TWI389478B - 一種通道估計裝置及改善通道效應的方法 - Google Patents

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Description

一種通道估計裝置及改善通道效應的方法
本發明係關於一種通道估計裝置，其包含一前置濾波器耙式(Rake)架構，該前置濾波器耙式(Rake)架構具有各種設計特徵，在至少某些情形中藉由該前置濾波器耙式(Rake)架構減少資料處理的負擔。
在一典型無線電系統中(請參考第一圖)，訊息係藉由一發射機調變為一無線電載波。之後這訊號經過一未知且變動的環境傳送至該接收機。對於一接收機的效能，將環境的影響自該訊號移除的能力通常為關鍵。
該發射機101經由一附加錯誤保護編碼區塊102且之後經由一數位調變區塊103傳遞訊息位元，該調變區塊103將編碼訊息調變至一無線電載波。如調變的部分，可附加已知符碼以幫助該接收機中的無線電通道估計。
一旦傳輸，之後該無線電訊號於接收機108之前經過該無線電通道104。該無線電通道頻繁地使碼間干擾(ISI)上升，之後其必須藉由該接收機移除以確保正確接收。於藉由該接收機區塊處理之前，該訊號亦同時獲有干擾及雜訊。當該雜訊係為自該環境而來之熱雜訊時，該干擾係因該頻譜之其他使用者而提高。之後附加的雜訊係因該訊號經由該Rx前端區塊105而附加。
該接收機108於該Rx前端區塊105中將該類比無線電訊號轉換為一數位基頻訊號。之後該訊號係通過該解調變區 塊106。這樣提供評估存在於該碼間干擾(ISI)、干擾以及因無線電通道及Rx前端所附加之雜訊中的傳輸編碼位元。之後該訊號係經錯誤解碼區塊107以產生該些最終接收之訊息位元。
由使用者所體驗的服務品質係與該系統的整體容量一樣大幅地依賴其所選擇的解調變單元之設備。對於寬頻分碼多工接取(W-CDMA)系統，典型地係於該接收機中使用一耙式(Rake)架構(CDMA-Principles of Spread Spectrum Communication,Andrew J.Viterbi,Addision-Wesley Wireless Communications Series ).該耙式(Rake)接收機結合了傳播通道中不同路徑之建設以產生由通道解碼器處理的取樣。因此該耙式(Rake)接收機係能夠利用由該傳播通道所提供的分集。然而，由該耙式(Rake)接收機所產生的決策因碼間干擾(ISI)而使雜訊程度提高。
高速下鏈封包存取(HSPDA)係為第三代合作夥伴計劃(3GPP)標準之釋出99變化版本的演進，其旨在經由提昇資料率及降低端對端的潛在因素以提供增強的使用者體驗。這些改進係經由增量冗餘(IR)的組合及使用高階調變方式而實現。高速下鏈封包存取(HSPDA)藉由導入用於資料相對通道之16位元正交振幅調變(16QAM)的使用而延伸該3GPP的容量。16位元正交振幅調變(16QAM)較正交相移鍵控(QPSK)係更為有效地於3G中使用。然而，其對於傳輸連結中所導入的損傷亦更為敏感。因此為了完全彰顯由高速下鏈封包存取(HSPDA)所導入新特徵之優點，選擇一種解調變單元其係可抵抗雜訊及干擾之實行方式係為重要。
更最近，已發展出新的接收裝置結構，其中，解調精確度在實作複雜度的費用已經改善。線性最小均方誤差(LMMSE)等化器(equaliser)即為此一結構的例子(Chip-Level Channel Equalization in WCDMA Downlink,K.Hooli,M.Jun tti,M.J.Heikkila,P.Komulainen,M.Latva-aho,J.Lilleberg,EURASIP Journal on Applied Signal Processing,August 2002 )。該線性最小均方誤差(LMMSE)等化器藉由減低該傳播通道帶來的失真而改善該解調變單元的效能。該線性最小均方誤差(LMMSE)等化器可以用一前置濾波器耙式(Rake)結構來實現(Equalization in WCDMA terminals,Kari Hooli,PhD thesis,2003 )，其中該傳統的耙式(Rake)接收機係優於一線性濾波器，該濾波器係打算移除由該通道帶來的碼間干擾(ISI)。
在大多數傳播環境中，該線性等化器之鏈結程度效能將顯著地比更多習知的耙式(Rake)接收機來的好。然而其應注意的是其係利用昂貴的複雜設備來達到效能的提升。這將對該接收機的晶片尺寸及節能上有負面影響。
一個造成該接收機之設備複雜的主要原因係因其需要大量的不同運作模式。打算給予使用者之訊息可能以多於一個邏輯通道傳輸。舉例來說，在高速下鏈封包存取(HSPDA)中該訊息係於一控制及一專用通道之組合發送。該專用的高速共享數據訊息通道(HS-DSCH)包含打算傳送於一特定使用者之訊息。該高速共享數據訊息通道(HS-DSCH)係用於在高速共享數據訊息通道(HS-DSCH)傳輸之格式上承載訊 息。因此，該高速共享控制通道(HS-SCCH)以及高速共享數據訊息通道(HS-DSCH)兩者需要於該處理機處理以回復傳輸訊息。該高速共享控制通道(HS-SCCH)以及高速共享數據訊息通道(HS-DSCH)係以不同格式傳輸。該高速共享控制通道(HS-SCCH)使用等於128之展頻係數且係總為正交相移鍵控(QPSK)調變。該高速共享數據訊息通道(HS-DSCH)之展頻格式係低於及等於16。本發明所提出之架構使其可有效地接收及解調變由該處理機處理的不同通道。
根據本發明之一樣態，其係提供一種通道估計裝置，其包含通道估計工具以估計一通道，經由該通道一接收機獲得一訊號；以及耙式(Rake)接收機工具係對該訊號產生作用，其中該耙式(Rake)接收機工具係被安排於該通道估計中，以實現每一分接頭(tap)都有一分指(finger)(本發明係延伸至對應之方法)。依此方式，本發明可降低處理負擔，而不需評估哪個通道評估切片耙式(Rake)區段。
根據本發明之一樣態，其係提供一種通道估計裝置，其包含耙式(Rake)接收機工具、前置濾波器工具、設定工具以及評估工具，其中該前置濾波器工具係對該耙式(Rake)接收機工具之一輸入產生作用，該輸入係表示一訊號經由一實體通道而接收，該評估工具係被安排以評估該通道以及該設定工具係被安排以重新設定該前置濾波器工具，其係根據在以有關藉由該評估工具判定該通道之特性一時間後，對於該通道之估計(本發明亦延伸至對應之方法)。依 此方式，該處理負擔可使其適應於現存的物理條件，藉此可避免非必須的計算。
根據本發明之一樣態，其係提供一種耙式(Rake)接收機工具、前置濾波器工具以及設定工具，其中該前置濾波器工具係對該耙式(Rake)接收機工具之一輸入產生作用，該前置濾波器工具以及該耙式(Rake)接收機工具形成一線性最小平均方差(LMMSE)接收機之基礎以及該設定工具係被安排計算濾波器係數以使用於該前置濾波器工具中且係被安排使該些係數對稱(本發明亦延伸至對應之方法)。藉由降低或較佳係排除該時間不準，可自該線性最小平均方差(LMMSE)接收機獲得較佳的效能，其中該前置濾波器工具及該耙式(Rake)接收機工具係為一部件。在一定的具體實施例中，由該延遲工具所執行的延遲係為可變的以對處理期間中需要乘積該些係數的變數負責(例如，於濾波變化中之變數用於使通道估計精確，其中該些係數係自該通道估計產生)。在一定的具體實施例中，由該延遲工具所執行的延遲係為固定而對該線性最小平均方差(LMMSE)接收機的運作沒有顯著的傷害，其中該前置濾波器工具及該耙式(Rake)接收機工具係為一部件。
根據本發明之一樣態，其係提供一種改善通道效應的方法，該通道效應係呈現於經由一通道接收之一訊號，該通道包含評估影響該訊號之干擾以及處理該訊號以改善通道效應，如果信號中巢內干擾主導巢間干擾，以包含經由濾波器工具之方式濾波該訊號以改善訊號中之通道傳播且之後經由耙式(Rake)接收機工具處理該訊號之方式處理或， 如果信號中巢內干擾並無主導巢間干擾，以包含經由耙式(Rake)接收機工具處理該訊號而不需由該些濾波器工具事先改善通道傳播之方式處理(本發明亦延伸至對應之方法)。依此方式，該處理負擔可根據這些技術而具有最大效應。
根據本發明之一樣態，其係提供一種量化軟性決策之方法，該方法包含判定一量化步距以及使用該步距以量化軟性決策，該些軟性決策係由解調變構成一訊號之符碼而獲得，其中判定該量化步距之大小係與該軟性決策之分布有關(本發明亦延伸至對應之裝置)。依此方式，用於表示軟性決策之位元的數量或是其他量子顯示一訊號可被抑制，而可能導致資料儲存需求的降低。該步距尺寸可需或不需根據一群軟性決策之平均。該步距尺寸可根據一群軟性決策之一變數或標準差。典型地該步距尺寸係被驅使致使其隨著分布增加而增加且隨著分布減少而減少。
根據本發明之一樣態，其係提供一種通道估計裝置，其包含前置濾波器工具、耙式(Rake)接收機工具、通道估計工具以及一設於該些通道估計工具及該耙式(Rake)接收機工具與該前置濾波器工具之間的實體連接，其中當一訊號不需傳輸分集而獲得時，該些通道評估工具係被安排以評估該實體通道，而該訊號係經由該實體通道而被接收，且當一訊號需要傳輸分集而獲得時。其係被安排產生用於該些實體通道之一整合通道評估，而該訊號係經由該實體通道而被接收且該通道估計裝置係被安排致使該連接係用於對該些耙式(Rake)接收機工具以及該些前置濾波器工具同 時提供通道評估的形式。依此方式，在該連接係被重新使用時獲得了節省。在一定的具體實施例中，係於該通道評估工具及該耙式(Rake)接收機工具之間提出一額外之傳輸分集模式以及提供一附加的實體連接以對包含該額外傳輸分及模式之實體通道傳播通道評估。
根據本發明之另一樣態，其係提供一種處理通訊訊號之裝置，該通訊訊號係經由一實體通道而獲得，該裝置包含複數個耙式(Rake)接收機模組分別安排以處理在不同通道評估的引導下處理該通訊訊號(本發明亦延伸至對應之方法)。典型地，不同的通道評估係與具有不同的傳輸分集設定的邏輯通道有關(其中之一可為“無傳輸分集”)。
雖然本發明已以數種裝置及方法主要地描述，本發明亦延伸至程式以執行，其經由適當地資料處理裝置以完成根據本發明之訊號處理技術。
為充分瞭解本創作之目的、特徵及功效，茲藉由下述具體之實施例，並配合所附之圖式，對本創作做一詳細說明，說明如後：圖2及圖3係表示一等化接收機之兩種可能具體實施例，其將立即詳細描述。
接收機的運作速率對於複雜度與功率消耗量具有顯著影響。其中最典型地，就是透過接收機所運轉的運作數量將隨著取樣率而成線性增加。同樣地，使用較大取樣率也需較大的記憶緩衝區。因此，為了保有盡可能低限的實行 複雜度，所以具備運作盡可能低限取樣率的接收機是十分令人渴求的。然而，目前已熟知接收機只能運作高於符碼率的速率(亦牽涉到接收機過取樣的架構)，並且對於時序誤差也比符碼率接收機來得較不靈敏(Digital Commuinicatioins,John G.Proakis,2nd edition,McGraw-Hill international )。
圖4係為描述在衰減傳播條件下前置濾波器耙式(Rake)接收機對於符碼率的實行複雜度(每樣本一片碼)與過取樣的實行複雜度(每兩個樣本一片碼)兩案例中的傳輸效能。其透過查看接收機來描述傳輸效能所相對應的時序延遲。在符碼率接收機的案例中，值得注意地是傳輸效能可視為接收機的效能隨著本身所使用的時序而改變。接收機在傳輸上介於最佳取樣點與最差取樣點的差距幾乎等於10%，而且此取樣差距無疑的會對應在過取樣接收機的效能上，其中該接收機在此點的傳輸是平緩對應於時序延遲。因此，利用接收機的過取樣實行複雜度可以減少/消除精確選擇取樣點的需求。值得留意的是經由符碼率接收機所完成的最佳傳輸，事實上並沒有略遜於過取樣接收機所完成的傳輸。因此假如理想取樣相位是可以挑選的，那麼接收機將有可能在運作符碼率訊號時而沒有半點效能損失。
根據上述的觀察，在圖2所提的第一處理階段架構可應用於接收機接收訊號的時序修正。時序修正濾波器單元201能處理所收到的過取樣訊號以及產生兩組輸出訊號。不過應該留意的是代表輸入訊號中的過取樣係數必須等於2。時序修正濾波器單元201可用來延遲所收到的訊號以及輸 出兩種不同版本的延遲訊號。其中第一輸出訊號是隨著相當於輸入訊號的取樣率而產生。該第一輸出訊號亦會利用固定相位的縮減來變成符碼率，進而產生第二輸出訊號。因此，該時序修正濾波器單元可以產生兩組具有不同取樣率的輸出訊號。
時序修正濾波器單元201可以利用分量延遲濾波器(FDF)來整合濾波器在縮減時期所產生的符碼率輸出來實行複雜度。先前提及的接收機架構之應用並不受限於任何分量延遲濾波器(FDF)區段的特定實行複雜度，不同的可能實行複雜度實例可參考Principle of Fractional Delay Filters,V.Valikimaki,T.I.Laasko,IEEE International Conference on Acoustics Speech and Signal Processing,June 2000。
應用時序修正濾波器單元201會受來自時序誤差估測單元202的估測時序誤差t所調控。該時序誤差估測單元202在接收來自時序修正濾波器單元201所產生的輸出過取樣訊號可獲得一組時序誤差的估測。而時序誤差估測單元是有可能具有不同的實行複雜度。
在圖2中所示的具體實施例中，透過該時序修正濾波器單元201的過取樣訊號輸出只能被該時序誤差估測單元202所使用。任何在接收機的進一步處理會以符碼率訊號來表示。因此，只有接收機前端處理會需要取得最佳訊號時序來表示過取樣訊號。透過這樣的做法，可以大幅地降低接收機的複雜度。舉例來說，結合延遲線單元203的記憶體需求會比先前技術解決方案，其中完整處理鏈的訊號 運作速率係與輸入訊號的速率相同要低的許多。
在圖3中所示的具體實施例中，透過該時序修正濾波器單元201的過取樣訊號輸出可被該時序誤差估測單元202與通道估測單元204兩者所使用。故此具體實施例會比圖3中所描述的更為複雜，但其仍不比先前技術解決方案複雜。舉例來說，上述的二種具體實施例可視為具有相同的延遲線單元203記憶體需求。
隨著時序修正濾波器單元201所做的時序調整，該接收機會針對該通道估測單元204的傳輸通道特性進行估測。而傳輸通道的估測可用符碼率訊號的運轉(圖2)或過取樣訊息的運轉(圖3)來表示。在上述的二案例中，通道估測可藉由在符碼率中相當於傳輸通道取樣的通道估測單元204來產生。利用通道估測(通道估測單元204與第一耙式(Rake)處理單元207)來運作訊號的符碼率版本時，傳輸環境所產生過取樣表徵並不具有任何益處。而通道估測單元204通常使用最具代表性的訓練序列及/或領航信號來嵌入傳輸訊號裡。例如在高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中，共用領航通道(CPICH)可用於估測傳輸的環境。不同的技術可對上述的領航信號產生通道估測。最具代表性地，就是通道脈衝反應能隨已知領航通道符碼所修正接收的樣本進行估測。接著有些技術則可用於焠鍊這些初始的通道估測。舉例來說，可能利用過濾不同的通道切片來降低大量的估測雜訊，諸如此類的技術描述可參考“Adaptive Channel Estimation in DS-CDMA Systems”,J.W.Choi and Y.H.Lee,ECTI Transaction on Electrical Engineering,Electronics and Communications,vol.2,no.1,Feb.2004。
通道估測單元204也能回報接收訊號中一組雜訊功率的估測。然而該留意的是該通道估測單元204的估測應該只包含相對於無法被接收機所均等接收的訊號雜訊功率來做估測。其透過整合熱雜訊功率與巢間干擾來達成。而使計算巢間與巢內干擾功率變成可能的相關技術描述可參考“Improving Channel Decoder Performance on the CDMA Forward Link”,IEEE Transactions on Wireless Communications,vol.4,no.3,May 2005。
在蜂巢式通訊系統中，有可能利用傳送分集(TxD)來增進連結層的效能。當使用傳送分集設計時，發送機可透過兩組不同的天線來傳送訊號。接著這兩組由天線所傳送的訊號會先流經不同的傳輸通道才被接收機所接收與解調變。然後該接收機必須整合這兩種流經不同傳輸通道的訊號來還原傳輸資訊。在高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中，會有兩組不同的傳送分集設計來實行複雜度(3GPP TS 25.211-Physical Channels and mapping of transport channels onto physical channels(FDD))。
空間時間傳送分集(STTD)係為一種開放迴路的設計，其中傳輸格式的挑選係不需任何來自接收機的回應資訊。第二分集設計則是以封閉迴路法來運作，且請參考封閉迴路傳送分集(CTLD)的部分。
當使用封閉迴路傳送分集(CTLD)時，一相量可做為第二天線的訊號傳送。發送機上的相量應用是依據接收機上的 回應來做篩選。相位修正應用於第二傳輸通道的估測之前也許需要先對一些來自不同訊號出處做整合。介於傳輸訊號間的相位差異可透過兩條天線來傳送，其或許係為已知的。而通道估測單元204亦有可能從所接收的訊號來產生訊號間相位差異的估測。
亦該留意的是不同的傳送分集(TxD)設計可以同步地來使用。舉例來說，在高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中的高速共享控制通道(HS-SCCH)能利用空間時間傳送分集(STTD)來傳送且同時使用封閉迴路傳送分集(CTLD)。接收機則需要利用不同的分集設計才能同步處理與解調變此兩種邏輯通道。
為了有效地維持多通道在不同分集格式下的接收，通道估測單元被設計成能輸出三種通道估測。就如先前所說的，通道估測單元的三種通道估測全都可對應到傳輸通道取樣的符碼率上。
第一組通道估測被提供過多的實體連結單元601(請見圖6)並輸入至該濾波器組態單元205及該第一耙式(Rake)處理單元中。在缺少傳送分集(TxD)的情況下，第一組通道估測對應於訊號傳輸通道。而當高速共享控制使用封閉迴路傳送分集時(CTLD)，傳送分集的輸出等於來自兩條傳送天線的整合通道，傳送天線的整合通道是得自於加入第一天線通道的估測，其伴隨利用封閉迴路傳送分集相量後的第二天線估測。當空間時間傳送分集(STTD)一起使用高速共享資料通道(HS-DSCH)與高速共享控制通道(HS-SCCH)時，通道估測單元204係無法輸出估測的。
分別被提供過多的實體連結單元602與603時，空間時間傳送分集(STTD)會利用高速共享控制通道(HS-SCCH)或高速共享資料通道(HS-DSCH)來產生第二與第三組的通道估測。而第二與第三組的通道估測相當於介在每一條傳輸天線與接收機之間的傳輸連結。此二組的通道估測之後會輸入至第一耙式(Rake)處理單元207中。應該要留意的是第二與第三組通道估測能透過兩條傳輸通道的反函數之整合功率來做度量，而通道估測的度量是以實行複雜度來簡單化解映射單元209的運作。
在單一連結傳送的案例中，意即不是傳送分集(TxD)的設計，或是當使用封閉迴路傳送分集(CTLD)時，第一組通道估測會通過濾波器組態單元205。就如同之前所描述的，通道估測單元204亦會為了獲得過濾器組態而提供一組雜訊功率估測。濾波器組態單元205會擷取該通道估測單元204所提供的資訊並取得濾波器單元206的係數。
濾波器組態單元205的不同實行複雜度是可挑選的，但因不同實行複雜度的說明超出本文範圍。讀者可參考Chip Level Channel Equalization in WCDMA Downlink,K.Hooli,M.Juntti,M.J.Heikkila,P.Komulainen,M.Latva-aho,J.Lilleberg,EURASIP Journal on Applied Signal Processing,August 2002 此篇文獻來對不同可能的實行複雜度做一重新探討。然而應該要留意的是典型的實行複雜度濾波器組態單元205在某種反矩陣處理中的實行複雜度。因此，與來自濾波器單元206係數有關的實行複雜度通常偏高。
通道估測的速率係依據領航通道在獲得通道估測後所產生的傳輸格式而定。在高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中，典型的通道估測一共可產生512個片碼，相當於十五分之一槽。濾波器組態單元205通常和通道估測單元204有相同運作速率。為了降低接收機的運算複雜度，有可能讓濾波器組態單元205在較低的速率下運作。其亦可能不斷變化地來挑選濾波器組態單元205的運作速率。速率的適應性可根據傳輸環境的特性而表現出來。在緩慢變化的情況下，濾波器組態單元205的運作速率不需要十分頻繁地產生新的濾波器組態，舉例來說，假使通道的估測速率為緩慢地變化，那麼有可能濾波器組態單元205產生的濾波器組態只會一次一槽。而在快速行進的情況下，濾波器組態單元205則是以最大速率來運作，不過要依通道估測的處理而定。從濾波器組態單元205至通道特性彼此相互配合的運作速率來看，係有可能不需降低任何嚴密的連結層效能就可以減少接收機的計算複雜度。通道估測在處理通道環境變化速率以及選擇濾波器組態單元205運作速率的期間中會產生一些不同的度量。舉例來說，可能用於估測與通道有關的都卜勒頻率(Doppler frequency)，而估測都卜勒擴散通道(Doppler spread)所使用的技術描述可參考“A Doppler estimation for UMTS-FDD based on channel power statistics”,D.Mottier and D.Castelain in Proc.VTC1999-Fall,pp.3052-3056,1999。
濾波器組態單元205所推算的係數接著可用來更改濾波 器單元206於時序修正單元201符碼率訊號輸出上的設定。應該要留意的是在本文中關於濾波器單元206請參見前置濾波器。從圖2與圖3可知訊號在到濾波器被過濾前會先通過該延遲線單元203。該延遲線單元203的目的為將訊號排成直線並以濾波器的係數來進行過濾。通道估測的產生與濾波器組態的獲得這兩者的延遲通常與延遲線單元203的延遲有關。舉例來說，濾波器過濾通常採用通道估測單元204。此類的過濾運作可引起通道估測產生延遲。這樣的延遲相當於受採用的濾波器的集體延遲。此外，利用通道估測所產生的濾波器組態並不是瞬間的。因此，也需考慮經由濾波器組態單元205來處理所引起的延遲。透過利用延遲線單元203在接收訊號上所造成的延遲，有可能濾波器單元206會以修正係數值來過濾排列的訊號。為了達到完美的修正，在延遲線單元203所引起的延遲需要設定為能勝任整合經由通道估測與濾波器組態兩個單元的延遲。
然而其應仍需觀察導致通道估測可能的不固定延遲。就如同先前所說的，濾波器的過濾或許會呈現在通道估測的處理上。因此，需要修正濾波器過濾運作上的集體延遲。由於通道估測單元204所使用的濾波器可能是不固定的。所以通道估測濾波器的頻率響應也許可以適應傳輸環境。當濾波器的組態係依據傳送通道的變化率而改變時，濾波器過濾運作上的集體延遲便不再是固定的。因此，延遲線單元203所引起的延遲也應該動態地修正來協調通道估測單元204的變化。而能協調通道估測單元204變化的適合 延遲設計或許會將實行複雜度變得複雜。此外，對於某些通道估測的濾波器組態而言，通道估測有可能為大規模的延遲。當通道的變化率很低時，對於促進通道估測的通道品質所用的很窄頻寬濾波器是有利的。然而，當濾波器的頻寬很小時，會引發大規模典型的集體延遲。這暗示著透過延遲線單元203所引起的延遲將需要擴大且連帶地也需要較高的相關緩衝區。當經由延遲線單元203所引起的延遲能完美地協調通道估測以及濾波器組態處理時，在延遲線單元203的緩衝實行複雜度會需要放大到能夠來應付濾波器最大規模的集體延遲。
然而，延遲線單元203組態所能接受的固定最小延遲以及設定成可協調流經通道估測單元與濾波器組態單元的最小延遲係早就決定。擁有固定的延遲可以大幅地簡化延遲線單元203的實行複雜度。進一步透過設定延遲線單元203的固定延遲等於該最小化處理延遲，可以大幅地降低延遲線單元203的記憶體需求。不過這意味著濾波器單元206的組態並非總是能完美地協調延遲線單元203的訊號處理。而且這樣的不協調將出現在當通道估測的集體延遲大於延遲線單元203最小值時。由於當傳送介質的變化率變得較低時通常可以增加通道估測的集體延遲。因此，介於前置濾波器組態與訊號處理兩者間的不協調將不會導致任何重要效能的衰減。
前置濾波器的係數值能控制濾波器的頻率響應且更進一步能控制輸出訊號的特性。在先前所提的一接收機架構具體實施例中，前置濾波器的係數會被強制為對稱的。透 過這樣的做法，與濾波器運作相關的實行複雜度便能明顯地降低。一般常用的濾波器運作函數描述如下：
其中x (n )和y (n )係分別用來表示輸入與輸出訊號的取樣。而2xL +1的濾波器係數則以h (k )來代表。
當濾波器運作係數被迫變成對稱時，不同濾波器的係數會符合下列的條件：h (L +k )=h (L -k )
濾波器過濾的運算可以利用係數對稱的特性而重新整理成：
一般的濾波器過濾運作實行複雜度所需的乘積總和會等於2xL +1。而當濾波器運作係數被迫變成對稱時，濾波器運作係數乘積的總和則會等於L +1。因此，透過將前置濾波器的運作係數強迫變成對稱，則濾波器運作係數的乘積總和幾乎降為一半。這意味著此方法能十分有效的節省接收機的實行複雜度。
不同的技術可用來強迫將濾波器的運作係數變成對稱。舉例來說，有可能讓一半的濾波器來挑選其運作係數值並強迫其他另一半的濾波器只能使用這些運作係數值。 或者，也有可能計算每一濾波器運作係數的平均值來做為左右相對濾波器的兩個半值。
通常利用線性最小化均平根誤差(LMMSE)的方法來等化接收機的實行複雜度，這會比使用更多常見的耙式(Rake)接收機要來得好。其亦需要利用濾波器單元206來處理較複雜的實行複雜度。濾波器運作係數值係來自濾波器組態單元205。在感興趣的細胞傳送攪亂碼之下，等化器能夠移除傳輸通道所引入的多路徑以及復原介於不同訊號間所傳送的正交。因此，在解展頻之後可以移除巢內干擾，或是至少有效地降低巢內干擾的程度。不過應該要強調的係不管是針對巢間干擾或熱雜訊，等化接收機並無法將其消除也無法將其緩和。因此，在巢間干擾與熱雜訊支配巢內干擾的情況下，透過等化接收機所提供的效能增益係非常小的。實際上在此種運作條件下，前置濾波器耙式(Rake)和耙式(Rake)接收機兩者的效能會非常相似。因此，當前置濾波器耙式(Rake)的效能無法如預期能顯著的優於耙式(Rake)接收機效能時，濾波器組態單元205與前置濾波器單元206會關閉。在關閉濾波器組態單元205與前置濾波器單元206的組態中，接收機架構的實行複雜度相當於耙式(Rake)接收機的實行複雜度。透過這樣的做法，便不需要在鏈結層效能上有任何顯著的影響即可降低接收機的功率消耗量。介於兩個接收機組態的變動能用巢內干擾至巢間干擾與熱雜訊之間的比率來當作基礎。應該要留意的是當接收機的組態被當成是耙式(Rake)接收機來運作時，經由前置濾波器單元206所預期的延遲是可以合併到延遲線 單元203中。當出現前置濾波器單元206的延遲合併至延遲線單元203時，對於兩個不同的組態而言其係具有相同的接收機延遲。
在濾波器單元206的過濾之後，訊號會經由耙式(Rake)處理單元207來處理。該耙式(Rake)處理單元亦可接受來自延遲線單元203所使用的封閉迴路傳送分集訊號輸入。耙式(Rake)處理單元是具有三組獨立的有限脈衝響應(FIR)濾波器來實行複雜度，其中，這三組獨立的有限脈衝響應濾波器具有得自通道估測單元204所相等的通道估測係數。而這三組獨立有限脈衝響應濾波器係依靠傳送分集所使用的模式來進行組態與使用。
當傳送分集係關閉時，其只能使用三分之一的濾波器。濾波器運作係數被設定成等於來自通道估測單元204的單一設定通道估測。接著耙式(Rake)處理單元207能透過前置濾波器單元206來處理取樣輸出。
當使用開放迴路傳送分集時，會啟用三分之二的濾波器。濾波器運作係數被設定成等於兩組不同設定的通道估測來呼應兩條不同天線的傳送連結。當使用能呼應兩條不同天線傳送連結的傳送分集模式時，耙式(Rake)處理單元207能處理在延遲線單元203的輸出取樣。
當使用封閉迴路傳送分集時，位於耙式(Rake)處理單元207的三個濾波器全都會啟用與運行。在三個濾波器全都啟用與運行的組態中，高速共享資料通道(HS-DSCH)會以封閉迴路傳送分集(CLTD)來做傳送，但高速共享控制通道(HS-SCCH)卻不是，因為高速共享控制通道(HS-SCCH)需要 同步地接收訊號，並使用空間時間傳送分集(STTD)解碼來做傳送。因此，耙式(Rake)處理單元207需要能處理兩種傳送分集模式下所接收的訊號。所以第一濾波器的組態能用來呼應兩個傳送連結的通道估測整合。要留意如先前所說的是當描述通道估測單元運作時，整合兩組設定的通道估測是呈現在使用認知或估測上的發送機相位平移應用。第一耙式(Rake)濾波器處理的取樣是經由前置濾波器單元206來產生和使用高速共享資料通道(HS-DSCH)來做接收。第二與第三濾波器處理的取樣是使用高速共享控制通道(HS-SCCH)來做接收。第二與第三濾波器的組態是利用通道估測來呼應兩條天線個別的傳送連結。第二與第三濾波器可以直接從延遲線單元203的輸出來處理取樣。
應該要留意的是先前所提過耙式(Rake)處理單元207的實行複雜度會與先前技術解決方案的實行複雜度有些微地不同。對典型的耙式(Rake)接收機而言能分配耙指到只有次設定的估測通道切片。在本發明中所描述的實行複雜度，會考量到所有來自於通道切片的貢獻。就如同上述的方法可呈現兩個主要的優點。首先，由於所有來自於傳輸通道的貢獻可藉由耙式(Rake)處理單元207來產生取樣輸出，故可以增進解調變處理的正確性。此外並不需要任何複雜的邏輯來挑選通道切片(Rake耙指應該會做分配)。但是，不需任何複雜邏輯來挑選通道切片是需要針對耙指所增加的有效數量來做協調。
在由耙式(Rake)處理單元207進行處理後，I/Q的取樣會輸入到解展頻單元208。解展頻單元能對於每一實體通 道所接收的整合展頻以及傳送攪亂碼輸入訊號來做簡單地修正。對每一實體通道而言，當計算出的修正值超過所給的通道展頻係數時會產生單一的輸出訊號。那麼可挑選不同的策略來因應修正處理的實行複雜度。在多碼接收案例中的一個有效架構可參見‘Low Power Strategy About Correlator Array for CDMA Baseband Processor’,C.W.Ku,F.Y.Kuo,C.K.Chen and L.G.Chen,IEEE Workshop on Signal Processing Systems,1999.SiPS 99.1999 。
也應該要留意的是當使用開放迴路傳送分集時，不管只有使用高速共享控制通道(HS-SCCH)或是同時使用高速共享控制通道(HS-SCCH)與高速共享資料通道(HS-DSCH)兩個通道時，解展頻單元208也都會運行空間時間傳送分集(STTD)的解碼。
解展頻單元208對於每一實體通道所接收的訊號可以產生一系列的I/Q取樣。接著解展頻單元208所產生的I/Q取樣為了產生軟性決策來通過誤差修正解碼單元107而需要解調變。解調變的處理運作是依據發送機所使用的調變格式以及解映射單元209的實行複雜度而定。解映射單元209的實行複雜度如圖5中所示。每一實體通道在接收的訊號後會需要反覆的進行如圖5中所示的不同處理步驟。
自接收訊號後，平均振幅λ以及平均功率χ會最先被估測出來。請注意此估測會運作超過一個區塊的接收取樣。在先前所提的較佳具體實施例創作中，平均振幅λ與平均功率χ的估測會利用取樣相對應的十五分之一槽來產生。估測的平均振幅λ接著會用於星式解映射單元302來處理 所接收訊號的組態上。星式解映射單元302的實行複雜度會依發送機所使用的調變設計而定。然後透過星式解映射單元302所產生的軟性決策會輸入至量化器單元303。量化器單元303的目的為減少通過誤差修正解碼單元107所用來表示軟性決策位元的數量。
量化器單元303可用於平均振幅λ以及量化步距Ξ在軟性決策量化處理的組態上。量化步距Ξ得自於量化步距估測單元304中的平均振幅λ與平均功率χ：Ξ =f (λ,χ)
其中f 設定為會隨著當所提供的振幅值增加時而增加量化步距的大小，以及當所提供的振幅值減少時而減少量化步距的大小。
為了降低之前所提的解映射方法的實行複雜度，有可能延遲平均振幅λ以及平均功率χ在估測上的應用。舉例來說，平均振幅λ與平均功率χ的估測可得自相對應的特定十五分之一槽取樣和之後相對應的下一個十五分之一槽取樣。透過這樣的作法，便可以「同步即時」的來處理解映射運轉的實行複雜度而不需要任何緩衝區。當使用這樣的方法時，必須提供一些估測起始平均振幅λ與平均功率χ的量值。例如有可能使用得自先前的已知值。另外，也有可能是使用上次設定估測所產生的值來當作下次起始的設定值。
在先前所提的具體實施例中，有可能透過多樣實體通道來分攤部分的處理功能而減少實行複雜度。舉例來說，當 多樣實體通道具有相同的傳送功率時，可能只有一個實體通道會用來取樣而產生估測平均振幅λ與平均功率χ的量值。接著只有一個實體通道所產生的單一設定估測量值可用於所有使用相同傳送功率組態的實體通道上。例如在高速下鏈封包存取(HSPDA)系統中，對於所有的高速共享資料通道(HS-DSCH)而言有可能估測平均振幅λ與平均功率χ的量值只有一次。
本發明在上文中已以較佳實施例揭露，然熟習本項技術者應理解的是，該實施例僅用於描繪本發明，而不應解讀為限制本發明之範圍。應注意的是，舉凡與該實施例等效之變化與置換，均應設為涵蓋於本發明之範疇內。因此，本發明之保護範圍當以下文之申請專利範圍所界定者為準。
101‧‧‧發射機
102‧‧‧錯誤保護編碼區塊
103‧‧‧調變區塊
104‧‧‧無線電通道
105‧‧‧Rx前端區塊
106‧‧‧解調變區塊
107‧‧‧錯誤解碼區塊
108‧‧‧接收機
201‧‧‧時序修正濾波器單元
202‧‧‧時序誤差估測單元
203‧‧‧延遲線單元
204‧‧‧通道估測單元
205‧‧‧濾波器組態單元
206‧‧‧濾波器單元
207‧‧‧第一耙式(Rake)處理單元
208‧‧‧解展頻單元
209‧‧‧解映射單元
300‧‧‧振幅估測單元
301‧‧‧功率估測單元
302‧‧‧星式解映射單元
303‧‧‧量化器單元
304‧‧‧量化步距估測單元
601‧‧‧實體連結單元
602‧‧‧實體連結單元
603‧‧‧實體連結單元
圖1係表示一典型數位通訊系統，其中使用前置濾波器耙氏(Rake)架構；圖2係表示一等化接收機之一具體實施例；圖3係表示一等化接收機之一第二具體實施例；圖4係表示對不同過取樣率之鏈結程度效能；圖5係表示一解映射單元之一可能實施方式；以及圖6係表示示於圖2及圖3中之元件間的實體連接。
201‧‧‧時序修正濾波器單元
202‧‧‧時序誤差估測單元
203‧‧‧延遲線單元
204‧‧‧通道估測單元
205‧‧‧濾波器組態單元
206‧‧‧濾波器單元
207‧‧‧第一耙式(Rake)處理單元
208‧‧‧解展頻單元
209‧‧‧解映射單元

Claims (14)

  1. 一種通道估計裝置，其包含耙式(Rake)接收機工具、前置濾波器工具、設定工具以及評估工具，其中該前置濾波器工具係對該耙式(Rake)接收機工具之一輸入產生作用，該輸入係表示一訊號經由一實體通道而接收，該評估工具係被安排以評估該通道以及該設定工具係被安排以重新設定該前置濾波器工具，其係根據在以有關藉由該評估工具判定該通道之特性一時間後，對於該通道之估計，其中該耙式(Rake)接收機工具係被安排於該通道之估計中，以實現每一分接頭都有一分指。
  2. 依據申請專利範圍第1項所述之裝置，其中該設定工具係被安排藉由參考與該通道結合之都卜勒頻率，至少部分判定一區間以設置該前置濾波器工具。
  3. 依據申請專利範圍第1項所述之裝置，其中該前置濾波器工具以及該耙式(Rake)接收機工具形成一線性最小平均方差(LMMSE)接收機之基礎以及該設定工具係被安排計算濾波器係數以使用於該前置濾波器工具中且係被安排使該些係數對稱。
  4. 依據申請專利範圍第3項所述之裝置，其中該些對稱的濾波器係數組具有一第一主幹自該組的一端朝向該組的中心延伸以及一第二主幹自該組的另一端朝向該組的中心延伸，該些主幹如自該些端朝向該中心讀取係為相同以及該前置濾波器係被安排以該輸入旋積該組，其方式係為自一主幹之係數係個別乘以自該輸入一對取樣之和。
  5. 依據申請專利範圍第1項所述之裝置，其中自該訊號判定濾波器係數以用於該前置濾波器工具之工具，該訊號係被提供經由該前置濾波器工具及該耙式(Rake)接收機工具處理以及用於在該些訊號及該些係數間降低該前置濾波器時間不準的工具。
  6. 依據申請專利範圍第5項所述之裝置，其中在一期望最小期間中，根據該前置濾波器工具設定，自該訊號而得之該些濾波器係數之乘積在一期望最小期間中係被預期成正比向上，以及用於延遲該訊號之工具係被安排以執行一固定延遲，其目的為在該期望最小期間中取得該乘積的情況下，以最小化該時間不準。
  7. 依據申請專利範圍第1項所述之裝置，更包括一設於該些通道估計工具及該耙式(Rake)接收機工具與該前置濾波器工具之間的實體連接，其中當一訊號不需傳輸分集而獲得時，該些通道評估工具係被安排以評估該實體通道，而該訊號係經由該實體通道而被接收，且當一訊號需要傳輸分集而獲得時，其係被安排產生用於該些實體通道之一整合通道評估，而該訊號係經由該實體通道而被接收且該通道估計裝置係被安排致使該連接係用於對該些耙式(Rake)接收機工具以及該些前置濾波器工具同時提供通道評估的形式。
  8. 依據申請專利範圍第1項所述之裝置，更包含複數個耙式(Rake)接收機模組分別安排以處理在不同通道評估的引導下處理一通訊訊號。
  9. 依據申請專利範圍第8項所述之裝置，其中具有三個耙 式(Rake)接收機模組，當一傳輸分集模式係被使用時，全部之耙式(Rake)接收機模組係被利用。
  10. 一種改善通道效應的方法，包括：提供通道估計裝置，該通道估計裝置包括耙式(Rake)接收機工具、前置濾波器工具、設定工具以及評估工具；該前置濾波器工具係對該耙式(Rake)接收機工具之一輸入產生作用，該輸入係表示一訊號經由一實體通道而接收，而當經由該實體通接收該訊號時，將產生一通道效應；利用該評估工具評估影響該訊號之干擾與處理該訊號，進而改善該通道效應，其中如果該信號中巢內干擾主導巢間干擾，則由該前置濾波器工具濾波該訊號以改善訊號中之通道傳播，且之後經由耙式(Rake)接收機工具處理該訊號或，如果信號中巢內干擾並無主導巢間干擾，則經由耙式(Rake)接收機工具處理該訊號而不需由該前置濾波器工具事先改善通道傳播；其中利用該設定工具以重新設定該前置濾波器工具，其係根據在以有關藉由該評估工具判定該通道之特性一時間後，對於該通道之估計。
  11. 依據申請專利範圍第10項所述之方法，其中評估該干擾之步驟包含一方面計算該巢內干擾與雜訊之比率以及另一方面計算該巢間干擾與雜訊之比率。
  12. 依據申請專利範圍第11項所述之方法，更包括一種一量化軟性決策之方法，以該方法包含判定一量化步距以及使用該步距以量化軟性決策，該些軟性決策係由解調 變構成一訊號之符碼而獲得，其中判定該量化步距之大小係與該符碼之振幅分布有關。
  13. 依據申請專利範圍第12項所述之方法，其中該判定步驟包含使用自該訊號之符碼的平均振幅及平均功率之函式特性化該分布。
  14. 依據申請專利範圍第13項所述之方法，其中該函式具有的形式，其中λ為平均振幅，χ為平均功率。
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