KR101799849B1 - Qam 신호에 대한 연판정값 산출 방법 - Google Patents

Qam 신호에 대한 연판정값 산출 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101799849B1
KR101799849B1 KR1020160102366A KR20160102366A KR101799849B1 KR 101799849 B1 KR101799849 B1 KR 101799849B1 KR 1020160102366 A KR1020160102366 A KR 1020160102366A KR 20160102366 A KR20160102366 A KR 20160102366A KR 101799849 B1 KR101799849 B1 KR 101799849B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
value
modulation order
signal
hard decision
soft decision
Prior art date
Application number
KR1020160102366A
Other languages
English (en)
Inventor
김형남
강인웅
신종우
Original Assignee
부산대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 부산대학교 산학협력단 filed Critical 부산대학교 산학협력단
Priority to KR1020160102366A priority Critical patent/KR101799849B1/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101799849B1 publication Critical patent/KR101799849B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/01—Equalisers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

본 발명은 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법에 관한 것으로서, QAM 방식으로 변조되어 수신된 심볼 신호와 QAM 심볼당 비트수 및 초기 경판정 경계값 집합을 입력받는 단계와, 상기 초기 경판정 경계값 집합에 포함된 원소들 중 어느 하나의 값으로 하여 기설정된 변조 차수일 때의 제1 경판정 경계값을 결정하는 단계와, 상기 제1 경판정 경계값에서 상기 수신된 심볼 신호의 위상을 등화한 등화 신호를 기준으로 상기 제1 경판정 경계값의 분포에 따른 부호값을 정규화한 값을 더한 제1값과, 상기 QAM 심볼당 비트수에 대응하는 최대 변조 차수의 절반에 해당하는 변조 차수일 때의 제2 경판정 경계값에서 상기 등화 신호를 기준으로 상기 제2 경판정 경계값의 분포에 따른 부호값을 정규화한 값을 뺀 제2값을 각각 계산한 후, 상기 제1값 및 상기 제2값을 이용하여 연판정값의 크기를 계산하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
이에 따라, 기존의 저복잡도 연판정값 산출 방법이 최대 O(M/2)2의 복잡도를 요구하는 것을 추가로 개선하여 O(M/2)의 복잡도를 갖도록 함으로써 고차 QAM 변조가 사용될 시스템이 더욱 빠르게 수신 신호로부터 연판정값을 얻어낼 수 있게 됨에 따라, 연산 복잡도의 감소에도 기존의 Max-Log MAP 방식의 성능과 동일한 성능을 나타낼 수 있는 효과가 있다.

Description

QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법{METHOD FOR CALCULATING SOFT DECISION VALUE FOR QAM SIGNALS}
본 발명은 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법에 관한 것으로서, 더욱 상세하게는, 직교 진폭 변조(QAM) 방식으로 변조된 신호를 LLR(log-likelihood ratio) 값으로 복조할 때의 QAM 신호 배치의 대칭성과 규칙성을 이용하여 복조 과정의 연산 복잡도를 최소화한 연판정값 산출 방법에 관한 것이다.
디지털 통신 시스템은 기저대역 변조를 통하여 전송 용량을 증가시키며, 최신 통신 시스템에서 가장 널리 사용되는 기저대역 변조 방식은 직교하는 두 개의 축에 각각 PAM(pulse-amplitude modulation) 변조를 적용한 QAM(quadrature amplitude modulation) 방식이 있다. 이와 같은 기저대역 변조를 통하여 정보를 담고 있는 이진 신호는 기저대역 변조 크기(M)마다 하나의 변조 심볼을 생성한다. 즉, 하나의 QAM 변조 신호에는 M개의 비트가 변조되어 있다.
변조된 신호는 채널을 거쳐 수신기로 송신되는데, 수신기는 송신된 변조 신호를 복조하기 위하여 다양한 기술을 사용한다. 복조 후 최적의 수신 성능을 얻을 수 있는 Log-MAP(log-domain maximum a posteriori probability) 방식과 근사를 통해 Log-MAP 방식의 연산량을 줄인 Max-Log-MAP 방식이 있다. Max-Log-MAP 방법은 2M-QAM 집합의 모든 원소들과 수신 신호를 비교하여 연판정값을 계산함으로써 매우 우수한 수신 성능을 나타내는 장점이 있으나, 연판정값 산출 과정에 매우 높은 연산 복잡도가 요구된다는 단점이 있어 실제로 수신기에 적용하기는 어렵다. 구체적으로, Max-Log-MAP 방식의 연산 복잡도는 O(2M)에 이른다.
이와 같이 수신 성능은 우수하지만 매우 높은 연산 복잡도를 갖는 Max-Log-MAP 방식을 대체할 다양한 복조 방법들이 연구되었다. 개발된 다양한 복조 방법들은 크게 Max-Log-MAP 방식을 근사하여 연산 복잡도를 줄인 방법과 근사 없이 연산 복잡도를 줄인 방법으로 나뉜다. Max-Log-MAP 방식을 근사하여 크게 복잡도를 개선한 방법들은 통신 채널의 다중경로 등의 원인으로 수신 신호가 심각히 왜곡되는 환경에서 다소 큰 수신 성능의 열화를 보이는 단점이 있으나, Max-Log-MAP 방식을 근사하지 않는 방식들은 성능의 열화를 겪지 않으면서 최대 O(M/2)2)까지 복잡도를 낮출 수 있다는 장점이 있다.
전술한 바와 같이, 기존 방식의 디지털 변조된 신호의 수신복잡도는 변조 차수에 따라서 기하급수적으로 증가하였다. 이와 같이 높은 복잡도의 수신 방식이 과거의 작은 변조차수를 이용한 통신 시스템에서는 문제가 되지 않았으나, 고차 변조가 널리 사용되는 통신 시스템에서는 큰 문제를 야기할 수 있다.
KR 10-1060530 B1 KR 10-1597588 B1
본 발명은 상기의 문제점을 해결하기 위한 것으로, QAM 변조된 신호를 복조하여 연판정값을 산출하는 데 요구되는 연산량이 변조 차수에 선형적으로 증가하는 저 복잡도 연판정값 산출 방식을 제공하는 것을 목적으로 한다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일면에 따른 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법은, QAM 방식으로 변조되어 수신된 심볼 신호와 QAM 심볼당 비트수 및 초기 경판정 경계값 집합을 입력받는 단계와, 상기 초기 경판정 경계값 집합에 포함된 원소들 중 어느 하나의 값으로 하여 기설정된 변조 차수일 때의 제1 경판정 경계값을 결정하는 단계와, 상기 제1 경판정 경계값에서 상기 수신된 심볼 신호의 위상을 등화한 등화 신호를 기준으로 상기 제1 경판정 경계값의 분포에 따른 부호값을 정규화한 값을 더한 제1값과, 상기 QAM 심볼당 비트수에 대응하는 최대 변조 차수의 절반에 해당하는 변조 차수일 때의 제2 경판정 경계값에서 상기 등화 신호를 기준으로 상기 제2 경판정 경계값의 분포에 따른 부호값을 정규화한 값을 뺀 제2값을 각각 계산한 후, 상기 제1값 및 상기 제2값을 이용하여 연판정값의 크기를 계산하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따르면, 기존의 저복잡도 연판정값 산출 방법이 최대 O(M/2)2의 복잡도를 요구하는 것을 추가로 개선하여 O(M/2)의 복잡도를 갖도록 함으로써 고차 QAM 변조가 사용될 시스템이 더욱 빠르게 수신 신호로부터 연판정값을 얻어낼 수 있게 됨에 따라, 연산 복잡도의 감소에도 기존의 Max-Log-MAP 방식의 성능과 동일한 성능을 나타낼 수 있는 효과가 있다.
도 1은 일반적인 QAM 변조가 적용된 시스템의 전체 블록도를 나타낸 도면이고,
도 2는 도 1의 수신단에 위치한 QAM 심볼의 연판정값 계산기의 내부 구성을 간략하게 도시한 구성도이고,
도 3은 비트열이 PAM 심볼로 매칭되는 그레이 매핑 규칙을 설명하기 위한 도면이고,
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법을 간략하게 나타낸 순서도이고,
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법을 더욱 상세히 나타낸 순서도이고,
도 6은 도 5의 제6단계에서 변조 차수별로 그레이 매핑 규칙을 적용한 상태를 나타낸 도면이다.
이상과 같은 본 발명에 대한 해결하려는 과제, 과제의 해결수단, 발명의 효과를 포함한 구체적인 사항들은 다음에 기재할 실시예 및 도면에 포함되어 있다. 본 발명의 이점 및 특징, 그리고 그것들을 달성하는 방법은 첨부되는 도면과 함께 상세하게 후술되어 있는 실시예들을 참조하면 명확해질 것이다. 명세서 전체에 걸쳐 동일 참조 부호는 동일 구성 요소를 지칭한다.
도 1은 일반적인 QAM 변조가 적용된 시스템의 전체 블록도를 나타낸 도면이다.
도 1을 참조하면, M비트로 이루어진 비트열 'b'는 비트열 다중화기의 규칙에 따라, 실수 부분에 해당하는 비트 길이가 M/2인 부 비트열 'bRe'와 허수 부분에 해당하는 비트 길이가 M/2인 부 비트열 'bIm'로 나뉘어진다. 나누어진 비트열들은 각각 두 개의 PAM 심볼 매퍼(2M/2-PAM)을 거쳐 PAM 심볼인 'sRe'와 'sIm'으로 변조된다. 독립적으로 변조된 'sRe'와 'sIm'은 QAM 심볼 매퍼에 의해 그레이 코드화된 QAM 심볼(Gray-coded PAM symbol)인 's'로 변조된다.
이때 변조된 QAM 심볼 's'는 실수 및 허수 축에 각각 위치하는 PAM 심볼 'sRe'와 'sIm'에 의하여 아래의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112016078114091-pat00001
또한, 상기 QAM 심볼 's'가 포함되는 집합 'sk'는 아래의 수학식 2의 조건을 만족해야 한다.
Figure 112016078114091-pat00002
여기서, M은 QAM 심볼당 비트수에 대응하는 최대 변조 차수이며, A는 정규화 상수에 해당하는 것으로 아래의 수학식 3에 따라 정의된다.
Figure 112016078114091-pat00003
이후, 상기 QAM 심볼 's'는 소정 채널을 통과하면서 상기 채널 내에 존재하는 간섭신호의 영향으로 아래의 수학식 4와 같은 형태의 신호 왜곡을 거치게 된다.
Figure 112016078114091-pat00004
여기서, s는 상기 채널로 입력되는 신호이고, h는 채널계수이고, r은 신호 왜곡된 신호이고, n은 평균이 0이고 분산이 σ2인 부가 백색 가우시안 잡음(AWGN; the additive white Gaussian noise)이다.
도 2는 도 1의 수신단에 위치한 QAM 심볼의 연판정값 계산기의 내부 구성을 간략하게 도시한 구성도이다.
상기 연판정값 계산기는 왜곡된 수신신호(r)로부터 송신된 비트 신호에 대한 연판정값(LLR value) 'Li'를 계산하기 위한 것으로서, 상기 연판정값 'Li'는, 상기 왜곡된 수신신호(r)를 실수 부분에 해당하는 'rRe'와 허수 부분에 해당하는 'rIm'로 분리하여 각각의 PAM 심볼에 대한 연판정값(LRe,LIm)을 계산하여 구할 수 있다.
구체적으로, 도 2의 두 개의 PAM 심볼의 연판정값 계산기로부터 출력되는 'LRe'와 'LIm'은 길이가 M/2인 비트열이며, 도 1의 역다중화기는 비트열 다중화기의 역과정을 수행함으로써 최종 연판정값 순열 'Li'을 출력하게 된다.
이러한 Max-Log-MAP 방식의 PAM 심볼에 대한 연판정값 계산 방법은 아래의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112016078114091-pat00005
여기서, LPAM,i는 LRe와 LIm 중의 한 값을 대표하는 값을 나타내고, Sb i는 i번째 비트가 'b'인 심볼 신호(s)의 부분집합을 나타내고, f(r|s)는 페이딩 채널 환경(fading channel environment)에서의 우도 함수(likelihood function)에 해당하는 것으로 아래의 수학식 6에 따라 정의된다. 이때, σn 2는 잡음 파워를 나타낸다.
Figure 112016078114091-pat00006
전술한 수학식 5에 수학식 6을 대입하여 정리하면, 아래의 수학식 7,8과 같다.
Figure 112016078114091-pat00007
Figure 112016078114091-pat00008
이때, sb min,i는 아래의 수학식 9에 따라 정의된다.
Figure 112016078114091-pat00009
이 경우, 만일 수신부에 완벽한 채널 상태 정보(CSI; channel state information)가 주어진다면, 채널 계수(h)의 위상(phase)은 제거될 수 있으며, 이에 따라 전술한 수학식 8을 정리하면 아래의 수학식 10,11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112016078114091-pat00010
Figure 112016078114091-pat00011
이때, r'는 아래의 수학식 12에 따라 정의된다.
Figure 112016078114091-pat00012
한편, 연판정값 'Li'는 부호에 해당하는 '
Figure 112016078114091-pat00013
'와, 아래의 수학식 13 및 14에 따라 각각 정의되는 'Dlong,i' 및 'Dshort,i'에 기초한 크기의 관점에서 설명할 수도 있다.
Figure 112016078114091-pat00014
Figure 112016078114091-pat00015
이후, 전술한 수학식 11에 수학식 13 및 14를 대입하여 정리하면, 연판정값 'Li'은 아래의 수학식 15,16과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112016078114091-pat00016
Figure 112016078114091-pat00017
이때, slong,i와 sshort,i에 대한 집합은 아래의 수학식 17,18의 조건을 만족해야 한다.
Figure 112016078114091-pat00018
Figure 112016078114091-pat00019
이 경우, sshort,i와 Dshort,i는 변조 차수와 무관하게 항상 같은 값을 유지하므로, sshort,i 및 Dshort,i는 변조 차수 첨자인 'i'를 삭제한 형태인 sshort 및 Dshort로 간략화하여 나타낼 수 있다.
일반적으로 QAM 변조된 신호는 PAM 변조된 신호 두 개가 실수 및 허수 축에 각각 독립적으로 변조된 신호이기 때문에, QAM 변조된 신호의 연판정값 추출은 실수 및 허수 축의 독립적인 PAM 신호를 복조함으로써 수행할 수 있다.
비트열을 PAM 심볼로 변조하는 방식은 도 3에서 도시하고 있는 그레이 매핑 규칙에 따른다. 이러한 그레이 매핑 규칙에 따르면, 인접한 심볼들의 해밍 간격(Hamming distance)이 "1"이 되도록 심볼들을 매핑해야 하며, 이를 수식으로 정리해서 나타내면 아래의 수학식 19와 같다.
Figure 112016078114091-pat00020
이때, Γm과 ε은 m비트의 그레이 비트열과 빈 집합(empty sequence)을 나타낸다.
전술한 바와 같이, PAM 변조된 신호들이 일정한 간격으로 배치되며, 비트열이 PAM 심볼들에 매핑될 때 그레이 매핑 규칙을 따른다는 원리를 이용함으로써, 후술할 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법을 수행할 수 있게 된다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법을 간략하게 나타낸 순서도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법은, 크게 초기 설정값을 입력받는 단계(S100)와, 경판정 경계값을 설정하는 단계(S300)와, 연판정값의 부호를 결정하는 단계(S500)와, 연판정값의 크기를 계산하는 단계(S700)와, 최종 연판정값을 산출하는 단계(S900)를 포함하여 구성된다.
먼저, 초기 설정값 입력 단계(S100)에는, QAM 방식으로 변조되어 수신된 심볼 신호(r)와 QAM 심볼당 비트수(M) 및 초기 경판정 경계값 집합(B1)을 입력받는다.
여기서, 상기 수신된 심볼 신호(r)는, 도 1의 QAM 심볼 매퍼에 의해 변조된 QAM 심볼 's'가 소정 채널을 통과하면서 상기 채널 내에 존재하는 간섭신호의 영향으로 전술한 수학식 4와 같은 형태의 신호 왜곡을 거친 후 출력되는 신호, 즉, 왜곡된 수신 신호(r)를 나타낸다.
여기서, 초기 경판정 경계값 집합(B1)은 아래의 수학식 20에 따라 정의된다.
Figure 112016078114091-pat00021
예컨대, "3"의 변조 차수를 가지는 PAM 심볼의 경우, 초기 경판정 경계값 집합(B1)은 "{-6,-4,-2,0,2,4,6}×1/Λ"이 된다.
다음으로, 경판정 경계값 설정 단계(S300)에는, S100단계에 입력받은 초기 경판정 경계값 집합(B1)에 포함된 원소들 중 어느 하나의 값으로 하여 기설정된 변조 차수(i)일 때의 제1 경판정 경계값(ti)을 결정한다.
이때, 상기 기설정된 변조 차수(i)는 '1'에서 S100단계에 입력된 QAM 심볼당 비트수이자 최대 변조 차수인 'M'까지의 범위 내에서 설정될 수 있다.
다음으로, 연판정값 부호 결정 단계(S500)에는, S100단계에 입력된 상기 수신된 심볼 신호(r)의 위상을 등화한 등화 신호(r')를 기준으로 제1 경판정 경계값(ti)의 분포에 따른 부호값에 기초하여 연판정값의 부호(
Figure 112016078114091-pat00022
)를 결정한다.
여기서, 등화 신호(r')는 아래의 수학식 21과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112016078114091-pat00023
이때, r'은 상기 등화 신호이고, r은 상기 수신된 심볼 신호이고, h는 기설정된 채널계수이다.
또한, 기설정된 변조 차수(i)일 때 경판정 경계값(ti)의 부호(κi)와 연판정값의 부호(
Figure 112016078114091-pat00024
)에 관한 구체적인 수식 및 내용은 도 5 및 도 6의 설명에서 후술하도록 한다.
다음으로, 연판정값 크기 계산 단계(S700)에서는, S300단계에 결정된 제1 경판정 경계값(ti)에서 상기 등화 신호(r')를 기준으로 제1 경판정 경계값(ti)의 분포에 따른 부호값을 정규화한 값을 더한 제1값과, 상기 최대 변조 차수(M)의 절반에 해당하는 변조 차수(M/2)일 때의 제2 경판정 경계값(tM/2)에서 등화 신호(r')를 기준으로 제2 경판정 경계값(tM/2)의 분포에 따른 부호값을 정규화한 값을 뺀 제2값을 각각 계산한 후, 제1값 및 제2값을 이용하여 연판정값의 크기를 계산한다.
구체적으로, 연판정값 크기 계산 단계(S700)는, 제1 경판정 경계값(ti)에서 등화 신호(r')와 제1 경판정 경계값(ti)의 차이에 따른 부호값을 정규화한 값을 더한 제1값을 계산하는 단계와, 제2 경판정 경계값(tM/2)에서 등화 신호(r')와 제2 경판정 경계값(tM/2)의 차이에 따른 부호값을 정규화한 값을 뺀 제2값을 계산하는 단계와, 등화 신호(r')에서 제1값을 뺀 값을 제곱한 제3값과 등화 신호(r')에서 제2값을 뺀 값을 제곱한 제4값의 차이값으로 연판정값의 크기를 산출하는 단계를 포함할 수 있다.
이때, 상기 제3값(D2 long,i)과 상기 제4값(D2 short)은 아래의 수학식 22,23에 따라 각각 계산된다.
Figure 112016078114091-pat00025
Figure 112016078114091-pat00026
여기서, D2 long,i는 상기 제3값이고, D2 short는 상기 제4값이고, r'는 상기 등화 신호이고, tM / 2은 최대 변조 차수의 절반에 해당하는 변조 차수의 경판정 경계값이고, ti는 기설정된 변조 차수의 경판정 경계값이고, sign(tM /2-r')는 최대 변조 차수의 절반에 해당하는 변조 차수의 경판정 경계값과 상기 등화 신호의 차이에 따른 부호값이고, sign(ti-r')는 기설정된 변조 차수의 경판정 경계값과 상기 등화 신호의 차이에 따른 부호값이고, Λ는 정규화 인자이다.
다음으로, 최종 연판정값 산출 단계(S900)에는, 기설정된 변조 차수(i)일 때의 최종 연판정값(Li)으로서 S700단계에 계산된 연판정값의 크기와, S500단계에 결정된 연판정값의 부호(
Figure 112016078114091-pat00027
)를 곱한 값을 산출한다.
이때, 기설정된 변조 차수(i)일 때의 상기 최종 연판정값(Li)은 아래의 수학식 24에 따라 계산될 수 있다.
Figure 112016078114091-pat00028
여기서, Li는 기설정된 변조 차수일 때의 상기 최종 연판정값이고, D2 long,i는 상기 제3값이고, D2 short,i는 상기 제4값이고,
Figure 112017095617381-pat00029
는 기설정된 변조 차수일 때 상기 연판정값의 부호이고, σ2 n은 기설정된 잡음 파워이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법을 더욱 상세히 나타낸 순서도이고, 도 6은 도 5의 제6단계에서 변조 차수별로 그레이 매핑 규칙을 적용한 상태를 나타낸 도면이다.
이하, 도 5 및 도 6을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법에 대해 더욱 구체적으로 설명하도록 한다.
먼저, 제1단계에는, 직교 진폭 변조(QAM) 방식으로 변조되어 수신된 심볼 신호(r)와 기설정된 채널계수(h), QAM 심볼당 비트수(M), 정규화 인자(Λ), 잡음 파워(σn 2) 및 초기 경판정 경계값 집합(B1)을 입력받는다.
여기서, 상기 수신된 심볼 신호(r)는, 도 1의 QAM 심볼 매퍼에 의해 변조된 QAM 심볼 's'가 소정 채널을 통과하면서 상기 채널 내에 존재하는 간섭신호의 영향으로 전술한 수학식 4와 같은 형태의 신호 왜곡을 거친 후 출력되는 신호, 즉, 왜곡된 수신 신호(r)를 나타낸다.
여기서, 초기 경판정 경계값 집합(B1)은 전술한 수학식 20에 따라 정의된다.
예컨대, "3"의 변조 차수를 가지는 PAM 심볼의 경우, 초기 경판정 경계값 집합(B1)은 "{-6,-4,-2,0,2,4,6}×1/Λ"이 된다.
다음으로, 제2단계에는, 상기 정규화 인자(Λ)와, 상기 수신된 심볼 신호(r)의 위상(phase)을 등화(equzlized)한 등화 신호(r')를 정의한다.
여기서, 상기 제2단계에서, 상기 등화 신호(r')는 전술한 수학식 21에 따라 정의되고, 상기 정규화 인자(Λ)는 아래의 수학식 25에 따라 정의된다.
Figure 112016078114091-pat00030
이때, Λ는 상기 정규화 인자이고, h는 상기 채널계수이고, r은 상기 수신된 심볼 신호이고, r'은 상기 등화 신호이며, A는 정규화 상수에 해당하는 것으로 전술한 수학식 3에 따라 정의된다.
다음으로, 제3단계에는, 상기 변조 차수의 크기에 따른 경판정 경계값 집합(Bi)에 포함된 원소들의 중간값으로 기설정된 변조 차수(i)의 경판정 경계값(ti)을 결정한다.
예컨대, 경판정 경계값(ti)을 구하는 과정은 상기 제1단계에서 주어진 초기 경판정 경계값(B1)으로부터 첫번째 변조 차수의 경판정 경계값(t1)을 구함으로써 시작된다. 이때 첫번째 변조 차수의 경판정 경계값(t1)은 초기 경판정 경계값(B1)의 가운데 값으로 결정되며, 두번째 변조 차수부터 마지막 변조 차수까지 경판정 경계값(ti)는 상기 경판정 경계값 집합(Bi)의 가운데 값인 Bi{2M/2-i}로 결정된다.
다음으로, 제4단계 및 제5단계에는, 상기 등화 신호(r')와 상기 경판정 경계값(ti)을 이용하여 상기 연판정값의 부호(
Figure 112016078114091-pat00031
)와 다음 차수(i+1)의 경판정 경계값 집합(Bi+1)을 결정한다.
상기 제3단계에서 전술한 경판정 경계값을 구하는 과정을 수행하면서, 연판정값의 부호(
Figure 112016078114091-pat00032
)는 전술한 수학식 19에서 설명한 그레이 매핑 규칙을 복조 방식에 적용한 아래의 수학식 26에 따라 계산할 수 있다.
Figure 112016078114091-pat00033
여기서, ti는 i번째 변조 차수의 경판정 경계값이고, r'는 상기 등화 신호이고, sign(ti-r')는 i번째 변조 차수의 경판정 경계값과 상기 등화 신호의 차이에 따른 부호값이다.
이때, 상기 경판정 경계값(ti)의 부호(κi)를 아래의 수학식 27와 같이 정의할 수 있고, 전술한 수학식 26 및 수학식 27를 이용하여 정리하면 연판정값의 부호(
Figure 112016078114091-pat00034
)에 관한 공식을 아래의 수학식 28와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112016078114091-pat00035
Figure 112016078114091-pat00036
다음 차수(i+1)에서의 경판정 경계값 집합(Bi + 1)은 이분 검색법(binary search)의 원리를 적용하여 상기 등화 신호(r')와 변조 차수별 경판정 경계값(ti)의 상대적인 크기 관계에 따라 갱신된다.
예컨대, 만일 상기 등화 신호(r')가 상기 경판정 경계값(ti)보다 큰 경우, 상기 경판정 경계값(ti)보다 작은 영역에 존재하는 경판정 경계값 집합(Bi)의 원소들을 제거한 순서열이 다음 차수(i+1)에서의 경판정 경계값 집합(Bi + 1)으로 갱신되고, 반대로 상기 등화 신호(r')가 상기 경판정 경계값(ti)보다 작은 경우엔 상기 경판정 경계값(ti)보다 큰 영역에 존재하는 경판정 경계값 집합(Bi)의 원소들을 제거한 순서열이 다음 차수(i+1)에서의 경판정 경계값 집합(Bi+1)으로 갱신된다.
다음으로, 제6단계에는, 상기 등화 신호(r')와 기설정된 변조 차수의 제1 경판정 경계값(ti) 및 상기 제1 경판정 경계값(ti)의 부호값(κi)을 정규화한 값을 이용하여 제3값(D2 long,i)을 계산하고, 상기 등화 신호(r')와 최대 변조 차수의 절반에 해당하는 변조 차수(M/2)의 제2 경판정 경계값(tM /2) 및 상기 제2 경판정 경계값(tM/2)의 부호값(κM/2)을 정규화한 값을 이용하여 제4값(D2 short,i)을 계산한다.
이후, 제3값(D2 long,i) 및 제4값(D2 short,i)의 차이값을 계산하여 상기 연판정값의 크기(D2 long,i-D2 short)를 구할 수 있게 된다.
이때, 상기 제3값(D2 long,i)과 상기 제4값(D2 short,i)은 전술한 수학식 22,23에 따라 각각 계산된다.
예컨대, 도 6을 참조하면, 수신된 신호(r)가 8-PAM 심볼에 해당할 때, 상기 제3값에 대응하는 Dlong,i의 경우, 모든 변조 차수(i=1,2,3)의 경판정 경계값(t1,t2,t3)인 "0","-4/Λ","-6/Λ"으로부터 각각 "±1Λ"만큼 떨어져 있는 상태에 있는 "1/Λ","-3/Λ","-7/Λ"를 나타낸다. 또한, 마찬가지로 수신된 신호(r)가 8-PAM 심볼에 해당할 때, 상기 제4값에 대응하는 Dshort,i의 경우, 모든 변조 차수(i=1,2,3) 중에서 마지막 변조 차수(i=3)의 경판정 경계값(t3)인 "-6/Λ"으로부터 "±1Λ"만큼 떨어져 있는 상태에 있는 "-5/Λ"의 값을 나타낸다.
다음으로, 제7단계에는, 상기 연판정값의 부호(
Figure 112016078114091-pat00037
) 및 크기(D2 long,i-D2 short)와 상기 잡음 파워(σn 2)를 이용하여 기설정된 변조 차수(i)의 최종 연판정값(Li)을 산출한다.
구체적으로, 상기 최종 연판정값(Li)은 전술한 수학식 24에 따라 계산할 수 있다.
이때, 상기 제7단계에 의해 산출된 연판정값(Li)는 LRe와 LIm 중의 한 값을 대표하는 값, 즉, PAM 변조 심볼의 연판정값(LPAM,i)만을 나타내므로, QAM 변조 심볼의 연판정값(LQAM,i)은 도 2의 역다중화기를 이용하여 비트열 다중화기의 역과정을 수행함으로써 구할 수 있게 된다.
이에 따라, 본 발명에 의하면, 기존의 저복잡도 연판정값 산출 방법이 최대 O(M/2)2의 복잡도를 요구하는 것을 추가로 개선하여 O(M/2)의 복잡도를 갖도록 함으로써 고차 QAM 변조가 사용될 시스템이 더욱 빠르게 수신 신호로부터 연판정값을 얻어낼 수 있게 됨에 따라, 연산 복잡도의 감소에도 기존의 Max-Log-MAP 방식의 성능과 동일한 성능을 나타낼 수 있게 된다.
이상, 바람직한 실시예를 통하여 본 발명에 관하여 상세히 설명하였으나, 본 발명은 이에 한정되는 것은 아니며 특허청구범위 내에서 다양하게 실시될 수 있다.

Claims (8)

  1. QAM 방식으로 변조되어 수신된 심볼 신호와 QAM 심볼당 비트수 및 초기 경판정 경계값 집합을 포함하는 초기설정값을 입력받는 단계;
    상기 초기 경판정 경계값 집합에 포함된 원소들 중 어느 하나의 값으로 하여 기설정된 변조 차수일 때의 제1 경판정 경계값을 결정하는 단계; 및
    상기 제1 경판정 경계값에서 상기 수신된 심볼 신호의 위상을 등화한 등화 신호를 기준으로 상기 제1 경판정 경계값의 분포에 따른 부호값을 정규화한 값을 더한 제1값과, 상기 QAM 심볼당 비트수에 대응하는 최대 변조 차수의 절반에 해당하는 변조 차수일 때의 제2 경판정 경계값에서 상기 등화 신호를 기준으로 상기 제2 경판정 경계값의 분포에 따른 부호값을 정규화한 값을 뺀 제2값을 각각 계산한 후, 상기 제1값 및 상기 제2값을 이용하여 연판정값의 크기를 계산하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 연판정값의 크기를 계산하는 단계는,
    상기 제1 경판정 경계값에서 상기 등화 신호와 상기 제1 경판정 경계값의 차이에 따른 부호값을 정규화한 값을 더한 상기 제1값을 계산하는 단계;
    상기 제2 경판정 경계값에서 상기 등화 신호와 상기 제2 경판정 경계값의 차이에 따른 부호값을 정규화한 값을 뺀 상기 제2값을 계산하는 단계; 및
    상기 등화 신호에서 상기 제1값을 뺀 값을 제곱한 제3값과 상기 등화 신호에서 상기 제2값을 뺀 값을 제곱한 제4값의 차이값으로 상기 연판정값의 크기를 계산하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 제1 경판정 경계값을 결정하는 단계와 상기 연판정값의 크기를 계산하는 단계 사이에,
    상기 등화 신호를 기준으로 상기 제1 경판정 경계값의 분포에 따른 부호값에 기초하여 상기 연판정값의 부호를 결정하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 계산된 연판정값의 크기와 상기 결정된 연판정값의 부호를 곱한 값에 기초하여 기설정된 변조 차수일 때의 최종 연판정값을 산출하는 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 등화 신호는 아래의 수학식 1과 같이 정의되는 것을 특징으로 하는 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법.
    (수학식 1)
    Figure 112016078114091-pat00038

    r'은 상기 등화 신호이고, r은 상기 수신된 심볼 신호이고, h는 기설정된 채널계수이다.
  6. 제3항에 있어서,
    기설정된 변조 차수일 때 상기 경판정 경계값의 부호와 상기 연판정값의 부호는 아래의 수학식 2,3에 따라 결정되는 것을 특징으로 하는 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법.
    (수학식 2)
    Figure 112017095617381-pat00039

    (수학식 3)
    Figure 112017095617381-pat00040

    i는 기설정된 변조 차수이고, κi는 기설정된 변조 차수일 때 상기 경판정 경계값의 부호이고,
    Figure 112017095617381-pat00041
    는 기설정된 변조 차수일 때 상기 연판정값의 부호이고, ti는 기설정된 변조 차수의 경판정 경계값이고, r'는 상기 등화 신호이고, sign(ti-r')는 기설정된 변조 차수의 경판정 경계값과 상기 등화 신호의 차이에 따른 부호값이다.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 연판정값의 크기를 계산하는 단계에서,
    상기 제3값과 상기 제4값은 아래의 수학식 4,5에 따라 각각 계산되는 것을 특징으로 하는 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법.
    (수학식 4)
    Figure 112016078114091-pat00042

    (수학식 5)
    Figure 112016078114091-pat00043

    D2 long,i는 상기 제3값이고, D2 short는 상기 제4값이고, r'는 상기 등화 신호이고, tM / 2은 최대 변조 차수의 절반에 해당하는 변조 차수의 경판정 경계값이고, ti는 기설정된 변조 차수의 경판정 경계값이고, sign(tM /2-r')는 최대 변조 차수의 절반에 해당하는 변조 차수의 경판정 경계값과 상기 등화 신호의 차이에 따른 부호값이고, sign(ti-r')는 기설정된 변조 차수의 경판정 경계값과 상기 등화 신호의 차이에 따른 부호값이고, Λ는 정규화 인자이다.
  8. 제4항에 있어서,
    기설정된 변조 차수일 때 상기 최종 연판정값은 아래의 수학식 6에 따라 계산되는 것을 특징으로 하는 QAM 신호에 대한 연판정값 산출 방법.
    (수학식 6)
    Figure 112017095617381-pat00044

    Li는 기설정된 변조 차수일 때의 상기 최종 연판정값이고, D2 long,i는 상기 제3값이고, D2 short,i는 상기 제4값이고,
    Figure 112017095617381-pat00045
    는 기설정된 변조 차수일 때 상기 연판정값의 부호이고, σ2 n은 기설정된 잡음 파워이다.
KR1020160102366A 2016-08-11 2016-08-11 Qam 신호에 대한 연판정값 산출 방법 KR101799849B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020160102366A KR101799849B1 (ko) 2016-08-11 2016-08-11 Qam 신호에 대한 연판정값 산출 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020160102366A KR101799849B1 (ko) 2016-08-11 2016-08-11 Qam 신호에 대한 연판정값 산출 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR101799849B1 true KR101799849B1 (ko) 2017-11-22

Family

ID=60809824

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020160102366A KR101799849B1 (ko) 2016-08-11 2016-08-11 Qam 신호에 대한 연판정값 산출 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101799849B1 (ko)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101060530B1 (ko) 2010-09-15 2011-08-30 전북대학교산학협력단 연판정 검출방법 및 이를 이용한 복호 방법
KR101597588B1 (ko) 2014-10-22 2016-02-25 부산대학교 산학협력단 다중 입출력 ｍｍｓｅ 수신기에서 연산 복잡도 감소를 위한 간략화된 연판정값 산출 방법

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101060530B1 (ko) 2010-09-15 2011-08-30 전북대학교산학협력단 연판정 검출방법 및 이를 이용한 복호 방법
KR101597588B1 (ko) 2014-10-22 2016-02-25 부산대학교 산학협력단 다중 입출력 ｍｍｓｅ 수신기에서 연산 복잡도 감소를 위한 간략화된 연판정값 산출 방법

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105814855B (zh) 超Nyquist发送系统中的预编码
WO2015125341A1 (ja) 軟判定値生成装置及び軟判定値生成方法
JP2005514864A (ja) 受信ダイバーシティによる無線システム内の共同等化、ソフトデマッピングおよび位相エラー補正
KR20140123764A (ko) 무선 통신 시스템에서 비트 심볼 매핑 방법 및 장치
CN106452652B (zh) 一种基于混沌无线通信系统的多径干扰抑制方法
USRE42884E1 (en) Turbo decoding system using nth root metrics for non-Gaussian communication channels
KR101704096B1 (ko) 연판정 준 ｍｌ 검출기에서 로그 우도율 클리핑을 수행하는 프로세스 및 그 검출기
WO2008151518A1 (fr) Procédé et dispositif de détection d'information dans un système ofdm
Nissel et al. Closed-Form capacity expression for low complexity BICM with uniform inputs
CN109639301B (zh) 一种基于置信度估计的ftn均衡方法
KR101799849B1 (ko) Qam 신호에 대한 연판정값 산출 방법
KR101101081B1 (ko) Ｄ-ｐｓｋ에 대한 최적의 코히어런트 복조
JP2003258762A (ja) Ｏｆｄｍ復調装置
KR20130106496A (ko) 디지털 변조 방식을 위한 연판정 비트 검출 복조 방법
KR100880664B1 (ko) 디.씨.엠.을 사용하는 유.더블유.비.용엠.비.-오.에프.디.엠 시스템에서 효율적인 연판정 복조방법 및 그 장치
JP4185557B1 (ja) 有線通信システムにおける復号のためのデータシンボルのデマッピング方法
CN114938321B (zh) 一种利用数据符号用作参考信号进行信道估计的方法
CN112332948B (zh) 多业务的传输发送、接收方法、系统、介质及装置
CN107634926B (zh) 一种联合信道信息的高阶调制软判决方法
JP5478327B2 (ja) モジュロ演算で生成された信号を送受信する無線通信システム、受信機、及び、復調方法
Wang et al. Joint data detection and channel estimation for coded and uncoded continuous phase modulation signals
JP5893773B1 (ja) 受信方法および受信装置
Yang et al. Detection of single carrier transmission in frequency selective fading channels with symmetric alpha-stable noise
Wang et al. SPC07-6: Iterative Channel Estimation and PAPR Reduction for OFDM System With Overlay Watermarks
KR100204593B1 (ko) 이동통신 페이딩 채널에서의 디코딩 장치

Legal Events

Date Code Title Description
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant