CN101490969B - 改善信道效应的方法 - Google Patents

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Abstract

本发明是一种信道估计装置，其包含一前置滤波器耙式(Rake)架构，该前置滤波器耙式架构具有各种设计特征，在至少某些情形中通过该前置滤波器耙式架构减少数据处理的负担。在一具体实施例中该前置滤波器样态可被关闭。

Description

改善信道效应的方法
技术领域
本发明是关于一种信道估计装置，其包含一前置滤波器耙式(Rake)架构，该前置滤波器耙式(Rake)架构具有各种设计特征，在至少某些情形中通过该前置滤波器耙式(Rake)架构减少数据处理的负担。
背景技术
在一典型无线系统中(请参考图1)，讯息是通过一发射机调制为一无线载波。之后这信号经过一未知且变动的环境传送至该接收机。对于一接收机的效能，将环境的影响自该信号移除的能力通常为关键。
该发射机101通过一附加错误保护编码区块102且之后通过一数字调制区块103传递讯息位，该调制区块103将编码讯息调制至一无线载波。如调制的部分，可附加已知符码以帮助该接收机中的无线信道估计。
一旦传输，之后该无线信号于接收机108之前经过该无线信道104。该无线信道频繁地使码间干扰(ISI)上升，之后其必须通过该接收机移除以确保正确接收。于通过该接收机区块处理之前，该信号亦同时获有干扰及噪声。当该噪声是自该环境而来的热噪声时，该干扰是因该频谱的其它使用者而提高。之后附加的噪声是因该信号通过该Rx前端区块105而附加。
该接收机108于该Rx前端区块105中将该模拟无线信号转换为一数字基频信号。之后该信号是通过该解调制区块106。这样提供评估存在于该码间干扰(ISI)、干扰以及因无线信道及Rx前端所附加的噪声中的传输编码位。之后该信号是经错误解码区块107以产生所述最终接收的讯息位。
由使用者所体验的服务品质是与该系统的整体容量一样大幅地依赖其所选择的解调制单元的设备。对于宽频码分多址(W-CDMA)系统，典型地是于该接收机中使用一耙式(Rake)架构(CDMA-Principles of Spread Spectrum Communication,Andrew J.Viterbi,Addision-Wesley Wireless Communications Series).该耙式(Rake)接收机结合了传播信道中不同路径的建设以产生由信道解码器处理的取样。因此该耙式(Rake)接收机能够利用由该传播信道所提供的分集。然而，由该耙式(Rake)接收机所产生的决策因码间干扰(ISI)而使噪声程度提高。
高速下行链路分组接入(HSPDA)是第三代合作伙伴计划(3GPP)标准的释出99变化版本的演进，其旨在通过提升数据率及降低端对端的潜在因素以提供增强的使用者体验。这些改进是通过增量冗余(IR)的组合及使用高阶调制方式而实现。高速下行链路分组接入(HSPDA)通过导入用于数据相对信道的16位正交振幅调制(16QAM)的使用而延伸该3GPP的容量。16位正交振幅调制(16QAM)较正交相移键控(QPSK)是更为有效地于3G中使用。然而，其对于传输连结中所导入的损伤亦更为敏感。因此为了完全彰显由高速下行链路分组接入(HSPDA)所导入新特征的优点，选择一种解调制单元其可抵抗噪声及干扰的实行方式是重要的。
更最近，已发展出新的接收装置结构，其中，解调精确度在实作复杂度的费用已经改善。线性最小均方误差（LMMSE）均衡器（equaliser）即为此一结构的例子(Chip-Level Channel Equalization in WCDMA Downlink,K.Hooli,M.Jun tti,M.J.Heikkila,P.Komulainen,M.Latva-aho,J.Lilleberg,EURASIP Journal on Applied SignalProcessing,August2002)。该线性最小均方误差（LMMSE）均衡器通过减低该传播信道带来的失真而改善该解调制单元的效能。该线性最小均方误差（LMMSE）均衡器可以用一前置滤波器耙式(Rake)结构来实现(Equalization in WCDMA terminals,Kari Hooli,PhD thesis,2003)，其中该传统的耙式(Rake)接收机是优于一线性滤波器，该滤波器是要移除由该信道带来的码间干扰(ISI)。
在大多数传播环境中，该线性均衡器的链接程度效能将显著地比更多现有的耙式(Rake)接收机来的好。然而其应注意的是其是利用昂贵的复杂设备来达到效能的提升。这将对该接收机的芯片尺寸及节能上有负面影响。
一个造成该接收机的设备复杂的主要原因是因其需要大量的不同运作模式。打算给予使用者的讯息可能以多于一个逻辑信道传输。举例来说，在高速下行链路分组接入(HSPDA)中该讯息是于一控制及一专用信道的组合发送。该专用的高速共享数据讯息信道(HS-DSCH)包含要传送于一特定使用者的讯息。该高速共享数据讯息信道(HS-DSCH)是用于在高速共享数据讯息信道(HS-DSCH)传输的格式上承载讯息。因此，该高速共享控制信道(HS-SCCH)以及高速共享数据讯息信道(HS-DSCH)两者需要于该处理机处理以回复传输讯息。该高速共享控制信道(HS-SCCH)以及高速共享数据讯息信道(HS-DSCH)是以不同格式传输。该高速共享控制信道(HS-SCCH)使用等于128的展频系数且是总为正交相移键控(QPSK)调制。该高速共享数据讯息信道(HS-DSCH)的展频格式是低于及等于16。本发明所提出的架构使其可有效地接收及解调制由该处理机处理的不同信道。
发明内容
本发明是关于一种信道估计装置，其包含一前置滤波器耙式(Rake)架构，该前置滤波器耙式(Rake)架构具有各种设计特征，在至少某些情形中通过该前置滤波器耙式(Rake)架构减少数据处理的负担。本发明所提出的架构使其可有效地接收及解调制由该处理机处理的不同信道。
根据本发明的一样态，其是提供一种信道估计装置，包含一信道估计单元，用以估测通过一接收器接收的一信号的一信道；以及一耙式(Rake)接收单元，用以处理该信号；其中该耙式(Rake)接收单元是在该信道估计时，用于实现一支路(finger)给各分道(tap)。
根据本发明的一样态，其是提供一种信道估计装置，包含一耙式(Rake)接收单元、一前置滤波单元、一设定单元以及一评估工具，其中该前置滤波单元是对该耙式(Rake)接收单元的一输入产生作用，该输入是表示一信号通过一实体信道而接收，该评估单元被安排以评估该信道以及该设定单元被安排以重新设定该前置滤波单元，其是根据在以有关通过该评估单元判定该信道的特性以判定一区间后，对于该信道的估计。
根据本发明的一样态，其是提供一种信道估计装置，包含一耙式(Rake)接收单元、一前置滤波单元以及一设定单元，其中该前置滤波单元是对该耙式(Rake)接收单元的一输入产生作用，该前置滤波单元以及该耙式(Rake)接收单元形成一线性最小平均方差(LMMSE)接收机的架构以及该设定单元是被安排计算滤波器系数以使用于该前置滤波单元中且被安排使所述滤波器系数对称。
根据本发明的一样态，其是提供一种信道估计装置，其包含一前置滤波单元器工具以及一耙式(Rake)接收单元机工具，其是一起形成一线性最小平均方差(LMMSE)接收机的架构基础，一决定单元用于根据提供给该前置滤波单元以及该耙式(Rake)接收单元的一信号，决定一滤波器参数给该前置滤波单元，以及一延迟单元用于延迟该信号，自一信号判定滤波器系数以用于该前置滤波单元的工具，该信号是被提供通过该前置滤波单元及该耙式(Rake)接收机工具处理以及用于在所述信号被提供给该前置滤波单元用于减少该前置滤波单元中该信号及该滤波器些系数间的时间不准降低所述前置滤波器时间不准的工具。
根据本发明的一样态，其是提供一种改善信道效应的方法，该信道效应是呈现于通过一信道接收的一信号，该方法包含评估影响该信号的干扰以及处理该信号以改善信道效应，当信号中小区内干扰相比小区间干扰更占优势，以包含通过滤波单元的方式滤波该信号以改善信号中的信道弥散且之后通过耙式(Rake)接收机工具处理该信号的方式处理，或当信号中小区内干扰相比小区间干扰并没有更占优势，以包含通过耙式(Rake)接收机工具处理该信号而不需由所述滤波单元事先改善信道弥散的方式处理。
根据本发明的一样态，其是提供一种量化软性决策的方法，该方法包含判定一量化步骤以及使用该步骤以量化软性决策，所述软性决策是由解调制构成一信号的符码而获得，其中判定该量化步骤的大小是与该符码的振幅分布有关。
根据本发明的另一样态，其是提供一种信道估计装置，其包含一前置滤波单元器工具、一耙式(Rake)接收单元机工具、一信道估计单元工具以及一实体连接，该实体连接一侧连接所述信道估计单元工具，而另一侧连接该耙式(Rake)接收机单元及该前置滤波单元，其中当一信号经不需传输分集(transmit diversity)而获得时，该信道估计单元透过该信号，用于评估该实体信道当一信号不需传输分集而获得时；当该信号经传输分集而获得时，所述信道评估单元透过一接收信号，用于产生该实体信道的一整合信道评估，以及该装置利用该实体连接用于提供该两种信道估测给该耙式(Rake)接收单元及以及该前置滤波单元。
根据本发明的另一样态，其是提供一种处理通讯信号的装置，用于处理一通讯信号，该通讯信号是通过一实体信道而获得，该装置包含多个耙式(Rake)接收机模块分别用于处理在不同信道评估的引导下处理该通讯信号。
虽然本发明已以数种装置及方法主要地描述，本发明亦延伸至程序以执行，其通过适当地数据处理装置以完成根据本发明的信号处理技术。
附图说明
图1是表示一典型数字通讯系统，其中使用前置滤波器耙式(Rake)架构；
图2是表示一等化接收机的一具体实施例；
图3是表示一等化接收机的一第二具体实施例；
图4是表示对不同过取样率的链接程度效能；
图5是表示一解映像单元的一可能实施方式；以及
图6是表示示于图2及图3中的元件间的实体连接。
具体实施方式
为充分了解本发明的目的、特征及功效，现通过下述具体的实施例，并配合附图，对本发明做一详细说明，说明如后：
图2及图3是表示一等化接收机的两种可能具体实施例，其将立即详细描述。
接收机的运作速率对于复杂度与功率消耗量具有显著影响。其中最典型地，就是透过接收机所运转的运作数量将随着取样率而成线性增加。同样地，使用较大取样率也需较大的存储缓冲区。因此，为了保有尽可能低限的实行复杂度，所以具备运作尽可能低限取样率的接收机是十分令人渴求的。然而，目前已熟知接收机只能运作高于符码率的速率（亦牵涉到接收机过取样的架构），并且对于时序误差也比符码率接收机来得较不灵敏(Digital Communications,John G.Proakis,2nd edition,McGraw-Hill international)。
图4是描述在衰减传播条件下前置滤波器耙式(Rake)接收机对于符码率的实行复杂度（每片码一取样）与过取样的实行复杂度（每两片码一取样）两案例中的传输效能。其透过查看接收机来描述传输效能所相对应的时序延迟。在符码率接收机的案例中，值得注意地是传输效能可视为接收机的效能随着本身所使用的时序而改变。接收机在传输上介于最佳取样点与最差取样点的差距几乎等于10%，而且此取样差距无疑的会对应在过取样接收机的效能上，其中该接收机在此点的传输是平缓对应于时序延迟。因此，利用接收机的过取样实行复杂度可以减少/消除精确选择取样点的需求。值得留意的是通过符码率接收机所完成的最佳传输，事实上并没有略逊于过取样接收机所完成的传输。因此假如理想取样相位是可以挑选的，那么接收机将有可能在运作符码率信号时而没有半点效能损失。
根据上述的观察，在图2所提的第一处理阶段架构可应用于接收机接收信号的时序修正。时序修正滤波器单元201能处理所收到的过取样信号以及产生两组输出信号。不过应该留意的是代表输入信号中的过取样系数必须等于2。时序修正滤波器单元201可用来延迟所收到的信号以及输出两种不同版本的延迟信号。其中第一输出信号是随着相当于输入信号的取样率而产生。该第一输出信号亦会利用固定相位的缩减来变成符码率，进而产生第二输出信号。因此，该时序修正滤波器单元可以产生两组具有不同取样率的输出信号。
时序修正滤波器单元201可以利用分量延迟滤波器(FDF)来整合滤波器在缩减时期所产生的符码率输出来实行复杂度。先前提及的接收机架构的应用并不受限于任何分量延迟滤波器(FDF)区段的特定实行复杂度，不同的可能实行复杂度实例可参考Principle of Fractional Delay Filters,V.Valikimaki,T.I.Laasko,IEEE InternationalConference on Acoustics Speech and Signal Processing,June2000。
应用时序修正滤波器单元201会受来自时序误差估测单元202的估测时序误差t所调控。该时序误差估测单元202在接收来自时序修正滤波器单元201所产生的输出过取样信号可获得一组时序误差的估测。而时序误差估测单元是有可能具有不同的实行复杂度。
在图2中所示的具体实施例中，透过该时序修正滤波器单元201的过取样信号输出只能被该时序误差估测单元202所使用。任何在接收机的进一步处理会以符码率信号来表示。因此，只有接收机前端处理会需要取得最佳信号时序来表示过取样信号。透过这样的做法，可以大幅地降低接收机的复杂度。举例来说，结合延迟线单元203的内存需求会比先前技术解决方案，其中完整处理链的信号运作速率是与输入信号的速率相同要低的许多。
在图3中所示的具体实施例中，透过该时序修正滤波器单元201的过取样信号输出可被该时序误差估测单元202与信道估测单元204两者所使用。故此具体实施例会比图3中所描述的更为复杂，但其仍不比先前技术解决方案复杂。举例来说，上述的二种具体实施例可视为具有相同的延迟线单元203内存需求。
随着时序修正滤波器单元201所做的时序调整，该接收机会针对该信道估测单元204的传输信道特性进行估测。而传输信道的估测可用符码率信号的运转(图2))或过取样讯息的运转（图3）来表示。在上述的二案例中，信道估测可通过在符码率中相当于传输信道取样的信道估测单元204来产生。利用信道估测（信道估测单元204与第一耙式(Rake)处理单元207）来运作信号的符码率版本时，传输环境所产生过取样表征并不具有任何益处。而信道估测单元204通常使用最具代表性的训练序列及/或领航信号来嵌入传输信号里。例如在高速下行链路分组接入(HSPDA)系统中，共享领航信道(CPICH)可用于估测传输的环境。不同的技术可对上述的领航信号产生信道估测。最具代表性地，就是信道脉冲反应能随已知领航信道符码所修正接收的样本进行估测。接着有些技术则可用于锤炼这些初始的信道估测。举例来说，可能利用过滤不同的信道切片来降低大量的估测噪声，诸如此类的技术描述可参考“Adaptive Channel Estimation in DS-CDMA Systems＂,J.W.Choi and Y.H.Lee,ECTI Transaction on Electrical Engineering,Electronics and Communications,vol.2,no.1,Feb.2004。
信道估测单元204也能回报接收信号中一组噪声功率的估测。然而该留意的是该信道估测单元204的估测应该只包含相对于无法被接收机所均等接收的信号噪声功率来做估测。其透过整合热噪声功率与小区间干扰来达成。而使计算巢间与小区内干扰功率变成可能的相关技术描述可参考“Improving Channel DecoderPerformance on the CDMA Forward Link＂,IEEE Transactions on WirelessCommunications,vol.4,no.3,May2005。
在蜂巢式通讯系统中，有可能利用传送分集(TxD)来增进连结层的效能。当使用传送分集设计时，发送机可透过两组不同的天线来传送信号。接着这两组由天线所传送的信号会先流经不同的传输信道才被接收机所接收与解调制。然后该接收机必须整合这两种流经不同传输信道的信号来还原传输信息。在高速下行链路分组接入(HSPDA)系统中，会有两组不同的传送分集设计来实行复杂度(3GPP TS25.211-Physical Channels and mapping of transport channels onto physical channels(FDD))。
空间时间传送分集(STTD)是一种开放回路的设计，其中传输格式的挑选是不需任何来自接收机的响应信息。第二分集设计则是以封闭回路法来运作，且请参考封闭回路传送分集(CTLD)的部分。
当使用封闭回路传送分集(CTLD)时，一相量可做为第二天线的信号传送。发送机上的相量应用是依据接收机上的响应来做筛选。相位修正应用于第二传输信道的估测之前也许需要先对一些来自不同信号出处做整合。介于传输信号间的相位差异可透过两条天线来传送，其或许是已知的。而信道估测单元204亦有可能从所接收的信号来产生信号间相位差异的估测。
亦该留意的是不同的传送分集(TxD)设计可以同步地来使用。举例来说，在高速下行链路分组接入(HSPDA)系统中的高速共享控制信道(HS-SCCH)能利用空间时间传送分集(STTD)来传送且同时使用封闭回路传送分集(CTLD)。接收机则需要利用不同的分集设计才能同步处理与解调制此两种逻辑信道。
为了有效地维持多信道在不同分集格式下的接收，信道估测单元被设计成能输出三种信道估测。就如先前所说的，信道估测单元的三种信道估测全都可对应到传输信道取样的符码率上。
第一组信道估测被提供过多的实体连结单元601(请见图6)并输入至该滤波器组态单元205及该第一耙式(Rake)处理单元中。在缺少传送分集(TxD)的情况下，第一组信道估测对应于信号传输信道。而当高速共享控制使用封闭回路传送分集时(CTLD)，传送分集的输出等于来自两条传送天线的整合信道，传送天线的整合信道是得自于加入第一天线信道的估测，其伴随利用封闭回路传送分集相量后的第二天线估测。当空间时间传送分集(STTD)一起使用高速共享数据信道(HS-DSCH)与高速共享控制信道(HS-SCCH)时，信道估测单元204是无法输出估测的。
分别被提供过多的实体连结单元602与603时，空间时间传送分集(STTD)会利用高速共享控制信道(HS-SCCH)或高速共享数据信道(HS-DSCH)来产生第二与第三组的信道估测。而第二与第三组的信道估测相当于介在每一条传输天线与接收机之间的传输连结。此二组的信道估测之后会输入至第一耙式(Rake)处理单元207中。应该要留意的是第二与第三组信道估测能透过两条传输信道的反函数的整合功率来做度量，而信道估测的度量是以实行复杂度来简单化解映像单元209的运作。
在单一连结传送的案例中，意即不是传送分集(TxD)的设计，或是当使用封闭回路传送分集(CTLD)时，第一组信道估测会通过滤波器组态单元205。就如同之前所描述的，信道估测单元204亦会为了获得过滤器组态而提供一组噪声功率估测。滤波器组态单元205会撷取该信道估测单元204所提供的信息并取得滤波器单元206的系数。
滤波器组态单元205的不同实行复杂度是可挑选的，但因不同实行复杂度的说明超出本文范围。读者可参考Chip Level Channel Equalization in WCDMA Downlink,K.Hooli,M.Juntti,M.J.Heikkila,P.Komulainen,M.Latva-aho,J.Lilleberg,EURASIPJournal on Applied Signal Processing,August2002此篇文献来对不同可能的实行复杂度做一重新探讨。然而应该要留意的是典型的实行复杂度滤波器组态单元205在某种反矩阵处理中的实行复杂度。因此，与来自滤波器单元206系数有关的实行复杂度通常偏高。
信道估测的速率是依据领航信道在获得信道估测后所产生的传输格式而定。在高速下行链路分组接入(HSPDA)系统中，典型的信道估测一共可产生512个片码，相当于十五分之一槽。滤波器组态单元205通常和信道估测单元204有相同运作速率。为了降低接收机的运算复杂度，有可能让滤波器组态单元205在较低的速率下运作。其亦可能不断变化地来挑选滤波器组态单元205的运作速率。速率的适应性可根据传输环境的特性而表现出来。在缓慢变化的情况下，滤波器组态单元205的运作速率不需要十分频繁地产生新的滤波器组态，举例来说，假使信道的估测速率为缓慢地变化，那么有可能滤波器组态单元205产生的滤波器组态只会一次一槽。而在快速行进的情况下，滤波器组态单元205则是以最大速率来运作，不过要依信道估测的处理而定。从滤波器组态单元205至信道特性彼此相互配合的运作速率来看，是有可能不需降低任何严密的连结层效能就可以减少接收机的计算复杂度。信道估测在处理信道环境变化速率以及选择滤波器组态单元205运作速率的期间中会产生一些不同的度量。举例来说，可能用于估测与信道有关的多普勒频率(Doppler frequency)，而估测多普勒扩散信道(Doppler spread)所使用的技术描述可参考“A Doppler estimation for UMTS-FDD based on channel power statistics＂,D.Mottierand D.Castelain in Proc.VTC1999-Fall,pp.3052-3056,1999。
滤波器组态单元205所推算的系数接着可用来更改滤波器单元206于时序修正单元201符码率信号输出上的设定。应该要留意的是在本文中关于滤波器单元206请参见前置滤波器。从图2与图3可知信号在到滤波器被过滤前会先通过该延迟线单元203。该延迟线单元203的目的为将信号排成直线并以滤波器的系数来进行过滤。信道估测的产生与滤波器组态的获得这两者的延迟通常与延迟线单元203的延迟有关。举例来说，滤波器过滤通常采用信道估测单元204。此类的过滤运作可引起信道估测产生延迟。这样的延迟相当于受采用的滤波器的集体延迟。此外，利用信道估测所产生的滤波器组态并不是瞬间的。因此，也需考虑通过滤波器组态单元205来处理所引起的延迟。透过利用延迟线单元203在接收信号上所造成的延迟，有可能滤波器单元206会以修正系数值来过滤排列的信号。为了达到完美的修正，在延迟线单元203所引起的延迟需要设定为能胜任整合通过信道估测与滤波器组态两个单元的延迟。
然而其应仍需观察导致信道估测可能的不固定延迟。就如同先前所说的，滤波器的过滤或许会呈现在信道估测的处理上。因此，需要修正滤波器过滤运作上的集体延迟。由于信道估测单元204所使用的滤波器可能是不固定的。所以信道估测滤波器的频率响应也许可以适应传输环境。当滤波器的组态是依据传送信道的变化率而改变时，滤波器过滤运作上的集体延迟便不再是固定的。因此，延迟线单元203所引起的延迟也应该动态地修正来协调信道估测单元204的变化。而能协调信道估测单元204变化的适合延迟设计或许会将实行复杂度变得复杂。此外，对于某些信道估测的滤波器组态而言，信道估测有可能为大规模的延迟。当信道的变化率很低时，对于促进信道估测的信道品质所用的很窄频宽滤波器是有利的。然而，当滤波器的频宽很小时，会引发大规模典型的集体延迟。这暗示着透过延迟线单元203所引起的延迟将需要扩大且连带地也需要较高的相关缓冲区。当通过延迟线单元203所引起的延迟能完美地协调信道估测以及滤波器组态处理时，在延迟线单元203的缓冲实行复杂度会需要放大到能够来应付滤波器最大规模的集体延迟。
然而，延迟线单元203组态所能接受的固定最小延迟以及设定成可协调流经信道估测单元与滤波器组态单元的最小延迟是早就决定。拥有固定的延迟可以大幅地简化延迟线单元203的实行复杂度。进一步透过设定延迟线单元203的固定延迟等于该最小化处理延迟，可以大幅地降低延迟线单元203的内存需求。不过这意味着滤波器单元206的组态并非总是能完美地协调延迟线单元203的信号处理。而且这样的不协调将出现在当信道估测的集体延迟大于延迟线单元203最小值时。由于当传送介质的变化率变得较低时通常可以增加信道估测的集体延迟。因此，介于前置滤波器组态与信号处理两者间的不协调将不会导致任何重要效能的衰减。
前置滤波器的系数值能控制滤波器的频率响应且更进一步能控制输出信号的特性。在先前所提的一接收机架构具体实施例中，前置滤波器的系数会被强制为对称的。透过这样的做法，与滤波器运作相关的实行复杂度便能明显地降低。一般常用的滤波器运作函数描述如下：
y ( n ) = Σ k = 0 2 xL h ( k ) × x ( n - k ) = Σ k = - L L h ( k + L ) × x ( n - k - L )
其中x(n)和y(n)是分别用来表示输入与输出信号的取样。而2xL+1的滤波器系数则以h(k)来代表。
当滤波器运作系数被迫变成对称时，不同滤波器的系数会符合下列的条件：
h(L+k)=h(L–k)
滤波器过滤的运算可以利用系数对称的特性而重新整理成：
y ( n ) = h ( L ) × x ( n - k ) + Σ - L - 1 h ( k + L ) × x ( n - k - L ) + Σ 1 L h ( k + L ) × x ( n - k - L )
= h ( L ) × x ( n - k ) + Σ 1 L h ( L - k ) × x ( n + k - L ) + Σ 1 L h ( k + L ) × x ( n - k - L )
= h ( L ) × x ( n - k ) + Σ 1 L : h ( k + L ) × ( x ( n + k - L ) + x ( n - k - L ) )
一般的滤波器过滤运作实行复杂度所需的乘积总和会等于2xL+1。而当滤波器运作系数被迫变成对称时，滤波器运作系数乘积的总和则会等于L+1。因此，透过将前置滤波器的运作系数强迫变成对称，则滤波器运作系数的乘积总和几乎降为一半。这意味着此方法能十分有效的节省接收机的实行复杂度。
不同的技术可用来强迫将滤波器的运作系数变成对称。举例来说，有可能让一半的滤波器来挑选其运作系数值并强迫其它另一半的滤波器只能使用这些运作系数值。或者，也有可能计算每一滤波器运作系数的平均值来做为左右相对滤波器的两个半值。
通常利用线性最小化均平根误差(LMMSE)的方法来等化接收机的实行复杂度，这会比使用更多常见的耙式(Rake)接收机要来得好。其亦需要利用滤波器单元206来处理较复杂的实行复杂度。滤波器运作系数值是来自滤波器组态单元205。在感兴趣的细胞传送搅乱码之下，均衡器能够移除传输信道所引入的多路径以及复原介于不同信号间所传送的正交。因此，在解展频之后可以移除小区内干扰，或是至少有效地降低小区内干扰的程度。不过应该要强调的是不管是针对小区间干扰或热噪声，等化接收机并无法将其消除也无法将其缓和。因此，在小区间干扰与热噪声支配小区内干扰的情况下，透过等化接收机所提供的效能增益是非常小的。实际上在此种运作条件下，前置滤波器耙式(Rake)和耙式(Rake)接收机两者的效能会非常相似。因此，当前置滤波器耙式(Rake)的效能无法如预期能显著的优于耙式(Rake)接收机效能时，滤波器组态单元205与前置滤波器单元206会关闭。在关闭滤波器组态单元205与前置滤波器单元206的组态中，接收机架构的实行复杂度相当于耙式(Rake)接收机的实行复杂度。透过这样的做法，便不需要在链接层效能上有任何显著的影响即可降低接收机的功率消耗量。介于两个接收机组态的变动能用小区内干扰至小区间干扰与热噪声之间的比率来当作基础。应该要留意的是当接收机的组态被当成是耙式(Rake)接收机来运作时，通过前置滤波器单元206所预期的延迟是可以合并到延迟线单元203中。当出现前置滤波器单元206的延迟合并至延迟线单元203时，对于两个不同的组态而言其是具有相同的接收机延迟。
在滤波器单元206的过滤之后，信号会通过耙式(Rake)处理单元207来处理。该耙式(Rake)处理单元亦可接受来自延迟线单元203所使用的封闭回路传送分集信号输入。耙式(Rake)处理单元是具有三组独立的有限脉冲响应(FIR)滤波器来实行复杂度，其中，这三组独立的有限脉冲响应滤波器具有得自信道估测单元204所相等的信道估测系数。而这三组独立有限脉冲响应滤波器是依靠传送分集所使用的模式来进行组态与使用。
当传送分集是关闭时，其只能使用三分之一的滤波器。滤波器运作系数被设定成等于来自信道估测单元204的单一设定信道估测。接着耙式(Rake)处理单元207能透过前置滤波器单元206来处理取样输出。
当使用开放回路传送分集时，会启用三分之二的滤波器。滤波器运作系数被设定成等于两组不同设定的信道估测来呼应两条不同天线的传送连结。当使用能呼应两条不同天线传送连结的传送分集模式时，耙式(Rake)处理单元207能处理在延迟线单元203的输出取样。
当使用封闭回路传送分集时，位于耙式(Rake)处理单元207的三个滤波器全都会启用与运行。在三个滤波器全都启用与运行的组态中，高速共享数据信道(HS-DSCH)会以封闭回路传送分集(CLTD)来做传送，但高速共享控制信道(HS-SCCH)却不是，因为高速共享控制信道(HS-SCCH)需要同步地接收信号，并使用空间时间传送分集(STTD)解码来做传送。因此，耙式(Rake)处理单元207需要能处理两种传送分集模式下所接收的信号。所以第一滤波器的组态能用来呼应两个传送连结的信道估测整合。要留意如先前所说的是当描述信道估测单元运作时，整合两组设定的信道估测是呈现在使用认知或估测上的发送机相位平移应用。第一耙式(Rake)滤波器处理的取样是通过前置滤波器单元206来产生和使用高速共享数据信道(HS-DSCH)来做接收。第二与第三滤波器处理的取样是使用高速共享控制信道(HS-SCCH)来做接收。第二与第三滤波器的组态是利用信道估测来呼应两条天线个别的传送连结。第二与第三滤波器可以直接从延迟线单元203的输出来处理取样。
应该要留意的是先前所提过耙式(Rake)处理单元207的实行复杂度会与先前技术解决方案的实行复杂度有些微地不同。耙式接收机通常只分配耙指给估计的信道抽头(estimated channel taps)的一个子集(sub-set)。在本发明中所描述的实行复杂度，会考量到所有来自于信道切片的贡献。就如同上述的方法可呈现两个主要的优点。首先，由于所有来自于传输信道的贡献可通过耙式(Rake)处理单元207来产生取样输出，故可以增进解调制处理的正确性。此外并不需要任何复杂的逻辑来挑选信道切片（Rake耙指应该会做分配）。但是，不需任何复杂逻辑来挑选信道切片是需要针对耙指所增加的有效数量来做协调。
在由耙式(Rake)处理单元207进行处理后，I/Q的取样会输入到解展频单元208。解展频单元能对于每一实体信道所接收的整合展频以及传送搅乱码输入信号来做简单地修正。对每一实体信道而言，当计算出的修正值超过所给的信道展频系数时会产生单一的输出信号。那么可挑选不同的策略来因应修正处理的实行复杂度。在多码接收案例中的一个有效架构可参见｀Low Power Strategy About Correlator Arrayfor CDMA Baseband Processor＇,C.W.Ku,F.Y.Kuo,C.K.Chen and L.G.Chen,IEEEWorkshop on Signal Processing Systems,1999.SiPS99.1999。
也应该要留意的是当使用开放回路传送分集时，不管只有使用高速共享控制信道(HS-SCCH)或是同时使用高速共享控制信道(HS-SCCH)与高速共享数据信道(HS-DSCH)两个信道时，解展频单元208也都会运行空间时间传送分集(STTD)的解码。
解展频单元208对于每一实体信道所接收的信号可以产生一系列的I/Q取样。接着解展频单元208所产生的I/Q取样为了产生软性决策来通过误差修正解码单元107而需要解调制。解调制的处理运作是依据发送机所使用的调制格式以及解映像单元209的实行复杂度而定。解映像单元209的实行复杂度如图5中所示。每一实体信道在接收的信号后会需要反复的进行如图5中所示的不同处理步骤。
自接收信号后，平均振幅λ以及平均功率χ会最先被估测出来。请注意此估测会运作超过一个区块的接收取样。在先前所提的较佳具体实施例发明中，平均振幅λ与平均功率χ的估测会利用取样相对应的十五分之一槽来产生。估测的平均振幅λ接着会用于星式解映像单元302来处理所接收信号的组态上。星式解映像单元302的实行复杂度会依发送机所使用的调制设计而定。然后透过星式解映像单元302所产生的软性决策会输入至量化器单元303。量化器单元303的目的为减少通过误差修正解码单元107所用来表示软性决策位的数量。
量化器单元303可用于平均振幅λ以及量化步骤Ξ在软性决策量化处理的组态上。量化步骤Ξ得自于量化步骤估测单元304中的平均星式振幅λ与平均星式功率χ：
Ξ = f ( λ , χ )
其中f设定为会随着当所提供的振幅值增加时而增加量化步骤的大小，以及当所提供的振幅值减少时而减少量化步骤的大小。
f ( λ , χ ) = λ + χ - λ 2
为了降低之前所提的解映像方法的实行复杂度，有可能延迟平均振幅λ以及平均功率χ在估测上的应用。举例来说，平均振幅λ与平均功率χ的估测可得自相对应的特定十五分之一槽取样和之后相对应的下一个十五分之一槽取样。透过这样的作法，便可以“同步实时”的来处理解映像运转的实行复杂度而不需要任何缓冲区。当使用这样的方法时，必须提供一些估测起始平均振幅λ与平均功率χ的量值。例如有可能使用得自先前的已知值。另外，也有可能是使用上分集估测所产生的值来当作下次起始的设定值。
在先前所提的具体实施例中，有可能透过多样实体信道来分摊部分的处理功能而减少实行复杂度。举例来说，当多样实体信道具有相同的传送功率时，可能只有一个实体信道会用来取样而产生估测平均振幅λ与平均功率χ的量值。接着只有一个实体信道所产生的单一设定估测量值可用于所有使用相同传送功率组态的实体信道上。例如在高速下行链路分组接入(HSPDA)系统中，对于所有的高速共享数据信道(HS-DSCH)而言有可能估测平均振幅λ与平均功率χ的量值只有一次。
本发明在上文中已以较佳实施例揭露，然而熟悉本项技术者应理解的是，该实施例仅用于描绘本发明，而不应解读为限制本发明的范围。应注意的是，举凡与该实施例等效的变化与置换，均应设为涵盖于本发明的范畴内。因此，本发明的保护范围当以所附的本申请权利要求范围所界定的为准。

Claims (2)

1.一种改善信道效应的方法，该信道效应是呈现于通过一信道接收的一信号，该方法包含评估影响该信号的干扰以及处理该信号以改善信道效应，当信号中小区内干扰相比小区间干扰更占优势，以包含通过滤波单元的方式滤波该信号以改善信号中的信道弥散且之后通过耙式接收机工具处理该信号的方式处理，当信号中小区内干扰相比小区间干扰并没有更占优势，以包含通过耙式接收机工具处理该信号而不需由所述滤波单元事先改善信道弥散的方式处理。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，评估影响该信号的干扰的步骤包含一方面计算该小区内干扰与噪声的比率以及另一方面计算该小区间干扰与噪声的比率。
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