TWI442723B

TWI442723B - Echo cancellation circuit

Info

Publication number: TWI442723B
Application number: TW100107754A
Authority: TW
Inventors: Shinji Nakatsuka; Kazuhiro Oda
Original assignee: Toshiba Kk
Priority date: 2010-03-15
Filing date: 2011-03-08
Publication date: 2014-06-21
Also published as: TW201220736A; US8526339B2; CN102195674B; US20110222446A1; CN102195674A

Description

回音消除電路

本說明書的實施例係關於在回音消除電路、雙方向通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊時，有效地降低回音消除誤差的回音消除電路。

在全以類比方式來實現回音消除時，因為訊號纜線等之負載的影響，兩個自身訊號路徑的振幅會產生不同，其差異成為回音消除誤差而顯現。回音消除誤差係成為振幅誤差及抖動(jitter)惡化的原因。

故期望以簡單構造來抑制此種回音消除誤差。

本發明的實施形態係提供在雙方向通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊時，有效地降低回音消除誤差的回音消除電路。

依據本發明的實施形態，例如，提供一種回音消除電路，係在自身側通訊裝置與對方側通訊裝置之間，相互於雙方向經由相同訊號纜線進行通訊之全雙工方式的雙方向通訊裝置之回音消除電路，其特徵為具備：雙方向通訊輸出入端子，係用以從自身側通訊裝置將自身側發送訊號發送至對方側通訊裝置，或者接收從對方側通訊裝置發送來之對方側發送訊號；減算器，係具有正極側及負極側輸入端子，將前述自身側發送訊號作為虛擬回音訊號而輸入至前述負極側輸入端子，將前述自身側發送訊號，經由輸出緩衝器，輸入至前述雙方向通訊輸出入端子，並且作為回音訊號而輸入至前述正極側輸入端子，從輸入至前述正極側輸入端子的前述回音訊號，減去輸入至前述負極側輸入端子的前述虛擬回音訊號，藉此，將其減算結果，作為回音消除輸出而發送至前述自身側通訊裝置內；回音消除誤差減低部，係在前述減算器的輸入側或輸出側，使用A/D轉換器及D/A轉換器的組合電路，來減低作為來自前述減算器的減算結果而產生之回音消除誤差。

依據本發明的實施形態，可提供在雙方向通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊時，有效地降低回音消除誤差的回音消除電路。

以下，針對此發明的實施形態，參照圖面進行說明。在此說明時，涵蓋全圖，於共通的部份附加共通的參照符號。

＜全雙工雙方向通訊系統＞

以圖1乃至圖12，說明遵從本發明的實施形態之前，參照圖13及圖14，針對搭載回音消除電路之全雙工的雙方向通訊系統，進行簡單說明。

圖13所示之全雙工方式的雙方向通訊系統，係在兩台雙方向通訊裝置100、200之間，經由連接於各雙方向通訊輸出入端子12、22之1條訊號纜線300，可相互同時雙方向通訊。

於兩個雙方向通訊裝置100、200各別內佈，分別設置有連接於各雙方向通訊輸出入端子12、22的回音消除電路。例如，雙方向通訊裝置100係於其內部，如圖14所示，連接於雙方向通訊輸出入端子12而設置回音消除電路10，在自身側通訊裝置100的內部產生之自身發送訊號，係經由輸出緩衝器11，從雙方向通訊輸出入端子12輸出至外部連接之訊號纜線300。在圖14中實線箭頭a1、a2、b係揭示在自身側通訊裝置100中產生之自身發送訊號的3個訊號路徑，虛線箭頭c係揭示從對方側通訊裝置200經由訊號纜線300，而被接收之訊號路徑。

自身發送訊號係經由兩個自身訊號路徑a1及a2，分別被供給至減算器13的+輸入端子及-輸入端子。其中，經由輸出緩衝器11之自身發送訊號係從雙方向通訊輸出入端子12朝對方側通訊裝置，經由訊號路徑b被輸出之外，經由訊號路徑a2，被供給至減算器13的+輸入端子。

全以類比方式來實現回音消除時，如圖14所示，於訊號路徑a2連接雙方向通訊輸出入端子12所連接之訊號纜線300及輸出緩衝器11等的負載，藉此，兩個自身訊號路徑a1、a2的振幅產生差，該差從減算器13成為回音消除誤差而被輸出。回音消除誤差係成為對於從對方側通訊裝置接收之訊號，賦予振幅誤差及抖動惡化的要因。

＜第1實施形態＞

圖1係揭示遵從本發明第1實施形態之回音消除電路10A的區塊圖。

第1實施形態的回音消除電路10A係在自身側通訊裝置與對方側通訊裝置之間，經由相同訊號纜線，相互進行雙方向通訊之全雙工方式的雙方向通訊系統所使用之回音消除電路，具備輸出緩衝器11、雙方向通訊輸出入端子12、減算器13、回音消除誤差減低部21。

雙方向通訊輸出入端子12，係用以從自身側通訊裝置將自身側發送訊號(以下，稱為自身發送訊號)發送至對方側通訊裝置，或者接收從對方側通訊裝置發送來之對方側發送訊號(以下，稱為對方發送訊號)的輸出入端子。

減算器13，係具有正極側及負極側輸入端子，將自身發送訊號作為虛擬回音訊號而輸入至負極側輸入端子，將自身發送訊號，經由輸出緩衝器11，輸入至雙方向通訊輸出入端子12，並且作為回音訊號而輸入至正極側輸入端子，從輸入至正極側輸入端子的回音訊號，減去輸入至負極側輸入端子的虛擬回音訊號，並將其減算結果，作為回音消除輸出而發送至自身側通訊裝置內。

回音消除誤差減低部21，係具有在減算器13的輸出側，使用A/D轉換器及D/A轉換器的組合電路，來減低作為來自減算器13的減算結果而產生之回音消除誤差輸出(以下，單稱為回音消除輸出)的功能。

具體來說，回音消除誤差減低部21係配設於在減算器13的輸出側將來自減算器13的回音消除輸出輸出至自身側通訊裝置的路徑，輸入來自減算器13的回音消除輸出，組合用以去除其振幅誤差的A/D轉換器14，與用以將A/D轉換器14的數位輸出恢復成類比訊號的D/A轉換器15之電路。

於此種構造中，藉由一度以A/D轉換器14接受從將回音訊號與虛擬回音訊號設為輸入之減算器13輸出之回音消除輸出，可去除A/D轉換器14之臨限值以下的回音消除誤差。在此，所謂A/D轉換器14的臨限值，係指規定在檢測出輸入至A/D轉換器14之類比訊號中之‘0’時，回音消除輸出(消除誤差)作為‘0’可允許(亦即視作‘0’)的允許範圍之臨限值。

利用A/D轉換器14去除其臨限值以下的振幅誤差之後，經由D/A轉換器15而輸出，藉此，在去除雜訊之狀態下，將‘0’附近振幅變動之訊號，完全作為‘0’而加以數位輸出，進而從D/A轉換器15作為類比輸出的‘0’而輸出。藉此，於全雙工方式的雙方向通訊裝置之回音消除電路中，可消除將回音訊號回音消除之後所殘留之誤差並完全去除。而且，可利用簡單構造來實現。

圖2係揭示圖1之輸出緩衝器11的構造之一例。再者，此輸出緩衝器11係輸入3值的訊號，輸出3值的訊號。

圖2所示之輸出緩衝器11，係具備閘極輸入3值的輸入電壓Nin之NMOS電晶體Q1、閘極輸入3值的輸入電壓Pin之NMOS電晶體Q2、分別連接於NMOS電晶體Q1、Q2的電阻R1、R2、直流電源E、恆定電流源I。

NMOS電晶體Q1、Q2係共通連接各別的源極，將其共通連接點連接恆定電流源I，進而，NMOSQ1、Q2之各汲極經由電阻R1、R2，連接於直流電源E。NMOS電晶體Q1、Q2的特性相同，電阻R1、R2的電阻值也相同。然後，對於NMOS電晶體Q1、Q2的各閘極，作為3值訊號(例如乙太訊號)，輸入差動訊號Nin、Pin，從NMOS電晶體Q1、Q2的各汲極，取得3值輸出Pout、Nout。

在此，所謂3值係為+1、0、-1，但是，乙太訊號係二線，將P訊號輸入至一方之線，將N訊號輸入至另一方之線，並將P訊號與N訊號作為一對訊號，以P、N訊號的大小關係來表現3值。3值表現係依據P、N訊號的高位準(H)與低位準(L)的二值關係來表現。

亦即，P訊號大於N訊號時，3值表現的訊號代表+1，P訊號與N訊號相等時，3值表現的訊號代表0，P訊號小於N訊號時，代表-1。所以，3值的+1係在P訊號為H位準，N訊號為L位準時，3值的-1係在P訊號為L位準，N訊號為H位準時。又，3值的‘0’係在P、N訊號皆為相同強度的訊號，例如P、N訊號皆為相同強度的H/2位準時。

在輸入訊號Pin為H位準，Nin訊號為L位準時，電晶體Q2導通，而電晶體Q1斷路，故輸出訊號Pout為H位準，輸出訊號Nout為L位準，亦即成為P＞N，從雙方向通訊輸出入端子12，對對方側通訊裝置之2線的通訊纜線，輸出表示3值的+1之一對H、L位準的P、N訊號。

又，在輸入訊號Pin為L位準，Nin訊號為H位準時，電晶體Q2斷路，而電晶體Q1導通，故輸出訊號Pout為L位準，輸出訊號Nout為H位準，亦即成為P＜N，從雙方向通訊輸出入端子12，對對方側通訊裝置之2線的通訊纜線，輸出表示3值的-1之一對L、H位準的P、N訊號。

再者，圖2的電路也可利用差動2值(+1，-1)方式適用，來代替差動3值(+1，0，-1)方式。差動2值方式之狀況，係關於P、N訊號，相當於無P=N的關係，僅存在一方為H位準，則另一方為L位準的訊號位準關係之狀況。

圖3係揭示圖1之減算器13的構造之一例。

圖3所示之減算器13，係具備互導為gm之回音訊號測的第1放大器131、互導為gm之虛擬回音訊號測的第2放大器132、用以取得P、N訊號個別之輸出電壓的電阻R3、R4、直流電壓E。再者，互導gm係被界定為將輸出電流以輸入電壓微分之值。

對第1放大器131，作為輸入，供給回音訊號之差動的輸入電壓Pin1、Nin1，對第2放大器132，作為輸入，供給虛擬回音訊號之差動的輸入電壓Pin2、Nin2，標記為+的輸入電壓Pin1直接連接標記為+的輸出電壓Pout之線，標記為-的輸入電壓Nin1直接連接標記為-的輸出電壓Nout之線，標記為-的輸入電壓Nin2連接標記為+的輸出電壓Pout之線，標記為+的輸入電壓Pin2連接標記為-的輸出電壓Pout之線。

在此構造中，關於具有互導gm的第1放大器131，輸入電壓Pin1、Nin1被轉換成電流，又，關於具有互導gm的第2放大器132，輸入電壓Pin2、Nin2被轉換成電流。亦即，在輸入電壓Pin1、Nin1與輸入電壓Pin2、Nin2之間有1V的電壓差時，可利用決定輸出幾安培的電流差，來說明減算器13的動作。如此，相當於第1放大器131的輸出電流與第2放大器132的輸出電流之差的電流從電源E流入電阻R3、R4，相當於其電流值與電阻R3、R4的電阻值之積的電壓，作為輸出電壓Pout、Nout而被輸出。

圖4係揭示圖1之A/D轉換器14的構造之一例。再者，在此，揭示前述之差動3值的範例。差動3值之狀況，係使用兩個差動比較器CMP1、CMP2，但是，差動2值之狀況，差動比較器1個即可。

差動訊號Pin輸入至比較器CMP1的非反轉輸入端子，差動訊號Nin輸入至差動比較器CMP1的反轉輸入端子。同時，差動訊號Pin輸入至比較器CMP2的非反轉輸入端子，差動訊號Nin輸入至差動比較器CMP2的反轉輸入端子。

兩個差動比較器CMP1、CMP2係分別臨限值為+V、-V。

在差動比較器CMP1中，輸入Pin與輸入Nin的差分Pin-Nin大於臨限值+V的話，輸出DATA1則成為H位準，差分Pin-Nin小於臨限值+V的話，輸出DATA1則成為L位準。

又，在差動比較器CMP2中，輸入Pin與輸入Nin的差分Pin-Nin大於臨限值-V的話，輸出DATA0則成為H位準，差分Pin-Nin小於臨限值-V的話，輸出DATA0則成為L位準。藉由兩個差動比較器CMP1、CMP2具有此種臨限值，差分Pin-Nin之值係可分為比臨限值-V小、-V與+V之間、或比+V大之3個狀況。

圖5係揭示圖4之輸出DATA1及DATA0，與3值輸出之關係的真值表。

如圖5所示，在輸出DATA1、DATA0分別為H位準、H位準時，3值輸出被判定H位準，在輸出DATA1、DATA0分別為L位準、H位準時，3值輸出被判定為0，在輸出DATA1、DATA0分別為L位準、L位準時，則3值輸出被判定為L位準。

依據此第1實施形態，藉由利用A/D轉換器接受從減算器作為消除誤差而輸出之回音消除輸出，可吸收A/D轉換器的臨限值以下的消除誤差，故可減少在雙方向通訊系統之自身側通訊裝置的回音消除誤差，利用簡單構造而確實接收來自對方側通訊裝置的發送訊號。藉此，在雙方向通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊時，可有效地降低回音消除誤差。

＜第2實施形態＞

圖6係揭示遵從本發明第2實施形態之回音消除電路10B的區塊圖。

圖6所示之第2實施形態的回音消除電路10B係在自身側通訊裝置與對方側通訊裝置之間，經由相同訊號纜線，相互進行雙方向通訊之全雙工方式的雙方向通訊系統所使用之回音消除電路，具備回音消除誤差減低部22、雙方向通訊輸出入端子12、減算器13。

回音消除誤差減低部22係以具備設置於減算器13的輸入側，將自身發送訊號加以A/D轉換的A/D轉換器16，與將來自A/D轉換器16的數位輸出，以分別在兩個自身發送訊號路徑保持相同類比振幅來輸出之方式加以D/A轉換的兩個D/A轉換器17、18之A/D轉換器與D/A轉換器的組合電路所構成。再者，D/A轉換器18也具有作為圖1所示之輸出緩衝器的功能。

雙方向通訊輸出入端子12，係用以從自身側通訊裝置將自身發送訊號發送至對方側通訊裝置，或者接收從對方側通訊裝置發送來之對方發送訊號的輸出入端子。

減算器13係具有正極側及負極側輸入端子，將自身發送訊號經由A/D轉換器16及D/A轉換器17而產生之虛擬回音訊號，輸入至負極側輸入端子，將自身發送訊號經由A/D轉換器16及D/A轉換器18而產生之訊號，輸入至雙方向通訊輸出入端子12，並且將自身發送訊號經由A/D轉換器16及D/A轉換器18而產生之訊號，作為回音訊號，輸入至正極側輸入端子，從輸入至正極側輸入端子的回音訊號，減去輸入至負極側輸入端子的虛擬回音訊號，將其減算結果，作為回音消除輸出而發送至自身側通訊裝置內。再者，減算器13的構造與圖3所示者相同。

於此種構造中，回音消除誤差減低部22係利用1個A/D轉換器16接受自身發送訊號，並使其通過之後，分於兩個之第1及第2自身發送訊號路徑來送出，並在第1及第2自身發送訊號路徑分別通過D/A轉換器17、18，藉此，減低前述減算器13的回音消除所使用之兩個輸入訊號的振幅差，被送出至第1自身發送訊號路徑的自身發送訊號，係經由第1D/A轉換器17，作為虛擬回音訊號，輸入至減算器13的負極側輸入端子，被送出至第2自身發送訊號路徑的自身發送訊號，係經由第2D/A轉換器18，作為回音訊號，輸入至減算器13的正極側輸入端子。D/A轉換器17、18如果其特性為同等者的話，可對於減算器13之兩個輸入端子，無誤差地輸入兩個輸入訊號，故從減算器13輸出之回音消除誤差成為極小值，幾乎成為‘0’而被輸出。

依據第2實施形態，在減算器的輸入側，一度利用A/D轉換器接受自身發送訊號之後，經由幾乎相同條件之兩個輸入路徑(兩個D/A轉換器)，而作為減算器之兩個輸入，藉此，可從減算器取得去除回音消除誤差的輸出，故可盡可能降低在雙方向通訊系統之自身側通訊裝置的回音消除誤差，並利用簡單構造來確實接收來自對方側通訊裝置的發送訊號。藉此，在雙方向通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊時，可有效地降低回音消除誤差。

＜第3實施形態＞

圖7係揭示遵從本發明第3實施形態之回音消除電路的區塊圖。

圖7所示之第3實施形態的回音消除電路10C係在自身側通訊裝置與對方側通訊裝置之間，經由相同訊號纜線，相互進行雙方向通訊之全雙工方式的雙方向通訊系統所使用之回音消除電路，具備雙方向通訊輸出入端子12、減算器13、圖6之第2實施形態所示之回音消除誤差減低部22、圖1的第1實施形態所示之回音消除誤差減低部21。

第1回音消除誤差減低部21係具備具有設置於減算器13的輸出側，用以輸入來自減算器13的回音消除誤差輸出，並去除其振幅差的A/D轉換器14，與用以將A/D轉換器14的數位輸出恢復成類比訊號的D/A轉換器17之第1A/D轉換器及D/A轉換器組合電路。

第2回音消除誤差減低部22係具備具有設置於減算器13的輸入側，將自身發送訊號加以A/D轉換的A/D轉換器16，與將來自A/D轉換器16的數位輸出，以分別在兩個自身發送訊號路徑保持相同類比振幅來輸出之方式加以D/A轉換的兩個D/A轉換器17、18之A/D轉換器與D/A轉換器的組合電路。

雙方向通訊輸出入端子12，係從自身側通訊裝置將自身發送訊號發送至對方側通訊裝置，或者接收從對方側通訊裝置發送來之對方發送訊號。

減算器13係具有正極側及負極側輸入端子，將自身發送訊號經由A/D轉換器16及D/A轉換器17而產生之虛擬回音訊號，輸入至負極側輸入端子，將自身發送訊號經由A/D轉換器16及D/A轉換器18而產生之訊號，輸入至雙方向通訊輸出入端子12，並且將自身發送訊號經由A/D轉換器16及D/A轉換器18而產生之訊號，作為回音訊號，輸入至正極側輸入端子，從輸入至正極側輸入端子的回音訊號，減去輸入至負極側輸入端子的虛擬回音訊號，將其減算結果，作為回音消除輸出而發送至自身側通訊裝置內。

於此種構造中，第2回音消除誤差減低部22係使自身發送訊號通過1個A/D轉換器16之後，送出至兩個之第1及第2自身發送訊號路徑，並在第1及第2自身發送訊號路徑分別通過D/A轉換器17、18，藉此，減低前述減算器13的回音消除所使用之兩個輸入訊號的振幅差者，被送出至第1自身發送訊號路徑的自身發送訊號，係經由第1D/A轉換器17，作為虛擬回音訊號，輸入至減算器13的負極側輸入端子，被送出至第2自身發送訊號路徑的自身發送訊號，係經由第2D/A轉換器18，作為回音訊號，輸入至減算器13的正極側輸入端子。

然後，第1回音消除誤差減低部21係組合配設於將來自減算器13的回音消除輸出發送至自身側通訊裝置內的路徑之振幅誤差去除用的A/D轉換器14，與配設於其後段之類比轉換用的D/A轉換器15的電路，將來自減算器13的回音消除輸出輸入至A/D轉換器14，去除設定於該A/D轉換器14之臨限值以下的振幅誤差之後，經由D/A轉換器15而輸出。

依據第3實施形態，可實現除了第2實施形態的優點之外，更具備第1實施形態的優點之回音消除誤差極少的回音消除電路。

依據本發明的第1、第2、第3實施形態，可實現在雙方向通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊時，有效地降低回音消除誤差，可使其幾近於0的回音消除電路。

＜第4實施形態＞

圖8係揭示遵從本發明第4實施形態之回音消除電路的區塊圖。

於圖8中，回音消除電路10D，係在自身側通訊裝置與對方側通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊之全雙工方式的雙方向通訊裝置之回音消除電路，具備輸出緩衝器11、雙方向通訊輸出入端子12、減算器13A、包含‘0’檢測(以下，單稱為0檢測)電路31、0檢測電路32及振幅檢測電路33的檢測電路部31～33、DC偏置加減算電路41、控制電路51。

減算器13A，係具有正極側及負極側輸入端子，將自身發送訊號作為虛擬回音訊號而輸入至負極側輸入端子(-)，將自身發送訊號，經由輸出緩衝器11，輸入至雙方向通訊輸出入端子12，並且作為回音訊號而輸入至正極側輸入端子(+)，從輸入至正極側輸入端子的回音訊號，減去輸入至負極側輸入端子的虛擬回音訊號，並將其減算結果，作為回音消除輸出而發送至自身側通訊裝置內。

檢測電路部31～33係具備針對自身發送訊號，進行0值的檢測之0檢測電路31、針對來自減算器13A的回音消除輸出，進行0值的檢測之0檢測電路32、針對來自減算器13A的回音消除輸出，進行振幅檢測的振幅檢測電路33，針對自身發送訊號，進行0值的檢測，針對回音消除輸出，進行0值的檢測及振幅檢測。

0檢測電路31及0檢測電路32係利用圖4所示之A/D轉換器來實現，數位地檢測出‘0’。又，振幅檢測電路33係類比地進行振幅值得檢測者，但是，即使利用圖4所示之A/D轉換器也可實現。

DC偏置加減算電路41係具備將包含於從減算器13A輸出之回音消除訊號的DC偏置加以加減算的功能。

控制電路51係依據檢測電路部31～33的檢測結果，控制從減算器13A輸出之回音消除輸出，並以使回音消除輸出振幅成為最小之方式調整者，並依據檢測電路部31～33的檢測結果來控制DC偏置加減算電路41，對於回音消除輸出，以其輸出振幅成為最小之方式將DC偏置加以加減算。

於此種構造中，在藉由0檢測電路31而檢測出自身發送訊號‘0’，藉由0檢測電路32而檢測出回音消除輸出‘0’時，回音消除輸出應該是無輸出，但是，實際上，起因於電晶體等之特性的差離，作為回音消除輸出，輸出DC偏置。然而，在前述之構造的回音消除電路10D中，控制電路51係依據檢測電路部31～33的檢測結果，檢測出自身發送訊號‘0’且回音消除輸出‘0’時，控制回音消除輸出，以回音消除輸出振幅成為最小之方式將DC偏置加以加減算，藉此，使DC偏置最小化。

圖9係揭示圖8之減算器13A的構造之一例。

圖9所示之減算器13A，係具備互導為gm之回音訊號測的第1放大器131、互導為gm之虛擬回音訊號測的第2放大器132、用以取得P、N訊號個別之輸出電壓的電阻R3、R4、直流電壓E、連接於輸出電壓Pout、Nout之各線的電流源I1、I2。藉由於減算器13A的輸出線部分連接電流源I1、I2，構成利用減算器13A之一部份的DC偏置加減算電路。亦即，電流源I1、I2係相當於圖8的DC偏置加減算電路41者。

對第1放大器131，作為輸入，供給回音訊號之差動的輸入電壓Pin1、Nin1，對第2放大器132，作為輸入，供給虛擬回音訊號之差動的輸入電壓Pin2、Nin2，標記為+的輸入電壓Pin1直接連接標記為+的輸出電壓Pout之線，標記為-的輸入電壓Nin1直接連接標記為-的輸出電壓Nout之線，標記為-的輸入電壓Nin2連接標記為+的輸出電壓Pout之線，標記為+的輸入電壓Pin2連接標記為-的輸出電壓Pout之線。進而，輸出電壓Pout之線與接地線之間連接電流源I1，輸出電壓Nout與接地線之間連接電流源I2。

於此種構造中，關於具有互導gm的第1放大器131，輸入電壓Pin1、Nin1被轉換成電流，又，關於具有互導gm的第2放大器132，輸入電壓Pin2、Nin2被轉換成電流。換句話說，在輸入電壓Pin1、Nin1與輸入電壓Pin2、Nin2之間有1V的電壓差時，可利用決定輸出幾安培的電流差，來說明減算器13A的動作。如此，相當於第1放大器131的輸出電流與第2放大器132的輸出電流之差的電流從電源E流入電阻R3、R4，相當於其電流值與電阻R3、R4的電阻值之積的電壓，作為輸出電壓Pout、Nout而被輸出。

在此，針對減算器13A的輸出線部分存在有偏置電壓時來檢討的話，在未存在偏置電壓時，輸出電壓Pout、Nout之間沒有差，為Pout=Nout，連接於減算器13A的輸出線之電流源I1、I2只要導出相同電流即可，但是，在存在偏置電壓時，因為輸出電壓Pout、Nout之間會產生相當於偏置電壓的大小份量之差，故藉由調節電流源I1、I2任一方的電流導出方法，以改變輸出電壓Pout、Nout之差，使Pout與Nout成為相同電位之方式調節。例如，如果輸出電壓Pout變高的話，藉由至少控制電流源I1的電流，比Nout側更從Pout側多導出電流，可降低輸出電壓Pout，使Pout=Nout。

在進行偏置調整時，自身側通訊裝置中產生之自身發送訊號，係以0檢測電路31數位地檢測出‘0’，從減算器13A輸出之回音消除輸出，以0檢測電路32數位地檢測出‘0’，且亦無從對方側通訊裝置對雙方向輸出入端子12輸入之收訊訊號，亦即為‘0’之狀態下，以振幅檢測電路33類比地檢測出電壓(≠0)時，則依據該等資訊，控制電路51判斷有產生偏置電壓，以回音消除輸出振幅成為最小之方式控制DC偏置加減算電路41，將DC偏置加以加減算，使偏置電壓成為最小。

0檢測係利用圖4所示之A/D轉換器來實現，數位地檢測出‘0’。此時的‘0’係代表A/D轉換器的數位輸出為0。又，振幅檢測係因為類比地進行振幅值的檢測，故代表也可類比地檢測出接近0之值。利用圖4所示之A/D轉換器來實現振幅檢測時，理想為降低A/D轉換的臨限值來提升精度為佳。

依據第4實施形態，在雙方向通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊之前，減低回音消除輸出誤差時，首先可消除DC偏置，結果，可更有效地減低回音消除誤差。

＜第5實施形態＞

圖10係揭示遵從本發明第5實施形態之回音消除電路的區塊圖。

圖10所示之回音消除電路10E，係在自身側通訊裝置與對方側通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊之全雙工方式的雙方向通訊裝置之回音消除電路，具備輸出緩衝器11、雙方向通訊輸出入端子12、減算器13B、包含0以外檢測電路34、0檢測電路32及振幅檢測電路33的檢測電路部(34，32，33)、控制電路51A。

減算器13B，係具有正極側及負極側輸入端子，與分別連接於此正極側及負極側輸入端子之增益可變的輸入放大器，將自身發送訊號作為虛擬回音訊號而輸入至負極側輸入端子(-)，將自身發送訊號，經由輸出緩衝器11，輸入至雙方向通訊輸出入端子12，並且作為回音訊號而輸入至正極側輸入端子(+)，從輸入至正極側輸入端子的回音訊號，減去輸入至負極側輸入端子的虛擬回音訊號，並將其減算結果，作為回音消除輸出而發送至自身側通訊裝置內。減算器13B內的放大器係具有互導gm，其gm為可變更，亦即，可藉由來自控制電路51A的控制訊號，變更其放大器的增益。

檢測電路部(34，32，33)係具備針對自身發送訊號，進行0值以外的檢測之0以外檢測電路34、針對來自減算器13B的回音消除輸出，進行0值的檢測之0檢測電路32、針對來自減算器13B的回音消除輸出，進行振幅檢測的振幅檢測電路33，針對自身發送訊號，進行0值以外的檢測，針對回音消除輸出，進行0值的檢測及振幅檢測。

0檢測電路32及0以外檢測電路34係利用圖4所示之A/D轉換器來實現，數位地檢測出‘0’。又，振幅檢測電路33係類比地進行振幅值得檢測者，但是，即使利用圖4所示之A/D轉換器也可實現。

控制電路51A係藉由依據檢測電路部34、32、33的檢測結果，控制輸入放大器至少一方的增益，控制輸入至減算器13A的回音訊號及虛擬回音訊號至少一方的訊號，以使回音消除輸出振幅成為最小之方式進行調整者，依據檢測電路部31～33的檢測結果來控制減算器13B的放大器，以對於回音消除輸出，其輸出振幅成為最小之方式使放大器的輸入增益最佳化。

減算器13B係可設為與圖3所示之減算器13相同的構造。此時，在進行增益調整時，在自身側通訊裝置產生之自身發送訊號，係以0以外檢測電路34被數位地檢測出‘0’以外，亦即有自身發送訊號，從減算器13B輸出之回音消除輸出，以0檢測電路32數位地檢測出‘0’，且亦無從對方側通訊裝置對雙方向輸出入端子12輸入之收訊訊號，亦即為‘0’之狀態下，以振幅檢測電路33類比地檢測出電壓(≠0)時，則依據該等資訊，控制電路51A判斷有回音消除輸出誤差，以回音消除輸出振幅成為最小之方式自動調整減算器13B內之放大器的增益，使回音消除輸出振幅成為最小。

依據第5實施形態，在雙方向通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊之前，減低回音消除輸出誤差時，可藉由減算器的增益調整，使回音消除輸出誤差成為最小，結果，可更有效地減低回音消除誤差。

＜第6實施形態＞

圖11係揭示本發明第6實施形態之回音消除電路的區塊圖，圖12係說明差動3值之臨限值調整的圖。

圖11所示之第3實施形態的回音消除電路10F，係在自身側通訊裝置與對方側通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊之全雙工方式的雙方向通訊裝置之回音消除電路，具備輸出緩衝器11、雙方向通訊輸出入端子12、減算器13、包含振幅檢測電路33及0以外檢測電路35的檢測電路部33、35、控制電路51B、作為回音消除誤差減低功能的A/D轉換器14。再者，因為A/D轉換器14的輸出為數位訊號，故對於為了作為類比訊號輸出來說，於A/D轉換器14的後段進而配置D/A轉換器為佳。

減算器13係具有正極側及負極側輸入端子，將自身發送訊號經由A/D轉換器16及D/A轉換器17而產生之虛擬回音訊號，輸入至負極側輸入端子，將自身發送訊號經由A/D轉換器16及D/A轉換器18而產生之訊號，輸入至雙方向通訊輸出入端子12，並且將自身發送訊號經由A/D轉換器16及D/A轉換器18而產生之訊號，作為回音訊號，輸入至正極側輸入端子，從輸入至正極側輸入端子的回音訊號，減去輸入至負極側輸入端子的虛擬回音訊號，將其減算結果，作為回音消除訊號而發送至自身側通訊裝置內。

檢測電路部33、35係具備針對來自減算器13的回音消除輸出，進行0值以外的檢測之0以外檢測電路35、針對來自減算器13的回音消除輸出，進行振幅檢測的振幅檢測電路33，針對回音消除輸出，進行0值以外的檢測，並針對回音消除輸出，進行0值以外的檢測及類比性振幅檢測。

控制電路51B係依據以0以外檢測電路35檢測出之回音消除輸出的‘0’值以外、及以振幅檢測電路33檢測出之回音消除輸出振幅的資訊，在回音消除輸出的‘0’值以外時，配合回音消除輸出振幅，使A/D轉換器14的臨限值最佳化。

必須將此種A/D轉換器14的臨限值，因應回音消除輸出振幅而設定為最佳，係例如圖10之第5實施形態所示，利用設置於減算器13的放大器之增益調整功能，來切換增益，藉此，例如在圖11所示之接收訊號帶K中，回音消除輸出振幅變化時，因應其變化，改變A/D轉換器14的臨限值，抑制回音消除輸出振幅的變化來加以對應為有效的調整方法。

圖12係說明差動3值的狀況之A/D轉換器的臨限值調整的圖。

於圖12中，實線係揭示差動3值的狀況之差動訊號P-N的類比訊號波形。作為自身發送訊號，使用差動3值的類比訊號時，來自減算器13的回音消除輸出也同樣地輸出差動3值的訊號，但是，如果差動訊號P-N為例如+1V至-1V的範圍的話，3值(+1，0，-1)中‘0’的範圍，係儘可能將+1與-1的範圍作為3等分最佳。亦即，如圖12所示，於+1V與-1V之間取得兩個臨限值+Vthr、-Vthr(例如±0.333V)。此因即使雜訊存在3等分的任一範圍，也可有最佳對應。例如，如果將兩個臨限值設於+1與-1附近的話，有在訊號波形較鈍而變圓滑時，會產生無法檢測出+1及-1之狀況。例如，訊號波形較鈍時，將臨限值設為過高的話，+1之狀態時，雜訊存在時馬上可辨識為‘0’。根據此種觀點，對於訊號的最大值，存在有適合的臨限值之值，並將其決定為回音消除輸出的校準之最後為佳。

依據第6實施形態，在雙方向通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊之前，減低回音消除輸出誤差時，排除增益切換等所致之回音消除輸出振幅的變化之不良影響、及訊號惡化所致之訊號判定的不良影響，故可配合回音消除輸出振幅，使A/D轉換器的臨限值最佳化，結果，可更有效地減低回音消除誤差。

在以上所述之第4～第6實施形態中，分別對於圖14所示之先前的回音消除電路，附加進行偏置加減算所需的電路、用以進行放大器之增益調整的電路、用以進行回音消除去除用A/D轉換器之臨限值調整的電路，藉此，可有效地抑制回音消除輸出誤差。

又，組合第1～第3實施形態所說明之回音消除電路10A～10C，與第4～第6實施形態所說明之回音消除電路10D～10F也有效。如此藉由組合回音消除電路10A～10C任一與回音消除電路10D～10F任一，可抑制回音消除誤差。

本發明並不完全限定於前述實施形態，在實施階段中可在不脫出其要旨的範圍，改變構成要件而具體化。又，可藉由前述實施形態所揭示之複數構成要件的適切組合，形成各種發明。例如，從實施形態所示之整體構成要件刪除幾個構成要件亦可。

10，10A～10F．．．回音消除電路

11．．．輸出緩衝器

12，22．．．雙方向通訊輸出入端子

13，13A，13B．．．減算器

14，16．．．A/D轉換器

15，17，18．．．D/A轉換器

21，22．．．回音消除誤差減低部

31～33．．．檢測電路部

31，32．．．0檢測電路

33．．．振幅檢測電路

34，35．．．0以外檢測電路

41．．．DC偏置加減算電路

51，51A，51B．．．控制電路

100，200．．．雙方向通訊裝置

100．．．自身側通訊裝置

131．．．第1放大器

132．．．第2放大器

200．．．對方側通訊裝置

300．．．訊號纜線

a1，a2，b．．．訊號路徑

E．．．直流電源

I．．．恆定電流源

I1，I2．．．電流源

Q1，Q2．．．NMOS電晶體

R1～R4．．．電阻

Pin，Nin．．．輸入電壓

Pout，Nout．．．輸出電壓

CMP1，CMP2．．．差動比較器

K．．．接收訊號帶

圖1係揭示遵從本發明第1實施形態之回音消除電路的區塊圖。

圖2係揭示圖1之輸出緩衝器的構造之一例的電路圖。

圖3係揭示圖1之減算器的構造之一例的電路圖。

圖4係揭示圖1之A/D轉換器的構造之一例的電路圖。

圖5係揭示圖4輸出DATA1及DATA0，與3值輸出之關係的真值表。

圖6係揭示遵從本發明第2實施形態之回音消除電路的區塊圖。

圖9係揭示圖8之減算器的構造之一例的電路圖。

圖11係揭示遵從本發明第6實施形態之回音消除電路的區塊圖。

圖12係說明差動3值之臨限值調整的圖。

圖13係揭示全雙工方式之雙方向通訊系統的圖。

圖14係揭示先前之回音消除電路的電路圖。

10A．．．回音消除電路

11．．．輸出緩衝器

12．．．雙方向通訊輸出入端子

13．．．減算器

14．．．A/D轉換器

15．．．D/A轉換器

21．．．回音消除誤差減低部

Claims

一種回音消除電路，係在自身側通訊裝置與對方側通訊裝置之間，相互於雙方向經由相同訊號纜線進行通訊之全雙工方式的雙方向通訊裝置之回音消除電路，其特徵為：具備：雙方向通訊輸出入端子，係用以從自身側通訊裝置將自身側發送訊號發送至對方側通訊裝置，或者接收從對方側通訊裝置發送來之對方側發送訊號；減算器，係具有正極側及負極側輸入端子，將前述自身側發送訊號作為虛擬回音訊號而輸入至前述負極側輸入端子，將前述自身側發送訊號，經由輸出緩衝器，輸入至前述雙方向通訊輸出入端子，並且作為回音訊號而輸入至前述正極側輸入端子，從輸入至前述正極側輸入端子的前述回音訊號，減去輸入至前述負極側輸入端子的前述虛擬回音訊號，藉此，將其減算結果，作為回音消除輸出而發送至前述自身側通訊裝置內；及回音消除誤差減低部，係在前述減算器的輸入側或輸出側，使用A/D轉換器及D/A轉換器的組合電路，來減低作為來自前述減算器的減算結果而產生之回音消除誤差；前述回音消除誤差減低部係具備：第1A/D轉換器及D/A轉換器組合電路，係具有設置於前述減算器的輸出側，用以輸入來自前述減算器的回音消除誤差輸出，並去除其振幅差的A/D轉換器，與將該A/D轉換器的數位輸出恢復成類比訊號的D/A轉換器；及第2A/D轉換器及D/A轉換器組合電路，係具有設置於前述減算器的輸入側，將前述自身側發送訊號加以A/D轉換的A/D轉換器，與將來自該A/D轉換器的數位輸出，以分別在兩個自身側發送訊號路徑保持相同類比振幅來輸出之方式加以D/A轉換的兩個D/A轉換器。
如申請專利範圍第1項所記載之回音消除電路，其中，在前述雙方向通訊裝置之自身側通訊裝置與對方側通訊裝置中所使用的發送訊號，係3值訊號、乙太訊號或差動訊號。
一種回音消除電路，係在自身側通訊裝置與對方側通訊裝置之間，經由相同訊號纜線相互於雙方向進行通訊之全雙工方式的雙方向通訊裝置之回音消除電路，其特徵為具備：雙方向通訊輸出入端子，係用以從自身側通訊裝置將自身側發送訊號發送至對方側通訊裝置，或者接收從對方側通訊裝置發送來之對方側發送訊號；減算器，係具有正極側及負極側輸入端子，將前述自身側發送訊號作為虛擬回音訊號而輸入至前述負極側輸入端子，將前述自身側發送訊號，經由輸出緩衝器，輸入至前述雙方向通訊輸出入端子，並且作為回音訊號而輸入至前述正極側輸入端子，從輸入至前述正極側輸入端子的前述回音訊號，減去輸入至前述負極側輸入端子的前述虛擬回音訊號，藉此，將其減算結果，作為回音消除輸出而發送至前述自身側通訊裝置內；檢測電路部，係針對前述自身側發送訊號，進行0值的檢測、0值以外的檢測或非0值的檢測之任一，針對前述回音消除輸出，則進行0值的檢測或0值以外的檢測之任一與振幅檢測；及控制電路，係依據前述檢測電路部的檢測結果，控制輸入至前述減算器的回音訊號及虛擬回音訊號的至少一方訊號、或從前述減算器輸出之前述回音消除輸出，以使回音消除輸出振幅或規制該輸出振幅之值最佳化之方式進行調整。
如申請專利範圍第3項所記載之回音消除電路，其中，更具備：DC偏置加減算電路，係將表現在前述回音消除輸出的DC偏置加以加減算；前述檢測電路部，係針對前述自身側發送訊號進行0值的檢測，針對前述回音消除輸出進行0值的檢測及振幅檢測；前述控制電路，係在依據前述檢測電路部的檢測結果，判定有DC偏置時，控制前述DC偏置加減算電路，以對於前述回音消除輸出，其輸出振幅成為最小之方式將DC偏置加以加減算。
如申請專利範圍第4項所記載之回音消除電路，其中，更具備：增益可變的放大器，係分別放大輸入至前述減算器的回音訊號及虛擬回音訊號；前述檢測電路部，係針對前述自身側發送訊號，進行0值以外的檢測，及針對前述回音消除輸出，進行0值的檢測及振幅檢測；前述控制電路，係依據前述檢測電路部的檢測結果，對於輸入至前述減算器的回音訊號及虛擬回音訊號中至少一方的訊號，以回音消除輸出振幅成為最小之方式調整前述放大器的輸入增益。
如申請專利範圍第5項所記載之回音消除電路，其中，更具備：振幅誤差去除用的A/D轉換器，係設置於配設在前述回音消除輸出的路徑之前述檢測電路部的後段；前述檢測電路部，係針對前述自身側發送訊號，不特別進行值的檢測，針對前述回音消除輸出，進行0值以外的檢測及振幅檢測；前述控制電路，係依據前述檢測電路部的檢測結果，在判定前述回音消除輸出為0值以外時，配合回音消除輸出振幅，將前述A/D轉換器的臨限值最佳化。
如申請專利範圍第3項所記載之回音消除電路，其中，更具備：增益可變的放大器，係分別放大輸入至前述減算器的回音訊號及虛擬回音訊號；前述檢測電路部，係針對前述自身側發送訊號，進行0值以外的檢測，及針對前述回音消除輸出，進行0值的檢測及振幅檢測；前述控制電路，係依據前述檢測電路部的檢測結果，對於輸入至前述減算器的回音訊號及虛擬回音訊號中至少一方的訊號，以回音消除輸出振幅成為最小之方式調整前述放大器的輸入增益。
如申請專利範圍第7項所記載之回音消除電路，其中，更具備：振幅誤差去除用的A/D轉換器，係設置於配設在前述回音消除輸出的路徑之前述檢測電路部的後段；前述檢測電路部，係針對前述自身側發送訊號，不特別進行值的檢測，針對前述回音消除輸出，進行0值以外的檢測及振幅檢測；前述控制電路，係依據前述檢測電路部的檢測結果，在前述回音消除輸出為0值以外時，配合回音消除輸出振幅，將前述A/D轉換器的臨限值最佳化。
如申請專利範圍第3項所記載之回音消除電路，其中，更具備：振幅誤差去除用的A/D轉換器，係設置於配設在前述回音消除輸出的路徑之前述檢測電路部的後段；前述檢測電路部，係針對前述自身側發送訊號，不特別進行值的檢測，針對前述回音消除輸出，進行0值以外的檢測及振幅檢測；前述控制電路，係依據前述檢測電路部的檢測結果，在前述回音消除輸出為0值以外時，配合回音消除輸出振幅，將前述A/D轉換器的臨限值最佳化。
如申請專利範圍第3項所記載之回音消除電路，其中，更具備：DC偏置加減算電路，係將表現在前述回音消除輸出的DC偏置加以加減算；增益可變的放大器，係分別放大輸入至前述減算器的回音訊號及虛擬回音訊號；及振幅誤差去除用的A/D轉換器，係設置於配設在前述回音消除輸出的路徑之前述檢測電路部的後段；前述控制電路，係依據前述檢測電路部的檢測結果，控制前述DC偏置加減算電路，以對於前述回音消除輸出，其輸出振幅成為最小之方式將DC偏置加以加減算；對於輸入至前述減算器的回音訊號及虛擬回音訊號中至少一方的訊號，以回音消除輸出振幅成為最小之方式調整前述放大器的輸入增益；配合從前述減算器輸出之回音消除輸出的振幅，將前述A/D轉換器的臨限值最佳化。