CN101480004B - 一种操控信道估测搜寻窗口的方法、其程序及接收装置 - Google Patents

Abstract

一种操控信道估测搜寻窗口的方法，该方法包含：提供一系列原始信道脉冲响应(CIR)抽头值(tap values)以横跨一信道估测搜寻窗口，该信道搜寻窗口包括一子窗口(sub-window)，该子窗口的内容是打算进一步处理以产生一精细的信道脉冲响应估计值(CIR estimate)；确定该窗口内连续的抽头值(tap values)的多个群组中，包括最大量的信号功率的群组；及需将该窗口时间平移以安置占用该子窗口的该已测定的群组；以及实现上述方法的软件程序与接收装置。

Description

一种操控信道估测搜寻窗口的方法、其程序及接收装置

技术领域

本发明是关于一种操控信道估测搜寻窗口的方法、其程序及接收装置，特别是一种利用原始信道脉冲响应(CIR)抽头值(tap values)以横跨一信道估测搜寻窗口，并以测定最大信号功率及以时间平移方式实现来操控信道估测搜寻窗口的方法、其程序及接收装置。

背景技术

在典型的无线电系统中，信息借由一发射装置(transmitter)在无线电载波上调变。此信号经由未知且变化的环境传播到该接收装置。估计此传播环境的特性及减轻在该接收信号上的影响的能力通常对于接收装置的效能是重要的。

图1描述不同的处理阶段是传统实施方法的某部分。在图1中的方块图表示实现在一接收信号上的处理操作，但并不需要直接地与实体单位相符，该实体单位可能出现在一接收装置实际的实施方式内。该第一阶段为射频处理(radio frequency processing)101。在该射频处理期间，该接收信号使用混频装置(mixer)103降频转换(down-converted)到基频(base-band)。用于驱动该混频装置(mixer)103的参考频率是由一震荡器(oscillator)104所产生。随着此载波(carrier)降频转换(down-conversion)，该信号是低通滤波(low-pass filtered)102而后传递到混合信号处理阶段108。该混合信号处理(mixed signal processing)108包括模拟数字转换105、取样106及低通滤波107。该合成信号(resulting signal)已数字化，提供给数字处理阶段111，该阶段的处理可还原(recover)该发射信息。该接收信号是第一个由信道估测单元109处理并产生一信道脉冲响应估计值。此信道脉冲响应估测过程是借由解调单元110与该接收信号结合一起处理，使得可以还原发射位元序列。

在蜂巢式通讯系统的下链(downlink)中，一导频信号(pilot signal)通常与这些信息信号(information bearing signals)一起发送以使该接收装置可以估 测该传播信道。对于宽带分码多工存取(宽带码分多址)(W-CDMA)系统而言，该导频信号是典型地与发送信号是码多工(code-multiplexed)的。举例来说，在第三代合作伙伴计划组织标准(3GPP standard)中，该公共导频信道(CPICH)是已知位元序列，这些已知位元是已经调变、传播且新增至该下链信号(downlink signal)。在该接收装置，有可能借由具有该已知公共导频信道(CPICH)的导引序列的接收信号产生一信道脉冲响应(CIR)估测值。

在该信道估测过程的精确度在测定该解调过程的品质中是重要的。对于宽带分码多工存取(宽带码分多址)(W-CDMA)系统而言，一般在典型的接收装置中是使用耙式结构(Rake architecture)。在耙式接收器中，这些加权值是与该信道脉冲响应估测值相符且与在该用户资料查询器延迟位置的不同用户资料查询器(fingers)相关联。影响这些用户查询器的加权值的噪声会增加在解调过程中的误差的可能性。最近，已发展出新的接收装置结构，其中，解调精确度在实际运作复杂度的费用已经改善。线性最小均方误差(LMMSE)均衡器(equaliser)即为此一结构的例子。该线性最小均方误差(LMMSE)均衡器(equaliser)借由减低该传播信道带来的失真而改善该解调单元(demodulation unit)的效能。该线性最小均方误差(LMMSE)均衡器(equaliser)可以用一前置滤波器耙式结构(pre-filter Rake architecture)来实现，其中该传统的耙式接收装置优于一线性滤波器，该滤波器是打算移除由该信道带来的码间干扰(ISI)。在该前置滤波器耙式接收装置(pre-filter Rake receiver)中，该信道估测值是同时用于设置该耙式接收装置的加权值及取得该线性前置滤波器的系数。

为了正确地操作该前置滤波器耙式接收装置，重点是该估测的信道脉波响应是宽到足以涵盖具有有效功率的所有路径。此即所谓的信道估测的宽大窗口(large window)。然而，使用宽大窗口有三个缺点。第一，该估测窗口愈宽大，需要产生该信道估测值的计算量愈大。第二，一个更大的信道延迟扩散(channel delay spread)为了精确的均衡，在前置滤波器中需要更多的抽头(taps)。最后，这些计算量需要计算该前置滤波器架构，通常都是以信道抽头数量的平方来增加。因此，重要的是维持该信道长度并将该信道均衡到尽可能的小以能够快速地反应到出现在不同位置的路径。

有鉴于此，本发明提供一种操控信道估测搜寻窗口的方法、其程序及接收装置，是利用原始信道脉冲响应(CIR)抽头值(tap values)以横跨信道估测搜寻窗口，并测定最大信号功率及时间平移方式来实现，可以减少实作复杂度并改善信道估测值得精确度以增进功效。

发明内容

本发明的目的为提供一种操控信道估测搜寻窗口的方法、其程序及接收装置，其利用原始信道脉冲响应(CIR)抽头值(tap values)以横跨一信道估测搜寻窗口，并以测定最大信号功率及以时间平移方式来实现操控信道估测搜寻窗口的方法、其程序及接收装置。

本发明提供了一种操控信道估测搜寻窗口的方法，该方法包含下列步骤：首先，提供一系列原始信道脉冲响应(CIR)抽头值(tap values)以横跨一信道估测搜寻窗口，该信道搜寻窗口包括一子窗口(sub-window)，该子窗口的内容是打算进一步处理以产生一精细的信道脉冲响应估计值(CIR estimate)；再者，确定在该窗口内多个连续的抽头值(tap values)的群组中，包括最大量的信号功率的群组；最后，如需要时将该窗口时间平移以安排已确定的该群组占用该子窗口。

另外，按照上述方法可同时地实现在硬件(如信号接收装置)、经由处理装置执行的软件程序，或者该两者的结合。

附图说明

图1是代表一典型使用信道估测架构的接收装置；

图2是代表在信道估测窗口定位装置的处理阶段；及

图3是代表计算在估测窗口内最佳信道脉冲响应位置的处理阶段。

具体实施方式

本发明提供一种操控信道估测搜寻窗口的方法、其程序及接收装置，特别是一种利用原始信道脉冲响应(CIR)抽头值(tap values)以横跨一信道估测搜寻窗口，并以测定最大信号功率及以时间平移方式实现来操控信道估测搜寻 窗口的方法、其程序及接收装置。因此，本发明提供一种操控信道估测搜寻窗口的方法，该方法包含提供一系列原始信道脉冲响应(CIR)抽头值(tap values)以横跨一信道估测搜寻窗口，该信道搜寻窗口包括一子窗口(sub-window)，并进一步处理该子窗口的内容以产生一精细的信道脉冲响应估计值(CIR estimate)，在该窗口内连续的抽头值(tap values)的多个群组(groups)之中确定包括最大量的信号功率的群组，及在需要时将该窗口时间平移以安排已确定的群组占用该子窗口。故在一精细的信道脉冲响应估测值的生产中，集中该处理工作量在一相对缩窄的延迟范围上(例如越过该子窗口)时，多路径搜寻可以在相对地宽泛的延迟范围内执行(例如越过该窗口)以追踪该多路径的变化。

根据本发明，更进一步处理该子窗口内容以产生该精细的信道脉冲响应估测值包括过滤该子窗口的内容。该子窗口是位在该窗口内的中心，有助于识别出现在抽头群组的任意一侧的多路径分量，该抽头群组是当前被提出来更进一步处理以产生该精细的信道脉冲响应估测值的抽头群组。用来确定一最大信号功率群组的连续抽头值的多个群组，包括所有可能的与该子窗口相同长度的连续抽头的群组。

清楚地，将该窗口时间平移以重新对准该子窗口，仅发生在这些最大信号功率的抽头群组尚未与该子窗口对准时。本发明可以随着原始抽头在每一循环中的呈现循环地操作，以横跨该窗口，该窗口可能在前一循环中已重新定位。在每一如此的循环中，有可能评估在该窗口内原始的抽头值去确定一时间平移到该窗口，以将子窗口对准具有最大信号功率的抽头群组的需要。根据本发明，假如从本发明最后运用一时间平移在该窗口起的一确定的期间尚未逝去，则此一评估在一特定循环中是不会发生的。根据本发明的另一实施例，此一评估会发生在既有的循环内，不论该最后的时间平移何时发生，但是由该评估要求的任一时间平移不会运用至该窗口，除非从运用该最后的时间平移起已逝去一确定的期间。

典型地，打算提供该子窗口的内容用于过滤来产生一精细的信道脉冲响应估测值。典型地，每一子窗口位置的内容是回馈到一对应的滤波器。当该子窗口的时间平移发生时，在本发明的实施例中，这些滤波器的状态经历一相应的 平移。依此方式，该精细的信道脉冲响应估测值有可能更少地受到该子窗口时间平移的干扰。举例而言，思考一实施例，其中在该子窗口的每一位置回馈到一相对应的滤波器，这些滤波器的输出是产生该精细的信道脉冲响应估测值：假使本发明将该窗口时间平移以致该原始的抽头值前进n个位置通过该子窗口，则运用在该子窗口最后位置的滤波器状态被安排为采用运用在位在n个位置后的子窗口位置的滤波器状态，且位在该子窗口内的其他位置的这些滤波器状态形成类似的变更，除了在该子窗口内最初n个位置的这些滤波器之外，而这些滤波器状态会被初始化。

在决定一时间平移的需要中，包含在连续抽头不同群组中的信号功率是评估而来的。根据本发明的实施例中，在一既有抽头群组内的信号功率是借由评估呈现在该群组内位在该抽头位置的信号功率合计数值。根据本发明的实施例中，代表信号功率的这些数值是在合计之前过滤。典型地，在一群组中的每一位置是回馈到一相对应的滤波器。当该子窗口的时间平移发生时，在本实施例中，这些滤波器的状态经历一相应的平移。依此方式，这些数值的过滤可能更少地受到该子窗口时间平移的干扰。

在本发明架构的一实施例中，初始信道估测值起先是经由一接收信号与一已知导频序列之间的相关运算所产生。就传送分集而言，一系列的初始信道估测值是产生给每一传送天线。来自这些初始信道估测值的中心的M个抽头(M taps)是通过一定数量的滤波器以改善这些信道估测值的精确度。然而应指出的是，本案所描述的方式的运用并不局限在初始信道估测值经该接收信号与该已知导频序列之间的相关运算所产生。

本发明提出一种从L个原始信道估测值的一完整序列中挑选择出最佳M个抽头的方法。就传送分集而言，是可以产生多组信道估测值的。然而，本案可安排为总是在来自一既有的天线的信道估测值上操作，因而降低实作的复杂度。

如先前所揭示的，可以过滤这些原始的信道估测值来改善其精确度。当接收装置时序变更以例如追踪在该信道内的改变时，这些不同的滤波器状态会更新以符合目前的条件。一种用以初始这些滤波器时序位置的状态的方式，其中并无先前信息，该方式也在本发明案中提出。

根据本发明的实施例，提供一种架构是为了要限制在连续的信道估测区间的时序变更，如下所述。随着一时序变更，将一计数器初始到一预定值。此一计数器是在每次一新信道估测值序列产生时递减。直到该计数器达到0时，该接收装置的时序即不会再做变更。

虽然本发明最初已按照一方法描述，显而易见地，本发明可以同等地在硬件、经由一处理装置执行的软件，或者是两者的结合所实现。

为了有助于本发明实施例的描述，首先提出一传送链路的模型。该接收信号可表示为：

$r\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)c(k-l)+\underset{l=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)s(k-l)+\mathrm{\ξ}\left(k\right)$

其中，{h(k)}_{k∈{0，...P}}代表这些不同传播信道抽头。ξ(k)是热噪声及从邻近小区干扰的组合模型。ξ(k)是假设为具有变异数为σ²的可加性白高斯噪声(AWGN)。该样本c(k)是代表该传送导频序列以及s(k)是用于代表来自该服务小区内的不同使用者的其他信号。

该信道脉冲响应是由该接收信号与该导频序列相关运算所获得，

${\hat{h}}_t\left(l\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)c^{*}(k-l),l=\mathrm{0,1},...,L-1$

其中N是该宽带分码多工存取(W-CDMA)导频信号的扩频因子，L是该信道估测窗口的长度以及t代表目前的信道脉冲响应估测期间。一般而言，L≠P。的确，P是这些目前传播条件的一函数，其中L是设计所选出的数值。

在图2提出本发明结构的不同处理阶段的一实施例。在这实施例中，估测出包含L个连续的抽头的一信道估测值，及从中选择出最佳M个(M＜L)连续的抽头当作这些原始信道估测值，其中进一步处理这些原始信道估测值以产生一精细的信道脉冲响应，例如可借由将一线性最小均方误差(LMMSE)均衡器当成一预滤波耙式结构使用。更进一步处理这些原始信道估测值通常地借由降低该估测误差的功率以改善该信道脉冲响应的精确度(即该精细的信道脉冲响应)。一种用于实现这个的方法是使用一或多个滤波器设计来符合这些预期的信道状况或来适应这些变更的信道状况。

在此实施例中，滤波以产生一精细的信道脉冲响应估测值是实现在仅M个抽头，但是仍然可能检测到出现在L个原始抽头值中M个抽头之外的L-M个抽头的路径，其中这些M个抽头值是用于产生该精细的信道脉冲响应估测值。 在此实施例中，其中过滤该信道脉冲响应估测值是仅实现在该M个抽头上，但仍是可能检测到出现在±(L-M)/2个远离该目前窗口的码片(chips)的路径。

当在该目前的窗口外侧检测到新的路径且判定将那些路径包括在该信道脉冲响应中是有利的，则产生一时序调整以使该最佳L个抽头集中在该信道估测窗口内。产生一时间调整需要拋弃或重复输入样本且也需要移动该目前信道脉冲响应以符合该新的估测窗口。

为了避免响应不同信道抽头的噪声层级的变化而移动该接收装置时序，使用该信道功率变化的滤波型式以选择该最佳均衡窗口。

移动该信道估测窗口会导致在该信道估测中的问题。假若该信道估测窗口时常移动的话，这些结果的信道估测值会恶化。本实施例描述一延迟释放机制(hangover mechanism)，其中在一时序变化产生后，于一特定期间使更多的时序变化失效。

该接收信号首先由产生原始信道估测值单元200处理是为了要产生原始信道估测值。这些起始的信道估测值举例来说可借由将该接收信号与已知导频序列相关运算而产生，就如上列方程式所述。然而应该注意的是本发明的应用并不局限在这样的实施例。为了要获得这些信道估测值，可能使用其他技术，例如线性最小平方法(linear Least-Square fitting，LLSF)。就传送分集而言，不论开放式回路(open-loop)或封闭式回路(closed-loop)，该产生原始信道估测值单元200将会产生一组起始信道估测值给每一传送天线。

这些来自天线1的原始信道估测值传送到计算最佳信道脉冲响应位置单元201上以计算在该信道估测窗口内最佳信道脉冲响应的位置，及将该信道脉冲响应集中在该估测窗口内所需要的时序调整。

为了找到该最佳信道脉冲响应的位置，首先计算该信道功率且分别地由运算单元300及运算单元301滤波。该组合的信道脉冲响应功率延迟变化如下：

$P_t\left(l\right)=(1-G)P_{t-1}\left(l\right)+G{\left|{\hat{h}}_t\left(l\right)\right|}^2$

引入该平滑因子，G，以确定该信道脉冲响应功率延迟变化并不会受该信道脉冲响应估测误差过度影响。当已运用一第一阶无限脉波响应(Infinite impulse response，IIR)实现时，上述的方程式是描述该滤波操作。明显地，任何熟练本发明技术者可轻易地延伸到其他滤波结构。

计算窗口能量单元302是以下列方式计算该窗口功率：

$E\left(i\right)=\underset{l=i}{\overset{i+M}{\mathrm{\Σ}}}P\left(l\right),i=0,...,L-M$

且选择该最大功率 伴随相对应的指数i_max。此外，挑选出目前中心窗口的功率E_curr＝E([(L-M+1)/2])。

测定时序调整单元303以下列方式决定需要集中该最大功率窗口的时序调整，

${\mathrm{\Δ}}_t=\left\{\begin{array}{cc}{i}_{\max }\left(\right[(L-M+1)/2\left]\right)& \mathrm{if}{E}_{\max }>\mathrm{\τ}\·E_{\mathrm{curr}}\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

其中τ是临界值以确定该时序变更仅发生在E_max足够地大于E_curr。

调整估测窗口时域单元202运用所需的时序调整Δ_t仅在Δ_t≠0及T_d＝0，其中T_d为一计数值，当运用一时序调整时该计数值设定为T1，且在每一信道估测期间递减直到等于0。对于T1数值的选择是用来避免时序变更快速连续地发生，造成在信道脉冲响应估测上会有一不良反应。当运用一时序调整时，该输入资料是前进/减慢Δ_t。当持续地从该进来的资料作取样时，可以拋弃或者是重复输入的样本上予以实现。新的原始信道估测值是根据此新的时序所产生。

选择中心抽头单元203挑选该原始信道脉冲响应的中心M个抽头以借由操作过滤信道脉冲响应单元204过滤该原始信道脉冲响应并降低该信道估测误差。当运用一时序调整时，该信道脉冲响应滤波器的状态需要在时间方向作平移以便去考虑该已运用的时序变更。假若没这样做，由过滤信道脉冲响应单元204所产生估测的信道脉冲响应会包含有误差，至少会与该信道脉冲响应滤波器的最大群组的延迟一样长，而导致显著的效能降低。

在一时序调整的应用上，该滤波的信道脉冲响应功率延迟变化P亦需要在时间方向作平移，在下一个信道估测更新期间以下列方式所实现：

$P_t\left(l\right)=\left\{\begin{array}{cc}(1-G)P_{t-1}(l+{\mathrm{\Δ}}_t)+G{\left|{\hat{h}}_t\left(l\right)\right|}^2& 0\≤l+{\mathrm{\Δ}}_t\≤L-M\\ {\left|{\hat{h}}_t\left(l\right)\right|}^2& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

本发明上列的描述是假设所有资料在每一码片(chip)中取一个样本，然而可以直接地将其延伸到适用在更高速度的取样资料上。

本发明虽以较佳实施例阐明如上，然其并非用以限定本发明精神与发明实体仅限于上述实施例。因此，在不脱离本发明的精神与范围内所作的修改，均 应包含在所附的权利要求书的范围内。

Claims (6)

1.一种操控信道估测搜寻窗口的方法，用于一前置滤波器耙式接收装置中，该方法依次包含：

提供一系列原始信道脉冲响应抽头值以横跨一信道估测搜寻窗口，该信道估测搜寻窗口包括宽度小于该窗口的一子窗口，该子窗口的内容是经过滤处理以产生一精细的信道脉冲响应估计值；

确定在该窗口内连续的抽头值的多个群组之中的包括最大量的信号功率的群组；及

根据以下公式决定是否需要将该窗口时间平移以安排所确定的群组占用该子窗口，

${\mathrm{\Δ}}_t=\left\{\begin{array}{cc}{i}_{\max }-\left(\right[(L-M+1)/2\left]\right)& \mathrm{if}{E}_{\max }>\mathrm{\τ}\·E_{\mathrm{curr}}\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

其中，△_t是时序调整值，i＝0,...,L-M，L是该信道估测窗口的长度，M是用于产生该精细的信道脉冲响应估测值的抽头数，E_max是最大功率，i_max是E_max相对应的指数，E_curr是目前中心窗口的功率，τ是临界值以确定该时序变更仅发生在E_max足够地大于E_curr，

其中，该子窗口是位在该窗口内的中心。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，这些用于确定一最大信号功率群组的连续抽头值的多个群组，包括所有可能的长度相等于该子窗口的连续抽头值的群组。

3.根据权利要求1所述的方法，其中，仅当该窗口在一定时间内尚未时间平移时，允许该窗口的时间平移。

4.一种用于估测传播信道的前置滤波器耙式接收装置，该接收装置依次包含：

用于提供一系列原始信道脉冲响应抽头值以横跨一信道估测搜寻窗口的单元，该信道搜寻窗口包括宽度小于该窗口的一子窗口，该子窗口的内容是经过滤处理以产生一精细的信道脉冲响应估计值；

用于确定在该窗口内连续的抽头值的多个群组之中的包括最大量的信号功率的群组的单元；及

用于如需要时将该窗口时间平移以安排所确定的群组占用该子窗口的单元，其中，该子窗口是位在该窗口内的中心，

其中根据以下公式决定是否需要将该窗口时间平移以安排所确定的群组占用该子窗口，

${\mathrm{\Δ}}_t=\left\{\begin{array}{cc}{i}_{\max }-\left(\right[(L-M+1)/2\left]\right)& \mathrm{if}{E}_{\max }>\mathrm{\τ}\·E_{\mathrm{curr}}\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

其中，△_t是时序调整值，i＝0,...,L-M，L是该信道估测窗口的长度，M是用于产生该精细的信道脉冲响应估测值的抽头数，E_max是最大功率，i_max是E_max相对应的指数，E_curr是目前中心窗口的功率，τ是临界值以确定该时序变更仅发生在E_max足够地大于E_curr。

5.根据权利要求4所述的接收装置，其中，这些用于确定一最大信号功率群组的连续抽头值的多个群组，包括所有可能的长度相等于该子窗口的连续抽头值的群组。

6.根据权利要求4所述的接收装置，其中，仅当该窗口在一定时间内尚未时间平移时，允许将该窗口时间平移的单元的操作。