TWI429246B - 補償資料信號的第一分量和第二分量間失衡的方法及系統 - Google Patents

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TWI429246B
TWI429246B TW096143879A TW96143879A TWI429246B TW I429246 B TWI429246 B TW I429246B TW 096143879 A TW096143879 A TW 096143879A TW 96143879 A TW96143879 A TW 96143879A TW I429246 B TWI429246 B TW I429246B
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Description

補償資料信號的第一分量和第二分量間失衡的方法及系統
本發明涉及資訊網路，更具體地說，涉及通過通信線路例如同軸電纜，發送資訊例如多媒體資訊，以形成通信網路。
許多建築物，包括家庭，都有基於同軸電纜的網路。
同軸電纜多媒體聯盟(“MoCATM ”)在其網站(www.mocalliance.org)上提供了通過同軸電纜聯播數位視頻和娛樂資訊的規範(即，其在MoCA內所使用，並在此全文引用)的一例子。該規範分發給公開註冊的用戶。
基於MoCA和其他規範的技術、以及相關的技術(“現有的技術”)常常使用同軸電纜上可使用的並且未使用的帶寬。例如，在美國，已超過70%的家庭安裝了同軸電纜。一些家庭在一個或多個娛樂消耗區域已有現成的同軸電纜，例如家庭活動室、視聽室、和主臥室。現有的技術使得屋主可使用已安裝的同軸電纜，作為網路系統，並發送具有高服務質量(QoS)的娛樂和資訊程式。
現有的技術可提供高速度(270mbps)、高QoS、以及最高級別的封包級加密和遮罩的有線連接兩者所固有的安全性。同軸電纜是設計用於發送高帶寬視頻。目前，同軸電纜通常用於安全傳送數百萬美元的按次計費及優質視頻內容。基於現有技術的網路可用作多個無線接入點的骨幹網，從而擴展無線服務在建築物內的覆蓋範圍。
現有的技術通過現有的同軸電纜提供了到達目前安裝在家庭中的視頻設備所在地的吞吐量，而不影響線纜中的其他服務信號。現有的技術為數位娛樂提供鏈路，並與別的有線或無線網路保持一致，從而將娛樂流量擴展到整個建築物。
現有技術與接入技術協同工作，如非對稱數位用戶線路(“ADSL”)、甚高速率數位用戶線(“VDSL”)和光纖到戶(“FTTH”)，進而提供一般通過雙絞線或光纖進入該建築物的信號，對於ADSL而言，其操作頻帶從幾十萬赫茲到8.5M赫茲，而對於VDSL是到12M赫茲。當服務通過任何數位用戶線(“xDSL”)或FTTH到達該建築物時，這些服務可通過現有技術和同軸電纜轉發到視頻設備。有線電視運營商可通過線纜為該建築物提供諸如視頻、音頻和因特網接入等有線功能，並利用在該建築物中運行的同軸電纜到達該建築物中的各個有線服務使用設備。一般地，現有技術的功能與有線功能並行，不過是在不同頻率上。
建築物中的同軸電纜設施一般包括同軸電纜、分配器和出口。分配器一般有一個輸入和兩個或多個輸出，用於前向(輸入到輸出)或後向(輸出到輸入)傳送信號，並將來自不同分配器的輸出相隔離，從而防止信號從一個同軸電纜出口流向另一個。進行隔離是非常有用的，因為它可以a)減少來自其他設備的干擾和b)最大化從入口點(“POE”)到出口的功率傳輸以獲得最佳TV接收。
現有技術的部件(elements)被專門用於通過隔離器進行後向傳播(“插入”)以及從輸出到輸出的後向傳播(“隔離”)。通過特定“隔離跳”和多個“插入跳”可從建築物中的一個出口到達另一個。一般隔離跳的衰減為5到40dB，而每個插入跳大約將衰減3dB。MoCATM 技術具有55dB盈餘的動態範圍，同時支援200Mbps的吞吐量。因此，MoCATM 技術可通過大量隔離器高效運行。
管理網路策略，諸如MoCATM 技術，專門設計用於支援沒有資料包丟失的流視頻，進而提供出口間的優質視頻。
當網路連接設備從網路接收到資料信號時，該信號在下變頻為設備基帶頻率時，常常分解為同相(“I”)和正交(“Q”)分量；當該I和Q分量再組合，以進行資料解密時，它們常常是振幅、相位或兩者失衡的。再平衡I和Q分量將涉及計算基於載波頻率的頻域簽名以及I和Q分量的補償因數。在載波頻率不確定的情況下，通過使用數位計算方法，很難分析接收到的信號的頻域簽名。因此，期望提供在載波頻率不確定的情況下使用數位計算方法的補償信號的系統和方法。
一種用於通信網路中在節點補償I/Q失衡的系統和/或方法，在至少一張附圖中進行了描述，並在權利要求中進行了完整的說明。
根據本發明的一個方面，提供一種用於補償資料信號的第一分量和第二分量之間失衡的方法，所述資料信號具有正值的頻率，並通過具有頻率誤差的載波信號對其進行調製，包括以下步驟：接收資料和載波信號；選擇時域參數值，以使與負值頻率相應的頻域能量最小化；和基於所述值，在時域中修改至少一個所述分量。
優選的，所述的方法進一步包括：估計與所述載波信號相應的載波信號頻率；估計殘餘載波頻率誤差；和基於所述殘餘載波頻率誤差，修改所述載波頻率的估計。
優選的，所述修改包括：為所述分量確定與信號振幅乘法器相應的第一值；和為所述分量確定與相位偏移相應的第二值。
優選的，所述選擇包括：為第一信號音、第二信號音、以及所述載波信號中的每一個記錄第一頻域參數和第二頻域參數。
優選的，對於所述第一信號音、所述第二信號音、以及所述載波信號，其中至少有一個其所述第一和第二頻域參數分別對應於離散值頻譜中的第一和第二窗口；所述第一窗口順次地鄰近所述 第二窗口。
優選的，所述的方法進一步包括：發送取決於所述第一和第二頻域參數的輸出信號。
優選的，所述接收包括：接收正交頻分複用(OFDM)符號；和在所述選擇中，所述值對應於所述OFDM符號；和對於所述OFDM符號，執行所述修改。
優選的，所述接收包括：接收多個正交頻分複用(OFDM)符號；對每一個所述OFDM符號，執行所述選擇；和對每一個所述OFDM符號，執行所述修改。
優選的，所述第一和第二分量，其中一個是同相分量；另一個是正交分量；所述失衡是同相/正交失衡。
根據本發明的一個方面，提供一種可記錄與接收到的信號的頻率分量相應的複數參數的系統，所述信號攜帶有至少一個正交頻分複用(OFDM)符號，所述參數符合：具有頻率誤差的載波頻率；第一信號音；和第二信號音。
優選的，所述系統還用於估計與所述載波頻率、所述第一信號音、以及所述第二信號音中的每一個相應的頻率視窗。
優選的，當具有與所述載波頻率、所述第一信號音、以及所述第二信號音中的每一個相應的第一和第二複數參數時，所述系統進一步用於：估計與所述載波頻率、所述第一信號音、以及所述第二信號音中的每一個相應的第二頻率視窗；為所述載波頻率、第一信號音、以及第二信號音記錄所述第一和第二複數參數。
優選的，所述系統進一步用於根據所述載波頻率、所述第一信號音、以及所述第二信號音中的每一個的估計值，為所述載波頻率、所述第一信號音、以及所述第二信號音，記錄所述複數參數；所有的所述估計值相應于單一OFDM符號。
優選的，當所述接收到的信號攜帶多個OFDM符號時，所述系統進一步可對於每一個所述OFDM符號，估計所述載波頻率、 所述第一信號音、和所述第二信號音中的每一個的值。
根據本發明的一個方面，提供一種用於補償第一信號和第二信號之間失衡的系統，該系統包括：第一模組，用於根據所述第一和第二信號記錄第一頻域參數、第二頻域參數；所述第一頻域參數和第二頻域參數相應於所述第一信號音、第二信號音、以及載波頻率中的每一個；和第二模組，用於根據所述第一和第二頻域參數，計算至少一個時域補償參數。
優選的，所述系統進一步包括：第三模組，用於根據所述時域補償參數，輸出經補償的信號。
優選的，所述至少一個時域補償參數包括三個時域補償參數。
優選的，所述載波頻率是接收器載波頻率；所述第一和第二信號接收自發送器，所述發送器可使用發送器載波頻率發送所述信號；和由於載波頻率偏移，所述接收器和發送器載波頻率不同。
優選的，當所述第一和第二頻域參數相應於所述第一和第二信號音的其中之一時，所述第一頻域參數對應於離散值頻譜中的第一窗口；所述第二頻域參數對應於離散值頻譜中的第二窗口；所述第一窗口鄰近所述第二窗口。
優選的，所述第一模組根據所述第一點在頻譜中的位置選擇所述第二窗口。
優選的，所述第二窗口在頻譜中的位置是基於所述偏移的。
優選的，所述第二窗口在頻譜中的位置是基於所述偏移，以弧度表示，到Pi弧度。
優選的，當具有殘餘載波頻率偏移，所述第二模組可：計算殘餘頻率偏移的估計；基於所述估計，計算所述時域補償參數。
優選的，當所述第一模組為按時間順序接收到的多個符號中的每一個記錄所述第一和第二頻域估計參數時，所述第二模組為第一頻率參數計算第一平均值；並為所述第二頻域參數計算第二平均值；所述平均值分別基於與所述符號相應的所述第一和第二頻 域參數。
優選的，所述第一模組是硬體模組；所述第二模組是軟體模組。
優選的，所述第三模組是硬體模組。
優選的，所述第一模組是硬體模組；所述第二模組是硬體模組。
100‧‧‧資料處理系統
102‧‧‧單或多晶片模組
104‧‧‧I/O電路
106‧‧‧週邊設備
108‧‧‧處理器
110‧‧‧記憶體
112‧‧‧系統匯流排或別的互連
200‧‧‧接收器
202‧‧‧射頻(“RF”)處理模組
204‧‧‧時域處理模組
206‧‧‧頻域處理模組
208‧‧‧RF信號
209‧‧‧信號
210‧‧‧增益
213‧‧‧人為頻率誤差
214‧‧‧模數轉換器
218‧‧‧失衡補償模組
224‧‧‧可變速率內插器
225‧‧‧信號
228‧‧‧高通濾波器(“HPF”)
229‧‧‧載波恢復環
232‧‧‧接收器控制器
234‧‧‧NCO頻率發生器
236‧‧‧數控振盪器(“NCO”)定時發生器
237‧‧‧定時信號
240‧‧‧前同步碼處理器
241‧‧‧載波頻率偏移估計(“CFOE”)
246‧‧‧CP移除器
250‧‧‧探測2軟體處理程式
252‧‧‧修正參數
298‧‧‧快速傅立葉變換模組
299‧‧‧記憶體
300‧‧‧接收器
302‧‧‧射頻(“RF”)處理模組
304‧‧‧時域處理模組
306‧‧‧頻域處理模組
308‧‧‧RF信號
309‧‧‧信號
310‧‧‧增益
313‧‧‧人為頻率誤差
314‧‧‧模數轉換器
316‧‧‧100MHz FIFO(“先進先出”)緩衝器
318‧‧‧I/Q失衡補償模組
320‧‧‧基帶模式分層器
322‧‧‧自動增益控制器
324‧‧‧Farrow內插器
325‧‧‧信號
328‧‧‧高通濾波器(“HPF”)
330‧‧‧時域(“TD”)相位旋轉器
332‧‧‧接收器控制器
334‧‧‧NCO頻率發生器
336‧‧‧數控振盪器(“NCO”)定時發生器
337‧‧‧定時信號
340‧‧‧前同步碼控制處理器
341‧‧‧載波頻率偏移估計
342‧‧‧延遲緩衝器
346‧‧‧子電路
350‧‧‧探測2計算器
352‧‧‧探測2結果
398‧‧‧快速傅立葉變換模組
600‧‧‧過程
602‧‧‧初始的硬體操作
604‧‧‧數控振盪器(“NCO”)相位復位
606‧‧‧視窗選擇
610‧‧‧殘留頻率誤差估計
700‧‧‧數據包
圖1是依據本發明原則的所使用的例證性的單或多晶片設備的結構框圖；圖2是依據本發明原則的接收器的一部分的例證性的結構框圖；圖3是依據本發明原則的接收器的一部分的另一例證性的結構框圖；圖4是依據本發明原則的電路的例證性的結構框圖；圖5是依據本發明原則的電路的另一例證性的結構框圖；圖6是依據本發明原則的例證性的流程圖；圖7是依據本發明原則的所處理的例證性的資料包的簡圖；圖8是依據本發明原則的與信號處理相關的例證性的一部分離散值頻譜的示意圖；圖9是依據本發明原則的另一電路的例證性結構框圖；圖10是依據本發明原則的存儲結構的示意圖。
依據本發明原則，提供用於補償I/Q失衡的裝置和方法。該方法包括補償資料信號的第一分量和該資料信號的第二分量之間的失衡。通過具有頻率誤差的載波信號調製該資料信號。可通過至少一個參數表徵該第一分量。該方法可包括接收資料和載波信號；選擇參數值以便降低頻域能量；該頻域能量相應於負的頻率；基於所選擇的值，修改至少一分量。
該裝置包括一電路，其可記錄與接收到的信號的頻率分量相應的信號值。該信號攜帶至少一個正交頻分複用(“OFDM”)符號。 該信號的值可對應於具有頻率誤差的載波頻率、第一信號音(tone)和第二信號音。
該裝置包括一系統，其用於補償資料信號的第一分量和該資料信號的第二分量。可通過具有頻率誤差的載波信號調製該資料信號。可通過至少一參數表徵該第一分量。該系統包括用於量化信號值的硬體模組，和用於從該硬體模組接收該信號值的軟體模組，其中該信號值相應于資料和載波信號的其中之一。
可通過前述的MoCA規範中所列的MoCA協定探測2(probe2)傳輸，發送第一和第二信號音。
下面將結合附圖1~8及附錄A~E對本發明作進一步說明。
圖1示出了依據本發明的單或多晶片模組102，其可以是一個或多個積體電路，且位於依據本發明的例證性的資料處理系統100中。資料處理系統100可包括一個或多個如下的部件：I/O電路104、週邊設備102、處理器108和記憶體110。這些部件可通過系統匯流排或別的互連112連接在一起，並設置在終端用戶系統中的電路板上。模組102的元件可執行涉及I/Q失衡補償的任務。
在一些實施例中，可在MoCA探測2猝發接收(burst reception)過程中，執行I/Q失衡補償。探測2是一2一信號音信號，其用於接收器中的I/Q失衡計算或別的RF校準。PHY層執行視窗(bin)選擇和記錄，所得的結果將上載到CPU，用於I/Q補償參數的計算。
圖2示出例證性的接收器200的一部分的結構框圖。接收器200可包括射頻(“RF”)處理模組202、時域處理模組204和頻域處理模組206。在增益210，接收RF信號208，並進行增益調節。在212，將信號208下變頻為基帶(“BB”)頻率。在212，將人為頻率誤差(intentional frequency error)213添加到信號208。模數轉換器214將信號208轉換為以模數採樣率採樣的數位信號，並將其發送到失衡補償模組218。I/Q失衡補償模組218可執行與I/Q補 償相關的步驟。I/Q失衡補償模組218輸出信號209，其對應於等式1(如下)。
信號209發送到可變速率內插器224，該可變速率內插器224以一合適的採樣率，對信號209進行再採樣。
可變速率內插器224可接收數控振蕩器(“NCO”)定時發生器236輸出的定時信號237。定時信號237是基於前同步碼處理器240輸出的載波頻率偏移估計(“CFOE”)241。CFOE241可基於前同步碼處理器240估計。內插器224輸出信號225，然後其可通過高通濾波器(“HPF”)228，去除直流(“DC”)信號分量。
載波恢復環229可執行對人為頻率誤差213的頻率補償。載波恢復環可接收NCO頻率發生器234的輸入，其中NCO頻率發生器234由接收器控制器232進行控制。NCO頻率發生器234可接收前同步碼處理器240輸出的載波頻率偏移估計241。在CP移除器246，可將迴圈字首從信號225去除。
在頻域處理模組206中，使用快速傅立葉變換模組298將信號225轉換成頻域資訊(“FFT輸出”)，其可存儲在記憶體299中，並發送到探測2軟體處理程式250，其可輸出修正參數252，以返回給I/Q失衡補償模組218。
圖3示出例證性的接收器300的一部分的結構框圖。接收器300可包括射頻(“RF”)處理模組302、時域處理模組304和頻域處理模組306。在增益310，接收RF信號308，並調節其增益。在312，信號308下變頻為基帶頻率。在312，將人為頻率誤差313添加到信號308。模數轉換器314將信號308為轉換數位信號，並將其發送到100MHz FIFO(“先進先出”)緩衝器316。緩衝器316發送信號308到I/Q失衡補償模組318。I/Q失衡補償模組318可執行與在此的I/Q補償相關的步驟。I/Q失衡補償模組318輸出信號309，其對應於等式1(如下)。
信號309可發送到基帶模式分層器320。接收器300可包括自 動增益控制器322，其可基於信號309給增益310提供反饋。通過分層器320，信號309可發送到Farrow內插器324，其以較低的採樣率，對100MHz信號309進行再採樣。
Farrow內插器324可接收數控振蕩器(“NCO”)定時發生器336輸出的定時信號337。定時信號337是基於前同步碼控制處理器340輸出的載波頻率偏移估計341的。載波頻率偏移估計341是基於經過前同步碼處理器340所發送的TD相位旋轉器(下面討論)的輸出。在一些實施例中，內插器324以100MHz輸出信號325。經過定時恢復環(未示出)，信號325可與發送器時鐘(未示出)同步。經過半帶濾波器抽取器(“HB DEC2→1”)236，使用因數2，將信號325向下採樣為50MHz。然後通過高通濾波器(“HPF”)328，去除信號325的直流(“DC”)信號分量。
時域(“TD”)相位旋轉器330可執行對人為頻率誤差313的頻率補償。TD相位旋轉器可接收NCO頻率發生器334的輸入，該NCO頻率發生器334可由接收器控制器332控制。NCO頻率發生器334可接收前同步碼處理器340輸出的載波頻率偏移估計341。信號325然後發送到延遲緩衝器342。在子電路346，可去除迴圈字首。在一些實施例中，子電路346可執行接收器開窗操作，以降低窄帶干擾噪音的損害，該窄帶干擾噪音否則可滲透到相鄰的信號音。
在頻域處理模組306中，可使用快速傅立葉變換模組398將信號325轉換成頻域資訊，其可發送到探測2計算器350，該探測2計算器350可輸出探測2結果352，並發送到I/Q補償模組318。
一些實施例包括旁路模式，在其中將信號輸入路由到I/Q失衡補償模組318周邊的輸出。
在一些實施例中，通過數位信號分析和處理可實現I/Q補償。在這些實施例中，在探測2期間，，ρ和Scale_Q為估計的I/Q補償參數。
等式1示出補償信號的補償實部和虛部，該補償信號是I/Q補償模組的輸出(見圖2)。
圖4示出例證性的電路400，其包括在執行等式1所列的補償的設備中。
圖5示出例證性的電路500，其包括在執行等式1所列的補償的設備中。附錄A列出了等式1所列的補償的理論基礎。附錄B示出與在此所描述的裝置和方法相聯繫的示範性的失衡和補償度量。
圖6示出用於補償I/Q失衡的例證性的過程600。過程600涉及硬體(“HW”)和軟體(“SW”)操作。初始的硬體操作602的輸出是資料組Z(k,m)，其是快速傅立葉變換(“FFT”)在對應於探測2的OFDM符號m的視窗k的輸出。
初始的硬體操作602可包括數控振蕩器(“NCO”)相位重定604。確定FFT視窗的第一樣本的相位，該FFT視窗是時域單元(“TDU”)頻域補償的結果。為此，在計算出精確的頻率補償後的任意時間，將接收器TDU中的相位旋轉器的NCO相位重定為零。計算NCO重定和FFT視窗的第一樣本之間的樣本數量(相位累加數量)，且定義為△n，並發送到SW程式。最好是零相位累加(即△n=0)，因為其可降低SW程式的複雜度。對於設置△n=0，一旦356點FFT視窗的第一樣本傳輸通過TD相位旋轉器330(見圖3)(因此第一樣本將乘以一整數)，應重定NCO相位累加器335(位於NCO頻率發生器334中一見圖3)。
圖7示出資料包700、NCO重定、△n和FFT視窗的開始。
在一些實施例中，窗口選擇606(見圖6)的執行作為浮點計 算，其中i1和i2是頻率視窗係數，如等式2進行計算
其中，CFO/(2π)是發射器和接收器之間的經估計的載波頻率偏移，N是FFT視窗的數量(例如256)。
在一些實施例中，視窗選擇606(見圖6)的執行可作為定點計算。在這些實施例中，CFO是17比特帶符號整數，其中‘1’=214。通過與固定閾值比較，計算i1和i2。等式3給出了在定點表示中，FFT柵格(grid)的值：
其中，k=[-3,3]
其中，Freq_bits可設置為14或任意合適的數位。通過找到最接近2CFO的兩個FFT窗口，選擇係數i1和i2。
圖8示出對應於等式3的決策區域(由於對稱僅給出絕對值)。
圖9示出用於決策區域邊界選擇的例證性的硬體(“HW”)的實施。表1示出例證性的邊界值。
等式4定義為標記(sign)操作。
在一些實施例中，視窗記錄(步驟408，見圖4)涉及在視窗k1、-k1+i1、-k1+i2、k2、-k2+i1、-k2+i2的16比特FFT輸出，然後為每一個L OFDM符號記錄該輸出。可以理解的是FFT的輸出可為任意合適的數量的比特。MoCA FFT中的位址對應於表2所列的窗口。
圖10示出在探測2猝發末端處的例證性的存儲圖。
在步驟608記錄CFO估計(如圖6所示)。該估計可為17-比特估計。
在一些實施例中，可通過軟體模組執行殘留頻率誤差估計610_見圖6。在一些實施例中，可通過硬體模組執行殘留頻率誤差估計。在一些實施例中，可如等式5所示計算殘留頻率誤差估計。
其中，
在一些實施例，可依據等式6，計算殘餘頻率誤差補償和時間平均，其取決於，並且附錄A列出其導數。
等式7用於估計I/Q失衡相位估計的值，其使用等式8計算。
然後依據等式9計算I/Q失衡補償參數ξ、ρ和Scale_Q(見例如等式1)。
等式9避免接收器處的飽和，因為ξ總是小於或等於一整數，因此削弱較強的I/Q信號，而不是放大較弱的I/Q信號。在一些實施例中，上述的計算可在幾個探測2傳輸上以叠代方式執行。等式10示出新的相位估計如何用於更新前一估計。
在等式10中，是在第i探測2傳輸中所計算的相位 估計。一些實施例可包括更新程式，其可使用具有μi[0,1]環增益的第一級環。環增益可提供收斂速度和環帶寬_“BW”控制的噪音濾波之間的折衷。在收斂的過程中，環BW動態地改變中可使用變速_gear-shifting方法。對於快速收斂，在第一2/3叠代過程中，可使用高環BW。對於連續的探測2傳輸，可使用小環BW。等式11所列的值可用於μi i定義為探測2猝發係數。
等式12所列的I/Q補償參數可在第i探測2接收的過程中使用。
對於I/Q失衡，3到4個叠代(相當於3到4個探測2傳輸)常常是足夠補償的。
附錄C所列的虛擬碼用於補償的定點實施。
附錄D所列的參數用於I/Q失衡補償的系統中的硬體-軟體介面。
當網路節點處理一個或多個網路協調器(“NC”)輸出的探測1猝發時，根據每一信號音和載波頻率偏移(相對於一相關的網路協調器)，網路節點可獲得信噪比(“SNR”)估計。該節點可使用SNR估計告知NC，哪兩個窗口中一個用於將探測2發送到該節點。該節點可使用CFO估計計算OFDM符號的數量，及探測2傳輸過程中迴圈字首(“CP”)的長度，並發送到NC。
附錄E所列的虛擬碼，用於計算頻率偏移引入、CP以及OFDM符號數量的選擇。在一些實施例中，附錄E所列的探測2、CP以及L演算法可在發送MoCATM探測2報告之前和接收器RF發生器引入任意需要的、必要的或人為的載波偏移之後執行。
為了清楚的緣故，前面的描述，包括參數或參數值的特定例子，有時是針對一特定的協定，例如那些標識名稱為MoCATM和/或乙太網協定。然而，不限於此，本發明可普遍到別的協定和/或資料包協定。所使用的術語是針對一特定的協定，例如其標識為MoCATM或乙太網，以描述一特定特點或實施例，但不是特別地用於限制該特點或實施例的範圍於該協定；取代通常所使用的術語，並包括每一個在別的協定下所定義的平行和類似的術語。
可以理解的，本發明的軟體元件包括程式和資料，如果期望 的話，可以ROM(唯讀記憶體)形式，包括CD-ROM、EPROM和EEPROM，進行實施，或可存儲在任意合適的電腦可讀媒介，例如但不限於各種不同的光碟、各種不同的磁帶和RAM。在此描述為軟體的元件可選擇地、全部或部分地實施在硬體中，如果期望的話，可使用傳統技術。
因此，已對用於補償I/Q失衡的系統和方法進行了描述。本發明是通過一些實施例進行描述的，本領域技術人員知悉，在不脫離本發明的精神和範圍的情況下，可以對這些特徵和實施例進行各種改變或等效替換。本發明不僅僅限於如下的權利要求。
探測2理論I/Q失衡可類比為倍增的增益因數，用於I/Q分量的其中之一，也可類比為相對的相位差。在探測2接收的過程中，MoCA規定：在RF下變頻過程中，接收器必須引入頻率誤差，我們定義該偏移為φ。經轉換的信號為：z i [n ]=s i [n ]cos(2πφn )-s q [n ]sin(2πφn )+w i [n ]
z q [n ]=gs i [n ]sin(2πφn -θ )+gs q [n ]cos(2πφn -θ )+w q [n ]
一些代數式可將上述表達為：
在接收器，執行I/Q補償，I/Q補償後的信號為： 假設以頻率視窗k，發送單一頻率，經幾個代數過程後的補償信號為：
信號經過頻率補償，然後經過FFT操作轉換到頻域。經過幾個代數過程後在視窗k和-k的頻域信號為：
在沒有I/Q失衡的系統中，在負視窗的能量為零。由於I/Q失衡，在負窗口的能量為：
因此，我們的目標是使用ρ，ξ，最小化窗口-k的能量。使用拉格朗日乘數法進行最小化，給出如下等式
解出上面的量
容易得出，這樣的選擇實際上使得窗口-k的能量等於0，因此完全消除了I/Q失衡的影響。現在，我們的目的是從探測2傳輸估計出I/Q失衡參數。
I/Q參數估計
因為I/Q失衡破壞了輸入的信號，所以其導致了受到破壞的載波頻率估計，及受到破壞的通道估計。在I/Q失衡下的通道估計為：
在視窗k和-k，FFT的輸出不具有I/Q失衡補償，但是在頻率補償後，假設ε的頻率估計誤差為：
載波頻率偏移大於50Khz的影響
在載波頻率誤差出現的情況下，由I/Q失衡所導致的鏡像分量(image component)正好在所發送的信號音的鏡像數位頻率(-k/N)出現。在載波頻率誤差(在探測II過程中是強制的)下，I/Q鏡像在(-k/N-2φ)數位頻率出現，其中φ是標準化的載波頻率誤差，φ=載波頻率誤差/符號率=△fc/fs。在1.5e9Hz=300kkHz下，載波頻率誤差的範圍可在±200ppm之間，而OFDM信號音間隔為50e6/256=195.3kHz。因此，在頻域中，鏡像分量可落在[-k-3,k+3]的時間間隔之間。對於窗口-k+i，FFT輸出為：
並且由於補償頻率誤差φ導致在鏡像位置有2φ的偏移，我們需要從時間間隔[-k-3,...,k+3]收集鏡像能量。實際地，因為我們知道頻率誤差φ(等於ε)，所以我們知道鏡像將以以下的數位頻率出現：
以[dB]表示的鏡像能量的損耗是用於收集能量的視窗的數量的函數，其為：
最壞的損耗情況是當鏡像落在視窗(r=1/(2N))之間。使用最接近鏡像的窗口將導致3.9223[dB]的最壞損耗；使用兩個窗口導致0.9120[dB]的損耗。下圖總結了作為所使用的視窗的數量的函數的損耗。
我們使用2個窗口，似乎是負責度和執行之間合理的折衷。
探測2的FFT處理(單OFDM符號)
為了簡單起見，考慮單一OFDM符號，稍後將給出擴展到多OFDM符號。我們已經示出在點k和-k的FFT輸出為：
容易看出，每一運算式中包括期望信號項和來自鏡像頻率的ICI項。現在，我們將示出ICI項遠小於信號項，並可忽略。
在視窗k所引發的ICI，是由於I/Q失衡所導致的鏡像信號以--φ' 數位頻率所產生φ' =(φ - ε )，且該數位頻率不位於FFT刪格上。該頻率離FFT刪格越遠，ICI就越大。因為k限制在時間間隔{[146,186],[217,249]}，因此，所生成的鏡像與期望的信號差別很大，並且以頻率生成的ICI噪音就非常小。為了瞭解這個，要考慮在視窗k的信號和ICI項之間的比率。我們定義該比率為期望和ICI項之間的SNR，為：關於{g,θ,k,φ'}，通過最小化上面的運算式，將得到最壞的SNR。容易得知，最小化如上運算式是可分離的，因此可通過如下實現最小化：
．在約束條件g€[0.5,2](最多3[dB]振幅失衡)，以及θ€[-10。,10。]下，最小化關於g和θ的第一項
．在約束條件φ'€[-200e-6*1.5e9/50e6：-200e-6*1.5e9/50e6]，以及k€[146：186,217：249]下，最大化第二項
可使用Matlab仿真數位化地執行以上的最小化操作。下圖將第一項作為g和θ的函數進行描述
容易看出(也可分析出)，最小值在引數時間間隔的邊沿，即g=0.5,2和Teta=±10°，因此
下圖將第二項作為φ和k的函數進行描述從上圖，容易看出，在k=249時，第二項取得最大值，下圖對此時的第二項進行了描述。
當Df=±245Khz時取得最大值，因此
所以，由ICI項所導致的SNR最壞的情況為40.3816[dB]
因此，ICI項最壞為40[dB]，小於信號項，所以可以忽略。對負窗口可以進行類似的分析。在忽略ICI項後，在窗口k和-k+i，FFT的輸出為：
因為我們不能估計通道回應h，我們不能解決ge-jθ 的線性LS問題，所以我們先從兩個負窗口-k+i1和-k+i2，解決估計的LS問題
在不知道通道h的情況下，我們能估計
因為探測2是由兩個信號音組成，其中一個在k1，另一個在k2，因此根據這兩個信號音，平均該結果，得
容易看出
因此其估計為
接著可以計算出I/Q估計
探測2的FFT處理(多OFDM符號)
當我們注意多OFDM符號時，我們需要考慮由殘餘頻率誤差ε所導致的相位誤差。容易示出第m個OFDM符號相對於第一個 的相位為
注意到上式沒有考慮採樣頻率誤差，假設其影響很小，所以在整個分析過程中忽略。
從載波頻率補償開始到第一FFT視窗開始，所累加的相位應該考慮到。因為我們的演算法是計算Zk和conj(Z-k)之間的比率，所以任意的常數相位項不僅不能刪除，而且要將其加倍。
因此，對於第mOFDM符號，在視窗+k、-k+i，FFT輸出設為
殘餘載波頻率估計
為了使用從所有L OFDM符號中得出的資訊，我們需要補償殘餘頻率偏移ε，接著為每一個視窗，計算補償信號的平均數，以降低AWGN方差。因為ε可以足夠大，以便在L OFDM符號期間，可發生多次相位纏繞(phase wrapping)。我們提出的如下估計器，其不受相位纏繞的影響(只要在兩個連續的樣本之間發生一次纏 繞，就運用該估計器)
殘餘頻率估計
可通過計算得到殘餘頻率誤差估計
其中
殘餘頻率誤差和時間平均設為殘餘頻率補償和時間平均
使用如上相同的估計器設備，接著可估計向量ge-jθ ，即
其中，相位項ej4π(φ-ε)(△n) 用於補償從頻率補償開始時間直到第一FFT視窗開始所累加的初始相位誤差。
簡化係數Bi和A對於實際執行，我們需要簡化Bi和A的運算式；通過引入一些近似值，可以實現簡化。讓我們看
殘餘頻率誤差通常小於10khz(7ppm)，對這樣的一個誤差
因此我們可以作如下的近似
對於Bi
其中
因為伴隨殘餘頻率誤差的頻率偏移小於(200+7)ppm，並且在-3i3，分母中的sin_的引數是較小的。
對於這樣小的角度，簡單的線性近似只有很小的誤差因此接著
因此接著應此簡化的係數為A =N
附錄B
示範性度量
具有200ppm載波和採樣頻率偏移的理想通道，無AWGN。
下圖總結了3[dB]振幅失衡、10。相位失衡、200ppm頻率偏移、理想通道和沒有AWGN的仿真結果。在調用RX I/Q補償程式之前，接收器SNR大約為10.1[dB]，從下圖B-1可以看出。
在處理第一探測2後，SNR大約為33[dB]。在如下的圖B-2中，可在第一次叠代之前和之後，比較鏡像信號(image signal)的大小。
在處理第二探測II之後，SNR大約為39.6[dB]。在如下圖B-3中，可在第二次叠代之前和之後，比較鏡像信號的大小。在第二次叠代後，該鏡像信號不再可見。
在處理第三探測II後，SNR大約為40.6[dB]。
如下圖B-5描述了限幅器SNR，在處理了第四探測II之後，傳輸SNR顯示大約為40.9[dB]
如下圖B-6描述了I/Q平衡的限幅SNR，該SNR大約為41.3[dB]。因此，將該SNR與四次探測II傳輸後得到的SNR相比，我們推斷出，相對於41.3[dB]的本底噪音(noise floor)，殘餘I/Q失衡的表現降低到大約為0.4[dB]。
下表總結了，在四次叠代中每一次結束之後，I/Q失衡參數估計
通道MoCA10408、SNRAWGN15[dB]下圖總結了3[dB]振幅失衡、10。相位失衡、200ppm頻率偏移、MoCA10408通道和15[dB]AWGN的仿真結果。在調用RX I/Q補償程式之前，接收器SNR大約為5.1[dB]，從下圖B-7可以看出。
圖B-7：在取消之前，限幅器輸入MoCA10408通道、15[dB]AWGN SNR
在處理第一探測II之後，SNR大約為9.5[dB]。在如下圖B-8中，可在第一次叠代之前和之後，比較鏡像信號的大小。
圖B-9：在第一次叠代之後，限幅器輸入、MoCA10408通道、15[dB]AWGN SNR
在處理第二探測II之後，SNR大約為11[dB]。
圖B-11：在第二次叠代之後，限幅器輸入、MoCA10408通道、15[dB]AWGN SNR
在第三探測II處理之後，SNR大約為10.6[dB]
圖B-13：在第三次叠代之後，限幅器輸入、MoCA10408通道、15[dB]AWGN SNR
當在接收器，I/Q平衡時，SNR大約為11.3[dB]，因此，殘餘I/Q失衡遠小於解調器的本底噪音，並且即使在哈希(harsh)通道條件下，估計和補償演算法都是很有用的。
TX和RX I/Q失衡的消除
MoCA所規定的認為頻率偏移產生TX和RX I/Q失衡參數的 消除，為了顯示我們的演算法可以在X失衡出現的情況下，估計RX參數，我們仿真結果作如下說明
．TX振幅失衡1[dB]．TX相位失衡2。
．RX振幅失衡3[dB]
．RX相位失衡10。．頻率偏移20ppm
．通道=理想、沒有AWGN
在三個探測2傳輸後，SNR大約為21.2[dB]
在3次叠代後，經估計的RX I/Q失衡參數是
因此，對參數作了正確的估計，與說明中的SMR相比，其中僅TX失衡出現，大約為21.2[dB]。
圖B-18：在僅僅TX I/Q失衡下，限幅器輸入、理想通道、沒有AWGN
因此，在TXI/Q失衡出現的情況下，所提出的演算法是有用的。
定點虛擬碼
如下的虛擬碼給出了上述演算法的定點實施。注意複變數由字母“c”表示。
複變數數學運算操作定義
附錄D
示範性的HW-SW介面參數
下表總結了在探測2接收的過程中，HW和SW之間的資訊交換。輸出指HW的輸出，輸入指輸入到HW。
附錄E
頻率偏移引入、CP長度、符號數量
信號音選擇
CP和OFDM符號數量選擇
200‧‧‧接收器
202‧‧‧射頻(“RF”)處理模組
204‧‧‧時域處理模組
206‧‧‧頻域處理模組
208‧‧‧RF信號
209‧‧‧信號
210‧‧‧增益
213‧‧‧人為頻率誤差
214‧‧‧模數轉換器
218‧‧‧失衡補償模組
224‧‧‧可變速率內插器
225‧‧‧信號
228‧‧‧高通濾波器(“HPF”)
229‧‧‧載波恢復環
232‧‧‧接收器控制器
234‧‧‧NCO頻率發生器
236‧‧‧數控振盪器(“NCO”)定時發生器
237‧‧‧定時信號
240‧‧‧前同步碼處理器
241‧‧‧載波頻率偏移估計(“CFOE”)
246‧‧‧CP移除器
250‧‧‧探測2軟體處理程式
252‧‧‧修正參數
298‧‧‧快速傅立葉變換模組
299‧‧‧記憶體

Claims (8)

  1. 一種用於補償第一信號和第二信號之間失衡的系統，其特徵在於，包括：第一模組，用於根據所述第一和第二信號，記錄第一頻域參數、第二頻域參數、第一信號音、第二信號音、以及載波頻率；所述第一頻域參數和第二頻域參數相應於所述第一信號音、第二信號音、以及載波頻率中的每一個；和第二模組，用於根據所述第一和第二頻域參數，計算至少一個時域補償參數；其中，所述載波頻率是接收器載波頻率；所述第一和第二信號接收自發送器，所述發送器可使用發送器載波頻率發送所述信號；由於載波頻率偏移，所述接收器和發送器載波頻率不同；當所述第一和第二頻域參數相應於所述第一和第二信號音的其中之一時：所述第一頻域參數對應於離散值頻譜中的第一窗口；所述第二頻域參數對應於離散值頻譜中的第二窗口；所述第一窗口鄰近所述第二窗口；所述第一模組根據所述第一窗口在頻譜中的位置選擇所述第二窗口以及所述第二窗口基於所述偏移，以弧度表示，到Pi弧度。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，進一步包括：第三模組，用於根據所述時域補償參數，輸出經補償的信號。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，所述至少一個時域補償參數包括三個時域補償參數。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，當具有殘餘載波頻率偏移，所述第二模組可：計算殘餘頻率偏移的估計；和 基於所述估計，計算所述時域補償參數。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，當所述第一模組為按時間順序接收到的多個符號中的每一個記錄所述第一和第二頻域參數時，所述第二模組為第一頻域參數計算第一平均值；並為所述第二頻域參數計算第二平均值；所述平均值分別基於與所述符號相應的所述第一和第二頻域參數。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，所述第一模組是硬體模組；所述第二模組是軟體模組。
  7. 如申請專利範圍第2項所述的系統，其中，所述第三模組是硬體模組。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的系統，其中，所述第一模組是硬體模組；所述第二模組是硬體模組。
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