CN101480004A - 一种操控通道估测搜寻区域的方法、其程序及接收装置 - Google Patents

Abstract

一种操控通道估测搜寻区域的方法，该方法包含：提供一系列原始通道脉冲响应(CIR)分接器值(tap values)以扩展一通道估测搜寻区域，该通道搜寻区域包括一子区域(sub－window)，该子区域的内容是打算进一步处理以产生一精细的通道脉冲响应估计值(CIR estimate)；测定在多个群组(groups)之中该区域内连续的分接器值(tap values)，其中这些群组包括最大量的信号功率；及需将该区域时间平移以安置占用该子区域的该已测定的群组；以及实现上述方法的软件程序与接收装置。

Description

一种操控通道估测搜寻区域的方法、其程序及接收装置

技术领域

本发明是关于一种操控通道估测搜寻区域的方法、其程序及接收装置，特别是一种利用原始通道脉冲响应(CIR)分接器值(tap values)以扩展一通道估测搜寻区域，并以测定最大信号功率及以时间平移方式实现来操控通道估测搜寻区域的方法、其程序及接收装置。

背景技术

在典型的无线电系统中，信息借由一发射装置(transmitter)在无线电载波上调变。此信号经由未知且变化的环境传播到该接收装置。估计此传播环境的特性及减轻在该接收信号上的影响的能力通常对于接收装置的效能是重要的。

图1描述不同的处理阶段是传统实施方法的某部分。在图1中的方块图表示实现在一接收信号上的处理操作，但并不需要直接地与实体单位相符，该实体单位可能出现在一接收装置实际的实施方式内。该第一阶段为射频处理(radio frequency processing)101。在该射频处理期间，该接收信号使用混频装置(mixer)103降频转换(down-converted)到基频(base-band)。用于驱动该混频装置(mixer)103的参考频率是由一震荡器(oscillator)104所产生。随着此载波(carrier)降频转换(down-conversion)，该信号是低通滤波(low-passfiltered)102而后传递到混合信号处理阶段108。该混合信号处理(mixed signalprocessing)108包括模拟数字转换105、取样106及低通滤波107。该合成信号(resulting signal)已数字化，提供给数字处理阶段111，该阶段的处理可还原(recover)该发射信息。该接收信号是第一个由通道估测单元109处理并产生一通道脉冲响应估计值。此通道脉冲响应估测过程是借由解调单元110与该接收信号结合一起处理，使得可以还原发射位元序列。

在蜂巢式通讯系统的下链(downlink)中，一导频信号(pilot signal)通常与这些信息信号(information bearing signals)一起发送以使该接收装置可以估测该传播通道。对于宽带分码多工存取(宽带码分多址)(W-CDMA)系统而言，该导频信号是典型地与发送信号是码多工(code-multiplexed)的。举例来说，在第三代合作伙伴计划组织标准(3GPP standard)中，该共通导引通道(CPICH)是已知位元序列，这些已知位元是已经调变、传播且新增至该下链信号(downlink signal)。在该接收装置，有可能借由具有该已知共通导引通道(CPICH)的导引序列的接收信号产生一通道脉冲响应(CIR)估测值。

在该通道估测过程的精确度在测定该解调过程的品质中是重要的。对于宽带分码多工存取(宽带码分多址)(W-CDMA)系统而言，一般在典型的接收装置中是使用耙式结构(Rake architecture)。在耙式接收器中，这些加权值是与该通道脉冲响应估测值相符且与在该用户资料查询器延迟位置的不同用户资料查询器(fingers)相关联。影响这些用户查询器的加权值的噪声会增加在解调过程中的误差的可能性。最近，已发展出新的接收装置结构，其中，解调精确度在实际运作复杂度的费用已经改善。线性最小均方误差(LMMSE)均衡器(equaliser)即为此一结构的例子。该线性最小均方误差(LMMSE)均衡器(equaliser)借由减低该传播通道带来的失真而改善该解调单元(demodulationunit)的效能。该线性最小均方误差(LMMSE)均衡器(equaliser)可以用一前置滤波器耙式结构(pre-filter Rake architecture)来实现，其中该传统的耙式接收装置优于一线性滤波器，该滤波器是打算移除由该通道带来的码间干扰(ISI)。在该前置滤波器耙式接收装置(pre-filter Rake receiver)中，该通道估测值是同时用于设置该耙式接收装置的加权值及取得该线性前置滤波器的系数。

为了正确地操作该前置滤波器耙式接收装置，重点是该估测的通道脉波响应是宽到足以涵盖具有有效功率的所有路径。此即所谓的通道估测的宽大区域(large window)。然而，使用宽大区域有三个缺点。第一，该估测区域愈宽大，需要产生该通道估测值的计算量愈大。第二，一个更大的通道延迟扩散(channel delay spread)为了精确的等化，在前置滤波器中需要更多的分接器(taps)。最后，这些计算量需要计算该前置滤波器架构，通常都是以通道分接点数量的平方来增加。因此，重要的是维持该通道长度并将该通道等化到尽可能的小以能够快速地反应到出现在不同位置的路径。

有鉴于此，本发明提供一种操控通道估测搜寻区域的方法、其程序及接收装置，是利用原始通道脉冲响应(CIR)分接器值(tap values)以扩展通道估测搜寻区域，并测定最大信号功率及时间平移方式来实现，可以减少实作复杂度并改善通道估测值得精确度以增进功效。

发明内容

本发明的目的为提供一种操控通道估测搜寻区域的方法、其程序及接收装置，其利用原始通道脉冲响应(CIR)分接器值(tap values)以扩展一通道估测搜寻区域，并以测定最大信号功率及以时间平移方式来实现操控通道估测搜寻区域的方法、其程序及接收装置。

本发明提供了一种操控通道估测搜寻区域的方法，该方法包含下列步骤：首先，提供一系列原始通道脉冲响应(CIR)分接器值(tap values)以扩展一通道估测搜寻区域，该通道搜寻区域包括一子区域(sub-window)，该子区域的内容是打算进一步处理以产生一精细的通道脉冲响应估计值(CIR estimate)；再者，测定在多个群组(groups)之中该区域内连续的分接器值(tap values)，其中这些群组包括最大量的信号功率；最后，需将该区域时间平移以安置占用该子区域的已测定的群组。

另外，按照上述方法可同时地实现在硬件(如信号接收装置)、经由处理装置执行的软件程序，或者该两者的结合。

附图说明

图1是代表一典型使用通道估测架构的接收装置；

图2是代表在通道估测区域定位装置的处理阶段；及

图3是代表计算在估测区域内最佳通道脉冲响应位置的处理阶段。

具体实施方式

本发明提供一种操控通道估测搜寻区域的方法、其程序及接收装置，特别是一种利用原始通道脉冲响应(CIR)分接器值(tap values)以扩展一通道估测搜寻区域，并以测定最大信号功率及以时间平移方式实现来操控通道估测搜寻区域的方法、其程序及接收装置。因此，本发明提供一种操控通道估测搜寻区域的方法，该方法包含提供一系列原始通道脉冲响应(CIR)分接器值(tapvalues)以扩展一通道估测搜寻区域，该通道搜寻区域包括一子区域(sub-window)，并进一步处理该子区域的内容以产生一精细的通道脉冲响应估计值(CIR estimate)，在该区域内连续的分接器值(tap values)的多个群组(groups)之中测定，这些群组包括最大量的信号功率，及需将该区域时间平移以安置占用该子区域的已测定的群组。故在一精细的通道脉冲响应估测值的生产中，集中该处理工作量在一相对地延迟缩窄范围上(例如越过该子区域)时，多路径搜寻可以处理越过延迟的相对地广泛的范围(例如越过该区域)以追踪该多路径的变化。

根据本发明，更进一步处理该子区域内容以产生该精细的通道脉冲响应估测值并包括过滤该子区域的内容。该子区域是位在该区域内的中心，有助于识别多路径元件出现在这些分接器群的其中一侧，其中本发明提出更进一步处理这些分接器以产生该精细的通道脉冲响应估测值。而多个连续分接器值群组用在测定一最大信号功率组，包括所有可能的与该子区域相同长度的连续分接器的群组。

清楚地，将该区域时间平移以重新组合该子区域，仅发生在这些分接点的最大信号功率组尚未与该子区域校准时。本发明可以循环地操作，随着原始分接器去扩展该区域在每一循环所呈现出来的，可能在前一循环中已复位。在每一如此的循环中，有可能评估在该区域内原始的分接器值去测定一时间平移到该区域的需要以校准具有这些分接点最大信号功率的子区域。根据本发明，假如当本发明运用一时间平移在该区域的最后时机的一确定的期间尚未逝去时，此一演变在一特殊的循环中是不会发生的。根据本发明的另一实施例，此一演变并不会发生在既有的循环内不论该最后的时间平移发生却由该演变托管的任一时间平移未运用至该区域，除非一确定的期间已从运用该最后的时间平移逝去。

典型地，利用过滤该子区域的内容来产生一精细的通道脉冲响应估测值。典型地，每一子区域位置的内容是回馈到一各自相对应的滤波器。当该子区域的时间平移发生时，在本发明的实施例中，这些滤波器的状态经历一相同的平移。依此方式，该精细的通道脉冲响应估测值有可能小于该子区域时间平移的分布。举例而言，思考一实施例，其中在该子区域的每一位置回馈到一相对应的滤波器，这些滤波器的输出是产生该精细的通道脉冲响应估测值：假使本发明将该区域时间平移以致该原始的分接器值前进n个地点通过该子区域，运用在该子区域最后位置的滤波器状态安排来采用运用在该子区域位置的滤波器状态，该子区域位置是位在n个位置的后面且位在该子区域内的其他位置的这些滤波器状态形成类似的变更，除了在该子区域内最初n个位置的这些滤波器之外，其中这些滤波器状态已初始化。

在决定一时间平移的需要中，包含在连续分接器不同群组的信号功率是评估而来的。根据本发明的实施例中，在一既有分接器群内的信号功率是借由评估呈现在该群内位在该分接器位置的信号功率合计数值。根据本发明的实施例中，代表信号功率的这些数值是在合计之前过滤。典型地，在一群中的每一位置是回馈到一相对应的滤波器。当该子区域的时间平移发生时，在本实施例中，这些滤波器的状态经历一相同的平移。依此方式，这些数值的过滤可能小于该子区域时间平移的分布。

在本发明架构的一实施例中，初始通道估测值起先是经由一接收信号及一已知导引序列之间的相关运算所产生。就传送分集而言，一系列的初始通道估测值是产生给每一传送天线。从这些初始通道估测值的中心的M个分接器(Mtaps)是通过一定数量的滤波器以改善这些通道估测值的精确度。然而应指出的是，本案所描述的方式的运用并不局限在初始通道估测值于该接收信号及该已知导引序列之间的相关运算所产生。

本发明提出一种从L个原始通道估测值的一完整序列中挑选择出最佳M个分接器的方法。就传送分集而言，是可以产生多组通道估测值的。然而，本案可安排来从一既有的天线总是在该通道估测值上操作，因而降低实作的复杂度。

如先前所揭示的，可以过滤这些原始的通道估测值来改善其精确度。当接收装置时序变更时，假若追踪在该通道内的改变，这些不同的滤波器状态会更新以符合目前的情况。一种用以初始这些滤波器时序位置的状态的方式，其中并无先前信息，该方式也在本发明案中提出。

根据本发明的实施例中，提供一种架构是为了要限制在连续的通道估测区间的时序变更，如下所述。随着一时序变更，将一计数器初始到一预定值。此一计数器是在每次一新通道估测值序列产生时递减。直到该计数器达到0时，该接收装置的时序即不会再做变更。

虽然本发明最初已按照一方法描述，显而易见地，本发明可以同等地在硬件、经由一处理装置执行的软件，或者是两者的结合所实现。

为了有助于本发明实施例的描述，首先提出一传送连结的模型。该接收信号可表示为：

$r\left(k\right)=\underset{l=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)c(k-l)+\underset{l=0}{\overset{P}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)s(k-l)+\mathrm{\ξ}\left(k\right)$

其中，{h(k)}_{k∈{0，...，P}}代表这些不同传播通道分接器。ξ(k)热噪声及从邻近区域的干扰的组合模型化。ξ(k)是假设为具有变异数为σ²的可加性白高斯噪声(AWGN)。该样本c(k)是代表该传送导引序列以及s(k)是用于代表从在该服务区域不同使用者的其他信号。

该通道脉冲响应是由该接收信号与该导引序列相关运算所获得，

$\begin{array}{cc}{\hat{h}}_t\left(l\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}r\left(k\right)c^{*}(k-l)& l=\mathrm{0,1},...,L-1\end{array}$

其中N是该宽带分码多工存取(W-CDMA)导频信号的传播因子，L是该通道估测区域的长度以及t代表目前的通道脉冲响应估测期间。一般而言，L≠P。的确，P是这些目前传播情况的一函数，其中L是设计所选出的数值。

在图2提出本发明结构的不同处理阶段的一实施例。在这实施例中，估测出包含L个连续的分接器的一通道估测值，及从中选择出最佳M个(M<L)连续的分接器当作这些原始通道估测值，其中进一步处理这些原始通道估测值以产生一精细的通道脉冲响应，例如可借由将一线性最小均方误差(LMMSE)均衡器当成一预滤波耙式结构使用。更进一步处理这些原始通道估测值通常地借由降低该估测误差的功率以改善该通道脉冲响应的精确度(即该精细的通道脉冲响应)。一种用于实现这个的方法是使用一或多个滤波器设计来符合这些预期的通道状况或来适应这些变更的通道状况。

在此实施例中，滤波以产生一精细的通道脉冲响应估测值是实现在仅M个分接点直到维持可能检测到出现在L个原始分接器值的L-M个分接器的路径，其中这些L个原始分接器值是在用于产生该精细的通道脉冲响应估测值的M个分接点以外的分接点。在此实施例中，其中过滤该通道脉冲响应估测值是仅实现在该M个分接点上，仍是可能检测到出现在±(L-M)/2个远离该目前区域的细片(chips)的路径。

当在该目前的区域外侧检测到新的路径且有利于判定包括在该通道脉冲响应中的那些路径，产生一时序调整以使该最佳L个分接器集中在该通道估测区域内。产生一时间调整需要抛弃或重复输入样本且也需要移动该目前通道脉冲响应以符合该新的估测区域。

为了避免移动该接收装置时序而响应给在不同通道分接器噪声层级的变异，该通道功率变化的滤波型式是用以选择该最佳等化区域。

移动该通道估测区域会导致在该通道估测中的问题。假若该通道估测区域时常移动的话，这些结果的通道估测值会降低。本实施例描述一延迟释放机制(hangover mechanism)，其中在一时序变化产生后，于一特定期间使更多的时序变化失效。

该接收信号首先由产生原始通道估测值单元200处理是为了要产生原始通道估测值。这些起始的通道估测值举例来说可借由将该接收信号及已知导引序列相关运算而产生，就如上列方程序所述。然而应该注意的是本发明的应用并不局限在这样的实施例。为了要获得这些通道估测值，可能使用其他科技，例如线性最小平方法(linear Least-Square fitting，LLSF)。就传送分集而言，不论开放式回路(open-loop)或封闭式回路(closed-loop)，该产生原始通道估测值单元200将会产生一组起始通道估测值给每一传送天线。

这些原始通道估测值从天线1通到计算最佳通道脉冲响应位置单元201上以计算在该通道估测区域内最佳通道脉冲响应的位置，及该时序调整需要将该通道脉冲响应集中在该估测区域内。

为了找到该最佳通道脉冲响应的位置，首先计算该通道功率且分别地由运算单元300及运算单元301滤波。该组合的通道脉冲响应功率延迟变化如下：

$P_t\left(l\right)=(1-G)P_{t-1}\left(l\right)+G{\left|{\hat{h}}_t\left(l\right)\right|}^2$

该平滑因子，G，是用以确定该通道脉冲响应功率延迟变化并不会受该通道脉冲响应估测误差过度影响。当已运用一第一阶无限脉波响应(Infiniteimpulse response，IIR)实现时，上述的方程序是描述该滤波操作。明显地，任何熟练本发明技术者可轻易地延伸到其他滤波结构。

计算区域能量单元302是以下列方式计算该区域功率：

$\begin{array}{cc}E\left(i\right)=\underset{l=i}{\overset{i+M}{\mathrm{\&Sigma;}}}P\left(l\right)& i=0,...,L-M\end{array}$

且选择该最大功率 $E_{\max }=\underset{i}{\max }\left[E\left(i\right)\right]$ 伴随相对应的指数i_max。此外，挑选出目前地中心区域的功率E_curr＝E([(L-M+1)/2])。

测定时序调整单元303决定需要以下列方式集中该最大功率区域的时序调整，

${\mathrm{\&Delta;}}_t=\left\{\begin{array}{cc}{i}_{\max }-\left([(L-M+1)/2]\right)& \mathrm{if}{E}_{\max }>\mathrm{\&tau;}\&CenterDot;E_{\mathrm{curr}}\\ 0& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

其中τ是临界值以确定该时序变更仅发生在E_max足够地大于E_curr。

调整估测区域时域单元202引用所需的时序调整Δ_t仅在Δ_t≠0及T_d＝0，其中T_d为一计数值，当引用一时序调整时该计数值设定为T1，且在每一通道估测期间递减直到等于0。对于T1数值的选择是用来避免时序变更快速连续地发生，造成在通道脉冲响应估测上会有一不良反应。当引用一时序调整时，该输入资料是前进/减慢Δ_t。当持续地从该进来的资料作取样时，可以抛弃或者是重复输入的样本上予以实现。新的原始通道估测值是根据此新的时序所产生。

选择中心分接器单元203挑选该原始通道脉冲响应的中心M个分接器以借由操作过滤通道脉冲响应单元204过滤该原始通道脉冲响应并降低该通道估测误差。当运用一时序调整时，该通道脉冲响应滤波器的状态需要在时间方向作平移以便去考虑该已运用的时序变更。假若没这样做，由过滤通道脉冲响应单元204所产生估测的通道脉冲响应会包含有误差，至少会与该通道脉冲响应滤波器的最大群的延迟一样长，而导致显著的效能降低。

在一时序调整的应用上，该滤波的通道脉冲响应功率延迟变化P亦需要在时间方向作平移，在下一个通道估测更新期间以下列方式所实现：

$P_t\left(l\right)=\left\{\begin{array}{cc}(1-G)P_{t-1}(l+{\mathrm{\&Delta;}}_t)+G{\left|{\hat{h}}_t\left(l\right)\right|}^2& 0\&le;l+{\mathrm{\&Delta;}}_t\&le;L-M\\ {\left|{\hat{h}}_t\left(l\right)\right|}^2& \mathrm{otherwise}\end{array}\right.$

本发明上列的描述是假设所有资料在每一细片(chip)中取一个样本，然而可以直接地将其延伸到适用在更高速度的取样资料上。

本发明虽以较佳实施例阐明如上，然其并非用以限定本发明精神与发明实体仅限于上述实施例。因此，在不脱离本发明的精神与范围内所作的修改，均应包含在所附的权利要求书的范围内。

Claims (11)

1.一种操控通道估测搜寻区域的方法，该方法包含：

提供一系列原始通道脉冲响应分接器值以扩展一通道估测搜寻区域，该通道估测搜寻区域包括一子区域，该子区域的内容是打算被传递以用于进一步处理以产生一精细的通道脉冲响应估计值；

确定在该区域内连续的分接器值的多个群组之中的包括最大量的信号功率的群组；及

如需要时将该区域时间平移以安排所确定的群组占用该子区域。

2.根据权利要求1所述的方法，其中进一步处理该子区域内容以产生该精细的通道脉冲响应估计值包括将该子区域内容过滤。

3.根据权利要求1或2所述的方法，其中，该子区域是位在该区域内的中心。

4.根据权利要求1或2或3所述的方法，其中，这些用于确定一最大信号功率群组的连续分接器值的多个群组，包括所有可能的连续分接器值的群组长度，该长度相等于该子区域。

5.根据权利要求1至4任一项所述的方法，其中，仅当该区域在一定时间内尚未时间平移时，允许该区域的时间平移。

6.一种用于估测传播通道的接收装置，该接收装置包含：

用于提供一系列原始通道脉冲响应分接器值以扩展一通道估测搜寻区域的单元，该通道搜寻区域包括一子区域，该子区域的内容是打算被传递以用于进一步处理以产生一精细的通道脉冲响应估计值；

用于确定在该区域内连续的分接器值的多个群组之中的包括最大量的信号功率的群组的单元；及

用于如需要时将该区域时间平移以安排所确定的群组占用该子区域的单元。

7.根据权利要求6所述的接收装置，更包含一过滤单元，用于过滤该子区域内容以产生该精细的通道脉冲响应估计值。

8.根据权利要求6或7所述的接收装置，其中，该子区域是位在该区域的中心。

9.根据权利要求6或7或8所述的接收装置，其中，这些用于确定一最大信号功率群组的连续分接器值的多个群组，包括所有可能的连续分接器值的群组长度，该长度相等于该子区域。

10.根据权利要求6-9任一项所述的接收装置，其中，仅当该区域在一定时间内尚未时间平移时，允许将该区域时间平移的单元的操作。

11.一种程序，用于造成资料处理装置执行如权利要求1-5任一项所述的方法。

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