JP2011501493A - デジタルビデオブロードキャストサービスの発見 - Google Patents

Abstract

【課題】デジタルブロードキャストネットワークにおけるサービス発見及びチャンネルサーチ技術を提供する。
【解決手段】基準シーケンスに基づいて第１パイロット記号を２進位相シフトキー変調し、第２パイロット記号を差動２進位相シフトキー変調する。次いで、オリジナルの基準シーケンスと、遅延された差動変調シーケンスとを合成した後に、逆高速フーリエ変換を行って、ガードインターバルを挿入する。受信器の動作は送信器の動作の逆である。受信器は、基準シーケンスを知る必要がない。更に、全てがゼロの値ではないｒ個のビットを各々有するビットパターンである複数のシードを指定し、各シードに再帰式を適用することによりシードを各シーケンスへと拡張し、そしてシーケンスの１つをコームシーケンスとして使用すると共に、それ以外のシーケンスを２進位相シフトキーパターンとして使用する。
【選択図】図６

Description

本発明は、一般的に、通信ネットワークに係り、より詳細には、デジタルビデオブロードキャストサービスの発見に係る。

デジタルブロードバンドブロードキャストネットワークは、エンドユーザが、ビデオ、オーディオ、データ、等を含むデジタルコンテンツを受信できるようにする。移動ターミナルを使用して、ユーザは、ワイヤレスデジタルブロードキャストネットワークを経てデジタルコンテンツを受信することができる。デジタルコンテンツは、ネットワーク内のセルにおいて送信することができる。セルとは、通信ネットワークにおいて送信器によってカバーできる地理的エリアを表す。ネットワークは、複数のセルを有し、そしてセルは、他のセルに隣接することができる。

移動ターミナルのような受信装置は、データ又はトランスポートストリームにおいて番組又はサービスを受信することができる。トランスポートストリームは、番組又はサービスの個々のエレメント、例えば、番組又はサービスのオーディオ、ビデオ及びデータコンポーネントを搬送する。典型的に、受信装置は、データストリームにおける特定の番組又はサービスの異なるコンポーネントを、そのデータストリームに埋め込まれた番組特有の情報（ＰＳＩ）又はサービス情報（ＳＩ）を通して探索する。しかしながら、ＰＳＩ又はＳＩシグナリングは、デジタルビデオブロードキャスティング−ハンドヘルド（ＤＶＢ−Ｈ）システムのようなあるワイヤレス通信システムでは、充分なものではない。このようなシステムにＰＳＩ又はＳＩシグナリングを使用すると、エンドユーザの経験が最適なものではなくなる。というのは、ＰＳＩ及びＳＩ情報を保有しているＰＳＩ及びＳＩテーブルが長い繰り返し周期をもつからである。加えて、ＰＳＩ又はＳＩシグナリングは、多量の帯域巾を要求し、これは、コストがかかる上に、システムの効率を低下させる。

本発明の幾つかの態様の基本的な理解を与えるために以下に簡単な概要を述べる。この概要は、本発明の広範囲な概略ではない。これは、本発明のキー要素又は重要要素を識別するものでもないし、本発明の範囲を定めるものでもない。次の概要は、その後の詳細な説明に対する前置きとして本発明の幾つかの態様を簡単な形態で表すものに過ぎない。

本実施形態は、基準シーケンスに基づいて第１パイロット記号を２進位相シフトキー変調し、そして第２パイロット記号を差動２進位相シフトキー変調することに向けられる。次いで、オリジナルの基準シーケンスと、遅延された差動変調シーケンスとを合成した後に、逆高速フーリエ変換を行って、ガードインターバルを挿入する。受信器の動作は、上述した送信器の動作の逆である。受信器は、基準シーケンスを知る必要がない。更に、本実施形態は、全てがゼロの値ではないｒ個のビットを各々有するビットパターンである複数のシードを指定し、各シードに再帰式を適用することによりシードを各シーケンスへと拡張し、そしてシーケンスの１つをコーム(comb)シーケンスとして使用すると共に、そのコームシーケンス以外のシーケンスを２進位相シフトキーパターンとして使用することに向けられる。

本発明及びその効果のより完全な理解は、以下の詳細な説明と、同じ特徴部を同じ参照番号で示した添付図面とを参照することにより得ることができよう。

本発明の１つ以上の実施形態を具現化できる適当なデジタルブロードバンドブロードキャストシステムを示す。 本発明の１つの態様による移動装置を例示する。 本発明の１つの態様により異なる送信器によって各々カバーされるセルの一実施例を概略的に示す。 本発明の１つの態様による記号、チャンネルサーチ及びサービス発見に使用される同期記号、及びデータのフレーム及びスーパーフレームを示す。 信号の中心周波数がどのようにチャンネルの中心周波数に一致し又はそれに対してオフセットするか示す。 少なくとも１つの実施形態により受信器によって遂行されるステップを示すフローチャートである。 本発明の１つの態様により信号帯域巾及びチャンネルラスタ帯域巾に対するパイロット信号帯域巾のサイズを例示する。 本発明の１つの態様によるパイロット記号のためのパイロットシーケンスの希薄なパイロット間隔を示す。 周波数ドメインにおいて相関を行って、粗いオフセットが使用されていることを検出するために、受信器により遂行されるステップを示すフローチャートである。 時間ドメインにおいてサービス発見相関を遂行するための一実施形態によるステップを示すフローチャートである。 本発明の１つの態様によるパイロット／シグナリング記号シーケンスを例示する。 本発明の少なくとも１つの態様により送信器によって遂行される方法のステップを示すフローチャートである。 本発明の１つの態様によるパケット構造を示す。 本発明の１つの態様によるシグナリングウインドウオフセットを示す。 本発明の１つの態様によるフレームの現在サブ信号と次のサブ信号との間のオフセットを示す。 本発明の１つの態様によりシグナリング情報を搬送するのに使用できる付加的なパケット構造を示す。 本発明の１つの態様によりサービス発見に使用するためのフローチャートである。 本発明の１つの態様によるＰ１、Ｐ２及びＤＡＴＡ記号間の関係を示す。 本発明の１つの態様によるＰ１、Ｐ２及びＤＡＴＡ記号間の関係を示す。 本発明の１つの態様によるＯＦＤＭ記号及びセルを含むフレーム及びスロット構造を例示する。 １つのパイロット記号内のコヒレンス帯域巾及び差動変調を示す。 本発明の１つの態様による２つのＰ１記号間の差動変調を示す。 一実施形態による１／１ガードインターバルを伴う２つの１ｋ記号及び記号間の差動変調を示す。 １つ以上の実施形態による１つ以上のパイロット信号から受け取ったエネルギーの和を計算するところを示す。 １つ以上の実施形態による送信器を示す。 １つ以上の実施形態による受信器を示す。 １つ以上の実施形態により受信器によって遂行できるステップを示すフローチャートである。 １つ以上の実施形態によるパイロットシーケンスとそれらの周波数オフセット形態との間の自己／相互相関のグラフである。 周波数オフセットの低相互相関範囲を示す図２８のグラフのズームイン形態である。 少なくとも１つの実施形態による第１パイロット記号信号の包絡線振幅を示すグラフである。 図３０のグラフのズームイン形態を示す。

種々の実施形態の以下の説明において、本発明が実施される種々の実施形態を例示した添付図面を参照する。他の実施形態を使用することもでき、又、本発明の範囲及び精神から逸脱せずに構造的及び機能的変更がなされ得ることを理解されたい。

又、本実施形態は、デジタルブロードキャストネットワークにおけるサービス発見及びチャンネルサーチに向けられる。ユーザの観点から比較的高速のサービス発見が望まれる。当然、受信装置が初めて使用されるときには、盲目的(blind)サービス発見／チャンネルサーチが遂行される。又、ターミナルがスイッチオフされて異なる位置へ移動されたときも、新たな盲目的サーチが遂行される。通常、移動ＴＶアプリケーションは、考えられる新たなサービスを検出するために、時々、バックグランドチャンネルサーチも実行する。盲目的サービス発見は、エンドユーザをイライラさせず且つ頻繁な再スキャンを可能にするように数秒しか要しないものでなければならない。

従来のデジタルビデオブロードキャストサービス発見に関連した挑戦は、次のものを含む。ＤＶＢ−Ｈ規格は、信号帯域巾、ＦＦＴサイズ、ガードインターバル、内部変調、等について多大な融通性を与える。オペレータは、ＤＶＢ−Ｈ信号に対するオフセットを使用することができ、即ち信号は、チャンネルの公称中心周波数ではなく、ある量だけオフセットしている。異なる国々では、異なるチャンネルラスタ及び信号帯域巾が使用されている。受信器の同期及びチャンネルサーチを助けるために規格にはＴＰＳ（送信器パラメータシグナリング）が含まれる。不都合なことに、受信器は、ＴＰＳ情報をデコードできる前に多数のパラメータを知る必要がある。ＴＰＳをデコードできる前に、信号帯域巾、周波数オフセット、ＦＦＴサイズ、及びガードインターバルについて知る必要がある。ＵＨＦ帯域のほとんどのチャンネルは、ＤＶＢ−Ｈサービスを含まない。非ＤＶＢ−Ｈチャンネルは、（全てのモードでロックを得るように試みる）試行錯誤方法で検出され、これは、多量の時間を費やす。非ＤＶＢ−Ｈサービスを検出するための時間は、実際上、主として、チャンネルサーチに対して達成できる速度を設定する。というのは、通常、ほとんどのチャンネルが空であるか、又は非ＤＶＢ−Ｈサービスを含むからである。

盲目的サービス発見のための計算例は、次の通りである。ＵＨＦにおけるチャンネルの数３５（チャンネル２１−５５、４７０−７５０ＭＨｚ）；周波数オフセットの数７（−３／６、−２／６、−１／６、０、＋１／６、＋２／６、＋３／６ＭＨｚ）；信号帯域巾の数３（６ＭＨｚ、７ＭＨｚ、８ＭＨｚ：５ＭＨｚは、ＵＳＡ受信器のみに対する個別のケースである）；ＦＦＴサイズの数３（２Ｋ、４Ｋ、８Ｋ）；ガードインターバルの数４（１／３２、１／１６、１／８及び１／４）；及び１つのモードに対してＴＰＳをデコードするための平均時間１２０ｍｓ（２Ｋ ５０ｍｓ、４Ｋ １００ｍｓ、８Ｋ ２００ｍｓ）。これらの数は、一例に過ぎない。

それにより得られる盲目的サービス発見のための時間は、この例では、３５＊７＊３＊３＊４＊１２０ｍｓ＝１０５８．４秒＝１７．６４分である。

実施形態によれば、チャンネルサーチ／サービス発見を遂行するのに要する時間を短縮するために種々の方法を使用することができる。種々の方法の基本的アイデアは、既知の特性を有しそして異なるデジタルビデオブロードキャスト動作モードでも同じままである信号（例えば初期化／同期化記号）の一部分を導入することである。それ故、信号の既知の部分は、試行錯誤方法に頼る必要なくデコードすることができる。信号の既知の部分は、信号の残り部分に対するパラメータを含み、それ故、信号の残り部分は、既知の部分がデコードされた後に、試行錯誤方法なしにデコードすることができる。信号の既知の部分は、使用可能なサブキャリア及びそれらの変調のサブセットを含む。規定のサブキャリア（サブキャリア番号）及びそれらの変調の組合せは、その組合せがオフセットＦＦＴサイズ対ごとに独特で（又は異なるＦＦＴサイズのみに対して独特で）且つその組合せが信号をデジタルビデオブロードキャストのための望ましい信号として識別するのに使用できるように、選択される。又、デジタルビデオブロードキャストサービスを含むチャンネルは、信号の既知の部分を使用して効率的に検出することができる。検査された信号から固定の既知の部分が見つからない場合には、その信号は、非デジタルビデオブロードキャスト信号又は空きチャンネルと考えられ、受信器は、次のチャンネル／周波数へ迅速に進むことができる。このようにして、非デジタルビデオブロードキャスト及び空きチャンネルの検出は、比較的高速になる。

図１は、１つ以上の実施形態を具現化できる適当なデジタルブロードバンドブロードキャストシステム１０２を示す。ここに示すようなシステムは、デジタルブロードバンドブロードキャスト技術、例えば、デジタルビデオブロードキャスト−ハンドヘルド（ＤＢＶ−Ｈ）又は次世代ＤＶＢ−Ｈネットワークを使用することができる。デジタルブロードバンドブロードキャストシステム１０２が使用できる他のデジタルブロードキャスト規格は、例えば、デジタルビデオブロードキャスト−地上（ＤＶＢ−Ｔ）、サービス総合デジタルブロードキャスティング−地上（ＩＳＤＢ−Ｔ）、アドバンストテレビジョンシステムコミッティ（ＡＴＳＣ）データブロードキャスト規格、デジタルマルチメディアブロードキャスト−地上（ＤＭＢ−Ｔ）、地上デジタルマルチメディアブロードキャスティング（Ｔ−ＤＭＢ）、衛星デジタルマルチメディアブロードキャスティング（Ｓ−ＤＭＢ）、フォワードリンクオンリー（ＦＬＯ）、デジタルオーディオブロードキャスティング（ＤＡＢ）、及びデジタル無線モンディール（ＤＲＭ）を含むことができる。現在知られている又は今後に開発される他のデジタルブロードキャスティング規格及び技術を使用することもできる。又、本発明の態様は、他のマルチキャリアデジタルブロードキャストシステム、例えば、Ｔ−ＤＡＢ、Ｔ／Ｓ−ＤＭＢ、ＩＳＤＢ−Ｔ、及びＡＴＳＣ、専有システム、例えば、Ｑｕａｌｃｏｍｍ ＭｅｄｉａＦＬＯ／ＦＬＯ、並びに非慣習的システム、例えば、３ＧＰＰ ＭＢＭＳ（マルチメディアブロードキャスト／マルチキャストサービス）及び３ＧＰＰ２ ＢＣＭＣＳ（ブロードキャスト／マルチキャストサービス）に適用することもできる。

デジタルコンテンツは、デジタルコンテンツソース１０４により生成／供給され、ビデオ信号、オーディオ信号、データ、等を含む。デジタルコンテンツソース１０４は、コンテンツをデジタルパケット、例えば、インターネットプロトコル（ＩＰ）パケットの形態でデジタルブロードキャスト送信器１０３へ供給する。ある独特のＩＰアドレス又は他のソース識別子を共有する関連ＩＰパケットのグループは、時々、ＩＰストリームとして説明される。デジタルブロードキャスト送信器１０３は、複数のデジタルコンテンツソース１０４からの複数のデジタルコンテンツデータストリームを送信するために、受信、処理及び転送を行う。種々の実施形態において、デジタルコンテンツデータストリームはＩＰストリームである。処理されたデジタルコンテンツは、次いで、ワイヤレス送信のためにデジタルブロードキャストタワー１０５（又は他の物理的送信コンポーネント）へ通される。最終的に、移動ターミナル又は装置１１２は、デジタルコンテンツソース１０４から発生されるデジタルコンテンツを選択的に受信して消費する。

図２に示すように、移動装置１１２は、プロセッサ１２８と、これに接続されたユーザインターフェイス１３０と、メモリ１３４及び／又は他の記憶装置と、ディスプレイ１３６とを含み、ディスプレイは、ビデオコンテンツ、サービスガイド情報、等を移動装置のユーザに表示するのに使用される。又、移動装置１１２は、バッテリ１５０と、スピーカ１５２と、アンテナ１５４も備えている。ユーザインターフェイス１３０は、更に、キーパッド、タッチスクリーン、ボイスインターフェイス、１つ以上の矢印キー、ジョイスティック、データグローブ、マウス、ローラーボール、タッチスクリーン、等も含む。

移動装置１１２内のプロセッサ１２８及び他のコンポーネントにより使用されるコンピュータ実行可能なインストラクション及びデータは、コンピュータ読み取り可能なメモリ１３４に記憶される。メモリは、任意であるが、揮発性及び不揮発性の両メモリを含めて、リードオンリメモリモジュール又はランダムアクセスメモリモジュールの組合せで具現化することができる。ソフトウェア１４０は、移動装置１１２が種々のファンクションを遂行できるようにするためのインストラクションをプロセッサ１２８に与えるためにメモリ１３４及び／又は記憶装置内に記憶される。或いは又、移動装置１２のコンピュータ実行可能なインストラクションの幾つか又は全部をハードウェア又はファームウェア（図示せず）で実施してもよい。

移動装置１１２は、特定のＤＶＢ受信器１４１を通して、例えば、ＤＶＢ−Ｈ又はＤＶＢ−Ｔのようなデジタルビデオブロードキャスト（ＤＶＢ）規格に基づくデジタルブロードバンドブロードキャスト送信を受信し、デコードしそして処理するように構成される。又、移動装置には、デジタルブロードバンドブロードキャスト送信のための他の形式の受信器を設けてもよい。更に、受信装置１１２は、ＦＭ／ＡＭラジオ受信器１４２、ＷＬＡＮトランシーバー１４３及びテレコミュニケーショントランシーバー１４４を通して送信を受信し、デコードしそして処理するようにも構成される。本発明の１つの態様において、移動装置１１２は、無線データストリーム（ＲＤＳ）メッセージを受信する。

ＤＶＢ規格の一例において、あるＤＶＢ １０Ｍビット／ｓ送信は、２００５０ｋビット／ｓオーディオ番組チャンネル又は５０２００ｋビット／ｓビデオ（ＴＶ）番組チャンネルを有する。移動装置１１２は、デジタルビデオブロードキャスト−ハンドヘルド（ＤＶＢ−Ｈ）規格又は他のＤＶＢ規格、例えば、ＤＶＢ−ＭＨＰ、ＤＶＢ−サテライト（ＤＶＢ−Ｓ）、又はＤＶＢ−地上（ＤＶＢ−Ｔ）に基づいて送信を受信し、デコードしそして処理するように構成される。同様に、他のデジタル送信フォーマットを使用して、ＡＴＳＣ（アドバンストテレビジョンシステムズコミッティー）、ＮＴＳＣ（ナショナルテレビジョンシステムコミッティー）、ＩＳＤＢ−Ｔ（サービス総合デジタルブロードキャスティング−地上）、ＤＡＢ（デジタルオーディオブロードキャスティング）、ＤＭＢ（デジタルマルチメディアブロードキャスティング）、ＦＬＯ（フォワードリンクオンリー）又はＤＩＲＥＣＴＶのような補足的サービスの利用性の情報及びコンテンツを配送することもできる。更に、デジタル送信は、ＤＶＢ−Ｈ技術のようにタイムスライスされてもよい。タイムスライスは、移動ターミナルの平均電力消費を減少し、滑らかでシームレスなハンドオーバーを可能にする。タイムスライスは、慣習的なストリーミングメカニズムを使用してデータが送信される場合に要求されるビットレートに比して、より高い瞬時ビットレートを使用してデータをバーストで送信することを含む。この場合、移動装置１１２は、デコードされたタイムスライス型送信を提示まで記憶するための１つ以上のバッファメモリを有することができる。

更に、電子サービスガイド（ＥＳＧ）を使用して、番組又はサービス関連情報を与えることができる。一般的に、電子サービスガイド（ＥＳＧ）は、どんなサービスがエンドユーザに利用でき且つどのようにサービスにアクセスするかをターミナルが通信できるようにする。ＥＳＧは、ＥＳＧフラグメントの独立存在断片を含む。慣習的に、ＥＳＧフラグメントは、ＸＭＬ及び／又は２進ドキュメントを含むが、最近では、例えば、ＳＤＰ（セッション記述プロトコル）記述、テキストファイル、又は映像のようなアイテムの膨大なアレイを包含する。ＥＳＧフラグメントは、現在（又は将来）利用できるサービス又は放送番組の１つ又は多数の態様を記述する。このような態様は、例えば、フリーテキスト記述、スケジュール、地域的利用性、価格、購入方法、ジャンル、及び補足情報、例えば、予告映像又はクリップを含む。ＥＳＧフラグメントを含むオーディオ、ビデオ及び他の形式のデータは、多数の異なるプロトコルに基づき種々の形式のネットワークを通して送信される。例えば、インターネットプロトコル（ＩＰ）及びユーザデータグラムプロトコル（ＵＤＰ）のようなインターネットプロトコル組のプロトコルを使用して、通常「インターネット」と称されるネットワークの集合を通してデータを送信することができる。データは、しばしば、単一ユーザにアドレスされたインターネットを通して送信される。しかしながら、マルチキャスティングとして一般に知られたユーザのグループにアドレスすることもできる。全てのユーザにデータがアドレスされるケースでは、それがブロードキャスティングと称される。

データをブロードキャスティングする１つの方法は、ＩＰデータキャスティング（ＩＰＤＣ）ネットワークを使用することである。ＩＰＤＣは、デジタルブロードキャスト及びインターネットプロトコルの組合せである。このようなＩＰベースのブロードキャスティングネットワークを通して、１つ以上のサービスプロバイダーは、オンラインニュースペーパー、ラジオ及びテレビジョンを含む異なる形式のＩＰサービスを供給することができる。これらのＩＰサービスは、オーディオ、ビデオ及び／又は他の形式のデータの形態の１つ以上のメディアストリームへと編成される。いつ、どこで、これらのストリームが生じるか決定するために、ユーザは、電子サービスガイド（ＥＳＧ）を参照する。１つの形式のＤＶＢは、デジタルビデオブロードキャスティング−ハンドヘルド（ＤＶＢ−Ｈ）である。このＤＶＢ−Ｈは、１０Ｍｂｐｓのデータをバッテリ作動式ターミナル装置へ配送するように設計される。

ＤＶＢ搬送ストリームは、圧縮されたオーディオ及びビデオデータを、第三者配送ネットワークを経てユーザへ配送する。ムービングピクチャーエクスパートグループ（ＭＰＥＧ）は、単一の番組内のエンコードされたビデオ、オーディオ及びデータを、他の番組と共に、トランスポートストリーム（ＴＳ）へとマルチプレクスする技術である。ＴＳは、ヘッダを含めて固定長さパケットをもつパケット化データストリームである。番組、オーディオ及びビデオの個々のエレメントは、各々、独特のパケット識別（ＰＩＤ）を有するパケット内で運搬される。受信装置がＴＳ内の特定番組の異なるエレメントの位置を突き止められるようにするため、ＴＳに埋め込まれた番組特有情報（ＰＳＩ）が供給される。更に、付加的なサービス情報（ＳＩ）、即ちＭＰＥＧプライベートセクションシンタックスに従う１組のテーブルがＴＳに合体される。これは、受信装置が、ＴＳ内に含まれたデータを正しく処理できるようにする。

上述したように、ＥＳＧフラグメントは、ＩＰＤＣにより、例えば、ＤＶＢ−Ｈのようなネットワークを経て行先装置へトランスポートされる。ＤＶＢ−Ｈは、例えば、個別のオーディオ、ビデオ及びデータストリームである。次いで、行先装置は、この場合も、ＥＳＧフラグメントの順序を決定し、そしてそれらを有用な情報へとアッセンブルしなければならない。

典型的な通信システムでは、セルは、送信器によってカバーされる地理的エリアを画成する。セルは、任意のサイズでよく、又、隣接セルを有してもよい。図３は、異なる送信器によって各々カバーされるセルの一実施例を概略的に示す。この実施例において、セル１は、通信ネットワークのために送信器によってカバーされる地理的エリアを表す。セル２は、セル１に隣接し、異なる送信器によってカバーされる第２の地理的エリアを表す。セル２は、例えば、セル１と同じネットワーク内の異なるセルでよい。或いは、セル２は、セル１とは異なるネットワークにあってもよい。セル１、３、４及び５は、この実施例では、セル２の隣接セルである。

１つ以上の実施形態によれば、チャンネルサーチ及びサービス発見に使用されるデータは、少なくともサービスのためのマルチメディア及び他のデータを運搬するデータフレームの始めに、記号を使用してシグナリングされる。他の実施形態では、これら記号の１つ以上がデータフレーム内も挿入される。更に、これら記号の１つ以上が、２つ以上のデータフレームより成るスーパーフレームの始めに、及び／又はその中に、挿入される。

一実施形態では、記号は、信号が望ましい形式のものであることを識別するのに使用できる第１記号を含む。更に、この第１記号は、無線チャンネルの中心周波数からのオフセットを検出するのにも使用できる。又、記号は、その後のデータ記号に使用される変調パラメータに関するデータを運搬する第２記号を含む。別の実施形態では、記号は、チャンネル推定に使用される第３記号を含む。

図４は、本発明の態様により、チャンネルサーチ及びサービス発見に使用される記号、即ち同期記号Ｓ１−Ｓ３と、データＤとのフレーム及びスーパーフレームを示す。

種々のデジタルブロードキャストネットワークでは、マルチキャリア信号は、信号の中心周波数（ＳＣＦ）がチャンネルの中心周波数（ＣＣＦ）に一致するか、又はチャンネルの中心周波数からオフセットされるように、チャンネルラスタに対して位置付けられる。信号の中心チャンネルは、周波数スペクトル使用の理由（例えば、隣接チャンネルからの干渉）でオフセットされることがある。第１記号に対して、利用可能な全てのサブキャリアが使用されるのではない。種々の実施形態において、第１記号に対して選択されるサブキャリアは、均一に離間されてもよく、又、チャンネルの中心周波数又はオフセット信号周波数に関して対称的に位置付けられてもよい。

図５は、信号の中心周波数がチャンネルの中心周波数（ＣＣＦ）とどのように一致するか又はそれに対してどのようにオフセットするかを示す。図５において、ＳＣＦ Ａ及びそれに対応するＣＳＦは一致し、ＳＣＦ Ｂ及びＳＣＦ Ｃは、それに対応するＣＳＦに関してオフセットされる。図５の四角形は、利用可能なサブキャリアから第１記号に対して選択されるサブキャリアを示す。ＳＣＦ Ａ、ＳＣＦ Ｂ及びＳＣＦ Ｃの場合、選択されるサブキャリアは、各ＳＣＦを中心とする。しかしながら、ＳＣＦ Ｄに対して選択されるサブキャリアは、ＳＣＦではなく、ＣＣＦを中心とする。

チャンネルサーチ及びサービス発見に使用される第１記号の場合に、サブキャリアは、オフセットに関わりなく見出されるように選択される。第１記号において、固定の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）が使用される。固定のＦＦＴは、現在のデジタルビデオブロードキャストシステムでは２Ｋ、４Ｋ、８Ｋを含むが、下端では１Ｋ及び上端では１６Ｋも含む利用可能なＦＦＴサイズから選択される。一実施形態では、利用可能な最も低いＦＦＴが使用される。更に、第１記号は、固定のガードインターバル（ＧＩ）を使用し、これは、データを運搬する記号に対して使用されるＧＩから選択される。第１記号は、一実施形態では、ガードインターバルをもたない。

第１記号に対するサブキャリアの数は、利用可能なサブキャリアの半分未満である。

第１記号がチャンネルオフセットシグナリングに対して使用されるときには、２進位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）又は直角位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）を使用してキャリアが変調される。選択されるパイロットパターンは、異なるチャンネルオフセット値に対して異なるものであり、そしてパイロットパターン及びサブキャリア変調は、一実施形態では、異なるパイロットパターンが互いに直交し且つ互いに最大に異なり、従って、検出に頑強さを許すように、選択される。一実施形態では、異なるパイロットパターンがＦＦＴサイズのみを信号し、そして公称中心周波数からのシフトを検出することによって周波数オフセットが見出される。

第２（及びもしあれば、第３）記号に対して、全信号帯域巾（実質的に全ての利用可能なキャリア）が使用される。一実施形態では、第２（及び第３）記号は、第１記号と同じＦＦＴサイズ及びガードインターバルを使用する。ある実施形態では、第２（及び第３）記号に対して全ての利用可能なサブキャリアが使用されるのではない。一実施形態では、第２及び第３記号は、パイロットサブキャリアと同じサブキャリアを有し、そして更に別の実施形態では、パイロットとして使用される付加的なサブキャリアを有する。一実施形態では、第２記号は、シグナリングデータも運搬し、更に、シグナリングデータに対して転送エラー修正データ（ＦＥＣ）を運搬する。

これら実施形態によれば、既知の特性を有し且つ異なるデジタルビデオブロードキャスト動作モードでも同じままである信号の一部分（例えば、初期化／同期記号（１つ又は複数））が導入される。信号の既知の部分は、信号の他部分に対するパラメータを含み、それ故、信号の他部分は、既知の部分がデコードされた後、試行錯誤方法なしに、デコードすることができる。又、デジタルビデオブロードキャストサービスを含むチャンネルは、信号の既知の部分を使用して効率的にデコードすることができる。検査された信号から固定の既知の部分が見つからない場合には、信号が非デジタルビデオブロードキャスト信号又は空きチャンネルと考えられ、受信器は、素早く次のチャンネル／周波数へと進むことができる。

図６は、少なくとも１つの実施形態により、受信器によって遂行されるステップを示すフローチャートである。受信器の周波数シンセサイザーは、チャンネル上に信号を受け取るために、６０２に示すように、チャンネルラスタに基づき、チャンネルの公称中心周波数に対してプログラムされる。６０４に示すように、受信した信号を既知の信号の記憶されたセットと比較することにより、受信した信号が希望の形式のものかどうか及びオフセットが使用されるかどうか決定するための試みがなされる。一致が見つかった場合には、信号が希望の形式のものであると決定され、信号に対するオフセット及びＦＦＴサイズを決定することができる。６０６に示すように、一致が検出されるかどうかについて決定がなされる。一致が検出されない場合には、６０６から「ノー」の分岐をたどり、６０８に示すように、チャンネルは、非デジタルビデオブロードキャスト信号を含むと考えられ、又は受信した信号は、希望の形式のものでなく、そして処理は、次のチャンネルへ進む。

さもなければ、一致が検出された場合には、６０６から「イエス」の岐路をたどり、６１０に示すように、決定された周波数が、周波数シンセサイザーを再プログラムするために使用される。６１２に示すように、データ記号に対する変調パラメータを検出するために次の同期記号が復調される。最終的に、６１４に示すように、チャンネル推定及び修正並びにデータ復調が遂行される。

周波数シンセサイザーの再プログラミングが比較的長時間を要する場合には、受信器は、初期化／同期記号の次のセットを待機し、そのセットから変調パラメータを復調する。

図７は、本発明の１つの態様により、信号帯域巾及びチャンネルラスタ帯域巾に対するパイロット信号帯域巾のサイズを例示する。一実施形態では、第１記号は、おおよその周波数及びタイミング同期のためのパイロット記号である。パイロット信号の帯域巾は、実際のデータ記号より小さく、例えば、８ＭＨｚデータ記号の場合、パイロット記号は、７ＭＨｚ巾である。パイロット記号の中心周波数は、データ記号の周波数と同じであり、即ちデータ記号に対してオフセットが使用される場合に、そのオフセットをパイロット記号にも使用することができる。パイロット記号の小さな帯域巾では、受信器のＲＦ部分は、初期同期段階中に公称チャンネル中心周波数へプログラムして、依然、パイロット記号の全帯域巾を受信するようにセットすることができる。パイロット記号の小さな帯域巾でない状態では、受信器のＲＦチャンネル選択フィルタがパイロット記号の一部分をフィルタ除去する。

一実施形態において、パイロット記号は、既知（固定）のＦＦＴ及びガードインターバル選択を使用する。又、使用するパイロットの数は、データ記号の場合とは異なり、即ちパイロットの一部分を消去することができ、例えば、２５６個のパイロットを使用することができる。パイロットは、既知のシーケンスで変調することができる。

図８は、本発明の１つの態様によるパイロット記号のためのパイロットシーケンスの希薄なパイロット間隔を示す。パイロットパターンに対する変調シーケンス「フィンガープリント（指紋）」を受信器が知っていてもよい。変調に加えて、図８に示すように、パイロット記号のサブキャリアは、異なるブーストレベルを有することもできる。

図９は、周波数ドメインにおいて相関を行って、粗いオフセットが使用されていることを検出するために、受信器により遂行されるステップを示すフローチャートである。受信器（周波数シンセサイザー）の高周波部分は、９０２に示すように、チャンネルの公称中心周波数へプログラムされる（チャンネルラスタに基づいて）。

９０４に示すように、所定のＦＦＴサイズを使用してＦＦＴが計算される。パイロット記号の巾は、チャンネルの帯域巾より小さい。それ故、ＦＦＴは、周波数シンセサイザーの初期設定がオフセットのために間違っているときでも、パイロット記号を捕獲することができる。

９０６に示すように、周波数オフセットは、周波数ドメインにおけるパイロット同期信号のオフセットに基づいて検出される。周波数ドメインにおける非相関が見つかった場合には、信号は、信号がデジタルビデオブロードキャスト信号ではなく、チャンネルサーチを次のチャンネルに進めることができる。

９０８に示すように、受信器の周波数シンセサイザーを再プログラミングすることによりオフセットが補償される。９１０に示すように、データ記号の変調パラメータを検出するために次の同期記号が復調される。９１２に示すように、チャンネル推定記号に基づくチャンネル推定及び修正が遂行され、そして９１４に示すように、データが復調される。一実施形態では、受信器は、同期記号の次のセットにおける同期記号を待機し、従って、周波数シンセサイザーを信号の中心周波数へ再プログラムすることができる。

使用中のオフセットに基づいて異なるパイロットシーケンス（フィンガープリント）を使用してもよい。例えば、７個のオフセット（±３／６ＭＨｚ、±２／６ＭＨｚ、±１／６ＭＨｚ、０）が考えられる場合には、７個の異なるパイロットシーケンスを導入することができる。これらに限定されないが、擬似ランダムシーケンス、毎秒の反転、中心キャリアのブースティング、等を含むパイロットシーケンスを構成するために、多数の方法を使用することができる。一実施形態によれば、受信器は、時間ドメインにおける相関を遂行して、使用するパイロットシーケンス、ひいては、使用するオフセットを検出する。時間ドメイン相関を遂行するように向けられた１つ以上の実施形態に基づきフィンガープリントを使用することができる。しかし、周波数ドメインの実施形態では、周波数ドメインにおけるスライディング相関によりオフセットを検出することができ、即ち単一のフィンガープリントが使用されてもよい。更に、周波数ドメインの実施形態について、例えば、異なるＦＦＴサイズに対して異なるフィンガープリントが使用される場合には、ＦＦＴサイズのような情報をコード化することができる。次いで、周波数ドメイン相関を、多数のフィンガープリントと共に実行することができる。一実施形態では、多数のフィンガープリントが使用される場合に、受け取ったフィンガープリントが、多数の記憶されたフィンガープリントと同時に比較される。受け取ったパイロットシーケンスは、周波数ドメインにおいてチャンネル帯域巾にわたり段階的に変換され、パイロットシーケンスが一致するときに高い相関信号が発生される。

図１０は、時間ドメインにおいてサービス発見相関を遂行するための一実施形態によるステップを示すフローチャートである。１００２に示すように、受信器（周波数シンセサイザー）の高周波部分は、チャンネルの公称中心周波数（チャンネルラスタに基づく）へプログラムされる。

一実施形態において、１００４に示すように、受け取ったパイロット信号の相関が時間ドメインにおいて既知のパイロットシーケンスとで遂行され、使用するオフセットが検出される。例えば、７個のオフセットが使用される場合には、７個の異なるパイロットシーケンス（フィンガープリント）が定義される。各々の粗いオフセットは、特定のパイロットシーケンスのフィンガープリントに対応する。相関に基づき、使用するフィンガープリント、即ち使用するオフセットを検出することができる。パイロットシーケンスは、（チャンネルラスタに基づき）チャンネルの公称中心周波数である。一実施形態では、パイロット記号のセットは、その各々が、周波数オフセット−ＦＦＴサイズの対に対応するように定義され、ここでは、検出された相関に基づいて、オフセット及びＦＦＴサイズの両方を検出することができる。

１００６に示すように、周波数オフセットは、識別されたパイロットシーケンスフィンガープリントに基づいて検出される。パイロットシーケンスがどれも相関を示さない場合には、信号は、希望のデジタルビデオブロードキャスト信号ではなく、サーチは、次のチャンネルへ進むことができる。

１００８に示すように、受信器の周波数シンセサイザーを再プログラミングすることによってオフセットが補償される。１０１０に示すように、データ記号の変調パラメータを検出するために、次の同期記号が復調される。１０１２に示すように、チャンネル推定記号に基づくチャンネル推定及び修正が遂行され、そして１０１４に示すように、データが復調される。一実施形態では、受信器は、周波数シンセサイザーを再プログラミングできるようにするために同期記号の次のセットを待機する。

オフセットが見つかり且つ周波数シンセサイザーが再プログラムされた後に、第２記号（即ち、パイロット記号に続く記号）が、固定ＦＦＴ及びガードインターバル選択を使用できるが、全信号帯域巾を使用することになる。第２記号は、その後のデータ記号に対する変調パラメータに関する特定情報を含む。別の実施形態では、第２記号は、第１記号においてシグナリングされるＦＦＴを使用する。

チャンネル推定を容易にするためにデータ記号の前に任意の第３記号を挿入することができる。

図１１は、本発明の１つの態様によるパイロット／シグナリング記号シーケンスを例示する。パイロット記号１１０２、並びにシグナリング記号１１０４及び１１０６は、信号検出及び同期を望ましい速さで行えるに充分な頻度で、例えば、５０ｍｓごとに、送信を繰り返すことができる。第１パイロット記号１１０２は、おおよその周波数及び時間同期に使用され、更に、その後の記号に対するＦＦＴサイズに関する情報も運搬することができる。ＦＦＴ、ガードインターバル、及び変調は、第１記号に対して固定される。一実施形態では、第２記号１１０４は、第１記号と同じパイロットサブキャリアを含むが、それに加えて、パイロットサブキャリアとして使用されるより多くのサブキャリアを有してもよい。又、第２シグナリング記号は、ＦＦＴサイズ、ガードインターバル、及び変調パラメータを含むシグナリングデータも運搬する。第３シグナリング記号は、チャンネル推定及び微細タイミングに使用される更に多くのパイロットを含む。

（コンステレーション、ＱＰＳＫ対１６ＱＡＭ対６４ＱＡＭのような）データ記号に対する変調パラメータは、繰り返しのシグナリング記号が、選択されたパラメータに関する情報を運搬するので、頻繁に変化し得る。

図１２は、本発明の少なくとも１つの態様により送信器によって遂行される方法のステップを示すフローチャートである。１２０２に示すように、粗い周波数及びタイミング同期情報を搬送するように構成されたパイロット記号を第１記号として含み、その後、変調パラメータを搬送するように構成された次のシグナリング記号を第２記号として含み、その後、複数のデータ記号を含む記号シーケンスが構成される。一実施形態では、第２シグナリング記号の後に第３シグナリング記号が続く。次いで、この記号シーケンスは、２００４に示すように、パイロット信号帯域巾をもつブロードキャストチャンネル上に送信され、このパイロット信号帯域巾は、データ信号帯域巾より狭く、更に、このデータ信号帯域巾は、ブロードキャストチャンネルのチャンネルラスタ帯域巾より狭い。

１つ以上の実施形態によれば、チャンネルサーチ時間は、典型的に、比較的短く、例えば、数秒である。パイロット記号の繰り返し率が５０ｍｓである場合には、３つの帯域巾（６、７及び８ＭＨｚ）に対する平均時間が、約３５＊３＊５０ｍｓ＝５．２５ｓである。異なる帯域巾は、別々にサーチされる。というのは、チャンネルラスタの中心周波数が異なるからである。

本発明の更に別の実施形態では、２つのパイロット記号Ｐ１及びＰ２は、各々、フレーム内で高速チャンネルサーチ及びサービス発見を行えるように定義される。更に、Ｐ２記号内のＯＳＩレイヤ１、物理的レイヤ（Ｌ１）及びフレーム特有情報の搬送のために、Ｐ２−１パケット構造が定義される。Ｌ１及びフレーム特有情報に加えて、Ｐ２−１パケットは、ＯＳＩレイヤ２、データリンクレイヤ（Ｌ２）シグナリング情報（例えば、番組特有情報／サービス情報(ＰＳＩ／ＳＩ)）又は実際のサービスのデータも搬送する。

本発明の態様において、パイロット記号Ｐ１は、信号に対して高速初期スキャンを行えるようにする。又、パイロット記号Ｐ１を使用して、ＦＦＴサイズ及び周波数オフセットを初期信号スキャンにおいて受信器へ信号することもできる。更に、パイロット記号Ｐ１を使用して、受信器の粗い周波数及び粗い時間同期の助けとすることもできる。

本発明の更に別の態様において、パイロット記号Ｐ２は、パイロット記号Ｐ１で達成された初期同期に加えて、粗い及び微細な周波数同期及び時間同期に使用することもできる。更に、パイロット記号Ｐ２は、送信の物理的パラメータ及びＴＦＳフレームの構造を記述する物理的レイヤ（Ｌ１）シグナリング情報を運搬することもできる。更に、パイロット記号Ｐ２は、Ｐ２記号内の情報をデコードするのに必要な初期チャンネル推定を与え、そして散乱したパイロットと一緒に、フレーム内の第１データ記号における情報を与える。最終的に、パイロット記号Ｐ２は、レイヤ２（Ｌ２）シグナリング情報を運搬するためのチャンネルを与える。

本発明の一実施形態では、信号情報を運搬するために２つのＰ２パケット構造が具現化される。第１のこのようなパケットＰ２−１は、時間周波数スライシング（ＴＦＳ）に必要なメインシグナリング情報を運搬する。又、Ｐ２−１パケット構造は、Ｌ２シグナリング情報及び／又はデータも運搬する。本発明の別の実施形態では、第２のパケット構造Ｐ２−ｎを使用して、必要な全てのＬ２シグナリング情報をカプセル化するに充分なスペースを与える。Ｐ２−ｎパケットは、データ記号においてコンテンツデータとして運搬される。Ｐ２−ｎパケットは、Ｐ２−１パケットの直後に続く。

図１３は、このようなＰ２−１パケット構造１３０１の構造を示す。Ｐ２−１におけるフィールドの定義は、次の通りであり、長さは、種々の実施形態についての例示である。

Ｔ（形式）：この８ビットフィールド１３０２は、関連Ｐ２記号の形式を指示する。このフィールドは、異なるＰ２記号を送信するためのネットワークの融通性を与える。形式値に基づき、あるルール及びセマンティックがＰ２記号構造及び使用に適用される。後者の例は、システムによりサポートされる異なる出力ストリーム形式（即ち、ＴＳ及びジェネリックストリームエンキャプスレーション(ＧＳＥ)の異なる組み合わせ）の影響である。形式値の幾つかの例を、以下のテーブル１において見ることができる。

テーブル１−Ｐ２−１パケットの形式値
当業者であれば、テーブル１に示す表記ＤＶＢ−Ｔ２又はＴ２及びＤＶＢ−Ｈ２又はＨ２は、本発明の種々の実施形態を使用する移動ハンドヘルド受信のために、各々、地上（固定）受信に意図されたコンテンツに使用できるものであることが明らかであろう。

Ｌ（長さ）：このフィールド１３０４は、このフィールドの直後に続く全てのビットをカウントしたＰ２−１パケットの長さを指示する。この長さは、定義に基づきビット又はバイトの数として表現される。
Ｅ（終了）：このフィールド１３０６は、これに続いて他のＰ２−ｎパケットがあるかどうか指示する１ビットフラグを含む。値“１”にセットされたときは、このパケットの後にＰ２−ｎパケットが存在しない。このフィールドが値“０”にセットされた場合には、このフィールドの後に１つ以上のＰ２−ｎパケットが存在する。
Ｎ（通知）：この４ビットフィールド１３０８は、現在サブ信号内で運搬される通知が存在することを指示する。通知の詳細なシグナリングは、Ｌ２シグナリング構造内で行われる。

ｒｅｓ：この４ビットフィールド１３１０は、将来の使用のために予約される。
セルＩＤ：この８ビットフィールド１３１２は、現在フレームを運搬する信号のｃｅｌｌ＿ｉｄを指示する。ｃｅｌｌ＿ｉｄと他のネットワークパラメータとの間のマッピングは、Ｌ２シグナリング内で行われる。オーバーヘッドを減少するために、このフィールドは、レガシーＤＶＢシステム内で使用されるものより小さいことに注意されたい。
ネットワークＩＤ：この８ビットフィールド１３１４は、現在フレームを運搬する信号が属するｎｅｔｗｏｒｋ＿ｉｄを指示する。ｎｅｔｗｏｒｋ＿ｉｄと他のネットワークパラメータとの間のマッピングは、Ｌ２シグナリング内で行われる。オーバーヘッドを減少するために、このフィールドは、レガシーＤＶＢシステム内で使用されるものより小さいことに注意されたい。

周波数インデックス：このフィールド１３１６は、現在サブ信号の周波数インデックスを指示する。周波数インデックスは、例えば、Ｌ２シグナリング情報（例えば、ＰＳＩ／ＳＩ）において実際の周波数でマップすることができる。テーブル２は、後者のマップの一例をリストしたものである。この例では、４つの周波数が使用されるが、他の実施例では、その数がより少なくてもより多くてもよい。

ＧＩ：このフィールド１３１７は、ガードインターバルを指示する。
フレーム数：この８ビットフィールド１３１８は、スーパーフレームにおける現在フレームの数を指示する。

シグナリングウインドウオフセット：この８ビットフィールド１３２０は、このＰ２記号内に設けられる（スロット）シグナリングのスタート点を指示する。現在サブ信号内のフレームの開始からのオフセットは、ＯＦＤＭセルの量として指示される。シグナリングウインドウによりカバーされるスロットの全長は、現在フレーム及びサブ信号内のスロットの長さに等しい。例えば、図１４は、シグナリングウインドウオフセットの概念を示す。図１４において、シグナリングウインドウ１４０２は、長さが約１フレームであるが、フレームの第１スロットからスタートしない。オフセット１４０４は、ＴＦＳフレーム内の運搬シグナリングのスタート点を定義する。オフセットがゼロである場合には、ウインドウは、現在フレームを直接的に指し、フレーム内の全てのサービスがシグナリングされる。オフセットが１フレームである場合には、ウインドウは、次のフレームを指す。オフセットが１フレームより小さい場合には、シグナリングは、シグナリングオフセットにより指されたサービスからスタートし、おおよそ長さ１フレームに対応する数のサービスがシグナリングされる。

シグナリングスロットＩＤ：このフィールド１３２２は、Ｐ１及びＰ２シグナリングデータを運搬するスロットを識別する。同じスロットＩＤが、他のデータ、例えば、実際のサービスを含むデータ又はＬ２シグナリングも運搬することに注意されたい。
スロットの数：この８ビットフィールド１３２４は、現在サブ信号のシグナリングウインドウ内に含まれるスロットの数を指示する。
スロットＩＤ：スロットループフィールド１３２５の一部分であるこのフィールド１３２６は、現在サブ信号のシグナリングウインドウ内のスロットを識別する。この識別子で識別されるスロットは、実際のサービスを含むデータ又はＬ２シグナリングデータを運搬する。

変調：スロットループフィールド１３２５の一部分であるこのフィールド１３２８は、関連スロットの変調の形式を指示する。
コードレート：スロットループフィールド１３２５の一部分であるこのフィールド１３３０は、関連スロットのコードレートを指示する。
スロット長さ：スロットループフィールド１３２５の一部分であるこのフィールド１３３２は、関連スロットの長さを指示する。長さは、定義に基づきビット又はバイトの数として表される。

ＯＦＤＭパッディングビット：この８ビットフィールド１３３４は、フレームの最後のＯＦＤＭセル内のパッディングビットの数を指示する。
次のＴ２サブに対するオフセット：この４ビットフィールド１３３６は、フレームの現在サブ信号と次のサブ信号との間のオフセットを指示する。例えば、図１５は、次のサブ信号フィールドに対するオフセット１５０２を示す。
Ｌ２シグナリング又はデータ：このフィールド１３３８は、Ｌ２シグナリング又はデータを運搬するために予約される。Ｐ２−１の形式フィールドは、このフィールド内で運搬される情報を指示する。

本発明の一実施形態では、単一のＰ２−１パケットは、全てのＬ２シグナリング情報を運搬するに充分な大きさでない。従って、Ｌ２シグナリングを運搬しカプセル化するのに付加的なＰ２−ｎパケットが必要となる。図１６は、ＰＳＩ／ＳＩのようなＬ２シグナリング情報を運搬するのに使用されるＰ２−ｎパケット１６０２の構造を示す。Ｐ２−ｎにおけるフィールドの定義は、次の通りであり、フィールド長さは、種々の実施形態についての例示である。

Ｔ（形式）：この８ビットフィールド１６０４は、このパケットのペイロード内で運搬されるシグナリングの形式を指示する。形式値に基づき、受信器は、運搬されたシグナリングデータを正しくデコードすることができる。シグナリング形式は、例えば、ＰＳＩ／ＳＩのみ、ＰＳＩ／ＳＩ及び本発明の実施形態により移動ハンドヘルドサービスに意図されたシグナリングを含む。
Ｌ（長さ）：このフィールド１６０６は、このフィールドの直後に続く全てのビットをカウントしたＰ２−ｎパケットの長さを指示する。この長さは、定義に基づきビット又はバイトの数として表現される。
Ｅ（終了）：このフィールド１６０８は、現在が最後のＰ２−ｎパケットであるかどうか又はこのパケットに続いて他のＰ２−ｎパケットがあるかどうか指示する１ビットフラグを含む。
Ｌ２シグナリング：このフィールド１６１０は、Ｌ２シグナリングを運搬するために予約される。形式フィールド１６０４は、このフィールド内で運搬される情報を指示する。

Ｌ２シグナリングデータの量に基づいて、複数のＰ２−ｎパケットを使用することができる。

図１７は、本発明の１つの態様によるサービス発見を示すフローチャートである。図１７において、Ｌ２シグナリング情報は、両パケット、即ちＰ２−１及びＰ２−ｎ内で運搬される。Ｐ２−ｎの他の変形は、いずれか又は両方のパケット形式内で運搬されるデータ及びＬ２シグナリング情報の組合せを含む。

図１７において、受信器は、１で示すように、本発明の種々の実施形態により、信号を運搬する周波数帯域から信号を探し出す。Ｐ１により与えられる前置パターンにより適当な周波数を検出することができる。

Ｐ１内で運搬される情報に基づき、受信器は、２で示すように、その後の記号内で運搬されるＰ２−１パケット１７０２及びＰ２−ｎパケット１７０４をデコードすることができる。本発明の態様において、Ｐ２パケットヘッダ内には４つのフィールドが含まれる。“Ｔ”フィールド１７０６は、現在信号の形式を指示する。“Ｌ”フィールド１７０８は、Ｐ２の長さを指示する。“Ｅ”フィールド１７１０が“１”にセットされた場合には、現在Ｐ２−１パケットが「最後」であり、即ちその後に続くＰ２−ｎパケットは、存在しない。最終的に、“Ｎ”フィールド１７１２は、現在信号が通知情報を運搬するかどうか指示する。

Ｐ２パケット（即ち、Ｐ２−１及びＰ２−ｎ）から、受信器は、３で示すように、Ｐ２−１及びＰ２−ｎパケットのペイロード内で運搬されるＬ２シグナリングデータ１７１４にアクセスすることができる。

次いで、Ｌ２シグナリングデータ１７１４、即ちこの形式の送信のみを運搬する場合にこの形式の送信に特有のＰＳＩ／ＳＩは、４で示すように、見つかった信号をネットワーク及びセル情報１７１６と共にマップする。（各セルの地理的位置１７１８を含む）隣接セルの情報が、ネットワーク情報テーブル（ＮＩＴ）１７２０により与えられる。

又、時間周波数スライシング（ＴＦＳ）特有情報は、ＰＳＩ／ＳＩ内において部分的に運搬される。ＮＩＴは、５で示すように、同じＴＦＳフレームの各周波数部分をマップする。ＮＩＴは、同じＴＦＳフレームの各周波数部分をマップする。最終的に、ＮＩＴは、６で示すように、トランスポートストリームを、異なる周波数、更には、異なるＴＦＳフレームへマップさせる。

本発明の更に別の態様によれば、レガシーＰＳＩ／ＳＩのセマンティックに従うことにより、トランスポートストリームは、７で示すように、サービス記述テーブル（ＳＤＴ）１７２２へマップされる。サービスは、８で示すように、レガシーＤＶＢシステムと同様に、ＰＡＴ及びＰＭＴの使用により各トランスポートストリームのＰＩＤへ更にマップされる。

ｓｌｏｔ＿ｉｄ１７２４及びｆｒａｍｅ＿ｎｕｍｂｅｒ１７２６の組合せと共に各サービスをマップすることは、９で示すように、付加的な記述子を追加することによりＳＤＴのサービスループ内で行われる。

最終的に、１０で示すように、受信器は、ＳＤＴ内で通知された希望のサービスを受けるために、どのスロットにアクセスする必要があるか検査することにより、Ｐ２−１パケット内でサービス発見手順を継続する。テーブルＮＩＴ、ＳＤＴ、ＰＡＴ及びＰＭＴは、現在（レガシー）ＤＶＢテーブルに対応する例として使用される。

本発明の更に別の態様では、Ｐ２−１パケット内でシグナリングされるＬ１情報は、特定のシグナリングウインドウに関係している。シグナリングウインドウのスタート位置は、「シグナリングウインドウオフセットフィールド」で指示される。所与のシグナリングウインドウ内に位置するスロットの合計数は、「スロット数フィールド」に指示される。Ｐ１及びＰ２−１パケットの目的で特定のスロットＩＤがシグナリングされる。Ｐ２−ｎパケットは、「普通のスロット」内で運搬され、従って、実際のコンテンツデータも含むことができる。スロットループは、ループ内で通知される各スロットに対して変調、コードレート及び長さを指示する。更に、ＯＦＤＭパッディングビットフィールドは、フレームの終わりの、あり得るパッディングを指示するのに使用される。最後に、「次のＴ２サブに対するオフセット」フィールドは、関連フレームの現在サブ信号と次のサブ信号との間のオフセットを指示する。

図１８及び図１９は、Ｐ１、Ｐ２及びＤＡＴＡ記号（即ち、ＯＦＤＭ記号）間の関係を例示する。図１８及び１９から、Ｐ２及びデータ記号の時間巾に対してデータがどのように分割されたか分かる。データパケットは、最後のＰ２−ｎパケットの直後に入れられ、その両方が「ＤＡＴＡ記号」内で運搬される。

図２０は、本発明の少なくとも１つの態様によるフレーム及びスロット構造を例示する。図２０において、フレーム２００２は、１つ以上のスロット２００４より成る。例えば、フレーム２００２は、スロット１ ２００６からスロット４ ２０１２を含む。各スロット２００６−２０１２は、典型的に、数個の記号から数十個の記号までの多数のＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）記号を含む。１つのサービスに対して１つ以上のスロットが使用されるように、これらスロットにサービスが割り当てられる。例えば、スロット１ ２００６は、多数のＯＦＤＭ記号２０１４から２０２４を含む。更に、各ＯＦＤＭ記号は、多数のＯＦＤＭセルを含む。例えば、ＯＦＤＭ記号２０１４は、ＯＦＤＭせる２０２６から２０３４を含む。

本実施形態は、デジタルビデオブロードキャスティング−地上次世代（ＤＶＢ−Ｔ２）システムにおける初期サービス発見に係る。ＤＶＢ−Ｔ２システムは、利用可能なＴ２信号を効率的に識別するよう意図された前置部を備えている。この前置部は、著しい容量を消費してはならず、異なる高速フーリエ変換（ＦＦＴ）サイズ（２ｋ、４ｋ、８ｋ、１６ｋ、及び３２ｋ）に適合しなければならない。オーバーヘッドを最小化することで、各ＦＦＴサイズに対して２ｋ記号（Ｐ１）を使用し、そして異なる擬似ランダム２進シーケンス（ＰＲＢＳ）でキャリアを変調することによりこの記号内で実際のＦＦＴサイズをシグナリングすることに至った。それに続く記号のＦＦＴサイズを見出すために、受信器は、変調ＰＲＢＳを検出する。このＰＲＢＳは、整数周波数シフトも指示する（ＤＶＢ−Ｔ２信号は、公称中心周波数に比して、±１／６、±２／６、±３／６ＭＨｚだけシフトすることができる）。要約すれば、Ｐ１記号は、（１）Ｔ２信号の存在を検出し、（２）周波数オフセットを推定し、そして（３）使用ＦＦＴサイズを検出するために、初期スキャンに使用される。

初期スキャンの後、Ｐ１記号は、通常のデータ受信又はハンドオーバー中には使用されない。というのは、Ｐ１により運搬されるパラメータ（即ち、ＦＦＴサイズ及び周波数オフセット）が一定に保たれるからである。ハンドオーバーに関して、これらのパラメータは、高周波（ＲＦ）チャンネル間で同じであるか、又はハンドオーバーの前にシグナリングされる（例えば、ＥＴＳＩ ＥＮ ３００ ４６８デジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）；ＤＶＢシステムにおけるサービス情報（ＳＩ）の仕様に基づく番組特有情報／サービス情報（ＰＳＩ／ＳＩ）において）。しかしながら、Ｐ１は、通常のデータ受信中に使用され、例えば、フレームの開始を検出し、又は同期及びチャンネル推定アルゴリズムを改善することができる。Ｐ２記号（１つ又は複数）は、Ｐ１の後に位置されるシグナリング及びチャンネル推定記号（１つ又は複数）である。

Ｐ１の検出、ひいては、ＤＶＢ−Ｔ２信号の検出は、ガードインターバル相関（ＧＩＣ）に基づく。ＧＩＣにおいて、ガードインターバルは、記号の終了と相関される。ＧＩＣにおけるピークは、Ｐ２記号から検証できる潜在的なＤＶＢ−Ｔ２信号を指示する。第１の問題は、健全な検出を与えるためにガードインターバルが長くなければならないことである（即ち、長いガードインターバルは、高い信号対雑音比を与える）。しかしながら、長いガードインターバル、ひいては、長いＰ１は、データ容量を減少させる。

Ｐ１は、受信されるべき第１の記号であるから、典型的に、チャンネル条件についての事前の知識はない。それ故、Ｐ１記号は、チャンネル歪を克服するための何らかの手段を含まねばならない。実際に、これは、例えば、チャンネル推定又はサブキャリア間の差動変調のために特別なパイロットキャリアを使用することを意味する。

ＦＦＴサイズが小さいために、Ｐ１記号のキャリア間隔は、それに続くデータ記号ほど濃密でない（例えば、Ｐ１に対して２ｋ、データに対して３２ｋ）。Ｐ１におけるＰＲＢＳ検出が成功するためには、チャンネルのコヒレンス帯域巾が、２ｋ記号のサブキャリア間隔より小さくなければならない。しかしながら、ネットワークは、３２ｋモードに対して設計され、そして単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ）の長い遅延は、非常に高い周波数選択性を発生する。

キャリアインデックスｋにおける複雑な値の受信信号は、ｒ_k＝ｈ_kｓ_k＋ｎ_kとして表される。但し、ｓ_kは、（例えば、直角位相シフトキーイング(ＱＰＳＫ)を使用して）送信されたデータ記号であり、ｈ_kは、キャリアインデックスｋにおけるチャンネル応答であり、そしてｎ_kは、ノイズ項である。

コヒレントな復調において、ｈ_kは、パイロットを使用して最初に推定され、次いで、例えば、推定されたｈ_kでｒ_kを除算することによってチャンネルの作用がイコライズされる。

ＤＶＢ−Ｔ２及びＰ１記号について考えた場合に、ｈ_kを推定するためのパイロットはない。それ故、チャンネル推定を行わずに、非コヒレントな復調が典型的に使用される。これは、２つの隣接キャリア間の位相差に対して情報がコード化される差動変調（例えば、差動２進位相シフトキーイング(ＤＢＰＳＫ)）を使用することにより実行される。それら２つの隣接キャリアは、ｒ_k＝ｈ_kｓ_k＋ｎ_k及びｒ_k+1＝ｈ_k+1ｓ_k+1＋ｎ_k+1として表される。送信された記号は、これら２つの受信されたキャリア間の位相差ｒ_k+1−ｒ_k＝ｈ_k+1ｓ_k+1−ｈ_kｓ_k＋ｎからデコードされる。

図２１は、１つのパイロット（Ｐ１）ＯＦＤＭ記号内のコヒレンス帯域巾及び差の変調を示す。チャンネル応答ｈ_k及びｈ_k+1の位相は、図２１の上のグラフに示すものとほぼ同じである。しかしながら、高周波数選択チャンネル（図２１の下のグラフ）では、隣接チャンネル応答間の相関が比較的低い。これは、キャリア間の差の変調を使用するのを不可能にする。

コヒレンス帯域巾（即ち、チャンネル応答が高度に相関されるところの帯域巾）は、次式で近似することができる。

但し、τ_dは、チャンネルの遅延拡散である。チャンネルのコヒレンス帯域巾は、キャリア間のＤＢＰＳＫを使用するためにはキャリア間隔より狭くなければならない。Ｐ１のＦＦＴサイズは、２ｋであり、そして８ＭＨｚチャンネルにおけるキャリア間隔は、４．４６ｋＨｚである。これらのキャリアから、３番目又は９番目ごとのキャリアが使用される。それ故、実際のキャリア間隔は、４０．１ｋＨｚである。他方、大きなＳＦＮネットワークにおける遅延拡散は、４４８μｓ（１／４ガードインターバルを伴う１６ｋモード）であり、２．２ｋＨｚのコヒレンス帯域巾を生じさせる。

本発明の態様によれば、２つのＰ１記号、例えば、ＧＩ＝１／１の１ｋ記号が使用される。両記号は、ＧＩＣにおいて別々に使用される。ＧＩ＝１／１のときには、ＧＩＣにおいて全記号時間巾を使用することができる。

本発明の態様によれば、図２２に示すように、２つのＰ１記号間に差動変調が適用される。ここでは、差動変調がサブキャリアごとに遂行されるので、コヒレンス帯域巾については何も要求されない。（或いは又、第１のＰ１記号をチャンネル推定に使用することができ、これは、第２のＰ１記号に対してコヒレントな復調を許す。）

２つのＰ１記号の時間インターバルは、比較的短く、チャンネルは、第１記号から第２記号へ変化しない。それ故、１つ以上の実施形態によれば、差動変調は、時間ドメインにおいて同じキャリア番号を有するキャリア間で行うことができる。

又、本実施形態は、移動受信もサポートする。それら実施形態によれば、チャンネルのコヒレンス時間は、２つのＰ１記号の時間巾より長い。これは、ｒ_k（１）とｒ_k（２）との間の相関性を高くする。チャンネルのコヒレンス時間は、次式で近似できる。

但し、Ｆ_dは、チャンネルのドップラー拡散であり、次式で表される。

但し、ｖは、受信器の速度であり、ｃは、光速（３＊１０＾８ｍ／ｓ）であり、Ｆ_cは、キャリア周波数である。ｖ＝１２０ｋｍ／ｈ、Ｆ_c＝６６６ＭＨｚの場合には、Ｆ_d＝７４Ｈｚ、τ_coh＝１３．５ｍｓであり、これは、Ｐ１記号の時間巾（例えば、２８０μｓ）より著しく長い。

１つ以上の実施形態によれば、Ｐ１の記号同期を改善することができる。Ｐ１記号は、１／１ガードインターバルを有し、これは、記号同期を改善すると共に、オーバーヘッドに対してガードインターバル相関長さを最大にする。Ｐ１記号は、１ｋのＦＦＴを使用し、これは、２つの２ｋ記号に比してオーバーヘッドを減少する。

ガードインターバル相関（ＧＩＣ）は、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）記号における同期のための基本的方法である。ＧＩは、実際のＯＦＤＭ記号の最後の部分の周期的コピーであるから、受信器は、この相関を検出することによりＯＦＤＭ記号の開始を見出すことができる。実際に、受信器は、Ｎ個のサンプルで分離された受信信号の２つのブロックを連続的に相関する（Ｎは、ＦＦＴサイズであり、データサンプル数でもある）。正しい位置において相関ピークが検出される。

図２３は、１／１ガードインターバルをもつ２つの１ｋ記号、及びそれら記号間の差動変調を示す。明らかなように、１／１ガードインターバルは、ＧＩ及びデータ部分が同じ長さを有し、そしてサンプルも等しいことを意味する。最終的に、１／１記号は、ガードインターバルなしに２つの等しい記号を有すると言うことができる。

差動変調のために、連続する記号Ｐ１及びＰ１’は、異なるものであり、これは、各Ｐ１記号内に通常のＧＩＣを適用しなければならないことを意味する。しかしながら、相関長さは、２ｋ １／４ ＧＩ記号に比して２倍あり（１／４＊２０４８＝５１２）、更なる改善のために、２つの記号からの相関を結合することができる。又、１ｋ １／１ ＧＩ記号も望ましい。というのは、ガードインターバルの相関が、ここでは、データモード（２ｋ、４ｋ、等）に一致しないからである。

別の実施形態は、初期スキャンをスピードアップする。受信器が次の周波数に同調できるように非Ｔ２信号を素早く検出することが望まれる。これは、次のようにしてＰ１記号のゼロキャリアを検出することで行うことができる。（１）ｒをＰ１記号のｋ番目のキャリアとし、ｋ＝１、２、３・・・とすれば、サブセットｒ_3k、ｒ_3k-1、及びｒ_3k+1に属するキャリアに対する受信エネルギーの３つの和（１つ以上の実施形態に基づきＰ１からの受信エネルギーの和の計算を示す図２４を参照）を計算し、（２）３つのサブセットにおける受信エネルギーを比較することによりＴ２信号の存在を検出し、（３）エネルギースレッシュホールド（例えば、最強より５ｄＢ低い）を設定し、そして（４）スレッシュホールドを越える和が１つしかない場合に、あり得るＴ２信号が検出される。

図２５は、１つ以上の実施形態に基づく送信器を示す。第１のＰ１は、基準シーケンスに基づいてＢＰＳＫ変調され、そして第２のＰ１は、次のように変調される。即ち、ＰＲＢＳ_k＝０の場合は、ｂ_k、2＝ｂ_k、1となり、ＰＲＢＳ_k＝１の場合は、ｂ_k、2＝−ｂ_k、1となり（逆のことも言える）、ここで、ＰＲＢＳ_kは、ＰＲＢＳのｋ番目のエレメントであり、ｂ_k、mは、ｍ番目のＰ１記号においてｋ番目のキャリアで送信された記号である。次いで、送信器は、オリジナルの基準シーケンスと、遅延された差動変調シーケンスとを、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）及びガードインターバル挿入の前に、結合する。Ｎは、ＦＦＴサイズを指す。

図２６は、１つ以上の実施形態による受信器を示す。この受信器は、図２５を参照して上述した送信器の動作の逆を行う。即ち、受信器は、Ｐ１記号（第１及び第２のパイロット記号）からガードインターバルを除去し、Ｐ１記号に対して高速フーリエ変換を遂行し、その後、Ｐ１記号を差動的に復調して、送信された擬似ランダム２進シーケンスの推定を得る。受信器は、基準シーケンスを知る必要がない。

図２７は、１つ以上の実施形態により、受信器によって遂行されるステップを示すフローチャートである。初期のスキャンにおいて、受信器は、チャンネルの公称中心周波数に同調され、Ｐ１記号を探し始める。それに続く手順が、選択されたチャンネル（及び帯域巾）において繰り返されるが、必ずしも周波数オフセットごとではない。というのは、Ｐ１記号は、使用するオフセットに関わらず、公称中心周波数において検出されるからである。

帯域巾及び公称中心周波数選択後の第１のタスクは、Ｔ２信号の存在を見出すことである。Ｐ１記号は、例えば、周波数オフセットの影響を受けないガードインターバル相関により、見出すことができる。ガードインターバル相関を使用すると、Ｔ２信号検出の上でも助けとなる。というのは、２ｋ記号の欠落が非Ｔ２チャンネルを意味するからである。

ガードインターバル相関は、チャンネルの遅延拡散がガードインターバル内に留まるという状況について意図されたものであり、これは、Ｐ１記号が大規模ＳＦＮにある（例えば、３２ｋモード）ケースではない。このケースでは、ガードインターバルより長い遅延、特に、有用な記号時間巾の倍数である遅延は、偽の相関を形成する。

しかしながら、強力なＳＦＮエコーの存在中での記号タイミングは、受信器がとにかく正しい経路に同期できねばならないので、Ｐ１特有の問題だけではないことに注意されたい。その相違は、ＧＩＣウインドウが短いためにＰ１相関が高いノイズレベルを有することである。

ガードインターバル相関から粗い時間及び分数周波数同期が得られる。これらは、Ｐ１記号それ自身に使用される粗い推定であり、それに続く記号を使用して洗練化される。これらの推定は、ＦＦＴサイズを見出すために５つのＰＲＢＳパターンの１つを検出するのに充分な精度である。

高速初期スキャンについては、Ｔ２信号を含まないチャンネルは、比較的迅速に破棄されねばならない。本実施形態に基づく前置構造は、非Ｔ２チャンネルを比較的迅速に破棄でき、そしてＬ１スタティックシグナリングを読み取ることでＴ２信号の検出を確認できるような段階的検出をサポートする。

第１の除去は、ガードインターバル相関により行われる。Ｐ１信号は、フレームごとに（約２００ｍｓごとに）繰り返され、これは、ＳＮＲ要件に関してかなり健全であり、従って、２つの連続するＰ１位置をテストすることは、Ｔ２信号を検出するに充分な信頼性がある。これは、ＲＦチャンネル当たり約５００ｍｓを要する。次いで、受信器は、あり得るＰ１記号が見つかったかどうか判断する。これが３９のＵＨＦチャンネルにわたって３チャンネル帯域巾で行われる場合には、スキャンに使用される合計時間が約５８秒となる。異なる帯域巾を同時にスキャンするよう試みても、チャンネルラスタが異なるので、実際上助けとならないことに注意されたい。

あり得るＰ１記号が見つかると、受信器は、粗い同期及びＦＦＴを遂行する。次いで、受信器は、希薄なキャリアラスタを使用して、Ｔ２信号と他の２ｋ信号を区別することができる。従って、非Ｔ２信号は、最初に受信されるＰ１記号から検出される見込みが最も高い。

周波数オフセットの検出は、シフトされたパイロットパターンを見出すことに基づいている。周波数オフセット及びＦＦＴサイズの検出は、先ず、仮定されたパイロットキャリアにおける電力を使用して正しいオフセットを見出し、その後、５つのＰＲＢＳに対する相関を計算することにより、分離することができる。他方、ＰＲＢＳは、周波数オフセットを見出すときに既に使用することができる。希薄なキャリアラスタは、サーチアルゴリズムの複雑さを減少する。

周波数オフセットが検出された後に、受信器は、データ記号を受信するように同調することができる。別のタスクは、Ｐ２記号をデコードするために使用ガードインターバルを見出すことである。Ｐ１記号は、ＧＩのシグナリング情報を運搬しないので、受信器は、フレーム中に通常のＯＦＤＭ記号を使用することによってこれを検出することができる。検出されたＰ１の直後のＰ２記号は、デコードすることができない。しかし、全２００ｍｓのフレーム時間巾を使用できるので、次のフレームまでにＧＩを検出するに充分な時間がある。これは、信号取得時間に別の２００ｍｓを追加するが、これが生じる見込みが最も高いのは、「Ｔ２信号発見」だけであり、各チャンネルテストではない。並列マルチプレクサの最大数は、典型的に、７から８の程度であり、スキャンシーケンスに追加される合計時間は、２ｓ未満である。

フレーム時間巾が構成可能である場合には、次のＰ１記号を確認することによりフレーム同期を得ることができる。次いで、Ｐ２記号におけるＬ１スタティックシグナリングからの検出されたパラメータが確認される。

一実施形態において、第１のＰ１がチャンネル推定に使用され、これを使用して、第２のＰ１をイコライズする。これは、種々の実施形態の基礎的なアイデアを再使用するものであるが、具現化は異なる。Ｎは、ＦＦＴサイズを指す。

ＤＶＢ−Ｔ２規格によれば、Ｐ１及びＰ２記号は、シグナリングの初期スキャン及び送信のための解決策として提示される。本実施形態によれば、２つのＰ１記号間の差動変調は、周波数選択性の高いチャンネルという点で効果的である。

上述したように、Ｐ１記号は、初期スキャンにおいて、（１）Ｔ２信号の存在を検出し、（２）周波数オフセットを推定し、そして（３）使用するＦＦＴサイズを検出する、ために使用される。周波数オフセットを推定する（そしてある程度、Ｔ２信号の存在を検出する）あり得る方法は、周波数ドメイン「コーム(comb)」を使用し、即ちＯＦＤＭ記号における利用可能なサブキャリアのサブセットを使用することである。全部でＬ個の使用可能なサブキャリア（＝ガード帯域が控除されたＦＦＴサイズ）があると仮定する。更に、３番目ごとのサブキャリアをこのパイロット／同期用途のために使用でき、従って、同期信号に対して

個のアクティブなサブキャリアが存在すると仮定する。数学的には、コームは、ビットのシーケンスＰ(０)、Ｐ(１)、Ｋ、Ｐ(Ｌ’−１)で表すことができる。ここでは、ビットＰ(ｋ)は、サブキャリア番号「lowest＋３＊ｋ」が２進位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）信号を含むかどうか告げ、“０”は、サブキャリアが電力を含まないことを指示し、そして“１”は、サブキャリアがＢＰＳＫ変調信号を含むことを指示する。このアイデアは、オペレータがチャンネル周波数オフセットを使用するときに、コームがそれに応じてシフトされるというものである。従って、タイミング同期及び分数周波数同期を達成した後、受信器は、整数周波数オフセットに対してＦＦＴ及びサーチを実行する。ここで、受信器は、仮定したパイロットキャリア（即ち、コーム）における受け取った電力を使用し、そして擬似ランダム２進シーケンスを復調せずに周波数オフセットを見出すことができる。次いで、正しい整数周波数オフセット（＝サブキャリア間隔の整数倍）を、シフトされたコーム及び測定されたサブキャリア信号電力との比較的良好な一致の存在により検出することができる。次いで、ＦＦＴサイズ（例えば、５つの選択肢から選択された）が、ｍ＝１、２、３、４又は５に対し、５つのＢＰＳＫパターンＳ_m(０)、Ｓ_m(１)、Ｋ、Ｓ_m(Ｌ’−１)の選択により指示される。

周波数オフセット（分数部分について調整した後）は、定数オフセットｎをサブスクリプトに加算したものに達する。次いで、和

は、コームとそのシフトされた形態との間の衝突の数を計算し、そしてＳ(０)＝Ｎは、コームにおけるサブキャリアの数Ｎに等しい。作用すべき整数周波数オフセットを検出するためには、衝突カウントＳ(ｎ)、ｎ≠０が、正しい一致Ｎに比して、小さくなければならない。

理想的には、Ｐ１信号の構造は、他の検出方法もサポートして、ハードウェア設計者に選択の自由度を与えるようなものでなければならない。Ｐ１信号の存在を検出する問題に対する別の解決策は、時間ドメイン相関に基づくものである。この別の解決策もサポートするために、実際の信号

は、ｍの個別の値に対してだけではなく、(ｍ、ｎ)対の個別の値、即ち（ＦＦＴサイズ、周波数オフセット）組合せの異なる値に対しても、良好な相互相関特性を有していなければならない。

信号のセットによって要求される他の特性は、合理的な時間ドメイン自己相関特性と、合理的なピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）特性とである。理想的には、大きなルックアップテーブルに依存せずに、コーム及びＢＰＳＫシーケンスの両方を迅速且つ効率的に再生することもできねばならない。

本実施形態は、１）３番目ごとのサブキャリアに限定されたコーム、及び２）残りのサブキャリアのほぼ半分を含むコーム、に向けられ、従って、アクティブなサブキャリアの数Ｎは、約Ｌ／６でなければならない。これらの仮定が適切な状態で、長さ

の短いコームパターン／シーケンスが重要となる。

本実施形態によれば、適当な長さの２進ｍシーケンスを使用して、コームを発生すると共に、同じｍシーケンスの選択された周期的シフト（ここでは、０／１ではなく、＋１／−１と解釈される）を使用して、５つのＢＰＳＫパターンを発生する。

全てが０ではないｒビットより各々成る６つのビットパターン、以下、シード(seed)と称される、が指定される。これらシードは、次いで、等級ｒの原始多項式により決定された再帰式を適用することにより長さ２^r−１のシーケンスへと拡張される。同じ再帰式を適用して、６つのシーケンスの各々を形成することに注意されたい。コームを決定するためにそれらシーケンスの１つが選抜され、そして他の５つは、“０”を＋１として、且つ“１”を−１として解釈し直すことによってＢＰＳＫパターンを決定する。理想的には、Ｌ’＝２^r−１である。異なる使い方をする場合もあり、又、コームを構成する別の方法を使用することもできる。

ＤＶＢ−Ｔ２の特定使用の場合には、Ｌ＝１５３１サブキャリアであり、従って、Ｌ’＝５１１＝２⁹−１、ｒ＝９、及び原始フィードバック多項式１＋ｘ⁴＋ｘ⁹が使用される。シードのセットは、例えば、コームに対して１００００００００、そして５つのＢＰＳＫパターンに対して０００１１０１０１、１１０００１１００、１０１１１１１０１、１０１１０１１１１、１１１１００１１１（全て±１と解釈される）より成る。これらは、ｋ＝９、１０、・・・５１０について、再帰式Ｐ(ｋ)＝Ｐ(ｋ−４)＋Ｐ(ｋ−９) (ｍｏｄ２)、及びＳ_m(ｋ)＝Ｓ_m(ｋ−４)＊Ｓ_m(ｋ−９)を繰り返し適用することにより、ｍ＝１、２、３、４及び５について、シーケンスＰ及びＳ_mへ拡張される。

シードの選択における設計基準は、得られるシーケンスは、互いの周期的シフトであるが、互いに得るために要するシフトの量が比較的大きくなければならないというものである。同様に、シードは、それらの１つを、短い（例えば、４５位置未満）周期的シフトでは、コームシーケンス及び別のシーケンスのビットごとのＸＯＲから発生できないように設計される。

利用可能なキャリアＬ’の数が、式２^r−１によるものでなく、そのような数に比較的接近している場合には、コーム及びシーケンスが、ｍシーケンスのテール端から小さなセグメントを裁断することによって短縮されるか、又はパターンが、比較的短い時間中にそれを周期的に繰り返すことによって拡張される。上述した例では、サブキャリアの数は、コームパターン及びＢＰＳＫシーケンスを１つの位置だけ周期的にシフトすることにより１５３１から１５０７へ減少される。これを達成するために、再帰関係を一度適用することにより９ビットのシードを１０ビットに拡張することができる。その後、第１のビットが省かれて、９ビットシードを発生する。従って、コームに対するシード００００００００１、及びＢＰＳＫシーケンスに対するシード００１１０１０１０、１０００１１０００、０１１１１１０１０、０１１０１１１１０、１１１００１１１１が、前記で示唆したものに代わって使用される。次いで、コームは、８個の０で開始し、即ち２４個の空きサブキャリアがあり、そしてＰ１信号は、１５０７個の連続キャリアまで狭められる。利用可能な帯域巾が演じる役割は、サブキャリア間の間隔も狭い狭帯域（例えば、５ＭＨｚ）用途のように、重要性が低く、ほぼ同じ数のサブキャリアに対する余裕が依然あることが認められる。

周波数ドメインコームを発生する別の方法は、この技術で知られた平方剰余シーケンス（＝ＱＲシーケンス）を使用することである。それにより得られるコームは、ｍシーケンスベースのコームを伴うシフトされた形態の間で衝突統計値を分担する。この別の方法は、ＱＲシーケンスの長さが３モジュロ４に合致する原始数ｐであるという効果を有する。従って、利用可能な長さのセットは、ＱＲシーケンスが使用されるときには、より融通性のあるものとなる。同じシーケンスの周期的にシフトされた形態は、ここでは、ＢＰＳＫシーケンスを構成するのにも使用できる。しかしながら、比較的長いＱＲシーケンスをオンザフライで発生することは、計算上、より負担がかかり、実際には、比較的長いルックアップテーブルを使用しなければならない。

少なくとも１つの実施形態によれば、ここに提案する５つのＰ１信号は、ｍ＝１、２、３、４及び５について、次の通りである。

ここで、ｎは、周波数オフセットの整数部分を表す。これは、サブキャリア間隔の倍数としてカウントされ、従って、ここに提案する使用の場合、ｎ＝±３７、±７５、±１１２は、±１／６、±１／３、±１／２ＭＨｚに対応する（サブキャリア間隔の分数は、それらが丸め誤差の結果であるか、又は受信器と送信器との間のクロックの食い違いの結果であるかに関わらず、早期に取り扱われることに注意されたい）。しかし、ここに提示する構造は、１３４までのｎの整数値を実際に許すものである。ここでは、ｍ＝１、２、３、４及び５について、Ｐ及びＳ_mは、上述した長さ５１１のシーケンスである。これらの信号は、１５３１個の連続サブキャリアの範囲内の２５６個のサブキャリアを占有する。

等しく良好に作用するシードに対して種々の他の選択肢もある。例えば、６つのｍシーケンスの各々は、相関特性を変更せずに同じ量だけ周期的にシフトされる。周波数オフセットの整数部分ｎが３＊４５＝１３５未満であるときには、シードの例示値が良好に作用する。その範囲内で、シーケンスのオフセット形態の中の相互相関性は、低く保たれる。コンピュータサーチは、等しく良好な性能をもつシードの他のセットを明らかにした。低い相関性の若干広い範囲の可能性は、完全に除外されていないが、ｎが３＊５１＝１５３のように大きい場合は、シードをどのように入念に選択しても、このような低い相関性の範囲はこの方法では得られないことが知られている。

３の倍数での間隔は、周波数オフセットの整数部分を比較的素早く検出できるようにする。というのは、テストされた整数オフセットと実際の整数オフセットとの間の差が３の倍数でない限り、真のコームとテストされた形態との間に衝突がないからである。この条件が満足される場合は、正しいオフセットを有するときに、衝突の数が２５６であり、さもなければ、衝突の数が１１９・・・１２８の範囲であり、即ち最適な擬似中間点１２８の近辺である。同様の構造（＝３番目ごとのサブキャリアに限定）及び密度（＝平均的に６つのサブキャリアのうちの１つが「アクティブ」であるが）をもつランダムに発生されたコームについて、衝突の数に対して予想される範囲（予想値から±２の標準偏差）は、１０４から１４４であり、従って、ｍシーケンスの使用は、変動をより狭い範囲へもっていくことにより、これを改善する。

ｍシーケンスの基礎的な代数構造は、このように発生されるほぼ全てのシーケンスが、合理的に良好なＰＡＰＲ特性（例外は、コーム及び１つのシーケンスに対して同じシードを使用することである）及び合理的に良好な時間ドメイン自己相関を有するように保証する上で、助けとなる。シードを入念に選択することは、更に、種々のシーケンスのオフセット形態の中で良好な相互相関特性を保証する上でも、助けとなる。実際に、取るに足らないものでない相関は、３２の±２ＳＤレベルまでランダムに変動するのではなく、非常に０に近い。

図２８は、１つ以上の実施形態によるパイロットシーケンスとそれらの周波数オフセット形態との間の自己相関／相互相関のグラフである。

図２９は、図２８のグラフのズームイン形態で、周波数オフセットの低相互相関範囲を示している。

図３０は、少なくとも１つの実施形態による第１のＰ１信号（これらの図を作成するために、中心周波数６６６ＭＨｚ、及び２５ＭＨｚでサンプルされるキャリア間隔４４６４Ｈｚで計算された単一記号）の包絡線振幅を示すグラフである。目盛は、平均二乗振幅が１に等しくなるように選択される。

図３１は、図３０のグラフのズームイン形態である。図３０及び３１は、一緒に、セットの合理的なＰＡＰＲ特性を示している。

ＢＰＳＫ及びＰ１シーケンスの以下の説明において、Ｆ＝ＧＦ(５１２)は、５１２エレメントの限定フィールドを示し、そしてｇは、式１＋ｇ⁵＋ｇ⁹＝０を満足するＦの原始エレメントであり、従って、累乗ｇⁱは、指数ｉが値ｉ＝０、１、・・・５１０をとるときにＦの非ゼロエレメントを通して進む。更に、ｇ^-iは、初期のフィードバック式１＋ｘ⁴＋ｘ⁹＝０の根であることに注意されたい。ｔｒ：Ｆ→ＧＦ(２)をトレース関数とする。以前の０／１値付きのｍシーケンス及びその全ての周期的シフトは、ｉ＝１、２、Ｋ、５１１及びα≠０について、シーケンスｍ_α(ｉ)＝ｔｒ(αｇ^i-1)として得られている。又、ｅ(ｘ)＝(−１)^tr(x)、及びω＝ｅ^2πj/511と書き表す。従って、０及び１のコームがＰ(ｉ)＝ｔｒ(αｇ^i-1)＝(１−ｅ(αｇ^i-1))／２として得られ、且つＢＰＳＫシーケンスがＳ_j(ｉ)＝ｅ(β_jｇ^i-1)として得られるように、エレメントα∈Ｆ、及びβ_j∈Ｆ、ｊ＝１、２、３、４、５を選択することができる。従って、Ｐ１シーケンスは、次の式

によって与えられる。

γが非ゼロであるときに、アイデンティティｅ(ｘ±ｙ)＝ｅ(ｘ)・ｅ(ｙ)、及び和

（以下、式(１)又は和(１)と称され）が得られ、そしてγ及びｋの両方が非ゼロであるときには複素数絶対値√512を有し且つそれらの両方ではなく一方がゼロであるときにはそれより小さい、いわゆるガウスの和

（以下、式(２)又は和(２)と称され）が得られる。

この点において、ここに提案するコームが選択肢α＝１に対応することが記録される。

パターンＰ(ｋ)＝（１−ｅ(αｇ^k)）／２と、そのシフトされた形態Ｐ(ｋ＋ｎ)との間の衝突の数について考える。但し、ｎは、シフトされた量

を指示する。このコームのパターンを５１１の周期で繰り返し続けるべき場合には、衝突の数を計算することができる。変数ｘ＝ｇ^kを表示し、そしてＦ＊がフィールドＦにおける非ゼロエレメントのセットであるという通常の慣習を採用する。次いで、「衝突モジュロ５１１」の数は、次のようになる（従って、ｋ＋ｎは、計算されたモジュロ５１１である）。

ここで、第１の和は、５１１である。ｔ＜５１１であるので、係数α、αｇⁿ、α(１＋ｇⁿ)は、非ゼロであり、そして式（１）は、残りの和が全て−１に等しいことを示している（項ｅ(０)＝１が和から欠落するという事実を調整して）。要するに、シフトされるコームは、周期的に拡張されるコームと５１２／４＝１２８の衝突を有することになる。和ｋ＋ｎオーバーフロー＞５１１によるテール効果を考慮に入れると、衝突の数に対する予想低下が分かる。ｎ＝１、２、３、４、６、７、８において、１２８の衝突があり、この数は、ｎが成長すると共にほぼ直線的に低下する。ｎが３７の最大値に到達すると、衝突の数は、１２５である。オフセットｎ＝３６で、１１９の衝突という最低値に達する。従って、このコームでは、２つのオフセットコーム間の衝突の数は、１２８という理想的な中間点に近いものとなる。

２つのＰ１シーケンス間の相互相関を（ｆドメインにおいて、パーセバルの定理によれば、これが周波数ドメインで行われるか時間ドメインで行われるかは問題でない）次のように計算することができ、

従って、和(１)は、β_j−β_j'が非ゼロであれば（換言すれば、２つのシーケンスが異なるものであれば）、且つα＋β_j−β_j'が非ゼロであれば（換言すれば、２つのシーケンスが互いにビットごとに補数でなければ）、この相互相関がゼロに等しいことを示す。これに対する実際のテストは、直交されるべきこの形式の２つのシーケンスについて、それらの初期セグメントが互いに異なり、且つそれらの初期セグメントのビットごとのＸＯＲがコームＰの初期セグメントとは異なるというものである。

衝突数の計算と同様に、先ず、シーケンスをｆドメインにおいて周期的に拡張し、そのように拡張された信号対間の相互相関を計算し、そして少数の擬似ランダム項の和であって大きく貢献することのない短い「テール」を多少無視する。従って、Ｐ１信号と、そこからｔ個の位置だけオフセットした別のＰ１信号との間の（ｆドメイン）相互相関は、次の通りである。

（以下、式(３)と称する）

ここでは、インデックスｊ及びｊ’が等しいことが認められ、即ちシーケンスとそのオフセット形態との間の相関にも関心がもたれる。式(１)から、カギカッコ内の係数の１つがゼロでない限り、この主たる項がゼロになることが分かる。ｎは、ゼロの周りのある範囲の値をとるので、係数それ自体及び和α＋β₁、Ｋ、α＋β₅の基本ｇ離散的対数が互いにできるだけ離れるように（周期的モジュロ５１１）、係数β₁、Ｋ、β₅を選択するという目標が委ねられる。ここでは、全体で１０個のフィールドエレメントがあるので、離散的対数間の最小分離が

より大きくなることはない。例示的構造の選択α＝１＝ｇ⁰では、小さな発見的サーチが、前記説明に使用されたセットを与える。即ち、β₁＝ｇ³³、α＋β₁＝ｇ¹⁸¹、β₂＝ｇ¹³⁵、α＋β₂＝ｇ⁴⁹⁹、β₃＝ｇ²⁴⁵、α＋β₃＝ｇ³⁹⁸、β₄＝ｇ³⁴⁹、α＋β₄＝ｇ⁸⁵、β₅＝ｇ⁴⁴⁵、α＋β₅＝ｇ²⁹⁶である。ここでは、離散的対数がリスト｛３３、１３５、２４５、３４９、４４５、１８１、４９９、３９８、８５、２９６｝を形成し、最初の５つの離散的対数は、エレメントβ₁、Ｋ、β₅を指定し、そして最後の５つは、エレメントα＋β₁、Ｋ、α＋β₅の離散的対数をリストしている。ここでは、４９９と３３との間に４５の最小周期的分離がある。というのは、３３−４９９＋５１１＝４５だからである。又、４５の最小周期的分離をもつ離散的対数の別のシーケンスは、｛３３、１３５、２３３、３３９、４４７、１８１、４９９、３８８、２８６、８０｝である。更に大きな周期的分離を招く選択肢があるかどうかは、分からない。３＊４５＝１３５（サブキャリア分離）は、１１２より大きいので、本発明の目的にとってはこれで充分である。

これらの数は、図２８のグラフを説明するものである。いずれの方向にも、４４まではオフセットとの一致がなく、従って、図２８における非ゼロゾーンの巾は、２＊４４＋１＝８９キャリアである。分離度４５は、式(３)におけるマイナス符号の項に対応することに注意されたい。プラス符号の項に対応する最小周期的分離は、９６であり、対（４４５、３４９）と（１８１、８５）との間に生じる。これは、最も近くのサイドローブが全て負であることを説明すると共に、ｘ軸の上に２＊９６＋１＝１９３キャリアの広いギャップがあることも説明する。

ここでは、提案された信号の自己相関が少なくともある個別設定時間変位に対して低いレベルにとどまることを、境界

がどのように意味するかを示す。提案されたＰ１信号の時間ドメイン形態は、

であり、ここで、便宜上、周波数オフセットをｆとし、ΔｆをＰ１信号の２つの考えられるキャリア間の間隔（＝２ｋＯＦＤＭ記号のサブキャリア間隔の３倍）とする。時間誤差Δｔは、ガードインターバルより短いと仮定する。次いで、時間ドメイン相関器は、次の式を見る。

（以下、式(４)と称する）

ここでは、係数Ｋ及びＫ’は、正規化のためのもので、パワーブースト、並びにＤＦＴ及び積分から到来する定数を含む。従って、この項の絶対値は、和に依存するだけである（目盛までは）。Δｔは、ある整数ｎに対して積ΔｆΔｔ＝ｎ／５１１であるような大きさを有する。即ち、時間誤差は、サブキャリアの共通周期の１／５１１の整数倍である。従って、ｅ^{2πjk(Δf・Δt)}＝ω^nkと書くことができる。Ｐ１_j(ｋ＋１)＝(１−ｅ(αｇ^k))／２がコームのパターンにのみ依存する（ＢＰＳＫ変調には全く依存しない）ことを考慮すると、時間誤差のこれらの値において、相互相関は、次の式に等しくなる。

（以下、式(５)と称する）

式(１)及び(２)の和は、（乗数Ｋ”を忘れると、−その絶対値はｎとは独立している）この和は、ｎ＝０のとき（即ち、時間誤差がないとき）値２５６を有し、さもなければ、絶対値√512≒２２．６を有することを表している。要するに、本発明の信号では、時間誤差の比較的濃密な離散的セットがあり、同期値より約１０ｄＢ低い自己相関値を招く。これは、決定的ではないが、ここに提案される信号の自己相関特性が比較的良好であることを強く示唆する。

この場合も、和(１)及び(２)は、本発明の推定の中心である。２つの異なるＰ１信号、Ｐ１_j及びＰ１_jを比較するときに、前記式(４)及び(５)を導く計算は、今度は、次の式を生じさせる。

β_j−β_j'≠αという仮定のもとで作用することを想起されたい。ｎ＝０の場合には、この和が式(１)により０と評価され、さもなければ、２つのガウスの和を有し、従って、三角不等式により、

を推定することができる。換言すれば、時間誤差のこの離散的セットにおいて、相互相関は、２５６＊Ｋ”の完全一致より少なくとも７ｄＢ低い。

この場合も、和(２)は、ｎ＝０、１、・・・５１０の全てに対してサンプリングの瞬間Δｔ＝ｎ／(５１１Δｆ)に包絡線電力の比較的鮮鋭な推定を与えることができる。次の式が得られる。

α≠β_jであるから、ｎ＝０においてゼロが得られ、ガウスの和に対する式(２)の結果により、絶対値符号における和は、２√512によって上限境界が決められる。従って、全体的には、サンプルされた包絡線電力は、せいぜい１である。ここで、全信号エネルギーは、２５６であり、従って、平均電力は、次のようになる。

従って、この（ナイキスト）サンプリングレートでは、最大対平均包絡線電力比がせいぜい√8である。これは、一般的な境界であって、連続的なピーク対平均包絡線電力比が、最悪な場合でも、せいぜい（２ln(５１１)＋１．１３２＋４／５１１）√8であることを示している（実際にはおそらくかなり良好である）。

本発明の１つ以上の態様は、１つ以上のコンピュータ又は他の装置によって実行される１つ以上のプログラムモジュールのようなコンピュータ実行可能なインストラクションで実施することができる。一般的に、プログラムモジュールは、コンピュータ又は他の装置におけるプロセッサにより実行されたときに特定のタスクを遂行し又は特定のアブストラクトデータ形式を具現化するルーチン、プログラム、オブジェクト、コンポーネント、データ構造、等を含む。コンピュータ実行可能なインストラクションは、ハードディスク、光学的ディスク、取り外し可能な記憶媒体、ソリッドステートメモリ、ＲＡＭ、等のコンピュータ読み取り可能な媒体に記憶される。当業者であれば、種々の実施形態において、プログラムモジュールの機能を結合し又は分散できることが明らかであろう。更に、その機能は、集積回路、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、等のファームウェア又はハードウェア等効物において全体的又は部分的に実施することができる。

本実施形態は、新規な特徴、又はここに明確に開示した特徴の組合せ、或いはそれらを一般化したものを包含する。本実施形態は、本発明を実施する現在の好ましい態様を含む特定の実施例に関して説明したが、当業者であれば、上述したシステム及び技術の多数の変更及び置き換えがなされ得ることが明らかであろう。従って、本発明の精神及び範囲は、特許請求の範囲に述べられたように広く解釈されねばならない。

１０２：デジタルブロードバンドブロードキャストシステム
１０３：デジタルブロードキャスト送信器
１０４：デジタルコンテンツソース
１０５：デジタルブロードキャストタワー
１１２：移動ターミナル
１２８：プロセッサ
１３０：ユーザインターフェイス
１３４：メモリ
１３６：ディスプレイ
１４０：ソフトウェア
１４２：ＦＭ／ＡＭラジオ受信器
１４３：ＷＬＡＮトランシーバー
１４４：テレコミュニケーショントランシーバー
１５０：バッテリ
１５２：スピーカ
１５４：アンテナ

Claims (25)

1. 基準シーケンスに基づいて第１パイロット記号を２進位相シフトキー変調するステップと、
   第２パイロット記号を差動変調して、差動変調シーケンスを発生するステップと、
   前記オリジナルの基準シーケンスと前記差動変調シーケンスとを合成することによって合成変調信号を発生するステップと、
   前記合成変調信号に対して逆高速フーリエ変換を遂行して、それにガードインターバルを挿入するステップと、
   を備えた方法。
2. 前記第１パイロット記号は、チャンネル推定として使用するように構成される、請求項１に記載の方法。
3. 前記チャンネル推定は、第２パイロット記号をイコライズするのに使用するように構成される、請求項２に記載の方法。
4. 第２パイロット記号を差動変調する前記ステップは、
   擬似ランダム２進シーケンス_k＝０の場合には、ｂ_k、2＝ｂ_k、1、そして擬似ランダム２進シーケンス_k＝１の場合には、ｂ_k、2＝−ｂ_k、1、及び
   擬似ランダム２進シーケンス_k＝０の場合には、ｂ_k、2＝−ｂ_k、1、そして擬似ランダム２進シーケンス_k＝１の場合には、ｂ_k、2＝ｂ_k、1、但し、擬似ランダム２進シーケンス_kは、擬似ランダム２進シーケンスのｋ番目のエレメントであり、ｂ_k、mは、ｍ番目のパイロット記号におけるｋ番目のキャリア上の送信記号である、
   というルールの少なくとも１つに基づいて遂行される、請求項１に記載の方法。
5. プロセッサと、このプロセッサにより実行されたときに、
   基準シーケンスに基づいて第１パイロット記号を２進位相シフトキー変調し、
   第２パイロット記号を差動変調して、差動変調シーケンスを発生し、
   前記オリジナルの基準シーケンスと前記差動変調シーケンスとを合成することによって合成変調信号を発生し、
   前記合成変調信号に対して逆高速フーリエ変換を遂行して、それにガードインターバルを挿入する、
   ことを遂行する実行可能なインストラクションを含むメモリと、を備えた装置。
6. 前記第１パイロット記号は、チャンネル推定として使用するように構成される、請求項５に記載の装置。
7. 前記チャンネル推定は、第２パイロット記号をイコライズするのに使用するように構成される、請求項５に記載の装置。
8. 第２パイロット記号を差動変調することは、
   擬似ランダム２進シーケンス_k＝０の場合には、ｂ_k、2＝ｂ_k、1、そして擬似ランダム２進シーケンス_k＝１の場合には、ｂ_k、2＝−ｂ_k、1、及び
   擬似ランダム２進シーケンス_k＝０の場合には、ｂ_k、2＝−ｂ_k、1、そして擬似ランダム２進シーケンス_k＝１の場合には、ｂ_k、2＝ｂ_k、1、但し、擬似ランダム２進シーケンス_kは、擬似ランダム２進シーケンスのｋ番目のエレメントであり、ｂ_k、mは、ｍ番目のパイロット記号におけるｋ番目のキャリア上の送信記号である、
   というルールの少なくとも１つに基づいて遂行される、請求項５に記載の装置。
9. 前記第１及び第２のパイロット記号は、各々、１ｋの高速フーリエ変換を使用する、請求項５に記載の装置。
10. 前記第１及び第２のパイロット記号は、１／１のガードインターバルを有する、請求項５に記載の装置。
11. 第１パイロット記号及び第２パイロット記号を受信するステップと、
    前記第１及び第２のパイロット記号からガードインターバルを除去するステップと、
    前記第１及び第２のパイロット記号に対して高速フーリエ変換を遂行するステップと、
    前記第１及び第２のパイロット記号を差動復調して、推定擬似ランダム２進シーケンスを発生するステップと、
    を備えた方法。
12. 前記第１パイロット記号をチャンネル推定として使用することを更に含む、請求項１１に記載の方法。
13. 前記チャンネル推定を使用して第２パイロット記号をイコライズすることを更に含む、請求項１２に記載の方法。
14. 前記第１及び第２のパイロット記号を差動復調して、推定擬似ランダム２進シーケンスを発生する前記ステップは、
    ｂ_k、2＝ｂ_k、1の場合には、推定擬似ランダム２進シーケンス_k＝０であり、ｂ_k、2＝−ｂ_k、1の場合には、推定擬似ランダム２進シーケンス_k＝１であり、及び
    ｂ_k、2＝−ｂ_k、1の場合には、推定擬似ランダム２進シーケンス_k＝０であり、ｂ_k、2＝ｂ_k、1の場合には、推定擬似ランダム２進シーケンス_k＝１であり、但し、推定擬似ランダム２進シーケンス_kは、推定擬似ランダム２進シーケンスのｋ番目のエレメントであり、ｂ_k、mは、ｍ番目のパイロット記号におけるｋ番目のキャリア上の受信記号である、
    というルールの少なくとも１つに基づいて遂行される、請求項１１に記載の方法。
15. プロセッサと、このプロセッサにより実行されたときに、
    第１パイロット記号及び第２パイロット記号を受信し、
    前記第１及び第２のパイロット記号からガードインターバルを除去し、
    前記第１及び第２のパイロット記号に対して高速フーリエ変換を遂行し、
    前記第１及び第２のパイロット記号を差動復調して、推定擬似ランダム２進シーケンスを発生する、
    ことを遂行する実行可能なインストラクションを含むメモリと、を備えた装置。
16. 前記メモリは、前記プロセッサにより実行されたときに、前記第１パイロット記号をチャンネル推定として使用することを遂行する実行可能なインストラクションを更に含む、請求項１５に記載の装置。
17. 前記メモリは、前記プロセッサにより実行されたときに、前記チャンネル推定を使用して第２パイロット記号をイコライズすることを遂行する実行可能なインストラクションを更に含む、請求項１６に記載の装置。
18. 前記第１及び第２のパイロット記号を差動復調して、推定擬似ランダム２進シーケンスを発生することは、
    ｂ_k、2＝ｂ_k、1の場合には、推定擬似ランダム２進シーケンス_k＝０であり、ｂ_k、2＝−ｂ_k、1の場合には、推定擬似ランダム２進シーケンス_k＝１であり、及び
    ｂ_k、2＝−ｂ_k、1の場合には、推定擬似ランダム２進シーケンス_k＝０であり、ｂ_k、2＝ｂ_k、1の場合には、推定擬似ランダム２進シーケンス_k＝１であり、但し、推定擬似ランダム２進シーケンス_kは、推定擬似ランダム２進シーケンスのｋ番目のエレメントであり、ｂ_k、mは、ｍ番目のパイロット記号におけるｋ番目のキャリア上の受信記号である、
    というルールの少なくとも１つに基づいて遂行される、請求項１５に記載の装置。
19. プロセッサと、このプロセッサにより実行されたときに、
    全てがゼロの値ではないｒ個のビットを各々有するビットパターンである複数のシードを指定し、
    等級ｒの原始多項式により決定された再帰式を各シードに適用することによりシードを長さ２^r−１のシーケンスへと拡張し、
    前記シーケンスの１つをコームシーケンスとして使用すると共に、０及び１の値を＋１及び−１の値として解釈することにより、そのコームシーケンス以外のシーケンスを２進位相シフトキーパターンとして使用する、
    ことを遂行する実行可能なインストラクションを含むメモリと、を備えた装置。
20. 前記原始多項式は、１＋ｘ⁴＋ｘ⁹である、請求項１９に記載の装置。
21. 前記コームシーケンスは、１００００００００の値を有するシードに基づく、請求項２０に記載の装置。
22. 付加的なシードは、０及び１ではなく、プラス１及びマイナス１の値として解釈される０００１１０１０１、１１０００１１００、１０１１１１１０１、１０１１０１１１１、及び１１１１００１１１、の少なくとも１つを含む、請求項２１に記載の装置。
23. 前記シードは、ｋ＝９、１０、・・・５１０について、再帰式Ｐ(ｋ)＝Ｐ(ｋ−４)＋Ｐ(ｋ−９) (ｍｏｄ２)、及びＳ_m(ｋ)＝Ｓ_m(ｋ−４)＊Ｓ_m(ｋ−９)を繰り返し適用することにより、ｍ＝１、２、３、４及び５について、シーケンスＰ及びＳ_mへと拡張される、請求項２１に記載の装置。
24. 前記メモリは、更に、プロセッサにより実行されたとき、ｎを周波数オフセットの整数部分とすれば、ｍ＝１、２、３、４及び５について、
    

    

    としてパイロット記号信号を計算することを遂行する実行可能なインストラクションを含む、請求項２３に記載の装置。
25. ｎ＝±３７、±７５、±１１２は、±１／６、±１／３、±１／２ＭＨｚの周波数オフセットに対応する、請求項２４に記載の装置。

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