TWI441490B - 數位視訊廣播服務探索技術 - Google Patents

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TWI441490B
TWI441490B TW097137897A TW97137897A TWI441490B TW I441490 B TWI441490 B TW I441490B TW 097137897 A TW097137897 A TW 097137897A TW 97137897 A TW97137897 A TW 97137897A TW I441490 B TWI441490 B TW I441490B
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Jyrki Lahtonen
Jussi Vesma
Miika Tupala
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Nokia Corp
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Description

數位視訊廣播服務探索技術 發明領域
實施例大體上有關於通訊網路。較特別地，實施例有關於數位視訊廣播服務探索技術。
 發明背景
數位寬頻廣播網路使終端使用者能夠接收包括視訊、音訊、資料等之數位內容。利用一行動終端機，一使用者可透過一無線數位廣播網路接收數位內容。數位內容可在一網路內的一蜂巢格中被傳輸。在一通訊網路中，一蜂巢格可代表可由一發射器覆蓋的一地理區域。一網路可具有多個蜂巢格，且蜂巢格可與其他蜂巢格相鄰。
諸如一行動終端機之一接收裝置可以以一資料或傳輸流接收一節目或服務。該傳輸流攜帶該節目或服務之個別元素，諸如一節目或服務的音訊、視訊及資料成分。典型地，該接收裝置透過嵌在該資料流中的節目特定資訊(PSI)或服務資訊(SI)定位一資料流中的一特定節目或服務的不同成分。然而，PSI或SI發信在諸如手持式數位視訊廣播(DVB－H)系統之某些無線通訊系統中可能是不充分的。在該系統中PSI或SI發信的使用可能導致一個次最佳的終端使用者經驗，因為PSI及SI資訊中攜帶的PSI及SI表可能具有長的重複週期。另外，PSI或SI發信需要大量頻寬，這代價高且還減小該系統的效率。
 發明概要
為了提供對本發明的一些層面的一基本理解，下面提出一簡單概要。該概要中並沒有對本發明作大量的概括論述。它既不意欲指出本發明之重要或關鍵的元件，也非意欲描述本發明的範圍。下面概要僅僅以一簡單的形式提出本發明的一些概念作為對以下較詳細描述的一前序。
實施例係針對根據一參考序列調變一第一引導符號的二元相移鍵控，及調變一第二引導符號的微分二元相移鍵控。然後，在執行一反快速傅立葉變換及插入一保護間隔之前，該原始參考序列與該已延遲的微分調變序列被組合。接收器操作是剛剛被討論的發射器操作的一反向。該接收器不必知道該參考序列。實施例係針對，指定多個種源，該等種源是每一個具有r個位元的位元型樣，不是所有該等r個位元都具有一個零值；藉由對每一種源應用一遞迴公式將該等種源擴展成各自的序列；及使用該等序列的其中一個作為一梳序列且使用該梳序列以外的該等序列作為二元相移鍵控型樣。
圖式簡單說明
藉由參考結合附圖的下面描述，對本發明及其優點的一較完整的理解可被獲得，在該等附圖中，相同的參考數字指示相同的特徵，且其中：
第1圖說明本發明的一或較多個說明性實施例可在其中被實施的一適合的數位寬頻廣播系統。
第2圖根據本發明之一層面說明一行動裝置的一範例。
第3圖根據本發明之一層面概要地說明蜂巢格的一範例，該等蜂巢格中的每一個可被一不同的發射器覆蓋。
第4圖根據本發明之一層面顯示符號(用於頻道搜尋及服務探索之同步符號)與資料的一訊框及超訊框。
第5圖顯示一信號中心頻率可如何與一頻道中心頻率相一致，或相對於一頻道中心頻率偏移。
第6圖是根據至少一個實施例顯示由一接收器執行的步驟的一流程圖。
第7圖根據本發明之一層面相對於一信號頻寬及一頻道光柵頻寬顯示一引導信號頻寬的大小的一範例。
第8圖根據本發明之一層面說明一引導符號的一引導序列的稀疏引導間距。
第9圖是顯示由一接收器執行的用以在頻域中執行相關以檢測正被使用的粗略偏移的步驟的一流程圖。
第10圖是根據一實施例顯示用以在時域中執行一服務探索相關的步驟的一流程圖。
第11圖根據本發明之一層面顯示一引導/發信符號序列的一範例。
第12圖是根據本發明的至少一層面顯示由一發射器執行的一方法的步驟的一流程圖。
第13圖根據本發明之一層面說明一封包結構。
第14圖根據本發明之一層面說明一發信窗偏移。
第15圖根據本發明之一層面說明一訊框的一目前子信 號與下一個子信號之間的一偏移。
第16圖根據本發明之一層面說明可被用以攜帶發信資訊的附加封包結構。
第17圖根據本發明之一層面說明用在服務探索中的一示範流程圖。
第18及19圖根據本發明之一層面描述P1、P2及DATA符號之間的關係。
第20圖根據本發明之一層面顯示一示範訊框及包括OFDM符號及蜂巢格的時槽結構。
第21圖說明一個引導符號內的同調頻寬及微分調變。
第22圖根據本發明之一層面描述兩個P1符號之間的微分調變。
第23圖根據一實施例顯示具有1/1保護間隔的兩個1K符號及該等符號之間的微分調變。
第24圖根據一或較多個實施例顯示從一或較多個引導符號接收的能量之和的計算。
第25圖根據一或較多個實施例顯示一發射器。
第26圖根據一或較多個實施例顯示一接收器。
第27圖是根據一或較多個實施例顯示可由一接收器執行的步驟的一流程圖。
第28圖是根據一或較多個實施例的引導序列與它們的頻率偏移版本之間的自/互相關的一圖形。
第29圖是第28圖的該圖形的一放大版本，顯示頻率偏移之低的互相關範圍。
第30圖是根據至少一實施例顯示一第一引導符號信號的包絡振幅的一圖形。
第31圖是第30圖的該圖形的一放大版本。
 較佳實施例之詳細說明
在對各種實施例的下面描述中請參考附圖，該等附圖形成本文的一部分，且其中藉由說明的方式顯示了本發明可被實施於其中的各種實施例。將被理解的是，在不背離本發明的範圍及精神的情況下，其他實施例可被利用，且結構的及功能的修改可被做出。
實施例係針對數位廣播網路中的服務探索及頻道搜尋。從一使用者的角度來看，相對快的服務探索技術是所希望的。當然，首次利用接收裝置時，一盲目服務探索/頻道搜尋被執行。而且，當一終端機被關掉且移到一不同的位置時，一新的盲目搜尋又被執行。通常，為了檢測可能的新的服務，一行動TV應用程式有時還執行背景頻道搜尋。該盲目服務探索應該只花幾秒鐘以便不煩擾終端使用者而致能頻繁的再掃描。
與習知的數位視訊廣播服務探索有關的挑戰包括下面內容。DVB－H標準提供許多關於信號頻寬、FFT大小、保護間隔、內部調變等的靈活性。操作者可對該DVB－H信號使用偏移，即該信號不在一頻道的標稱中心頻率，而是偏移某一量。不同的國家使用不同的頻道光柵及信號頻寬。TPS(發射器參數發信)被包括在該標準中以有助於接收器 同步及頻道搜尋。遺憾的是，該接收器在它可解碼TPS資訊之前需要知道幾個參數。在該TPS可被解碼之前，信號頻寬、頻率偏移、FFT大小及保護間隔需要被知道。UHF頻帶中的大多數頻道不含有DVB－H服務。非DVB－H頻道使用嘗試錯誤法來檢測(使用所有模式試圖達到鎖定)，且這花費許多時間。實際上檢測非DVB－H服務的時間主要設定頻道搜尋之可達到的速度，因為通常大多數該等頻道是空的或含有非DVB－H服務。
對盲目服務探索的一範例計算如下：UHF中的頻道的數目35，(頻道21－55，470－750 MHz)；頻率偏移的數目7(－3/6，－2/6，－1/6，0，＋1/6，＋2/6，＋3/6 MHz)；信號頻寬的數目3(6 MHz，7 MHz，8 MHz。5 MHz是只用於USA接收器的個別實例)；FFT大小的數目3(2K，4K，8K)；保護間隔的數目4(1/32，1/16，1/8及1/4)；及對於一個模式而言解碼TPS時的平均時間120 ms(2K 50 ms，4K 100 ms，8K 200 ms)。該等數字是示範性的。
在此範例中，由此產生的用於盲目服務探索的時間將是：35*7*3*3*4*120 ms＝1058.4秒＝17.64分鐘。
根據實施例，各種方法可被用以減少執行頻道搜尋/服務探索所花費的時間。該等各種方法的基本概念係引入一信號之具有已知的特性且保持與不同的數位視訊廣播操作模式相同的一部分(例如(多個)初始化/同步符號)。因此，在不必依靠嘗試錯誤法情況下，該信號的該已知部分可被解碼。信號的該已知部分含有關於該信號的剩餘部分的參 數；因此，在該已知部分被解碼之後，該信號的該剩餘部分可在不用嘗試錯誤法的情況下被解碼。該信號的該已知部分包含可用的副載波的一子集及它們的調變。預先定義的副載波(副載波數目)與它們的調變之組合被挑選以使得該組合對於每一偏移－FFT大小對而言是唯一的(或只對該等不同的FFT大小唯一)，且這個組合可被使用來識別該信號作為該數位視訊廣播之一想要的信號。而且，利用該信號的該已知部分，含有數位視訊廣播服務的該等頻道可被高效地檢測。如果從所檢查的信號沒找到該固定已知部分，則該信號將被視為一非數位視訊廣播信號或一空頻道，且該接收器可迅速繼續至下一個頻道/頻率。以這種方式，檢測非數位視訊廣播及空頻道變得相對快。
第1圖說明一或較多個說明性實施例可在其中被實施的一適合的數位寬頻廣播系統102。諸如在此所說明的該系統之系統可利用一數位寬頻廣播技術，例如手持式數位視訊廣播(DVB－H)或下一代DVB－H網路。數位寬頻廣播系統102可利用的其他數位廣播標準的範例包括地面數位視訊廣播(DVB－T)、地面整合服務數位廣播(ISDB－T)、先進電視系統委員會(ATSC)資料廣播標準、地面數位多媒體廣播(DMB－T)、地面數位多媒體廣播(T－DMB)、衛星數位多媒體廣播(S－DMB)、僅正向鏈接(FLO)、數位音訊廣播(DAB)、及數位無線電調幅聯盟(DRM)。現在已知的或以後開發的其他數位廣播標準及技術也可被使用。本發明的層面還可應用於其他諸如例如T－DAB、T/S－DMB、ISDB－T及ATSC之 多載波數位廣播系統、諸如高通(Qualcomm)MediaFLO/FLO之專屬系統、及諸如3GPP MBMS(多媒體廣播/多播服務)及3GPP2 BCMCS(廣播/多播服務)之非傳統系統。
數位內容可由數位內容源104建立及/或提供，且可包括視訊信號、音訊信號、資料等。數位內容源104可以以數位封包(例如網際網路協定(IP)封包)的形式提供內容給數位廣播發射器103。共享某一唯一IP位址或其他源識別符的相關IP封包之一群組有時被描述為一IP流。數位廣播發射器103可接收、處理、及轉送來自多個數位內容源104的多個數位內容資料流的傳輸。在各種實施例中，該等數位資料流可以是IP流。接著，該已處理的數位內容可被傳遞到用於無線傳輸的數位廣播塔105(或其他實體傳輸元件)。最後，行動終端機或裝置112可選擇性地接收且消費源自數位內容源104的數位內容。
如第2圖中所顯示，行動裝置112可包括連接到使用者介面130的處理器128、記憶體134及/或其他儲存器，及可被用以向一行動裝置使用者顯示視訊內容、服務導引資訊等的顯示器136。行動裝置112還可包括電池150、揚聲器152及天線154。使用者介面130可進一步包括一鍵盤、觸摸螢幕、語音介面、一或較多個箭頭鍵、搖桿、數據手套、滑鼠、滾輪球等。
處理器128及行動裝置112內的其他元件所使用的電腦可執行指令及資料可被儲存在一電腦可讀記憶體134中。該記憶體可用可取捨地包括依電性及非依電性記憶體的唯讀 記憶體模組或隨機存取記憶體模組的任何組合來實施。軟體140可被儲存在記憶體134及/或儲存器內來提供指令給處理器128以使行動裝置112能夠執行各種功能。選擇性地，某些或所有行動裝置112的電腦可執行指令可以以硬體或韌體(未顯示出)來實施。
行動裝置112可被組配以透過一特定DVB接收器141接收、解碼及處理例如基於諸如DVB－H或DVB－T之數位視訊廣播(DVB)標準的數位寬頻廣播傳輸。該行動裝置還可被提供其他類型的用於數位寬頻廣播傳輸的接收器。此外，接收器裝置112還可被組配以透過FM/AM無線電接收器142、WLAN收發器143，及電信收發器144接收、解碼及處理傳輸。在本發明之一層面中，行動裝置112可接收無線電資料流(RDS)訊息。
在該DVB標準的一範例中，一DVB 10Mbit/s傳輸可具有200個50 kbit/s音訊節目頻道或50個200 kbit/s視訊(TV)節目頻道。該行動裝置112可被組配以接收、解碼，及處理基於該手持式數位視訊廣播(DVB－H)標準或諸如DVB－MHP、衛星DVB(DVB－S)、或地面DVB(DVB－T)之其他DVB標準的傳輸。同樣地，其他數位傳輸格式可選擇性地被用以遞送諸如ATSC(先進電視系統委員會)、NTSC(國家電視系統委員會)、ISDB－T(地面整合服務數位廣播)、DAB(數位音訊廣播)、DMB(數位多媒體廣播)、FLO(僅正向鏈接)或DIRECTV之附加服務的可得性內容及資訊。此外，該數位傳輸可被時間分割，諸如以DVB－H技術。時間 分割可減小一行動終端機的平均功率消耗，且可致能平滑及無縫交遞。與若利用一傳統的串流機制傳輸資料時所需要的位元率相比較，時間分割必需使用一較高的瞬時位元率來以叢發發送資料。在該實例中，該行動裝置112可具有一或較多個緩衝記憶體以備在呈現之前儲存已解碼的時間分割傳輸。
此外，一電子服務導引(ESG)可被用以提供節目或服務相關資訊。一般地，一電子服務導引(ESG)使一終端機能夠傳達什麼服務對終端使用者是可得的及該等服務如何可被接取。該ESG包括獨立存在的多件ESG分割塊。傳統地，ESG分割塊包括XML及/或二進制文件，但最近，它們已經包含諸如例如一SDP(對話描述協定)描述、文本檔案，或一影像之大量項目。該等ESG分割塊描述目前可得(或將來)的服務或廣播節目的一或多個層面。這些層面可包括例如：自由正文描述、排程、地理可得性、價格、購買方法、類型、及諸如預視影像或剪輯之其他輔助資訊。根據許多不同的協定，音訊、視訊及包括該ESG分割塊的其他類型資料可透過各種類型的網路被傳輸。例如，利用該網際網路協定套組之諸如網際網路協定(IP)及用戶資料元協定(UDP)之協定，資料可透過通常被稱為“網際網路”的網路的一集合被傳輸。資料時常透過網際網路被傳輸，定址到一單一使用者。然而，它可被定址到一群使用者，通常被稱為多播。在該資料被定址到所有使用者的實例中，這被稱為廣播。
廣播資料的一種方式是利用一IP資料廣播(IPDC)網路。IPDC是數位廣播與網際網路協定的一組合。透過這樣一種IP為基的廣播網路，一或較多個服務提供者可供應包括線上報紙、收音機，及電視的不同類型的IP服務。這些IP服務被組織成呈音訊、視訊及/或其他類型資料的形式的一或較多個媒體流。為了判定這些串流何時及何地出現，使用者參考一電子服務導引(ESG)。DVB的一種類型是手持式數位視訊廣播(DVB－H)。該DVB－H被設計以遞送10 Mbps的資料到一電池供電的終端裝置。
DVB傳輸流透過第三方遞送網路傳送壓縮的音訊及視訊及資料給一使用者。藉由動畫專家組(MPEG)這樣一種技術，一單一節目內的已編碼的視訊、音訊、及資料與其他節目一起被多工到一傳輸流(TS)。該TS是包括一標頭的具有固定長度封包的一封包化資料流。一節目的個別元素(音訊及視訊)被攜帶在具有一唯一封包識別(PID)的封包內。為了使一接收裝置能定位該TS內的一特定節目的不同元素，嵌入在該TS中的節目特定資訊(PSI)被提供。此外，附加的服務資訊(SI)(依附到該MPEG私有區段語法的一組表)被併入該TS。這使一接收器裝置能夠正確地處理包含在該TS內的資料。
如以上所說明，該等ESG分割塊可由IPDC透過諸如例如DVB－H之一網路被傳輸至目的裝置。該DVB－H可包括，例如分離的音訊、視訊及資料流。然後，該目的裝置必須再一次決定該等ESG分割塊的順序且將它們組合成有用的 資訊。
在一典型的通訊系統中，一蜂巢格可界定可由一發射器覆蓋的一地理區域。該蜂巢格可以是任意大小，且可具有相鄰的蜂巢格。第3圖概要地說明蜂巢格的一範例，該等蜂巢格中的每一個可被一不同的發射器覆蓋。在該範例中，蜂巢格1代表由用於一通訊網路的一發射器覆蓋的一地理區域。蜂巢格2緊鄰著蜂巢格1，且代表可由一不同的發射器覆蓋的一第二地理區域。蜂巢格2可以是，例如與蜂巢格1相同的網路內的一不同的蜂巢格。選擇性地，蜂巢格2可以在不同於蜂巢格1的一網路中。在該範例中，蜂巢格1、3、4及5是蜂巢格2的相鄰蜂巢格。
根據一或較多個實施例，利用至少在攜帶多媒體及用於服務的其他資料的一資料訊框的開始處的符號來發信號通知用於頻道搜尋及服務探索的資料。在其他實施例中，這些符號中的一或較多個符號還可被插入到該等資料訊框內。而且，這些符號中的一或較多個符號可被插入到由兩個或較多個資料訊框組成的一超訊框的開始及/或其內。
在一實施例中，該等符號包含可被用以識別該信號是想要的類型的一第一符號。而且，該第一符號可被用以檢測與無線電頻道中心頻率的一偏移。該等信號可包含一第二符號，該第二符號可攜帶與用在隨後的資料符號中的調變參數有關的資料。在另一實施例中，該等符號包含可被用於頻道估計的一第三符號。
第4圖顯示根據本發明之一層面的符號(用於頻道搜尋 及服務探索的同步符號，S1－S3)與資料D的一訊框及超訊框。
在各種數位廣播網路中，一多載波信號可相對於該頻道光柵來設置，使得該信號中心頻率(SCF)與該頻道中心頻率(CCF)一致，或它可偏移於該頻道中心頻率。由於頻譜使用原因(例如來自一相鄰頻道的干擾)，該信號中心頻率可以被偏移。對於該第一符號而言，不是所有的可用副載波都被使用。在各種實施例中，為該第一符號選擇的該等副載波可被均勻地隔開，且位置可關於該頻道中心頻率或該偏移信號頻率對稱。
第5圖顯示一信號中心頻率可如何與一頻道中心頻率(CCF)一致，或相對於一頻道中心頻率偏移。在第5圖中，SCF A與其相對應的CCF一致，SCF B及SCF C關於該等相對應的CCF是偏移的。第5圖中的矩形說明為該第一符號從該等可用副載波中選擇的該等副載波。對於SCF A、SCF B，及SCF C而言，該等已選定的副載波以各自的SCF為中心。然而，對於SCF D而言，該等已選定的副載波以與該SCF相對的該CCF為中心。
對於用於頻道搜尋及服務探索的該第一符號而言，該等副載波可被選擇以使得它們可被找到而與該偏移無關。在該第一符號中，一固定的快速傅立葉變換(FFT)可被利用。該固定的FFT可從可用的FFT大小中來選擇，該等可用的FFT大小在目前數位視訊廣播系統中包括2K，4K，8K，但是還可包括在較低端的1K及在較高端的16K。在一實施例中，最低的可用FFT被使用。而且，該第一符號可使用一 固定的保護間隔(GI)，該固定的保護間隔可從用於攜帶資料的該等符號的該等GI中來選擇。在一實施例中，該第一符號可以沒有保護間隔。
用於該第一符號的副載波的數目可少於該等可用副載波的一半。
當該第一符號被用於頻道偏移發信時，該等載波可利用二元相移鍵控(BPSK)或四相移鍵控(QPSK)被調變。對於不同的頻道偏移值，被選擇的引導型樣可以是不同的，且在一實施例中，該引導型樣及副載波調變可被選擇以使得不同的引導型樣互相正交且使彼此的不同最大化，從而提供檢測中的強健性。在一實施例中，該等不同的引導型樣可只發信號通知該FFT大小，且藉由檢測自該標稱中心頻率的移位，該頻率偏移被找到。
對於該第二(及第三，如果存在的話)符號而言，整個信號頻寬(實質上所有可用的載波)可被使用。在一實施例中，該第二(及第三)符號可使用與該第一符號相同的FFT大小及保護間隔。在某些實施例中，不是所有可用的副載波都被用於該第二(及第三)符號。在一實施例中，該第二及第三符號可具有與引導副載波相同的副載波，且在一進一步實施例中，具有用作引導的附加副載波。在一實施例中，該第二符號還攜帶發信資料，且進一步，可攜帶用於該發信資料的前向錯誤更正資料(FEC)。
根據實施例，一信號之具有已知的特性且保持與不同的數位視訊廣播操作模式相同的一部分(例如(多個)初始化 /同步符號)被引入。該信號的已知部分含有用於該信號的剩餘部分的參數；因此，在該已知部分被解碼之後，該信號的該剩餘部分可在不使用嘗試錯誤法的情況下被解碼。而且，利用該信號的該已知部分，含有數位視訊廣播服務的該等頻道可高效地被檢測到。如果從所檢查的信號中找不到該固定的已知部分，則該信號將被視為一非數位視訊廣播信號或一空頻道，且該接收器可迅速地繼續至下一個頻道/頻率。
第6圖是根據至少一實施例顯示由一接收器執行的步驟的一流程圖。根據該頻道光柵，該接收器中的一頻率合成器被規劃至該頻道的該標稱中心頻率，以接收該頻道上的一信號，如步驟602所顯示。藉由比較該已接收的信號與一組已儲存的已知信號，試圖判定該已接收的信號是否是一想要的類型及一偏移是否被使用，如步驟604所顯示。如果一匹配被找到，則該信號被判定是該想要的類型，且用於該信號的該偏移及FFT大小可被判定。關於一匹配是否被檢測到的一判定被做出，如步驟606所顯示。如果一匹配沒被檢測到，則接著是步驟606的“否”分支，該頻道被認為含有一非數位視訊廣播信號或該已接收的信號不是該想要的類型，且處理繼續至下一個頻道，如步驟608所顯示。
否則，如果一匹配被檢測到，則接著是步驟606的“是”分支，該已判定出的頻率偏移被用以再規劃該頻率合成器，如步驟610所顯示。下一個同步符號被解調以檢測關於資料符號的調變參數，如步驟612所顯示。最後，頻道估計 與校正及資料解調接著被執行，如步驟614所顯示。
假如該頻率合成器的再規劃花費一相當長的時間，則該接收器可等待下一組初始化/同步符號，且從該組解調該等調變參數。
第7圖根據本發明之一層面相對於一信號頻寬及一頻道光柵頻寬顯示一引導信號頻寬的大小的一範例。在一實施例中，該第一符號是用於粗略頻率及時序同步的一引導符號。該引導符號的頻寬小於實際資料符號，例如在8MHz資料符號的實例中，該引導符號可為7MHz寬。該引導符號中心頻率可以與用於該等資料符號的頻率相同，即假如一偏移被用於資料符號，則該偏移也可被用於該引導符號。在使用該引導符號的較小的頻寬的情況下，該接收器的RF部分可在初始同步階段期間被規劃至該標稱頻道中心頻率，且仍被設定以接收該引導符號的整個頻寬。在沒有使用該引導符號的較小的頻寬的情況下，該接收器的RF頻道選擇濾波器將濾除該引導符號的部分。
在一實施例中，該引導符號可利用已知的(固定的)FFT及保護間隔選擇。而且所利用的引導的數目可不同於用於資料符號的，即該等引導的部分可能會消失，例如256個引導可被使用。該等引導可被用一已知的序列調變。
第8圖根據本發明之一層面說明關於一引導符號的一引導序列的稀疏引導間距。對於該引導型樣的調變序列“指紋”可被該接收器知曉。除了調變之外，該等引導符號中的該等副載波還可具有不同的激增位準，如第8圖中所說明。
第9圖是顯示由一接收器執行的用以在頻域中執行相關以檢測正被使用的粗略偏移的步驟的一流程圖。該接收器的一射頻部分(頻率合成器)被規劃至該頻道的該標稱中心頻率(根據該頻道光柵)，如步驟902所顯示。
利用一已預先判定出的FFT大小，一FFT被計算，如步驟904所顯示。該引導信號的寬度小於該頻道頻寬。因此，該FFT能夠獲取該引導符號，即使當對頻率合成器的一初始設定由於偏移而錯誤時。
基於在頻域中該引導同步符號的偏移，該頻率偏移被檢測，如步驟906所顯示。如果在頻域中不相關被發現，則該信號不是一數位視訊廣播信號，且頻道搜尋可繼續至下一個頻道。
藉由再規劃該接收器的頻率合成器，該偏移被補償，如步驟908所顯示。下一個同步符號被解調以檢測關於資料符號的調變參數，如步驟910所顯示。基於該頻道估計符號，頻道估計與校正被執行，如步驟912所顯示，且然後資料被解調，如步驟914所顯示。在一實施例中，該接收器可等待下一組同步符號組中的一同步符號，因而允許該頻率合成器被再規劃至該信號中心頻率。
根據使用中的偏移，不同的引導序列(指紋)可被使用。例如，如果7個偏移是可能的(±3/6MHz、±2/6MHz、±1/6MHz、0)，則7個不同的引導序列可被引入。幾種方法可被用以建立該引導序列，包括但不限於：偽隨機序列、每秒反向、激增該中心載波等。根據一實施例，該接收器 在時域中執行一相關以檢測所使用的引導序列，且從而檢測所使用的該偏移。根據係針對執行一時域相關的一或較多個實施例，該等指紋可被使用。但是，在頻域實施例中，藉由一滑動相關器，該偏移可在頻域中被檢測，那就是，一單一指紋可被使用。此外，對於頻域實施例而言，例如如果不同的指紋被用於不同的FFT大小，則可編碼像FFT大小之資訊。然後，一頻域相關可使用多個指紋來執行。在一實施例中，如果有多個指紋在使用中，則該已接收的指紋可同時被與多個已儲存的指紋相比。一已接收的引導序列可透過該頻道頻寬在頻域中被逐步轉譯，其中，當該等引導序列一致時，產生一高相關信號。
第10圖是根據一實施例顯示用以在時域中執行一服務探索相關的步驟的一流程圖。該接收器的一射頻部分(頻率合成器)被規劃至該頻道的該標稱中心頻率(根據該頻道光柵)，如步驟1002所顯示。
在一實施例中，該已接收的引導序列與已知的引導序列的一相關在時域中被執行以檢測所用的該偏移，如步驟1004所顯示。例如，如果7個偏移在使用中，則7個不同的引導序列(指紋)被定義。每一粗略偏移對應於一特定引導序列指紋。基於該相關，所用的該指紋(即所用的該偏移)可被檢測。該引導序列將在該頻道的該標稱中心頻率(根據該頻道光柵)。在一實施例中，一組引導符號被定義，使得它們中的每一個對應於一頻率偏移－FFT大小對，其中，基於該已檢測到的相關，該偏移及FFT大小都可被檢測。
基於已識別的引導序列指紋，該頻率偏移被檢測，如步驟1006所顯示。如果該等引導序列沒有一個顯示相關，則該信號不是一想要的數位視訊廣播信號，且搜尋可繼續至下一個頻道。
藉由再規劃該接收器的頻率合成器，該偏移被補償，如步驟1008所顯示。下一個同步符號被解調以檢測關於資料符號的調變參數，如步驟1010所顯示。基於該頻道估計符號的頻道估計與校正被執行，如步驟1012所顯示，且然後資料被解調，如步驟1014所顯示。在一實施例中，該接收器可等待下一組同步符號，因而允許該頻率合成器被再規劃。
在該偏移已經被找到且該頻率合成器被再規劃之後，該第二符號(即跟隨在該引導符號之後的符號)可利用固定的FFT及保護間隔選擇，但是，會使用該整個信號頻寬。然後，該第二符號可包含關於用於其後的資料符號的調變參數的特定資訊。在另一實施例中，該第二符號可使用在該第一符號中發信號通知的該FFT。
一可取捨的第三符號可被插在該等資料符號之前以促進頻道估計。
第11圖根據本發明之一層面顯示一引導/發信符號序列的一範例。該引導符號1102及該等發信符號1104及1106可在傳輸中足夠頻繁地被重複，例如每50ms，以使信號檢測及同步能如所期望的那麼快。該第一引導符號1102被用於粗略頻率及時間同步，及此外，它還可攜帶關於用於後 面符號的該FFT大小的資訊。對於該第一符號而言，該FFT、保護間隔及調變是固定的。在一實施例中，該第二符號1104包含與該第一符號相同的引導副載波，但是，此外還可具有被用作引導副載波的較多副載波。該第二發信符號還攜帶包含FFT大小、保護間隔及調變參數的發信資料。該第三發信符號包含更多個引導，被用於頻道估計及細微時序。
對於資料符號的該調變參數(像QPSK對16QAM對64QAM之星象圖)可被頻繁地改變，因為該等被重複的發信符號攜帶關於該等已選定的參數的資訊。
第12圖是根據本發明的至少一層面顯示由一發射器執行的一方法的步驟的一流程圖。一符號序列被組成，其包括作為第一符號的一引導符號，緊接著是作為第二符號的下一個發信符號，其後是多個資料符號，其中該引導符號被組配以傳送粗略頻率及時序同步資訊，該下一個發信符號被組配以傳送調變參數，如步驟1202所顯示。在一實施例中，一第三發信符號可跟在該第二發信符號後面。然後，該符號序列在具有一引導信號頻寬的一廣播頻道上被傳送，該引導信號頻寬可比一資料信號頻寬窄，該資料信號頻寬進一步可以比該廣播頻道的一頻道光柵頻寬窄，如步驟1204所顯示。
根據一或較多個實施例，頻道搜尋時間通常相當低，例如幾秒鐘。如果該引導－符號重複率是50 ms，則對於3個頻寬(6，7及8 MHz)的平均時間大約是35*3*50 ms＝5.25 s。 因為該等頻道光柵中心頻率不同，所以該等不同的頻寬被個別搜尋。
在本發明的再一實施例中，兩個引導符號P1及P2分別被定義以致能該訊框內的快速頻道搜尋及服務探索。此外，針對該P2符號內的OSI層1(實體層(L1))及訊框特定資訊之輸送，一P2－1封包結構被定義。除了該L1及訊框特定資訊之外，該P2－1封包還可攜帶OSI層2(資料鏈結層(L2))發信資訊(例如節目特定資訊/服務資訊(PSI/SI))或實際服務的資料。
在本發明的一層面中，引導符號P1可致能對信號的一快速初始掃描。在該初始信號掃描中，引導符號P1還可被用以發信號通知FFT－大小及頻率偏移給一接收器。此外，引導符號P1可被用以協助該接收器的粗略頻率及粗略時序同步。
在本發明的再一層面中，除了用引導符號P1達到的初始同步之外，引導符號P2還可被用於粗略及細微頻率同步及時序同步。而且，引導符號P2還可攜帶實體層(L1)發信資訊，該實體層(L1)發信資訊可描述該傳輸的實體參數及該TFS－訊框的構造。此外，引導符號P2可提供解碼該P2符號中的資訊時可能需要的一初始頻道估計，且該初始頻道估計連同散佈的引導，可解碼該訊框中的前幾個資料符號中的資訊。最後，引導符號P2可提供用以攜帶層2(L2)發信資訊之一頻道。
在本發明的一實施例中，兩個P2封包結構可被實施以 攜帶信號資訊。該等封包P2－1中的該第一個可攜帶在時間頻率分割(TFS)中所需要的主要發信資訊。該P2－1封包結構還可攜帶L2發信資訊及/或資料。在本發明的另一實施例中，一第二封包結構P2－n可被用以提供充分的間隔以封裝所有所需的L2發信資訊。該等P2－n封包可作為內容資料被攜帶在資料符號中。該等P2－n封包可緊跟在該P2－1封包之後。
第13圖說明該P2－1封包結構1301的結構。在P2－1中，對於各種實施例是示範性的欄位、長度的定義如下：
T(類型)此8位元欄位1302可指示該相關的P2符號的類型。該欄位可為該網路提供靈活性以傳送不同的P2符號。基於該類型值，某些規則及語意適用於該P2符號結構及用法。後者的範例是例如該系統所支援的不同的輸出串流類型(即TS與通用串流封裝(GSE)的不同組合)的影響。該類型值的某些範例可參見以下所說明的表1。
該領域中具有通常知識者將瞭解，表1中所顯示的該等記法DVB－T2或T2及DVB－H2或H2可被用於意欲給地面(固定)接收的內容，分別用於利用本發明的各種實施例的行動手持式接收。
L(長度)此欄位1304可指示該P2－1封包的長度，計數緊跟在該欄位之後的所有位元。根據該定義，該長度可被表示為位元或位元組的數目。
E(末尾)此欄位1306包含指示在此之後是否存在其他的P2－n封包的一個一位元旗標。當被設定為值‘1’時，則在該封包之後不存在任何P2－n封包。如果該欄位被設定為值‘0’，則在此欄位之後存在跟在該欄位之後的一或較多個P2－n封包。
N(通知)此4位元欄位1308可指示目前子信號內是否攜帶有通知。通知的詳細發信可在L2發信結構內被完成。
Res此4位元欄位1310可被保留以備將來使用。
蜂巢格ID此8位元欄位1312可指示攜帶該目前訊框的信號的蜂巢格＿id。蜂巢格＿id與其他網路參數之間的映射在該L2發信內被完成。要注意的是，為了減小額外負擔，該欄位可小於傳統DVB系統中所使用的。
網路ID此8位元欄位1314可指示攜帶目前訊框的信號所屬的網路＿id。網路＿id與其他網路參數之間的映射在該L2發信內被完成。要注意的是，為了減 小額外負擔，該欄位可小於傳統DVB系統中所使用的。
頻率索引此欄位1316可指示目前子信號的頻率索引。頻率索引可與實際頻率相映射，例如在L2發信資訊中(例如在PSI/SI中)。表2列出該後者映射的一範例。在該範例中，四個頻率被利用，但是在其他實施例中，數目可更小或更大。
GI該欄位1317可指示保護間隔。
訊框編號此8位元欄位1318可指示一超訊框中的目前訊框的編號。
發信窗偏移此8位元欄位1320可指示該P2符號內所提供的該(時槽)發信的起點。自該目前子信號內的該訊框的開始的偏移以OFDM胞元的數量來指示。由該發信窗所覆蓋的時槽的總長度等於該目前訊框及子信號內的時槽的長度。例如，第14圖說明發信窗偏移的概念。在第14圖中，一發信窗1402可具有大約一個訊框的一長度，但是可能不從該訊框的第一時槽開始。偏移1404可定義該TFS－訊框內所攜帶的發信的起點。如果該偏移是零， 則該窗可直接指向該目前訊框，且發信號通知該訊框內的所有服務。如果該偏移是一個訊框，則該窗可指向下一個訊框。如果該偏移小於一個訊框，則該發信可起始於該發信偏移所指向的一服務，且可發信號通知在長度上大約與一訊框相對應的一些服務。
發信時槽ID此欄位1322可識別攜帶該P1及P2發信資料的時槽。要注意，相同的時槽ID還可攜帶其他資料，諸如L2發信或含有實際服務的資料。
時槽的數目此8位元欄位1324可指示該目前子信號的該發信窗內所包括的時槽的數目。
時槽ID可以是一時槽迴路欄位1325的一部分的此欄位1326可識別該目前子信號的該發信窗內的一時槽。用該識別符識別出的一時槽可攜帶含有實際服務的資料或L2發信資料。
調變可以是時槽迴路欄位1325的一部分的此欄位1328可指示該相關聯的時槽的調變類型。
碼率可以是時槽迴路欄位1325的一部分的此欄位1330可指示該相關聯的時槽的碼率。
時槽長可以是時槽迴路欄位1325的一部分的此欄位1332可指示該相關聯的時槽的長度。根據定義，該長度可被表示為位元或位元組的數目。
OFDM填充位元此8位元欄位1334可指示該訊框的最後的OFDM胞元內的填充位元的數目。
與下一個T2 sub的偏移此4位元欄位1336可指示該訊框的該目前及下一個子信號之間的偏移。例如，第15圖說明與該下一個子信號欄位的偏移1502。
L2發信或資料此欄位1338可以被保留用以攜帶L2發信或資料。P2－1的該類型欄位可指示此欄位內所攜帶的資訊。
在本發明的一實施例中，一單一P2－1封包可能不足夠大以攜帶所有L2發信資訊。因此，可能需要附加的P2－n封包以攜帶且封裝L2發信。第16圖說明可被用以攜帶諸如PS/SI之L2發信資訊的一P2－n封包1602的結構。P2－n中的欄位的定義如下，其中，對於各種實施例，欄位長度是示範性的：
T(類型)此8位元欄位1604可指示該封包的酬載內所攜帶的該發信的類型。根據該類型值，一接收器可以能夠正確地解碼所攜帶的發信資料。根據本發明的實施例，該發信類型的範例可包括例如僅PSI/SI、PSI/SI及意欲用於行動手持式服務的發信。
L(長度)此欄位1606可指示該等P2－n封包的長度，計數緊跟在該欄位之後的所有位元。根據定義，該長度可被表示為位元或位元組的數目。
E(末尾)此欄位1608可包括一個一位元旗標，該一位元旗標指示目前的封包是否是最後的P2－n封包或是否存在跟在該封包之後的其他的P2－n封包。
L2發信此欄位1610可被保留用以攜帶L2發信。該類型欄位1604可指示該欄位內所攜帶的資訊。
根據L2發信資料的數量，多個P2－n封包可被使用。
第17圖描述了說明根據本發明之一層面的服務探索的一流程圖。在第17圖中，L2發信資訊被攜帶在兩個封包(即P2－1及P2－n)內。P2－n的其他變化可包括在任一個或兩個封包類型內所攜帶的資料與L2發信資訊的任何組合。
在第17圖中，根據本發明的各種實施例，一接收器可從攜帶信號的一頻帶尋找信號，如1所顯示。藉由P1所提供的前文型樣，一適當的頻率可被檢測。
基於P1內所攜帶的資訊，一接收器可以能夠解碼後面的符號內所攜帶的P2－1封包1702及p2－n封包1704，如2所顯示。在本發明之一層面中，四個欄位可被包括在該P2封包標頭內。“T”欄位1706可指示目前信號的類型。“L”欄位1708可指示該P2的長度。假使‘E’欄位1710被設定為‘1’，則該目前的P2－1封包是‘最後一個’，即後面沒有隨之發生的P2－n封包跟隨。最後，‘N’欄位1712可指示目前信號是否攜帶通知資訊。
根據該等P2封包(即P2－1及P2－n)，該接收器可以能夠接取該L2發信資料1714，該L2發信資料1714可被攜帶在P2－1及P2－n封包的酬載內，如3所顯示。
然後，該L2發信資料1714，即在只攜帶該類型傳輸的情況下用於該類型傳輸的該特定PSI/SI，可使用網路及蜂巢格資訊1716映射該已發現信號，如4所顯示。藉由網路資訊 表(NIT)1720，相鄰蜂巢格的資訊(包括每一蜂巢格的地理位置1718)可被提供。
而且，時間頻率分割(TFS)特定資訊可部分地被攜帶在PSI/SI內。一NIT可映射相同的TFS訊框的每一頻率部分，如5所顯示。該NIT可映射該相同的TFS訊框的每一頻率部分。最後，NIT將傳輸串流映射至不同的頻率，及此外，映射至不同的TFS訊框，如6所顯示。
在本發明的一進一步層面中，藉由遵循傳統PSI/SI的語意，傳輸串流可被映射至服務描述表(SDT)1722內的服務，如7所顯示。如8所顯示，藉由利用PAT及PMT，服務可被進一步映射至每一傳輸串流的該等PID，與傳統DVB系統中類似。
藉由添加附加的描述符，每一服務與時槽＿id 1724及訊框＿編號1726組合的映射可在SDT的服務迴路內被完成，如9所顯示。
最後，如10所顯示，藉由為了接收該SDT內所通告的期望服務而檢查哪些時槽可能需要被接取，該接收器可繼續該P2－1封包內的服務探索程序。該等表NIT、SDT、PAT及PMT被用作相對應於目前(傳統)DVB表的範例。
在本發明的一進一步層面中，在該P2－1封包內所發信號通知的該L1資訊可有關於該特定發信窗。該發信窗的開始位置可用‘發信窗偏移－欄位’來指示。位於該給定的發信窗內的時槽的總數可被指示在‘時槽的數目欄位’中。為P1及P2－1封包的目的，一特定時槽ID可被發信號通知。該等P2－n封包可被攜帶在‘一般時槽’內，及因此還可含有實際 內容資料。該時槽迴路指示關於該迴路內所通告的每一時槽的調變、碼率及長度。另外，OFDM填充位元－欄位可被用以指示訊框結尾中的可能填充。最後，‘與下一個T2 sub的偏移’欄位可指示該相關聯的訊框的該目前與下一個子信號之間的偏移。
藉由舉例，第18及19圖描述了P1、P2及DATA符號(即OFDM符號)之間的關係。從第18及19圖可看出資料如何在P2及資料符號的持續期間已經被分割。該等資料封包可直接位在該最後的P2－n之後，且兩者都被攜帶在該等‘DATA符號’內。
第20圖根據本發明之至少一層面顯示一示範訊框及時槽結構。在第20圖中，一訊框2002可由一或較多個時槽2004構成。例如，訊框2002包括時槽1 2006至時槽4 2012。每一時槽2006－2012可包括多個OFDM(正交頻分多工)符號，通常從幾個符號到數十個符號。該等服務被分配給這些時槽，使得一或多個時槽被用於一服務。例如，時槽1 2006可包括一些OFDM符號2014至2024。此外，每一OFDM符號可包括許多OFDM胞元(cell)。例如，OFDM符號2014包括OFDM胞元2026至2034。
實施例係有關於下一代地面數位視訊廣播(DVB－T2)系統中的初始服務探索。該DVB－T2系統可包括一前文，該前文意欲對可用的T2信號的有效識別。該前文不應該消耗太多容量，但是它應該與不同的快速傅立葉變換(FFT)大小(2k，4k，6k，8k，及32k)相容。使額外負擔減到最小已經 致使對每一FFT－大小使用一2k符號(P1)且在該符號內發信號通知該實際FFT－大小，藉由用不同的偽隨機二進制序列(PRBS)調變該等載波。為了找出後面符號的FFT－大小，該接收器檢測該調變PRBS。該PRBS還指示整數頻移(與該標稱中心頻率相比，DVB－T2信號可被移位＋/－1/6、＋/－2/6、＋/－3/6 MHz)。總之，該等P1符號被用在該初始掃描中以：(1)檢測T2信號的存在；(2)估計該頻率偏移；及(3)檢測所使用的FFT大小。
在該初始掃描之後，該P1符號在正規資料接收或交遞期間可不被使用，因為由P1所攜帶的參數(即FFT大小及頻率偏移)保持不變。關於交遞，這些參數在射頻(RF)頻道之間是相同的或它們在一交遞之前被發信號通知(例如在根據ETSI EN 300 468數位視訊廣播(DVB)的節目特定資訊/服務資訊(PSI/SI)中；DVB系統中的服務資訊(SI)的規格)。然而，P1可在正規資料接收期間被用以例如檢測該訊框開始或用以改善同步及頻道估計演算法。(多個)P2符號是位於該P1之後的一(多個)發信及頻道估計符號。
對P1的檢測及因而對該DVB－T2信號的檢測基於一保護間隔相關(GIC)。在GIC中，該保護間隔被與該符號的結尾相關。該GIC中的一峰值指示一可能的DVB－T2信號，該可能的DVB－T2信號可從該P2符號來驗證。第一個問題是為了提供強健的檢測，該保護間隔應該是長的(即一長的保護間隔提供較高的信號雜訊比)。然而，一較長的保護間隔及因而一較長的P1降低資料容量。
因為P1是要接收的第一個符號，所以通常沒有頻道情況的先備知識。因此，該P1符號應該包括用以克服頻道失真的某方法。實際上，這將意味著使用例如額外的引導載波，用於頻道估計或該等副載波之間的微分調變。
由於較低的FFT－大小，該P1符號的載波間距可以不如後面的資料符號中那樣密集(例如P1時為2K及資料時為32K)。為了P1中一成功的PRBS檢測，該頻道的同調頻寬應該小於一2K符號的副載波間距。然而，網路可被設計適於32K模式，且長的單頻網路(SFN)延遲可產生高得多的頻率選擇性。
載波索引k處的已接收的複數值的信號可被表示為rk ＝hk sk ＋nk ，這裏，sk 是被傳送的資料符號(例如利用四相移鍵控(QPSK))，hk 是在載波索引k處的頻道響應，及nk 是雜訊項。
在同調解調中，利用引導，hk 首先被估計，且然後，藉由例如將rk 除以經估計的hk ，該頻道的效應被等化。
如果我們考慮DVB－T2及P1符號，則沒有引導來估計hk 。因此，在沒有頻道估計的情況下，將通常使用非同調解調。這可藉由使用微分調變(例如微分二元相移鍵控(DBPSK))來完成，其中，資訊被編碼成兩個相鄰載波之間的相位差。這兩個相鄰載波可被表示為rk ＝hk sk ＋nk 及rk＋1 ＝hk＋1 sk＋1 ＋nk＋1 。該被發送的符號可被解碼自這兩個已接收的載波之間的相位差：rk＋1 －rk ＝＝hk＋1 sk＋1 －hk sk ＋n。
第21圖說明一引導(P1)OFDM符號內的同調頻寬及微分調變。假定該頻道響應hk 及hk＋1 的相位大約與第21圖的上 面圖形中所顯示的相同。然而，在一高度頻率選擇性頻道中(例如第21圖的下面圖形)，相鄰頻道響應之間的相關相當低。這使得在載波之間使用微分調變是行不通的。
該同調頻寬(即，該頻道響應高度相關時所在之頻寬)可用來近似，這裏，τ d 是該頻道的延遲擴展。為了在載波之間使用DBPSK，該頻道的該同調頻寬應低於該載波間距。P1的該FFT大小是2K，且8 MHz頻道中的載波間距是4.46 kHz。從這些載波中，每第三或第九個載波被使用。因此，實際載波間距甚至可以是40.1 kHz。反之，大的SFN網路中的延遲擴展可以是448μs (具有1/4保護間隔的16k模式)，產生2.2 kHz的一同調頻寬。
根據本發明之一層面，兩個P1符號被使用，例如，具有GI＝1/1的1k符號。這兩個符號被分離地用在GIC中。當GI＝1/1時，整個符號持續時間可被利用在GIC中。
根據本發明之一層面，微分調變被應用在兩個P1符號之間，如第22圖中所顯示。因為該微分調變目前以逐個副載波的方式被執行，所以不需要該同調頻寬。(可選擇地，該第一P1符號可被用於頻道估計，該頻道估計將允許對該第二P1符號的同調解調。)
兩個P1符號的時間間隔相當短，藉此從該第一符號到該第二符號該頻道沒有改變。因此，根據一或較多個實施例，在時域中，該微分調變可在具有相同載波編號的載波之間被完成。
實施例還支援行動接收。根據實施例，該頻道的同調時間比兩個P1符號的持續時間長。這使得rk (1)及rk (2)之間的相關性高。該頻道的同調時間可用來近似，這裏，Fd 是該頻道的都卜勒擴展，且它由給出，這裏，v是該接收器的速度，c是光的速度(3*10^8 m/s)，及Fc 是載波頻率。如果v＝120 km/h及Fc ＝666 MHz，則Fd ＝74 Hz及τ coh ＝13.5 ms，這明顯比一P1符號的持續時間(例如280μs)長。
根據一或較多個實施例，P1的符號同步可被改善。該等P1符號可具有一1/1保護間隔，該1/1保護間隔可改善符號同步且使保護間隔相關長度關於額外負擔最大化。該等P1符號可使用一1k FFT，這與兩個2k符號相比可減小額外負擔。
保護間隔相關(GIC)是用於正交頻分多工(OFDM)符號中的同步的一基本方法。因為該GI是該實際OFDM符號之最後部分的一循環複製，所以藉由檢測該相關，該接收器能夠找到一OFDM符號的開始。實際上，該接收器連續地使該已接收信號的兩個區塊相關，這兩個區塊被N 個樣本分開(N 是該FFT大小，且還是資料樣本的數目)。一相關峰值在正確的位置被檢測到。
第23圖顯示具有1/1保護間隔的兩個1k符號及該等符號之間的微分調變。如可被看到的，該1/1保護間隔意指該GI及該資料部分具有相同的長度，且該等樣本也是相等的。相當於，在沒有保護間隔的情況下，該1/1保護間隔可 被認為具有兩個相等的符號。
由於微分調變，該等連續的符號P1及P1'是不同的，這意指一正規的GIC應該被應用在每一P1符號內。然而，該相關長度與一個2k 1/4 GI符號(1/4*2048＝512)相比是其兩倍，且來自該兩個符號的該等相關可被組合以備進一步改善。該1k 1/1 GI符號還是令人滿意的，因為該保護間隔相關目前不匹配於該等資料模式(2k、4k等)。
另一實施例加速了該初始掃描。希望迅速檢測非T2信號以使該接收器可調諧到下一個頻率。這可透過檢測該P1符號內的零載波來完成，藉由：(1)計算已接收的屬於子集r3k 、r3k－1 ，及r3k＋1 的載波的能量的三個和(參見第24圖，該第24圖根據一或較多個實施例顯示對從P1接收的能量的和的計算)，這裏，r是(多個)P1符號的第k個載波且k＝1，2，3...；及(2)藉由比較該三個子集的已接收的能量，檢測T2信號的存在；及(3)設定一能量臨界值(例如最大能量以下5 dB)；及(4)只要一和超過該臨界值，則一可能的T2信號被檢測到。
第25圖顯示根據一或較多個實施例的一發射器。根據一參考序列，該第一P1被BPSK調變，且該第二P1如下被調變：如果PRBSk ＝0→bk,2 ＝bk,1 ；如果PRBSk ＝1→bk,2 ＝－bk,1 (或反之亦然)，這裏，PRBSk 是該PRBS的第k個元素，且bk,m 是在第m P1符號處第k個載波上的發送符號。然後，該發射器在反快速傅立葉變換(IFFT)及保護間隔插入之前，組合該原始參考序列及該已延遲的經微分調變的序列。N指的是該FFT大小。
第26圖顯示根據一或較多個實施例的一接收器。該接收器執行以上所討論的與第25圖有關的該發射器操作的反向。那就是，該接收器從該等P1符號(第一及第二引導符號)移除該保護間隔，對該等P1符號執行一快速傅立葉變換，且之後微分解調P1符號以獲得該已發送的偽隨機二進制序列的一估計值。該接收器不必知道該參考序列。
第27圖是顯示根據一或較多個實施例可被一接收器執行的步驟的一流程圖。在該初始掃描中，該接收器可被調諧至該頻道的該標稱中心頻率，且可開始於尋找該P1符號。然後，下面的程序可在已選定的頻道(及頻寬)處被重複－但沒必要以每一個頻率偏移被重複，因為該P1符號可在該標稱中心頻率處被檢測而不管所使用的偏移。
頻寬及標稱中心頻率選擇之後的第一個任務是找到一T2信號的存在。例如藉由對頻率偏移免疫的保護間隔相關，該P1符號可被找到。使用保護間隔相關還有助於T2－信號檢測，因為缺少一個2k符號暗示一非T2頻道。
保護間隔相關意欲用於該頻道的該延遲擴展保持在該保護間隔內之情況，而這不可能是P1符號在大規模SFN(例如以32k模式)中之實例。在該實例中，比該保護間隔長的延遲，特別是為該有用的符號持續時間的數倍的延遲，產生錯誤相關。
然而，應被注意的是，強大SFN回波存在時的符號時序不只是一特定P1的問題，因為該接收器不管怎樣都需要能夠同步於正確的路徑。差別是由於較短的GIC窗，P1相關 具有較高的雜訊位準。
粗略時間及分數頻率同步從該保護間隔相關被獲得。這些是用於該P1符號自身的粗略估計值，且利用後面的符號它們可被改進。假定這些估計值足夠準確以檢測該五個PRBS型樣中的一個而找到該FFT－大小。
對於一快速初始掃描，不含有一T2－信號的該等頻道應該相當迅速地被拋棄。根據實施例的前文結構支援一逐步檢測，在該逐步檢測中，該等非T2頻道可被相當迅速地拋棄，且藉由讀取該L1靜態發信，一T2－信號的檢測可被確認。
藉由該保護間隔相關，第一消除可被完成。P1信號可以每一訊框(大約200 ms)被重複，且就SNR需要而論，它相當強健，所以測試兩個連續的P1位置可以足夠可靠以檢測該T2信號。每個RF－頻道將花費大約500 ms。然後，一接收器可判定一可能的P1符號是否已經被找到。如果透過39個UHF－頻道且甚至用3個頻道頻寬來完成，則用於該掃描的總時間大概是58秒。要注意，試圖同時掃描不同的頻寬實際上是沒有幫助的，因為該等頻道光柵是不同的。
一旦一可能的P1符號已經被找到，則該接收器可執行粗略同步及FFT。接著，該接收器可使用稀疏載波光柵來區分T2及其他的2k信號。因而，該等非T2信號會最可能從該第一已接收的P1符號被檢測到。
該頻率偏移的檢測是基於找到該被移位的引導型樣。藉由首先利用已假定的引導載波上的功率找到正確的偏移，及這之後，對該五種PRBS計算相關，對頻率偏移及FFT－ 大小的檢測可被分離。在另一方面，當找到該頻率偏移時該等PRBS已經可以被使用。該稀疏載波光柵降低了搜尋演算法的複雜度。
在該頻率偏移已經被檢測到之後，該接收器可被調諧以接收該等資料符號。另一個任務是找出所使用的保護間隔以解碼該P2符號。因為該P1符號不攜帶該GI的任何發信資訊，所以藉由利用該訊框期間的該等正規OFDM符號，該接收器可檢測該GI。緊接在該已檢測的P1之後的該P2符號不能被解碼。但是在下一個訊框之前有足夠的時間檢測該GI，因為該整個200 ms的訊框持續時間可被使用。這給該信號獲取時間添加了另外的200 ms，但是這很可能只對於該等已發現的T2－信號發生，而不是對於每個已測試的頻道都發生。因為並列多工的最大數目通常在7到8級，所以添加給該掃描序列的總時間小於2s。
假使該訊框持續時間是可組配的，則藉由辨識下一個P1符號，該訊框同步可被獲得。然後，來自該等P2符號中的該L1靜態發信之已檢測參數被確認。
在一實施例中，該第一P1被用於一頻道估計，然後該頻道估計被用以等化該第二P1。這重複利用了各種實施例的一基本概念，雖然實施是不同的。N 指的是該FFT大小。
根據DVB－T2標準，P1及P2符號作為對初始掃描及發信的傳輸的一種解決辦法被提出。根據實施例，兩個P1符號之間的微分調變可具有高度頻率選擇性頻道的優點。
如以上所討論，該等P1符號被用在該初始掃描中以： (1)檢測T2信號的存在；(2)估計該頻率偏移；及(3)檢測該所使用的FFT大小。估計該頻率偏移(及在某種程度上檢測T2信號的存在)的一可能的方法是使用一頻域‘梳’，即，使用該OFDM符號中的該等可用副載波的一子集。假使存在總共L個可用的副載波(＝減去保護頻帶的FFT－大小)。而且，假定每第三個副載波可用於該引導/同步用途，所以，這將有L'＝/3＋1個有效副載波用於該同步信號。數學上，該梳可用一位元序列P(0)、P(1)、...、P(L' －1)來表示。在此，該位元P(k)告知，第(lowest )＋3*k 號副載波是否含有一個二元相移鍵控(BPSK)信號：‘0’指示不含有功率的一副載波，且‘1’指示含有一已BPSK－調變的信號的一副載波。該概念是當操作者使用一頻道頻率偏移時，該梳被相應地移位。因此，達到時序同步及分數頻率同步之後，該接收器可執行FFT及搜尋該整數頻率偏移。在此，該接收器可使用該等假定的引導載波(即該梳)的已接收功率，且在沒有解調該偽隨機二進制序列的情況下，找到該頻率偏移。接著，在與該經移位的梳及該已量測的副載波信號功率的一相當充分的匹配存在的情況下，正確的整數頻率偏移(＝副載波間距的一整數倍)可被檢測。然後，該FFT－大小(例如從5種選擇中挑選的)係由對5種BPSK－型樣S m (0)、S m (1)...S m (L '－1)(對於m＝1，2，3，4或5)的一選擇來指示。
該頻率偏移(在對它的分數部分調整之後)相當於對該等下標添加一常數偏移n。則和計算該梳 與它的移位版本之間的碰撞的數目，且S (0)＝N 等於該梳中的副載波的數目N 。為了使對該整數頻率偏移的檢測有效，該碰撞總數S (n ),n ≠0與該正確匹配N 相比應該是小的。
理想地，該等P1信號的結構應該使得它也支援檢測的其他方法，因而為硬體設計者提供選擇的自由。用以檢測一P1－信號的存在的問題的另一種方法是基於時域相關。為了也支援此供選擇的方法，該等實際信號應該具有良好的互相關特性－不僅對於m的不同的值而且對於(m,n)對的不同的值，即對於(FFT－大小，頻率偏移)組合的不同的值。
該組信號所需要的其他特性是合理的時域自相關特性及合理的峰均值功率比(PAPR)特性。理想地，應該還可能在不依靠大的查找表的情況下，迅速地且高效地再產生該梳及該等BPSK－序列。
實施例係針對：1)受限於每第三個副載波的梳，及2)含有大概該等剩餘的副載波的二分之一的梳，所以，有效的副載波的數目N應該是大約L/6。由於這些適當的假設，長度為L '＝/3＋1的較短的梳型樣/序列是所感興趣的。
根據實施例，一適合的長度的一個二進制m－序列被用以產生該梳，且相同的m序列(目前相對於0/1被解釋為＋1/－1)的已選定循環移位被用以產生5種BPSK－型樣。
六個位元型樣(每一個由不全為零的r個位元構成，其以後被稱為種源)被指定。然後，藉由應用由一階數為r的基元 多項式決定的一遞迴公式，該等種源被擴展成一長度為2 r －1的序列。要注意，該相同的遞迴公式被應用以形成該6個序列中的每一個。該等序列中的其中一個被挑出以決定該梳，且其他的5個決定該等BPSK－型樣，藉由將‘0’重新解譯為＋1及將‘1’重新解譯為－1。理想地，則L '＝2 r －1。不同的用法實例及用以建構該梳的一供選擇的方法也可以被使用。
在DVB－T2的特定用法實例中，L＝1531個副載波，所以L '＝511＝29 －1，r ＝9，且基元回授多項式1＋x 4 ＋x 9 可被使用。示範性的一組種源由用於該梳的100 000 000及用於該等5種BPSK－型樣的000 110 101、110 001 100、101 111 101、101 101 111、111 100 111(所有被解譯為＋/－1)組成。藉由重複應用該等遞迴公式P (k )＝P (k －4)＋P (k －9)(mod2)及S m (k )＝S m (k －4)*S m (k －9)(對於k＝9,10,...,510)，這些序列被擴展成序列P及Sm (對於m＝1、2、3、4及5)。
選擇該等種源中的一設計準則是，當該等產生的序列是另一個的循環移位時，從一個到另一個所移位的量應該使其相對大。同樣地，該等種源可被設計使得它們中的一個不能從該梳序列與藉由一短的(例如小於45個位置)循環移位而得的另一序列的逐位互斥或運算(XOR)而被產生。
如果可用的載波L' 的數目不是2 r －1形式的，但是還相對接近這樣的一數目，則該梳及該等序列可藉由從該等m－序列的末尾截去一小的分割塊而被縮短，或者該型樣可藉由循環地重複它一相對短的時間而被擴展。在以上範例中，藉由循環地移位該梳型樣以及該等BPSK－序列一個位 置，副載波的數目可從1531減少到1507。為了實現這一點，藉由應用一次該遞迴關係，該等9位元種源可被擴展至10位元。這之後，該第一位元可被省去，因而產生一9位元種源。因此，用於該梳的該種源000 000 001及用於該等BPSK－序列的該等種源001 100 010、100 011 000、011 111 010、011 011 110、111 001 111可取替以上提議被使用。則該梳將以8個0開始，即24個空的副載波，且該P1－信號變窄而低至1507個連續的載波。要觀察到，該可用的頻寬所扮演的角色是較不重要的，因為在一較窄的頻帶(例如5MHz)應用中，副載波之間的間距也是較窄的，且仍然有空間用於大約相同數目的副載波。
產生一頻域梳的一供選擇的方法是使用該領域中已知的平方剩餘序列(＝QR－序列)。該由此產生的梳共享具有基於m－序列之梳之多個移位版本之間的碰撞統計特性。該供選擇的方法具有如下優點：一QR－序列的長度是模4餘3的一質數p。因此，當QP－序列被使用時，該組可用的長度是較靈活的。該相同的序列的已循環移位版本在此還可被用以建構該等BPSK－序列。然而，即時地產生一相對長的QP－序列在計算上是較繁重的，且實際上一相對大的查找表可能必須被使用。
根據至少一實施例，該所提出的5個P1－信號是，對於m＝1,2,3,4及5。這裏，n表示該頻率偏移的整數部分。它以副載波間距的一倍 數來計數，所以在該所提出的用法實例中，n ＝±37、±75、±112對應於頻率偏移±1/6、±1/3、±1/2MHz (要注意，副載波間距的分數較早地被處理，而不管它們在此是否是一捨入誤差的一結果或該接收器與該發射器之間的一時鐘差異的一結果)。但是所提出的結構實際上允許上至134的任何整數值的n。這裏，P及Sm (對於m＝1,2,3,4及5)是以上所討論的長度為511的該等序列。這些信號在1531個連續的副載波的一範圍內佔用256個副載波。
對於該等種源有效果同樣好的各種其他選擇。例如，在不改變相關特性的情況下，該6個m－序列中的每一個可被循環地移位相同的數量。當該頻率偏移的整數部分n 小於3*45＝135時，種源的該等範例值效果良好。在該範圍內，該等序列的該等偏移版本中的互相關保持低的。一電腦搜尋已經顯露出具有同樣好的性能的其他的種源組。一稍微再寬些的低相關範圍的可能性未完全被排除，但是要知道，如果n 可以與3*51＝153一樣大，則用該方法，這樣的一低相關範圍不能被實現，不管該等種源怎樣小心地被選擇。
呈3的倍數的間距允許該頻率偏移的該整數部分被相當迅速地檢測，因為在該真實的梳與受測試的版本之間沒有碰撞，除非該受測試的與該實際的整數偏移之差是3的倍數。如果那個條件被滿足，則當我們具有正確的偏移時，碰撞的數目是256，否則碰撞的數目在範圍119...128中，即在最佳偽隨機中間點128附近。對於具有一相似的結構(＝受限於每第三個副載波)及密度(＝總共平均6個副載波中的一 個是‘有效的’)的一隨機產生的梳，對碰撞的數目的期望範圍(偏離該期望值＋/－2標準偏差)是從104到144，所以藉由使變化進入一較窄的範圍，使用m－序列改善了這數目。
該等m－序列的基本代數結構有助於保證幾乎所有以此方式產生的該等序列具有相當好的PAPR－特性(例外的是，對於該梳及該等序列的其中一個使用相同的種源)及相當好的時域自相關。對該等種源的小心選擇進一步有助於保證該等各種序列的偏移版本中的良好的互相關特性。確實，該等非普通相關非常接近於零，與隨機向上浮動至32之＋/－2 SD位準相對。
第28圖是根據一或較多個實施例的引導序列與它們的頻率偏移版本之間的自/互相關的一圖形。
第29圖是第28圖的該圖形的一放大版本，顯示頻率偏移之低的互相關範圍。
第30圖是根據至少一實施例顯示一第一P1－信號(用666 MHz的一中心頻率及4464 Hz的載波間距計算的、以25 MHz被取樣而產生這些圖的一單一符號)的包絡振幅的一圖形。該比例被選擇使得均方振幅等於1。
第31圖是第30圖的該圖形的一放大版本。第30及31圖一起顯示了該組的合理的PAPR－特性。
在對該等BPSK及P1序列的下面討論中，F ＝GF (512)將表示512個元素的有限欄位，而g 將是滿足方程式1＋g 5 ＋g 9 ＝0的F的一基元元素，所以該等冪g i 即為F的該等非零元素，當該指數i取該等值i＝0,1,...,510時。我們要進一步 注意，g －1 則將是該早先的回授方程式1＋x 4 ＋x 9 ＝0的一根。讓tr ：F →GF (2)為追蹤函數。該先前的0/1－取值的m－序列及所有它的循環移位被得到，如序列m α (i )＝tr (αg i －1 )，對於i ＝1，2，...，511及α ≠0。我們寫為e (x )＝(－1) tr (x ) ，及ω ＝e 2πj /511 。因此，我們可選擇元素α F 及β j F ,j ＝1,2,3,4,5，使得0及1的該梳被得到，如P (i )＝tr (αg i －1 )＝(1－e (αg i －1 ))/2，及該等BPSK－序列被得到，如S j (i )＝e (β j g i －1 )。該等P1－序列因而由公式P 1 j (i )＝(1－e (αg i －1 ))e (β jg i －1 )/2給出。
我們得到等式e (x ±y )＝e (x )．e (y )及和(此後被稱為方程式(1)或和(1))，每當γ 非零時，及所謂的高斯和(Gauss’ sums)(此後被稱為方程式(2)或和(2))，其中，當γ 及k都非零時，該高斯和具有複數絕對值，且當它們中的一個，而不是兩個為零時，小於此值。
就此，我們記錄該所提出的梳對應於選擇α ＝1。
讓我們考慮型樣與它的移位版本P (k ＋n )之間的碰撞的數目，這裏，n指示該移位量(最多12/3＝37)。如果我們循環地以511為一週期繼續該梳的該型樣，則碰撞的數目可被計算。表示變數x ＝g k ，且採取通常的慣例：F ＊ 是欄位F中的非零元素的集合。則‘以511為模的碰撞’的數目是(所以，k＋n以511為模被計算)
在此，該第一個和是511。在此，該第一個和是511。因為t<511，所以係數α ,αg ",α (1＋g n )是非零的，且方程式(1)告訴我們該等剩餘的和全部都等於－1(適應如下事實：該等和中缺少項e (0)＝1)。總之我們得到，該經移位的梳與該循環地被擴展的梳具有512/4＝128個碰撞。當我們考慮到由於該和k＋n溢出>511的尾部效應時，我們看到在碰撞的數目上之一期望的下降。在n＝1,2,3,4,6,7,8時，有128個碰撞，且該數目隨著n的增加而近似線性地下降。當n達到最大值37時，碰撞的數目是125。隨著偏移n＝36，最低值119個碰撞被達到。所以由於該梳，兩個偏移梳之間的碰撞的數目將接近該理想的中間點128。
我們可以計算兩個P1－序列之間的互相關(在頻域中，根據怕什法耳(Parseval’s)定理，這是否在頻域或時域中被完成無關緊要)，如 ，所以，該和(1)告訴我們該互相關等於零，但有條件是β j －β j 是非零的(換句話說，該兩個序列是不同的)，且α ＋β j －β j 是非零的(換句話說，該兩個序列不是彼此的逐位元互補)。關於這的一可實施測試是，對於要正交的該類型的兩個序列而言，它們的初始分割塊彼此不同，且它們的初始分割塊的逐位元XOR不同於該梳P的該初始分割塊。
如在碰撞的數目的計算中，我們首先在該頻域中循環地擴展了該序列，計算這樣一已擴展的信號對之間的互相關，且或多或少地忽略該短的‘尾部’，該短的‘尾部’是少量的偽隨機項的和，且將不會起太大作用。所以，一P1－信號與從該P1－信號偏移t個位置的另一P1－信號之間的該(頻域)互相關是= (以後被稱為方程式(3))。
觀察到，這裡，索引j及j’可以是相等的，即我們也對一序列與它的偏移版本之間的相關感興趣。從方程式(1)，我們看到此主要項是零，除非方括號中的該等係數的其中一個為零。因為n在關於零的一範圍內取值，所以留給我們的是以如下一種方式來選擇該等係數β 1 ，...，β 5 的目標：該等係數本身且也是該等和α ＋β 1 ，...，α ＋β 5 的該等基數g 離散對數盡可能彼此遠離(循環地模511)。因為這裏總共有10個欄位元素，所以該等離散對數間的最小間隔不能高於11/10＝51。由於對該樣本結構的選擇α ＝1＝g 0 ，一小的試探搜尋給出以上討論中所使用的集合：β 1 ＝g 33 ,α ＋β 1 ＝g 181 ,β 2 ＝g 135 ,α ＋β 2 ＝g 499 ,β 3 ＝g 245 ,α ＋β 3 ＝g 398 ,β 4 ＝g 349 ,α ＋β 4 ＝g85 ,β 5 ＝g 445 ,α ＋β 5 ＝g 296 。在此，該等離散對數形成一列表{33，135，245，349，445，181，499，398，85，296}－該最前面的五個離散對數指定該等元素β 1 ，...，β 5 ，且該最後的五個 列出該等元素α ＋β 1 ，...，α ＋β 5 的離散對數。此處，最小循環間隔45在499與33之間，因為33－499＋511＝45。也具有最小循環間隔45的另一離散對數序列是{33，135，233，339，447，181，499，388，286，80}。未知的是，是否存在導致一更大的循環間隔的選擇。因為3*45＝135(子載波間隔)大於112，所以這滿足了我們的目的。
這些數字解釋了第28圖中的間隙。由於在任一方向上與多到44的偏移都沒有匹配，所以第28圖中的接近零的區域的寬度是2*44＋1＝89個載波。我們要注意，該間隔45對應於方程式(3)中帶有一負號的項。對應於帶有一正號的項的該最小循環間隔是96，且它出現在該等對(45,349)及(181,85)之間。這解釋了為什麼最近的旁瓣都是負的，且還解釋了在該x－軸以上的2*96＋1＝193個載波的較寬的間隙。
此處我們顯示界限意指該等所提出的信號的自相關如何保持在一低位準至少達一某一離散集合時間位移。該所提出的P1－信號的時域版本是，其中為方便，我們可以將頻率偏移包括到f 中，且讓△f 為該P1－信號的兩個可能的載波之間的間距(＝該2k OFDM－符號的載波間距的3倍)。假定我們具有小於該保護間隔的一時間誤差△t 。則時域相關器查看 =(以後被稱為方程式(4))。
這裏，係數K及K’是為了正規化，且包含升次冪及來自DFT及該積分的常數。因此，該項的絕對值僅視該和而定(根據比例)。假定△t 具有使得對於某一整數n而言乘積△f △t ＝n/511的這樣一大小。那就是，該時間誤差是該等副載波的共同週期的1/511的一整數倍。所以我們可寫為e 2πjk (△f．△t ) ＝ω nk 。考慮到P 1 j (k ＋1)＝(1－e (αg k ))/2僅取決於該梳的該型樣(且根本不取決於該BPSK－調變)之事實，我們看到，在該時間誤差的這些值處，該互相關等於(以後被稱為方程式(5))。
方程式(1)及(2)中的該等和則告訴我們(忽略該乘數K”－它的絕對值與n無關)當n＝0時(即當沒有時序誤差時)，該和具有值256，且否則具有絕對值。總之：由於我們的信號，這有一相對密集的時間誤差的離散集合，該相對密集的時間誤差的離散集合將致使自相關值低於該同步值大約10 dB。雖然這不是決定性的，但這高度示意了，我們的所提出的信號的自相關特性是相對好的。
此外，該等和(1)及(2)對於我們的估計是主要的。當我們比較兩個不同的P1－信號P1j 及P1j ’時，導出以上方程式(4)及(5)的計算這時將產生
要記得，我們操作在β j －β j ≠α 之假定下。如果這裏 n＝0，則該和藉由公式(1)估計為0，且否則，我們在此具有兩個高斯和，所以藉由三角不等式，我們可估計。換句話說，在該離散的時間誤差集合處，該等互相關低於完美匹配256*K”至少7 db。
此外，該和(2)允許我們對該等取樣瞬時△t ＝n/(511△f )(對所有n＝0,1,...,510)處的該包絡功率作出一相對敏銳的估計。我們具有。
因為α ≠β j ，所以我們在n＝0時得到零，且由於關於高斯和的方程式(2)的結果，絕對值符號中的該和之上限為。總之，被取樣的包絡功率因而最大為1。這裏，總的信號能量是256，所以平均功率是。因此，在該(奈奎斯(Nyquist))取樣率下，該最大值與平均包絡功率比最大是。這存在一大體的界限，該大體的界限告訴我們，在最壞的情況下，該連續的峰值與平均包絡功率比最大為(且在實際中，非常可能會更好一點)。
本發明的一或較多個層面可被實現在電腦可執行指令中，諸如由一或較多個電腦或其他裝置執行的一或較多個程式模組。一般地，程式模組包括當被一電腦或其他裝置中的一處理器執行時執行特定任務或實施特定抽象資料類型的常式、程式、物件、元件、資料結構等。該等電腦可執行指令可被儲存在諸如一硬碟、光碟、可移除儲存媒體、固態記憶體、RAM等之一電腦可讀媒體上。將被該技藝中 具有通常知識者理解的是，在各種實施例中，該等程式模組的功能可如所期望地被組合或分開。此外，該功能可整體或部分地被實現在諸如積體電路、場可規劃閘極陣列(FPGA)、特定應用積體電路(ASIC)等之韌體或硬體等效物中。
實施例包括在此明確地或其任何概括化地所揭露的任何新穎特徵或特徵之組合。雖然實施例已經關於包括執行本發明的目前較佳模式的特定範例被描述，但是該技藝中具有通常知識者將理解的是，還存在以上所描述的系統及技術的許多變化及變更。因此，本發明的精神及範圍應該廣泛地被理解為該等後附申請專利範圍中所提出的。
102‧‧‧數位寬頻廣播系統
103‧‧‧數位廣播發射器
104‧‧‧數位內容源
105‧‧‧數位廣播塔
112‧‧‧行動終端機或裝置、行動裝置、接收裝置
128‧‧‧處理器
130‧‧‧使用者介面
134‧‧‧電腦可讀記憶體
136‧‧‧顯示器
140‧‧‧軟體
141‧‧‧DVB接收器
142‧‧‧FM/AM無線電接收器
143‧‧‧WLAN收發器
144‧‧‧電信收發器
150‧‧‧電池
152‧‧‧揚聲器
154‧‧‧天線
602－614‧‧‧步驟
902－914‧‧‧步驟
1002－1014‧‧‧步驟
1102‧‧‧引導符號/第一引導符號
1104－1106‧‧‧發信符號
1202－1204‧‧‧步驟
1301‧‧‧P2－1封包結構
1302－1324‧‧‧欄位
1325‧‧‧時槽迴路欄位
1326－1338‧‧‧欄位
1402‧‧‧發信窗
1404‧‧‧偏移
1502‧‧‧偏移
1602‧‧‧P2－n封包
1604－1610‧‧‧欄位
1702‧‧‧P2－1封包
1704‧‧‧P2－n封包
1706‧‧‧‘T’欄
1708‧‧‧‘L’欄
1710‧‧‧‘E’欄
1712‧‧‧‘N’欄
1714‧‧‧L2發信資料
1716‧‧‧網路及蜂巢格資訊
1718‧‧‧地理位置
1720‧‧‧網路資訊表(NIT)
1722‧‧‧服務描述表(SDT)
1724‧‧‧時槽＿id
1726‧‧‧訊框－編號
2002‧‧‧訊框
2004－2012‧‧‧時槽
2014－2024‧‧‧OFDM符號
2026－2034‧‧‧OFDM胞元
第1圖說明本發明的一或較多個說明性實施例可在其中被實施的一適合的數位寬頻廣播系統。
第2圖根據本發明之一層面說明一行動裝置的一範例。
第3圖根據本發明之一層面概要地說明蜂巢格的一範例，該等蜂巢格中的每一個可被一不同的發射器覆蓋。
第4圖根據本發明之一層面顯示符號(用於頻道搜尋及服務探索之同步符號)與資料的一訊框及超訊框。
第5圖顯示一信號中心頻率可如何與一頻道中心頻率相一致，或相對於一頻道中心頻率偏移。
第6圖是根據至少一個實施例顯示由一接收器執行的步驟的一流程圖。
第7圖根據本發明之一層面相對於一信號頻寬及一頻道光柵頻寬顯示一引導信號頻寬的大小的一範例。
第8圖根據本發明之一層面說明一引導符號的一引導序列的稀疏引導間距。
第9圖是顯示由一接收器執行的用以在頻域中執行相關以檢測正被使用的粗略偏移的步驟的一流程圖。
第10圖是根據一實施例顯示用以在時域中執行一服務探索相關的步驟的一流程圖。
第11圖根據本發明之一層面顯示一引導/發信符號序列的一範例。
第12圖是根據本發明的至少一層面顯示由一發射器執行的一方法的步驟的一流程圖。
第13圖根據本發明之一層面說明一封包結構。
第14圖根據本發明之一層面說明一發信窗偏移。
第15圖根據本發明之一層面說明一訊框的一目前子信號與下一個子信號之間的一偏移。
第16圖根據本發明之一層面說明可被用以攜帶發信資訊的附加封包結構。
第17圖根據本發明之一層面說明用在服務探索中的一示範流程圖。
第18及19圖根據本發明之一層面描述P1、P2及DATA符號之間的關係。
第20圖根據本發明之一層面顯示一示範訊框及包括OFDM符號及蜂巢格的時槽結構。
第21圖說明一個引導符號內的同調頻寬及微分調變。
第22圖根據本發明之一層面描述兩個P１符號之間的微 分調變。
第23圖根據一實施例顯示具有1/1保護間隔的兩個1K符號及該等符號之間的微分調變。
第24圖根據一或較多個實施例顯示從一或較多個引導符號接收的能量之和的計算。
第25圖根據一或較多個實施例顯示一發射器。
第26圖根據一或較多個實施例顯示一接收器。
第27圖是根據一或較多個實施例顯示可由一接收器執行的步驟的一流程圖。
第28圖是根據一或較多個實施例的引導序列與它們的頻率偏移版本之間的自/互相關的一圖形。
第29圖是第28圖的該圖形的一放大版本，顯示頻率偏移之低的互相關範圍。
第30圖是根據至少一實施例顯示一第一引導符號信號的包絡振幅的一圖形。
第31圖是第30圖的該圖形的一放大版本。
1702‧‧‧P2－1封包
1704‧‧‧P2－n封包
1706‧‧‧‘T’欄
1708‧‧‧‘L’欄
1710‧‧‧‘E’欄
1712‧‧‧‘N’欄
1714‧‧‧L2發信資料
1716‧‧‧網路及蜂巢格資訊
1718‧‧‧地理位置
1720‧‧‧網路資訊表(NIT)
1722‧‧‧服務描述表(SDT)
1724‧‧‧時槽＿id
1726‧‧‧訊框－編號

Claims (29)

  1. 一種通訊方法，其包含以下步驟：發送一第一引導正交頻分多工(OFDM)符號，該第一引導OFDM符號包含多個稀疏分佈作動的次載波；選擇一組偽隨機的發信序列，該組偽隨機的發信序列係組配以提供於該等多個稀疏分佈作動的次載波內的發信資訊；以及使用微分二元相移鍵控藉由該組偽隨機的發信序列來調變該等多個稀疏分佈作動的次載波，使得該發信資訊於該等多個稀疏分佈作動的次載波內被提供。
  2. 如申請專利範圍第1項之方法，其中，該等多個稀疏分佈作動的次載波係從一個頻帶之中段所選出。
  3. 如申請專利範圍第1項之方法，其中，該等多個稀疏分佈作動的次載波之該稀疏分佈形成一個可辨識型樣，該可辨識型樣指出頻移。
  4. 如申請專利範圍第1項之方法，其中，該組偽隨機的發信序列之序列係彼此正交的。
  5. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該發信資訊為一頻率偏移資訊。
  6. 一種通訊裝置，其包含：一個處理器；以及儲存可執行指令的一個記憶體，該等可執行指令由該處理器執行可組態以致使該裝置至少進行下列動作：使得之一第一引導正交頻分多工(OFDM)符 號被發送，該第一引導OFDM符號包含多個稀疏分佈作動的次載波；選擇一組偽隨機的發信序列，該組偽隨機的發信序列係組配以提供於該等多個稀疏分佈作動的次載波內的發信資訊；以及使用微分二元相移鍵控藉由該組偽隨機的發信序列來調變該等多個稀疏分佈作動的次載波，使得該發信資訊於該等多個稀疏分佈作動的次載波內被提供。
  7. 如申請專利範圍第6項之裝置，其中，該等多個稀疏分佈作動的次載波係從一個頻帶之中段所選出。
  8. 如申請專利範圍第6項之裝置，其中，該等多個稀疏分佈作動的次載波之該稀疏分佈形成一個可辨識型樣，該可辨識型樣指出頻移。
  9. 如申請專利範圍第6項之裝置，其中，該組偽隨機的發信序列之序列係彼此正交的。
  10. 如申請專利範圍第6項之裝置，其中，該第一引導OFDM符號使用一種1k快速傅立葉轉換。
  11. 如申請專利範圍第6項之裝置，其中，該第一引導OFDM符號實質上佔據半數的次載波，該半數的次載波可得自於一個頻帶之中段。
  12. 如申請專利範圍第6項之裝置，其中該發信資訊為一頻率偏移資訊。
  13. 一種通訊方法，其包含以下步驟： 接收一第一引導正交頻分多工(OFDM)符號；對該第一引導OFDM符號執行一種快速傅立葉轉換；至少部分藉由找出一個經移位次載波型樣來檢測一個頻率偏移；以及由一處理器微分解調該第一引導OFDM符號以產生經估算的一個偽隨機二元序列。
  14. 如申請專利範圍第13項之方法，其中，接收該第一引導OFDM符號之步驟指出一個所欲信號的出現。
  15. 如申請專利範圍第13項之方法，其中，次載波之功率被用來檢測該頻率偏移。
  16. 如申請專利範圍第13項之方法，其中，發信序列係從相鄰次載波間的相位差解碼而來。
  17. 一種通訊裝置，其包含：一個處理器；以及儲存可執行指令的一個記憶體，該等可執行指令由該處理器執行時可組態以致使該裝置至少進行下列動作：接收一第一引導正交頻分多工(OFDM)符號；對該第一引導OFDM符號執行一種快速傅立葉變換；至少部分藉由找出一個經移位次載波型樣來檢測一個頻率偏移；以及微分解調該第一引導OFDM符號以產生經估 算的一個偽隨機二元序列。
  18. 如申請專利範圍第17項之裝置，其中，該記憶體更儲存由該處理器執行之可執行指令可組態以致使該裝置使用該第一引導OFDM符號以作為對於一個所欲信號之出現的一個指示符。
  19. 如申請專利範圍第18項之裝置，其中，該記憶體更儲存由該處理器執行之可執行指令可組態以致使該裝置利用次載波之功率來檢測該頻率偏移。
  20. 如申請專利範圍第17項之裝置，其中，發信序列係從相鄰次載波間的相位差解碼而來。
  21. 一種包含電腦可執行指令的一或多個電腦可讀媒體，當該電腦可執行指令被執行時組態以致使一個裝置至少進行以下步驟：使得一第一引導正交頻分多工(OFDM)符號被發送，該第一引導OFDM符號包含多個稀疏分佈作動的次載波；選擇一組偽隨機的發信序列，該組偽隨機的發信序列係組配以提供於該等多個稀疏分佈作動的次載波內的發信資訊；以及使用微分二元相移鍵控藉由該組偽隨機的發信序列來調變該等多個稀疏分佈作動的次載波，使得該發信資訊於該等多個稀疏分佈作動的次載波內被提供。
  22. 如申請專利範圍第21項之電腦可讀媒體，其中該記憶體更儲存由該處理器執行之可執行指令組態以致使該裝 置從一個頻帶之中段選出該等多個稀疏分佈作動的次載波。
  23. 如申請專利範圍第21項之電腦可讀媒體，其中，該等多個稀疏分佈作動的次載波之該稀疏分佈形成一個可辨識型樣，該可辨識型樣指出頻移。
  24. 如申請專利範圍第21項之電腦可讀媒體，其中，該組偽隨機的該等發信序列之序列係彼此正交的。
  25. 如申請專利範圍第21項之電腦可讀媒體，其中該發信資訊為一頻率偏移資訊。
  26. 一種包含電腦可執行指令的一或多個電腦可讀媒體，當該電腦可執行指令被執行時組態以致使一個裝置至少進行以下步驟：接收一第一引導正交頻分多工(OFDM)符號；對該第一引導OFDM符號執行一種快速傅立葉變換；至少部分藉由找出一個經移位次載波型樣來檢測一個頻率偏移；以及微分解調該第一引導OFDM符號以產生經估算的一個偽隨機二元序列。
  27. 如申請專利範圍第26項之電腦可讀媒體，其中，接收該第一引導OFDM符號之步驟指出一個所欲信號的出現。
  28. 如申請專利範圍第26項之電腦可讀媒體，其中，發信序列係從相鄰次載波間的相位差解碼而來。
  29. 如申請專利範圍第26項之電腦可讀媒體，其中，次載波 之功率被用來檢測該頻率偏移。
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