 結合。根據之前的方程式以及使用的調整架構來計算而產生軟性決策值。接著在量化區塊204量子化軟性決策λk ，然後作為緩衝直到完整編碼區塊值產生。此時，錯誤修正解碼步驟可在錯誤解碼區塊109中開始運作。
需注意的是產生雜訊功率估測的速率和傳輸環境以及訊號調節區塊201的設備有關。在快速變化的環境中，通常需要使用一個較小更新時段。通常係使用和調整訊號調節區塊結構速率相近的更新速率。
在先前技術的軟性決策調整設備中(圖3)，軟性決策係使用與雜訊功率反函數相等的調整來產生的。當雜訊功率值σν 2 佔有的範圍變大時，量子化軟性決策γn 所需的位元數會增加。如果接收機是在一個訊雜比(SNR)會使用變化相當大的值的環境下操作時，量子化軟性決策所需的位元數會變得非常多。這會增加緩衝器205的記憶體需求。
然而如之前所述，多數錯誤解碼區塊109可以在不調整數據流的狀況下使用固定因子來調整軟性決策。將以雜訊功率值一致的不同軟性決策間的比例控制在一個不同軟性決策的絕對值不影響解碼結果的解碼區塊中是很重要的。這個軟性決策的性質可用於減少用來表示量子化軟性決策的位元數。圖4表示了一個使用這個特徵之解調變區塊108的具體實施例。
和之前相同，接收到的訊號γn 首先被傳送到訊號調節區塊201以產生訊號s n 。接著為了產生第一組最初軟性決策值ξn ，訊號s n 被傳送到群集解對應區塊207。值得強調的是該群集解對應區塊207的設備與先前技術之群集解對應區塊202相當不同。在先前技術中，群集解對應區塊係需要雜訊功率σν 2 以產生軟性決策(見描述如何產生LLRs的方程式)。在該群集解對應區塊207中，使用雜訊功率值的調整被忽略了。下列方程式舉例說明兩個方法在正交相移鍵控(QPSK)調整中處理第一組位元的相異處：先前技術之群集解對應區塊202ξ k ＝－2×a ×α 群集解對應區塊207設備
所提出之群集解對應處理器207的設備產生軟性決策值ξn 時並不需要知道雜訊功率σν 2 。這些最初軟性決策值ξn 接著會被傳送到量子化單元204，產生的值γn 則被儲存在緩衝器205中。
由該訊號調節區塊201所產生的訊號s n 也被用來得到區塊品質估測單元206中接受到的訊號Ξ n 。在不失去一般性的情況下，可以假設組成一個編碼區塊的D軟性決策值可以被分開到L值的K子區塊中。每一個子區塊產生單一預估值Ξ n ，和編碼區塊有關的K值則被儲存於緩衝器209中。
在區塊品質估測單元206中有不同設備是可能的。在本發明的其中一個具體實施例中，和子區塊k有關的區塊品質度量可由接收到的訊號之雜訊功率σν 2 的反函數得到。在這樣一個具體實施例中，不同的技術可用來得到雜訊功率σν 2 。譬如，可由接收到的訊號功率得到雜訊功率。另外，接收機也可利用當場得知的符碼來估測雜訊功率
接著會更詳細地描述此發明之另一個具體實施例，在該訊號調節區塊201中可由處理的訊息直接得到品質度量。
為了產生錯誤修正解碼步驟109需要的軟性決策值χn ，儲存於緩衝器205的軟性決策γn 及儲存於緩衝器209之品質度量Ξ n 會在軟性決策調整單元208中被結合。一旦軟性決策調整單元208操作最初軟性決策值，則會產生整個編碼區塊的品質度量。由品質度量Ξ n 間得到的比率得來的值可用來調整最初軟性決策值γn ，然後產生似然關係度(LLR)值χn 。
可使用兩個不同的技術來產生似然關係度(LLR)值χn ，接下來我們開始描述兩個可能的設備。γ k l 表示kth 子區塊中的lth 軟性決策(因此l 在0與L－1中變化而k可使用0到K－1中的值)。形成部分kth 子區塊和軟性決策值有關的品質度量以Ξ n 表示。在kth 子區塊中lth 軟性決策相對應的似然關係度(LLR)值則以χ k l 表示。軟性決策調整單元208使用以下調整產生最終軟性決策值：
其中f k 係為一個特別針對於k 子區塊的累積整個編碼區塊的品質度量之函數。
在本發明的一個具體實施例中，使用下列之方程式產生調整函數：
或者，亦可以用以下方式產生調整函數：
對於該領域習知此技術者係很容易就能產生不同的調整函數。調整函數通常的目的係給予在一個編碼區塊中子區塊的品質度量較大者的軟性決策值較大的影響力。
儲存軟性決策值的位元數越少越好，為了達到這點所以在軟性決策調整區塊208前後的軟性決策值都被量子化。通常使用一定點記號來儲存這些值。然而總是要提的是由調整函數f k 產生的值可能不是整數或是有理數。因此，在使用調整函數f k 產生最初軟性決策值γ k l 後，其增加需要被循環，飽和及/或截斷。
值得一提的是對於函數f k 的兩種使用方法，當品質度量Ξ n 在單一編碼區塊中沒有改變時，該調整永遠等於1。在軟性決策值χ k l 傳送到錯誤解碼區塊109的情況下，則等於最初軟性決策值γ k l 。此外，接收到的訊號可在不使用雜訊功率調整的情況下產生這些最初軟性決策值。因此當單一編碼區塊的品質度量Ξ n 沒有改變時，軟性決策χ k l 所需的動態範圍與傳播環境訊雜比(SNR)值的延展無關。因此，此方法對於變化很慢的通道來說，此結構可有效減少用來儲存軟性決策值χ k l 的位元數。
另外應該注意的是用來表現最初軟性決策值γ k l 所需的位元數不一定要與用於似然關係度(LLR)值χ k l 的位元數相等。譬如，用於似然關係度(LLR)值χ k l 的位元數可能會少於用來表現最初軟性決策值γ k l 所需的位元數。可使用特徵化軟性決策調整區塊208前後的軟性決策分佈這個方法來減少用來儲存軟性決策值的位元數。
如前所述，使用群集解對應區塊207不需以雜訊功率σν 2 的反函數做任何調整。該群集解對應區塊207的用法因而變簡單了。利用忽略不同方程式中相同的倍數可進一步減少操作計算所需的數目。
因此正交相移鍵控(QPSK)調整的群集解對應區塊可使用下列兩個方程式(忽略常數倍數2x α)。
同樣地，16位元正交振幅調變(16QAM)調整前兩個位元的軟性決策值可以下列方式得到(以a 取代第二組的位元b )： 其中
16位元正交振幅調變(16QAM)調整兩個位元的軟性決策值可以下列方式得到(以a 取代第二組的位元b )：
顯而易見的，這些方程式比起先前技術之群集解對應區塊202用法簡單多了。
由這些方程式也可觀察出正交相移鍵控(QPSK)及16位元正交振幅調變(16QAM)調整產生值的範圍。對於正交相移鍵控(QPSK)調整來說，偶數軟性決策等於a 。對於16位元正交振幅調變(16QAM)調整來說，偶數軟性決策通常等於a /。將接收到的訊號a 的真實部分以接收到的訊號b 的想像部分取代可對奇數軟性決策做出相似的觀察。由此簡單觀察吾人可知由正交相移鍵控(QPSK)調整得到的軟性決策值值會比由16位元正交振幅調變(16QAM)得到者大倍。這並不令人訝異，因為和16位元正交振幅調變(16QAM)比較起來，正交相移鍵控(QPSK)的調整符碼間有較大的距離。然而這表示軟性決策值的範圍與使用的調整結構有關。使用不同的調整結構時，軟性決策的整體動態範圍需要大到可以處理不同調整結構。結果，使用不同的調整結構會導致用於儲存軟性決策的位元數的增加。
然而如前所述，常數倍數因子不會調整錯誤解碼區塊109所做的決策。因此，在不改變單一邊碼區塊解碼時所做之決策的情況下，把16位元正交振幅調變(16QAM)調整產生的軟性決策值乘以係可行的。進行此計算時，以下方程式可描述群集解對應區塊的用法： 以及ξ k ＝－(β －|a |)偶數位元(第四組位元中b 取代了a )
這個調整過之群集解對應區塊的用法展現了許多先前技術之群集解對應區塊202沒有的優點。第一，現在軟性決策值ξ k 可在不需要任何倍數操作的狀況下產生(當使用定點表示法時，倍數2可當作一個轉換)。因此，比起先前技術之群集解對應區塊202，之群集解對應區塊207的使用簡單多了。此外，和正交相移鍵控(QPSK)軟性決策一樣，現在16位元正交振幅調變(16QAM)的軟性決策值和a 一起變化。因此現在軟性決策的動態範圍與選用哪個調整結構無關。儲存軟性決策所需的位元數減少了，因此也減少了接收機的記憶體需求。
然而值得注意的是當使用混合自動重覆(H－ARQ)及跨過數個調整結構的增加冗餘度(IR)時，此法不能使用。混合自動重覆(H－ARQ)及增加冗餘度(IR)係利用傳輸數個版本的使用者資訊直到完成解碼來改善傳輸連結的品質。軟性決策需在接收機被緩衝及結合數次傳輸直到它們的品質好到錯誤修正解碼區塊能夠復原有用的資訊。通常會把同一個資訊位元及數次傳輸接收到的軟性決策加總以用來結合增加冗餘度(IR)緩衝器中的軟性決策。
不同的傳輸可使用不同的調整結構。譬如，在高速下鏈封包存取(HSPDA)中的增加冗餘度(IR)結構中，同一資訊產生的不同傳輸可選擇正交相移鍵控(QPSK)或是16位元正交振幅調變(16QAM)調整架構。因此，接收機需要結合不同調整架構產生的軟性決策。當群集解對應區塊被調整到在不需要倍數的情況下就能產生軟性決策時，16位元正交振幅調變(16QAM)會大於原本應是的倍。當一個特定資訊位元的所有傳輸都使用同樣的調整架構時，這並對解碼沒有任何影響。然而，若需要結合來自於16位元正交振幅調變(16QAM)及正交相移鍵控(QPSK)的軟性決策時，使用群集解對應區塊207在連結層次的表現上並不是最好的。因為16位元正交振幅調變(16QAM)軟性決策大於原本應是的倍，因此在結合軟性決策值時會產生比例錯誤的影響力。
圖7顯示了一個軟性決策調節接收機在增加冗餘度(IR)使用多個調整架構時仍可以使用簡化的群集解對應區塊207的使用法。調整軟性決策調整區塊208使和不同K子區塊有關的單一品質度量Ξ n 可與軟性決策值χ n 一起被輸出就可以支持不同的調整架構。
在一個具體實施例中，Ξ n 的值係等於函數f k 的分母。然而，此法並不侷限於這個特定的案例。任何和可形成一個編碼區塊的不同K子區塊有關的品質度量Ξ n 都可使用。
品質度量被用來提供由不同的傳輸以及根據所用的調整結構在增加冗餘度結合區塊211結合得到的軟性決策不同的影響力。增加冗餘度結合區塊211結合了由不同版本的傳輸資訊得來的軟性決策。在被錯誤解碼區塊109使用前，經結合的軟性決策被儲存於緩衝器212中。增加冗餘度結合區塊211同時也產生了和儲存在緩衝器212有關的品質度量Ω。
品質度量Ω被儲存於緩衝器210中。當接收到新傳輸的軟性決策值時，品質度量Ω及軟性決策ρn 都會被更新。
現在開始描述另一個增加冗餘度結合區塊的可能用法。假設已復原m 個不同的資訊傳輸。為了使數目對傳輸的影響顯而易見，儲存在緩衝器210的品質度量Ω記為Ω(m )。相同地，儲存在緩衝器212的軟性決策則記為ρn (m )。接收到新的軟性決策值χ n 以及其相關之品質度量Ξ n 後，緩衝器210及212的內容會被更新。在一個使用此接收機的具體實施例中，使用下列方程式來進行更新：
應該一提的是這只是一個增加冗餘度結合區塊的可能用法。很明顯的此分法可以簡單的被延伸到不同的結合操作中。經由已評估影響力的先前Ω(m )總值以及新的品質度量Ξ n 可更新品質度量值Ω(m ＋1)。
在增加冗餘度結合區塊處理的先前技術使用法中，橫跨數個傳輸的軟性決策值通常會被加在一起。因此結合的軟性決策的強度會隨著傳輸次數增加而增加。因此，用來儲存軟性決策的位元數會隨著傳輸次數增加而增加(或是位元數需大到可以處理最大的可能傳輸次數)。由描述增加冗餘度結合區塊計算的方程式中可以知道軟性決策強度的增加是有限度的。這是因為軟性決策會被最大品質度量值調整。
如前所述，在增加冗餘度結合區塊中使用的不同值通常以定位點表示法儲存。因此需對增加冗餘度結合區塊211進行循環，飽和及/或截斷。
現在應該強調在圖7中描述的方法使得增加冗餘度結合區塊傳輸使用不同調整結構時一樣可以有效操作。之前曾提過群集解對應區塊207在不使用倍數操作時不會給予不同調整架構的軟性決策正確的影響力。例如，16位元正交振幅調變(16QAM)調整產生的軟性決策就超過它原本應該是的倍。在這個方法中，這個問題可以簡單的被品質度量Ξn 的產生補償。
品質度量Ξ n 可以被調整到修正在群集解對應步驟中省略的影響力。在使用正交相移鍵控(QPSK)及16位元正交振幅調變(16QAM)調整的IR中，可將為了16位元正交振幅調變(16QAM)而產生的品質度量除以Ξ n 。結果，在增加冗餘度結合區塊處理中，比較起正交相移鍵控(QPSK)軟性決策，16位元正交振幅調變(16QAM)有較小的影響力。也可以將和正交相移鍵控(QPSK)調整有關的品質度量Ξ n 乘以品質度量Ξn 來達成這個目的。
因此，此方法使得群集解對應區塊207的操作在有多個調整結構與增加冗餘度(IR)一起使用的情況下變得很簡單。可以利用品質度量Ξ n 來修正軟性決策間的錯誤調整而達到這個目的。
之前曾指由接收到的訊號s n 經由估測雜訊功率可得到品質度量Ξ n 。在此接收機構造的一個特定具體實施例中，可直接經由訊號調節區塊201的計算來估測品質度量Ξ n 。當最小變異無失真響應(MVDR)平均化在訊號調節區塊201中進行時，品質度量Ξ n 可直接由平均濾波器係數得到。
在最小變異無失真響應(MVDR)平均中，經由一個有係數的線性FIR濾波器接收到的訊號rn 之取樣記為w 。濾波器的係數w 可由以下錯誤訊號得到並最小化：w ＝arg min(E (|w H r |2 ))其w H h ＝1其中該傳播通道記為h
該濾波器的係數可由下列方程式得到(Efficient Linear Equalisation for High Data Rate Downlink CDMA Signaling,J.Zhang,T.Bhatt and G.Mandyam )。
其中所接收到的訊號之相關矩陣記為R
使用這樣的訊號調節區塊時，由計算濾波器係數時得到的數量值ψ＝h H R － 1 h 可直接得到品質度量Ξ n 。
在一個較佳的具體實施例中，可使用下列方程式得到品質度量：
在另一個具體實施例中，可使用下列方程式得到品質度量：Ξ n ＝Ψ2
很有趣的是兩個具體實施例都不需要接收到的訊號s n 的雜訊功率之精確估測值就可以得到品質度量Ξ n 。
如前所述，取樣s n 的雜訊功率不只和傳播環境有關也和選擇使用哪一種訊號調節區塊有關。通常使用更複雜的訊號調節操作來降低雜訊功率。例如，前置濾波器Rake會消除多數碼間干擾(ISI)，因此其產生的訊號之雜訊功率低於傳統Rake接收機產生者。在許多通訊系統中，有數個邏輯通道被傳送然後需要被接收機處理。例如，包含控制資訊的通道可能會乘以攜帶使用者資訊的通道。在高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中，高速共享控制通道(HS－SCCH)通道以高速共享數據訊息通道(HS－DSCH)的格式攜帶資訊。為了得到以高速共享數據訊息通道(HS－DSCH)傳送的使用者數據資訊，接收機首先需要解調變及解碼高速共享控制通道(HS－SCCH)通道。因此，接收機可能需要處理使用不同傳輸格式的不同邏輯通道。不同的邏輯孔道可能使用不同的調整結構。譬如在高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中，使用Rake接收機來接收高速共享控制通道(HS－SCCH)通道而用預濾波Rake來處理高速共享數據訊息通道(HS－DSCH)是可能的。在這樣一個案例裡，此法同樣讓用於不同邏輯通道的群集解對應區塊207的用法變簡單。不同訊號調節方法的雜訊功率之任何改變都之後以品質度量Ξ n 說明。
訊號調節區塊之理想用法和傳播環境有關。在單一路徑通道中，前置濾波器Rake接收機沒有比簡單Rake接收機更好。另外一方面，在有多個傳播途徑的通道中，前置濾波器Rake接收機比Rake接收機好很多。因此，訊號調節區塊因應不同傳播情況而在兩個者間轉換是有可能的。這些不同用法的雜訊程度也會不一樣。使用IR時，可能必須結合由前置濾波器Rake產生的軟性決策與由傳統Rake接收機產生的軟性決策。在這樣一個案例中，確定這些不同的軟性決策具有正確的相對影響力是很重要的(通常由Rake接收機產生的軟性決策的影響力應該低於比前置濾波器Rake接收機產生者)。對品質度量Ξn 使用一個修正因子使這件事能夠有效進行。修正因子的值和訊號調節區塊的用法有關。前面的章節提到一個可結合來自不同調整結構的軟性決策的發明。此法可延伸到利用特定方法改變品質度量值Ξn 以處理不同的訊號調節區塊。
本發明在上文中已以較佳實施例揭露，然熟習本項技術者應理解的是，該實施例僅用於描繪本發明，而不應解讀為限制本發明之範圍。應注意的是，舉凡與該實施例等效之變化與置換，均應設為涵蓋於本發明之範疇內。因此，本發明之保護範圍當以下文之申請專利範圍所界定者為準。
101．．．發射機
102．．．錯誤保護編碼區塊
103．．．調變區塊
104．．．RF處理單元
105．．．通道
106．．．接收機
107．．．Rx前端區塊
108．．．解調變區塊
109．．．錯誤解碼區塊
201．．．訊號調節區塊
202．．．群集解對應區塊
203．．．雜訊估測區塊
204．．．量化區塊
205．．．緩衝器
206．．．區塊品質估測單元
207．．．群集解對應區塊
208．．．軟性決策調整區塊
209．．．緩衝器
210．．．緩衝器
211．．．增加冗餘度結合區塊
212．．．緩衝器
圖1係表示一數位細胞系統中不同的處理步驟；圖2係表示一數位調變單元之典型實現方式；圖3係表示先前技藝軟性決策調整之實現方式；圖4係表示根據本發明之一具體實施例軟性決策調整之實現方式；圖5係表示定義於高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中，16QAM數位調變之映射；圖6係表示定義於高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中，QPSK數位調變之映射；以及圖7係表示當使用增加冗餘度時，根據本發明之一具體實施例軟性決策調整之實現方式。
109．．．錯誤解碼區塊
201．．．訊號調節區塊
204．．．量化區塊
205．．．緩衝器
206．．．區塊品質估測單元
207．．．群集解對應區塊
208．．．軟性決策調整
209．．．緩衝器

Claims (14)

  1. 一種對訊號產生軟性決策的方法，其中一模型對用於一訊號之似然關係度(LLR)提供一表示式，該似然關係度(LLR)之表示式係取決於該訊號中之雜訊功率且可使其成為與該雜訊功率無關之形式，其中該方法包含利用自該訊號之數值計算該雜訊功率獨立表示式以產生軟性決策；計算一權重，其表示該雜訊功率影響一軟性決策對該雜訊功率影響至少一其餘軟性決策；以及對各軟性決策應用該權重。
  2. 依據申請專利範圍第1項所述之方法，其中該權重係為該軟性決策之一品質度量及該至少一其餘軟性決策之品質度量的函數。
  3. 依據申請專利範圍第2項所述之方法，其中，該些品質度量係為該雜訊功率之反函數。
  4. 依據申請專利範圍第1項至第3項任一項所述之方法，其中，該些軟性決策係以群組處理以達到權重測定的目的。
  5. 一種產生權重的方法以用於軟性決策，該方法包含處理一訊號，經由一實體通道接收，經由一等化器，其中濾波器係數之向量係以包含計算量值h H R -1 h 之步驟而獲得，其中h係為該通道之一通道脈衝響應(CIR)估測且R係為該訊號之關聯度量以提供至該等化器；以及該方法更包含藉由使用該量值之等化器對軟性決策計算權重，該些軟性決策係自作為輸出之訊 號獲得，其中該些權重表示軟性決策間之雜訊功率的相對變化，該些軟性決策係藉由等化器自作為輸出之訊號而獲得。
  6. 一種對訊號計算軟性決策的方法，其中一模型對用於一訊號之似然關係度(LLR)提供一表示式，該表示式包含一常數乘法因子且該方法包含自該必要的訊號取得用於軟性決策計算的參數以及使用該表示式之一修正形式，其中該因子係不存在，自該些參數計算一軟性決策。
  7. 一種對訊號產生軟性決策的方法，其中該訊號可使用一第一調變機制以及一第二調變機制，當使用該第一調變機制時，一第一模型提供對於該訊號之一似然關係度(LLR)提供一第一表示式，當使用該第二調變機制時，一第二模型提供對於該訊號之一似然關係度(LLR)提供一第二表示式，該第二表示式包含該第一表示式所缺乏的一常數調整因子且該方法包含提供使用該第二調變機制之一訊號以及自該第二表示式以其係調整之一形式計數該因子對該訊號計算軟性決策。
  8. 一種對一訊號產生軟性決策之裝置，其中一模型對用於該訊號之一似然關係度(LLR)提供一表示式，該似然關係度(LLR)之表示式係取決於該訊號中之雜訊功率且可使其成為與該雜訊功率無關之形式，其中該些裝置包含利用自該訊號之數值計算該雜訊功率獨立表示式以產生軟性決策之工具；計算一權重之工具，其表示該雜訊功率影響一軟性決策對該雜訊功 率影響至少一其餘軟性決策；以及對各軟性決策應用該權重之工具。
  9. 依據申請專利範圍第8項所述之裝置，其中該權重係為該軟性決策之一品質度量以及至少一其他軟性決策之品質度量之一函數。
  10. 依據申請專利範圍第9項所述之裝置，其中該些品質度量係為該雜訊功率之反函數。
  11. 依據申請專利範圍第8項至第10項任一項所述之裝置，其中該些軟性決策係以群組處理以達到權重測定的目的。
  12. 一種產生權重的裝置以用於軟性決策，該些裝置包含處理一訊號之工具，經由一實體通道接收，經由一等化器，其中濾波器係數之向量係以包含計算量值h H R -1 h 之步驟而獲得，其中h係為該通道之一通道脈衝響應(CIR)估測且R係為該訊號之關聯度量以提供至該等化器；以及該些裝置更包含藉由使用該量值之等化器對軟性決策計算權重之工具，該些軟性決策係自作為輸出之訊號獲得，其中該些權重表示軟性決策間之雜訊功率的相對變化，該些軟性決策係藉由等化器自作為輸出之訊號而獲得。
  13. 一種對訊號計算軟性決策的裝置，其中一模型對用於一訊號之似然關係度(LLR)提供一表示式，該表示式包含一常數乘法因子且該些裝置包含自該必要的訊號取得用於軟性決策計算 的參數之工具以及使用該表示式之一修正形式，其中該因子係不存在，自該些參數計算一軟性決策之工具。
  14. 一種對訊號產生軟性決策的裝置，其中該訊號可使用一第一調變機制以及一第二調變機制，當使用該第一調變機制時，一第一模型提供對於該訊號之一似然關係度(LLR)提供一第一表示式，當使用該第二調變機制時，一第二模型提供對於該訊號之一似然關係度(LLR)提供一第二表示式，該第二表示式包含該第一表示式所缺乏的一常數調整因子且該些裝置包含提供使用該第二調變機制之一訊號自該第二表示式以其係調整之一形式計數該因子對該訊號計算軟性決策之工具。
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