KR100945688B1

KR100945688B1 - 수신기에서 신호 불균형에 대한 보상을 위한 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100945688B1
Application number: KR1020070117947A
Authority: KR
Inventors: 자크 레비; 엘리아후 셔스터만
Original assignee: 브로드콤 코포레이션
Priority date: 2006-11-20
Filing date: 2007-11-19
Publication date: 2010-03-08
Also published as: KR20080045643A; HK1122920A1; TW200840286A; US20080130779A1; US20120093244A1; EP1924003A3; TWI429246B; US8090043B2; EP1924003A2; US8537925B2

Abstract

I/Q 불균형에 대한 보상을 위한 장치, 방법들 및 시스템들은 데이터 신호의 제1 성분과 상기 데이터 신호의 제2 성분 사이의 불균형에 대한 보상을 포함한다. 상기 데이터 신호는 주파수 에러(frequency error)를 가지는 캐리어 신호에 의해 변조될 수 있다. 상기 제1 성분은 적어도 하나의 파라메터에 의해 특징지어질 수 있다. 상기 방법은 상기 데이터 및 캐리어 신호들을 수신하는 단계; 음의 주파수들에서의 주파수 도메인 에너지가 감소되도록 상기 파라메터에 대한 값을 선택하는 단계; 및 상기 값을 토대로 상기 성분들의 적어도 하나를 수정하는 단계를 포함한다.

I/Q불균형, 캐리어, 패킷, 버스트, OFDM, 수신기

Description

수신기에서 신호 불균형에 대한 보상을 위한 장치 및 방법{APPARATUS AND METHODS FOR COMPENSATING FOR SIGNAL IMBALANCE IN A RECEIVER}

본 발명은 일반적으로 정보 네트워크들에 관한 것으로, 상세하게는 동축 케이블과 같은 통신회선을 통해 미디어 정보와 같은 정보를 전송하여 그에 의하여 통신 네트워크를 형성하는 것에 관한 것이다.

가정을 포함하는 많은 건물들은 동축 케이블("coax")에 기초한 네트워크를 가진다.

멀티미디어 오버 코액스 얼라이언스(Multimedia over Coax Alliance) ("MoCA^TM")는, 그 웹사이트(www.mocalliance.org)에서 동축 케이블을 통한 디지털 비디오 및 오락 정보의 네트워크를 위한 스펙(specification) 예(즉, 전체적으로 본 명세서에 참조로서 편입되어 있는, 상표명 MoCA 1.0 하에서 유효함)를 제공한다. 이 스펙은 오픈 멤버십으로 분배되고 있다.

상표명 MoCA 하에서 유효한 기술들, 또 다른 스펙 및 관련 기술들("현존하는 기술들(the existing technologies)")은, 동축 케이블 상에서 유효한 막대한 양의 사용되지 않은 대역폭 내로 탭(tap)한다. 예를 들어, 동축 케이블은 미국의 70% 이상의 가정에 설치되어 있다. 몇몇 가정들은 거실, 미디어 룸 및 주 침실과 같은 하나 이상의 주된 오락 소비 위치에 현존하는 동축 케이블을 가지고 있다. MoCA^TM 기술은 가정을 가진 사람들이 네트워킹 시스템으로서 설치된 동축 시스템을 활용하도록, 또한 높은 서비스 품질(quality of service)("QoS")로 프로그램된 오락 및 정보를 전달하도록 한다.

현존하는 기술들은, 빠른 속도(270 mbps), 높은 QoS, 그리고 최첨단의 패킷-레벨 암호화(packet-level encryption)의 상태와 결합되는 보호된, 유선의 접속(shielded, wired connection)의 고유의 보안(innate security)을 제공한다. 동축 케이블은 높은 대역폭 비디오를 나르기 위해 디자인되었다. 오늘날, 이것은, 하루 기준으로 수백만 달러의 PPV(pay per view) 및 프리미엄 비디오 콘텐츠를 안전하게 전달하기 위해 통상적으로 사용된다. 현존하는 기술들에 근거한 네트워크는 건물 내에서 무선 서비스가 도달하는 영역을 넓히기 위해 다중 무선 억세스 포인트(multiple wireless access points)에 대한 백본(backbone)으로써 사용될 수 있다.

현존하는 기술들은, 비디오 디바이스들이 일반적으로 케이블 상에서 제공될 수 있는 또 다른 서비스 신호들의 영향을 받지 않고 가정 내에서 존재하는 장소에 대해 현존하는 동축 케이블을 통하여 일관된, 높은 작업처리량(throughput), 고품질 접속을 제공한다. 현존하는 기술들은 디지털 오락을 위한 링크를 제공하며, 건 물의 구석구석까지 오락을 넓히기 위해 또 다른 유무선 네트워크와 협력하여 작동할 수 있다.

현존하는 기술들은, 비대칭 디지털 가입자 회선(asymmetric digital subscriber lines) ("ADSL"), 초고속 디지털 가입자 회선(very high speed digital subscriber lines) ("ADSL"), 가정용 광통신망(Fiber to the Home) ("FTTH")과 같은 억세스 기술들과 함께 작동하는데, 이것들은 전형적으로 TP(twisted pair) 또는 광섬유 상에서 건물에 들어가는 신호를 제공하며, 수백 킬로헤르츠에서 ADSL에 대하여는 8.5MHz 그리고 VDSL에 대하여는 12MHz 까지의 주파수 대역에서 작동한다. 서비스가 디지털 가입자 회선(digital subscriber line)중의 어떤 형식("xDSL") 또는 FTTH를 경유하여 그러한 건물에 도달함에 따라, 이것들은 비디오 디바이스까지 동축 케이블 및 현존하는 기술들을 경유할 수 있다. 비디오, 음성 및 인터넷 접속과 같은 케이블 기능은, 케이블 오퍼레이터들에 의해, 동축 케이블을 경유하여, 건물까지 제공될 수 있으며, 건물 내의 개별 케이블 서비스 소비 디바이스까지 도달되도록 건물 내부에 설치된 동축 케이블을 이용한다. 전형적으로, 현존하는 기술들의 기능은 케이블 기능과 함께, 그러나 상이한 주파수 상에서 동작한다.

건물 내부의 동축 케이블 기반시설은 전형적으로 동축 케이블, 스플리터(splitter) 및 콘센트(outlet)를 포함한다. 스플리터는 전형적으로 하나의 입력 및 2개 이상의 출력을 가지며, 포워드 방향(입력에서 출력)으로, 백워드 방향(출력에서 입력)으로, 그리고 다른 스플리터들로부터 출력을 격리시키도록 신호를 전송하기 위해서 디자인되며, 따라서 하나의 동축 케이블 콘센트로부터 다른 하나로 신 호가 흘러가는 것을 방지한다. 격리는, a) 또 다른 디바이스들로부터의 간섭을 감소시키기 위해서, 또한 b) 최상의 TV 수신을 위하여 포인트 오브 엔트리(Point Of Entry)("POE")로부터 콘센트로의 최대 전력 전달을 위해서 유용하다.

상표명 MoCA 하에서 유효한 것과 같은, 현존하는 기술들의 요소들은, 스플리터를 통한 백워드(backward through splitter)("삽입(insertion)") 및 출력으로부터 출력까지(from output to output)("격리(isolation)")를 전파(propagate)하기 위해 특별히 디자인되었다. 건물 내에서 하나의 콘센트는 단일의 "격리 점프(isolation jump)" 및 다수의 "삽입 점프(insertion jumps)"에 의해 또 다른 콘센트로부터 도달될 수 있다. 전형적으로 격리 점프는 5 내지 40dB의 감쇠(attenuation)를 가지며, 각각의 삽입 점프는 대략 3dB가 감쇠된다. MoCA^TM 기술은 처리량 200Mbps를 지원하는 동안 55dB를 초과하는 동적 영역을 가진다. 그러므로 MoCA^TM 기술은 상당한 개수의 스플리터들을 통하여 효율적으로 작동할 수 있다.

MoCA^TM 기술과 같은 관리된 네트워크 기법들(managed network schemes)은, 콘센트 사이에서 패킷 손실 없이 매우 높은 비디오 품질을 제공하는 스트리밍 비디오를 지원하기 위해 특별히 디자인된다.

네트워크 연결된 디바이스들은 상기 네트워크(상술된 바와 같은 네트워크 일 수 있음)로부터 데이터 신호를 수신한다. 상기 신호는 보통 디바이스 기저대역 주파수로의 하향 변환 동안 동위상(in-phase:I) 및 직교(quadrature:Q)부분들로 나누어진다. 상기 I 및 Q 부분들은 데이터 암호해독(data decryption)을 위해 재결합될 때, 진폭, 위상 또는 둘다에 대하여 종종 불균형을 이루게 된다. I 및 Q 부분들의 균형을 다시 맞추는 것은 캐리어 주파수의 주파수 도메인 시그니쳐와 I 및 Q 부분들에 근거하여 보상 팩터들을 계산하는 것을 수반한다. 캐리어 주파수 불확실성이 존재하는 경우, 수신된 신호들의 상기 주파수 도메인 시그니쳐들은 디지털 계산 방법들을 이용하여 분석하기에는 어려울 수 있다. 캐리어 주파수의 불확실성이 존재하는 상황에서 디지털 계산 방법들을 사용하여 신호들을 보상하기 위한 시스템들 및 방법들을 제공할 필요가 있다.

본 발명의 기술적 과제는 수신기에서 신호 불균형에 대한 보상을 위한 장치 및 방법을 제공하는데 있다.

본 발명에 따른 통신 네트워크상의 노드에서 I/Q 불균형에 대한 보상을 위한 시스템 내지 방법은 실질적으로 적어도 하나의 도면들과 연관하여 보여지거나 설명되는 것처럼 청구범위에서 좀더 완전하게 전개될 것이다.

본 발명의 일측면에 의하면, 데이터 신호의 제1 성분(component)과 상기 데이터 신호의 제2 성분사이의 불균형에 대한 보상을 위한 방법이 제공된다. 상기 데이터 신호는 양의 값을 가지는 주파수를 가지며, 주파수 에러를 가지는 캐리어 신호에 의해 변조되는 것이다. 상기 방법은,

상기 데이터 및 상기 캐리어 신호들(carrier signals)을 수신하는 단계;

음의 값을 가지는 주파수에 상응하는 주파수 도메인 에너지가 최소화되도록 시간 도메인 파라메터를 위한 값을 선택하는 단계; 및

상기 값을 토대로 상기 시간 도메인에서 상기 성분들 중 적어도 하나를 수정하는 단계를 포함한다.

바람직하게는, 상기 방법은

상기 캐리어 신호에 상응하는 캐리어 신호 주파수를 추정(estimating)하는 단계;

잔여 캐리어 주파수 에러(residual carrier frequency error)를 추정하는 단계; 및

상기 잔여 캐리어 주파수 에러를 토대로 상기 캐리어 주파수의 추정값을 수정하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 수정 단계는

상기 성분에 대한 신호 진폭 승산기(signal amplitude multiplier)에 상응하는 제 1 값을 확인하는 단계; 및

상기 성분에 대한 위상 천이에 상응하는 제2 값을 확인하는 단계를 포함한다.

바람직하게는, 상기 선택단계는 상기 제1 톤(tone), 상기 제2 톤 및 상기 캐리어 신호의 각각에 대하여 제1 주파수 도메인 파라메터 및 제2 주파수 도메인 파라메터를 기록(recording)하는 단계를 포함한다.

바람직하게는,

상기 제1 톤, 상기 제2 톤 및 상기 캐리어 신호중 적어도 하나에 대하여, 상기 제1 및 제 2 주파수 도메인 파라메터들은 이산값 주파수 스펙트럼(discrete-valued)에서 제1 및 제2 빈(bin)들에 각각 해당하며;

상기 제1 빈은 상기 제2 빈에 순차적으로 인접해 있다.

바람직하게는, 상기 방법은 상기 제1 및 제2 주파수 도메인 파라메터들에 의존하는 출력 신호를 전송하는 단계를 더 포함한다.

바람직하게는,

상기 수신 단계는 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 수신하는 것을 포함하며;

상기 선택 단계에서 상기 값은 상기 OFDM 심볼에 해당하며; 및

상기 수정 단계는 상기 OFDM 심볼에 따라 수행된다.

바람직하게는,

상기 수신 단계는 복수의 OFDM 심볼들을 수신하는 것을 포함하며;

상기 선택 단계는 상기 OFDM 심볼들의 각각에 대하여 수행되며; 및

상기 수정 단계는 상기 OFDM 심볼들의 각각에 대하여 수행된다.

바람직하게는,

상기 제1 및 제2 성분들중 하나는 동위상 신호(in-phase signal)이고;

상기 제1 및 제2 성분들중 다른 것은 직교 신호(quadrature signal)이고;

상기 불균형은 동위상/직교 불균형이다.

본 발명의 일측면에 의하면, 수신된 신호의 주파수 성분들에 상응하는 복소 수 파라메터들(complex parameters)을 기록하도록 동작하는 시스템이 제공되는데, 상기 신호는 적어도 하나의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 심볼을 운반(carring)하며, 상기 파라메터들은

주파수 에러를 가지는 캐리어 주파수;

제1 톤(tone); 및

제2 톤에 해당한다.

바람직하게는, 상기 시스템은 상기 캐리어 주파수, 상기 제1 톤 및 상기 제2 톤의 각각에 상응하는 주파수 빈을 추정하기 위해 더 구성된다.

바람직하게는, 상기 캐리어 주파수, 상기 제1 톤 및 상기 제2 톤의 각각에 상응하는 제1 및 제2 복소수 파라메터들이 있는 경우, 상기 시스템은

상기 캐리어 주파수, 상기 제1 톤 및 상기 제2 톤의 각각에 상응하는 제2 주파수 빈을 추정하고;

상기 캐리어 주파수, 상기 제1 톤 및 상기 제2 톤의 각각에 대하여 상기 제1 및 제2 복소수 파라메터들을 기록하도록 더 동작한다.

바람직하게는, 상기 시스템은 상기 캐리어 주파수, 상기 제1 톤 및 상기 제2 톤의 각각에 대하여 추정된 값을 토대로 상기 캐리어 주파수, 상기 제1 톤 및 상기 제2 톤에 대한 두 복소수의 파라메터들을 기록하도록 더 동작하며;

이때 상기 추정된 값들 모두는 단일 OFDM 심볼에 해당한다.

바람직하게는, 상기 시스템은, 상기 수신된 신호가 복수의 OFDM 심볼들을 운반할 때, 상기 OFDM 심볼들에 대하여 상기 캐리어 주파수, 상기 제1 톤 및 상기 제 2 톤의 각각에 대한 값들을 추정하도록 더 동작한다.

본 발명의 일측면에 의하면, 제1 신호 및 제2 신호 사이의 불균형에 대하여 보상하기 위한 시스템이 제공되는데, 상기 시스템은

제1 톤(tone), 제2 톤 및 캐리어 주파수의 각각에 상응하는 제1 주파수 도메인 파라메터 및 제2 주파수 도메인 파라메터를 토대로, 상기 제1 톤, 제2 톤 및 캐리어 주파수를 기록하도록 동작하는 제1 모듈; 및

상기 제1 및 제2 주파수 도메인 파라메터들을 토대로 적어도 하나의 시간 도메인 보상 파라메터(time domain compensation parameter)를 계산하도록 동작하는 제2 모듈을 포함한다.

바람직하게는, 상기 시스템은 상기 시간 도메인 보상 파라메터를 토대로 보상된 신호를 출력하도록 동작하는 제3 모듈을 더 포함한다.

바람직하게는, 상기 적어도 하나의 시간 도메인 보상 파라메터는 3개의 시간 도메인 보상 파라메터들을 포함한다.

바람직하게는, 상기 캐리어 주파수는 수신기 캐리어 주파수이고;

상기 제1 및 제2 신호들은 송신기 캐리어 주파수를 이용하여 상기 신호들을 전송하도록 동작하는 송신기로부터 수신되며;

상기 수신기 및 송신기 캐리어 주파수들은 캐리어 주파수 오프셋(offset)에 의해 다르다.

바람직하게는, 상기 제1 및 제2 주파수 도메인 파라메터들은 상기 제1 및 제2 톤들중 하나에 해당할 때;

상기 제1 주파수 도메인 파라메터는 이산치 주파수 스펙트럼의 제1 빈에 해당하고;

상기 제2 주파수 도메인 파라메터는 상기 스펙트럼의 제2 빈에 해당하며;

상기 제1 빈은 상기 제2 빈과 연속적이다.

바람직하게는, 상기 제1 모듈은 상기 제1 빈의 상기 스펙트럼의 위치를 토대로 하여 상기 제2 빈을 선택하도록 동작한다.

바람직하게는, 상기 제2 빈의 상기 스펙트럼에서 위치는 상기 오프셋을 더 토대로 한다.

바람직하게는, 상기 제2 빈의 스펙트럼에서 상기 위치는 라디안(radian)으로 Pi 라디안들에 대한 상기 오프셋의 비율을 토대로 한다.

바람직하게는, 잔여 캐리어 주파수 오프셋이 있는 경우, 상기 제2 모듈은

상기 잔여 주파수 오프셋의 추정치를 계산하고;

상기 추정치를 토대로 상기 시간 도메인 보상 파라메터를 계산하도록 동작한다.

바람직하게는, 상기 제1 모듈이 시간상 연속적으로 수신되는 복수의 심볼들의 각각에 대하여 상기 제1 및 제2 주파수 도메인 파라메터들을 기록하도록 동작할 때, 상기 제2 모듈은 상기 제1 주파수 도메인 파라메터에 대한 제1 평균 값과, 상기 제2 주파수 도메인 파라메터에 대한 제2 평균값을 계산하도록 동작하며, 상기 평균값들은 상기 심볼들에 상응하는 상기 제1 및 제2 주파수 도메인 파라메터들을 각각 토대로 한다.

바람직하게는,

상기 제1 모듈은 하드웨어 모듈이고;

상기 제2 모듈은 소프트웨어 모듈이다.

바람직하게는, 상기 제3 모듈은 하드웨어 모듈이다.

바람직하게는,

상기 제1 모듈은 하드웨어 모듈이고;

상기 제2 모듈은 하드웨어 모듈이다.

바람직하게는, 상기 제3 모듈은 하드웨어 모듈이다.

본 발명의 이러한 특징들 및 다른 특징들, 그 고유한 장점들 및 다양한 장점들은 첨부된 도면과 함께 하기의 상세한 설명의 사항들에 의해 좀더 명확해질 것이다.

본 발명에 의하면, 캐리어 주파수의 불확실성이 존재하는 상황에서 디지털 계산 방법들을 사용하여 신호들을 보상하기 위한 시스템들 및 방법들을 제공할 수 있다.

본 발명의 원리들에 따른 I/Q 불균형(imbalance)에 대한 보상(compensating)을 위한 장치 및 방법들이 제공된다. 상기 방법들은 데이터 신호의 제1 성분과 상기 데이터 신호의 제2 성분 사이의 불균형에 대한 보상을 포함한다. 상기 데이터 신호는 주파수 에러(frequency error)를 가지는 캐리어 신호(carrier signal)에 의 해 변조될 수 있다. 상기 제2 성분은 적어도 하나의 파라메터에 의해 특징지어질 수 있다. 상기 방법은 상기 데이터 및 캐리어 신호들을 수신하는 단계; 음의 주파수에 상응하는 주파수 도메인 에너지가 줄어들도록 상기 파라메터에 대한 값을 선택하는 단계; 및 상기 선택된 값을 토대로 상기 성분들의 적어도 하나를 수정하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 장치는 수신된 신호의 주파수 성분들에 상응하는 신호 값들을 기록하도록 동작하는 회로를 포함할 수 있다. 상기 신호는 적어도 하나의 OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)심볼을 운반(carry)하는 신호일 수 있다. 상기 신호 값들은 주파수 에러를 가지는 캐리어 주파수; 제1 톤(tone); 제2 톤에 해당할 수 있다.

상기 장치는 데이터 신호의 제1 성분과 상기 데이터 신호의 제2 성분 사이의 불균형에 대한 보상을 위한 시스템을 포함할 수 있다. 상기 데이터 신호는 주파수 에러를 가지고 있는 캐리어 신호에 의해 변조될 수 있다. 상기 제1 성분은 적어도 하나의 파라메터에 의해 특징지어질 수 있다. 상기 시스템은 상기 데이터 및 캐리어 신호들중 하나에 상응하는 신호값을 정하도록 구성된 하드웨어 모듈; 및 상기 하드웨어로부터 상기 신호 값을 수신하도록 구성된 소프트웨어 모듈을 포함할 수 있다.

상기 제1 및 제2 톤들(tones)은 앞으로 설명될 MoCA 스펙(specification)에 전개될 MoCA 프로토콜 프로브(probe)2 전송의 컨텍스트(context)에서 전송될 수 있다.

본 발명의 예시적인 특징들은 도 1 내지 도 8 및 부록들(Appendices)A -E를 참조하여 아래에서 설명될 것이다.

도 1은 본 발명에 따른 예시적인 데이터 처리 시스템(100)에서 하나 또는 그 이상의 집적 회로들일 수 있는, 본 발명에 따른 단일 또는 멀티 칩 모듈(102)을 보여준다. 데이터 처리 시스템(100)은 하나 또는 그 이상의 다음 구성요소들(components)-I/O 회로(104), 주변 디바이스들(106), 프로세서(108) 및 메모리(110)-을 포함할 수 있다. 이들 구성요소들은 시스템 버스 또는 다른 인터커넥션들(interconnections)(112)에 의해 함께 결합될 수 있으며, 엔드-유저 시스템(end-user system)(130)내 회로 보드(120)에 위치할 수 있다. 모듈(102)의 엘리먼트들은 I/Q 불균형 보상에 관련된 태스크들(tasks)을 수행할 수 있다.

몇몇 실시예들에서, I/Q 불균형 보상은 MoCA 프로브2 버스트 수신(MoCA Probe2 burst reception)동안 수행될 수 있다. 프로브2는 수신기에서 I/Q 불균형 계산들(imbalance calculation) 또는 다른 RF 캘리브레이션들(calibrations)에 사용될 수 있는 2-톤 신호(tone signal)이다. PHY 계층은 빈 선택(bin selection) 및 기록(recording)을 수행하고, 그 결과는 I/Q 보상 파라메터들 계산들을 위해 CPU에 업로드된다.

도 2는 예시적인 수신기(200)의 부분 개략도이다. 수신기(200)는 RF 처리 모듈(202), 시간 도메인 처리 모듈(204) 및 주파수 도메인 처리 모듈(206)을 포함할 수 있다. RF 신호(208)가 수신되어 게인부(210)에서 이득 조절된다. 신호(208)는 하향 변환부(212)에서 기저대역 주파수로 하향 변환된다. 고의 주파수 에 러(intentional frequency error)가 하향 변환부(212)에서 신호(208)에 더해진다. AD변환기(analog-to-digital converter)(214)는 신호(208)를 아날로그-to-디지털 샘플링 레이트로 샘플링된 디지털 신호로 변환하고, 신호(208)를 불균형 보상 모듈(218)로 패스한다. I/Q 불균형 보상 모듈(218)은 여기에서는 I/Q 보상과 연관된 단계들을 실행하도록 구성될 수 있다. I/Q 불균형 보상 모듈(218)은 수학식 1에 해당하는 신호(209)를 출력한다.

신호(209)는, 신호(209)를 적절한 샘플링 레이트로 재샘플링하는 가변 레이트 인터폴레이터(variable rate interpolator)(224)를 통과한다.

상기 가변 레이트 인터폴레이터(224)는 NCO(numerically controlled oscillator) 타이밍 생성기(236)로부터 타이밍 신호(267)를 수신한다. 타이밍 신호(237)는 전처리기(preamble processor)(240)로부터의 캐리어 주파수 오프셋 추정값(carrier frequency offset estimate:CFOE)(241)에 기반할 수 있다. CROE(241)는 전처리기(240) 추정값(estimate)에 기반할 수 있다. 인터폴레이터(224)는 신호(225)를 출력하고, 이는 DC(direct current) 신호 성분들을 거부하기 위한 고역 통과 필터(high pass filter: HPF)(228)를 통과한다.

캐리어 복원 루프(carrier recovery loop)(229)는 고의 주파수 에러(213)에 대한 주파수 보상을 수행하기 위해 존재할 수 있다. 캐리어 복원 루프(229)는 수신기 제어기(232)에 의해 제어될 수 있는 NCO 주파수 생성기(234)로부터 입력을 수신할 수 있다. NCO 주파수 생성기(234)는 전처리기(240)로부터 캐리어 주파수 오프셋 추정치(241)를 수신할 수 있다. CP 제거기(246)에서 신호(225)로부터 사이클릭 프 리픽스(cyclic prefix)가 제거된다.

FFT(Fast Fourier transform) 모듈(298)은 신호(225)를 주파수 도메인 정보(FFT 출력)으로 변환(transform)하기 위해 주파수 도메인 처리 모듈(206)내에 존재할 수 있다. 상기 주파수 도메인 정보는 메모리(299)에 저장될 수 있고, I/Q 불균형 보상 모듈(218)에 복귀시키기 위한 정정 파라메터들(correction parameters)(252)을 출력할 수 있는, 프로브2 소프트웨어 처리 루틴(250)에 통신될 수 있다.

도 3은 예시적인 수신기(300)의 일부 개략도이다. 수신기(300)는 RF 처리 모듈(302), 시간 도메인 처리 모듈(304) 및 주파수 도메인 처리 모듈(306)을 포함할 수 있다. RF 신호(308)가 수신되어 게인부(310)에서 이득 조절된다. 신호(308)는 하향 변환부(312)에서 기저대역 주파수로 하향 변환된다. 고의 주파수 에러(intentional frequency error)(313)가 하향 변환부(312)에서 신호(308)에 더해진다. AD변환기(analog-to-digital converter)(314)는 신호(308)를 디지털 신호로 변환하고, 신호(308)를 100㎒ FIFO 버퍼(316)로 패스한다. 버퍼(316)는 신호(308)를 I/Q 불균형 보상 모듈(318)로 패스한다. I/Q 불균형 보상 모듈(318)은 여기에서는 I/Q 보상과 연관된 단계들을 실행하도록 구성될 수 있다. I/Q 불균형 보상 모듈(318)은 수학식 1에 해당하는 신호(309)를 출력한다.

신호(309)는 기저대역 모드 디믹서(demixer)(320)로 패스된다. 수신기(300)는 신호(309)에 근거하여 게인부(310)에 피드백을 제공하는 자동 게인 제어기(automatic gain controller)(322)를 포함할 수 있다. 디믹서(320)로부터, 신 호(309)는 좀더 낮은 레이트로 100㎒ 신호(309)를 재샘플링하는 패로우 인터폴레이터(Farrow interpolator)(324)에 패스될 수 있다.

패로우 인터폴레이터(324)는 NCO(numerically controlled oscillator) 타이밍 생성기(336)로부터 타이밍 신호(337)를 수신한다. 타이밍 신호(337)는 전처리기(preamble processor)(340)로부터의 캐리어 주파수 오프셋 추정값(carrier frequency offset estimate:CFOE)(341)에 기반할 수 있다. 캐리어 주파수 오프셋 추정값(341)은 전처리기(340)를 통해 TD 위상 로테이터(phase rotator)(330)(후술됨)의 출력에 기반할 수 있다. 몇몇 실시예들에서, 인터폴레이터(324)는 100㎒로 신호(325)를 출력한다. 신호(325)는 타이밍 수신기 루프(미도시됨)를 통해 송신기 클럭(미도시됨)에 동기화(synchronized)될 수 있다. 신호(325)는 하프 대역 필터 데시메이터(half band filter decimator: HB DEC 2->1)(326)를 통해, 2의 팩터(factor)에 의해 50㎒로 하향 샘플링(down-sampled)될 수 있다. 그런 다음 신호(325)는 DC(direct current) 신호 성분들을 거부하기 위한 고역 통과 필터(high pass filter: HPF)(328)를 통과한다.

시간 도메인(time domain: TD) 위상 로테이터(330)는 고의 주파수 에러(313)에 대한 주파수 보상을 수행하기 위해 존재할 수 있다. TD 위상 로테이터는 수신기 제어기(332)에 의해 제어될 수 있는 NCO 주파수 생성기(334)로부터 입력을 수신할 수 있다. NCO 주파수 생성기(334)는 전처리기(340)로부터 캐리어 주파수 오프셋 추정치(341)를 수신할 수 있다. 그 다음 신호(325)는 지연 버퍼(342)에 패스될 수 있다. 서브 회로(sub-circuit)(346)에서 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)가 제거될 수 있다. 몇몇 실시예들에서, 서브 회로(346)는 인접 톤들(adjacent tones)로 샐 수 있는 협대역 간섭 잡음으로부터 손상을 줄이기 위해 수신기 윈도우잉(receiver windowing)을 수행할 수 있다.

FFT(Fast Fourier transform) 모듈(398)은 신호(325)를 주파수 도메인 정보로 변환(transform)하기 위해 주파수 도메인 처리 모듈(306)내에 존재할 수 있다. 상기 주파수 도메인 정보는, I/Q 불균형 보상 모듈(318)에 전송을 위해, 출력 프로브2 결과(352)를 출력할 수 있는, 프로브2 계산기(probe2 calculator)(350)에 통신될 수 있다.

몇몇 실시예들은 바이패스(bypass) 모드를 포함하는데, 신호 입력은 상기 바이패스 모드에서 I/Q 불균형 보상 모듈(318)의 주위로 출력된다.

몇몇 실시예들에서, I/Q 보상은 디지털 신호 해석 및 처리에 의해 달성된다. 그러한 실시예들에서,

,

& Scale_Q은 프로브2 동안 추정되는 I/Q 보상 파라메터들이다.

수학식 1은 I/Q 불균형 보상 모듈(도 2 참조)로부터 출력될 보상된 신호의 보상된 실수(real) 및 허수부(imaginary portion)들을 보여준다.

도 4는 수학식 1에 나타낸 상기 보상(compensation)을 구현하기 위한 디바이 스에 포함될 수 있는 예시적인 회로(400)를 보여준다.

도 5는 수학식 1에 나타낸 상기 보상(compensation)을 구현하기 위한 디바이스에 포함될 수 있는 예시적인 회로(500)를 보여준다. 부록(Appendix)A는 수학식 1에 나타낸 보상을 위한 이론적인 기초를 나타낸다. 부록 B는 여기에서 설명된 장치 및 방법들과 연관되어 수행된 대표적인 불균형 및 보상 측정들을 보여준다.

도 6은 I/Q 불균형을 보상하기 위한 예시적인 프로세스(600)를 보여준다. 프로세스(600)는 하드웨어 및 소프트웨어 동작들을 포함한다. 초기 하드웨어 동작(initial hardware operation)(602)의 출력은 프로브2 OFDM 심볼 m에 대응하는 빈(bin) k에서 FFT(Fast Fourier Transform)의 출력인, 데이터 어레이 Z(k,m)이다.

초기 하드웨어 동작(602)은 NCO(numerically controlled oscillator) 위상 리셋(604)을 포함할 수 있다. 시간 도메인 유닛(time domain unit: TDU) 주파수 보상으로부터 비롯되는 FFT 윈도우의 제1 샘플의 위상이 결정된다. 이 목적을 위해 상기 수신기 TDU내 상기 위상 로테이터의 NCO 위상은 미세한 주파수 보상(fine frequency compensation)이 계산된 이후에 언제든지 0으로 리셋되어야 한다. 상기 NCO의 리셋과 △n으로 표기되는 FFT 윈도우의 제1 샘플 사이의 샘플들 수(위상 누적들의 수)는 계산되어 SW 루틴으로 보내져야 한다. 제로 위상 어큐뮬레이션(zero phase accumulation)(즉, △n=0)이 가장 바람직한데, 이것이 SW 루틴의 복잡성을 줄여주기 때문이다. 일단 상기 356 포인트 FFT 윈도우가 TD 위상 로테이터(330)(도 3을 참조)를 통해 전파하면,(그로 인해 상기 제1 샘플은 단위(unity)별로 곱해질 수 있다.)△n=0로 설정하기 위해, NCO 위상 어큐뮬레이터(335)(도 3의 NCO 주파수 생성기(334)내)는 리셋되어야 한다.

도 7은 패킷(700), NCO 리셋, △n, 및 FFT 윈도우의 시작을 보여준다.

몇몇 실시예들에서, 빈 선택(bin selection)(606)은 플로팅 포인트 계산(floating point computation)으로써 수행될 수 있는데, 여기에서, i₁ 및 i₂는 수학식 2에 나타낸 바와 같이 계산된 주파수 빈 인덱스들(frequency bin indices)이다.

여기에서, CFO/(2Π)는 송신기와 수신기 사이에서 추정된 캐리어 주파수 오프셋(estimated carrier frequency offset)이며, N은 FFT 빈들(bins)의 개수이다.(예를 들면 256)

몇몇 실시예들에서, 빈 선택(606)(도 6 참조)은 고정 소수점 계산(fixed point computation)으로 수행될 수 있다. 그러한 실시예들에서, CFO는 17비트 부호화된 정수(17 bit signed integer)이며, '1"=2¹⁴이다. 상기 i₁ 및 i₂의 계산은 고정 임계치들(fixed thresholds)에 대한 비교를 통해 행해진다. 고정 소수점 표현(fixed point representation)에서 상기 FFT 그리드(grid)의 값은 수학식 3에 의해 주어진다.

여기에서, Freq_bits는 14 또는 다른 적절한 수로 설정될 수 있다. 인덱스들 i₁ 및 i₂들은 2CFO에 가장 근접한 두 FFT 빈들을 찾음으로써 선택될 수 있다.

도 8은 수학식 3에 상응하는 결정 영역들(오직 대칭에 기인한 절대값들)을 보여준다.

도 9는 결정 영역 경계 선택을 위한 예시적인 하드웨어 구현예를 보여준다. 표 1은 예시적인 경계 값들을 보여준다.

수학식 4는 사인 오퍼레이션(sign operation)에 대한 정의를 보여준다.

몇몇 실시예들에서, 빈 기록(bin recording)(단계 408에서, 도 4 참조)은 빈들 k₁, -k₁+i₁, -k₁+i₂, -k₂+i₁, -k₂+i₂에서 16 비트 FFT 출력들을 수반할 수 있으며, 이들은 L OFDM 심볼들의 각각에 대하여 기록될 수 있다. 상기 FFT 출력에서 어떠한 적절한 수의 비트들이라도 있을 수 있음은 이해될 것이다. 상기 빈들에 해당하는 MoCA의 주소들은 표 2에서 보여질 것이다.

도 10은 프로브 2 버스트의 끝에서의 예시적인 메모리 맵을 보여준다.

단계 608(도 6에 도시됨)에서 CFO 추정치가 기록된다. 상기 추정치는 17비트 추정치일 수 있다.

몇몇 실시예들에서, 잔여 주파수 에러(

) 추정(610)(도 6을 참조)은 소프트웨어 모듈에 의해 수행될 수 있다. 몇몇 실시예들에서, 잔여 주파수 에러 추정은 하드웨어 모듈에 의해 수행될 수 있다. 몇몇 실시예들에서는, 잔여 주파수 에러 추정은 수학식 5에 보여지는 바와 같이 계산될 수 있다.

몇몇 실시예들에서, 잔여 주파수 에러 보상 및 시간 애버리징(time averaging)은 수학식 6에 따라 계산되며, 이것은

에 의존하고 그 유도식들은 부록 A에서 보여질 것이다.

수학식 7은 I/Q 불균형 페이저(phasor) 추정치를 구할 때 사용될 수 있는데, 이는 수학식 8을 이용하여 계산된다.

그 다음 I/Q 불균형 보상 파라메터들(ξ, ρ, 및 Scale_Q)(수학식 1 참조)은 수학식 9에 따라 계산된다.

ξ는 항상 유니티(unity)보다 좀더 작거나 같음으로 인해, 수학식 9는 수신기에서 새츄레이션(saturation)을 피하고, 이에 따라 좀더 약한 I/Q 신호를 증폭하는 것보다 좀더 강한 I/Q 신호를 감쇄시킨다. 몇몇 실시예들에서, 상기 계산들은 몇몇 프로브 2 전송들 상에서의 반복 방식으로 실행될 수 있다. 수학식 10은 어떻게 새로운 페이저 추정치들이 이전의 추정치들을 업데이트하는데 사용될 수 있는지를 보여준다.

수학식 10에서,

은 i번째 프로브 2 전송동안 계산되는 페이저 추정치이다. 몇몇 실시예들은

의 루프 이득을 가지는 제1 차 루프를 사용할 수 있는 업데이트 루틴을 포함할 수 있다. 상기 루프 이득은 컨버전스 스피드와, 루프 대역폭을 제어함에 의한 잡음 필터링 사이에서 선택할 수 있게 한다. 기어 쉬프팅 (gear-shifting) 접근이 컨버전스동안 동적으로 변경된 루프 대역폭에 사용될 수 있다. 첫번째 2/3 반복들동안 빠른 컨버전스를 위해, 높은 루프 대역폭이 사용될 수 있다. 컨시큐티브 프로브 2(consecutive probe 2)전송을 위해, 작은 루프 대역 폭이 사용될 수 있다. 수학식 11은 μ_i에 대하여 사용될 수 있는 값들을 보여준다. i는 프로브 2 버스트 인덱스 넘버이다.

수학식 12는 i번째 프로브2의 수신동안 사용될 수 있는 I/Q 보상 파라메터들을 보여준다.

3 내지 4회 반복(3내지 4회 프로브 2 전송에 해당함)은 I/Q 불균에 대한 보상을 하기에 종종 충분하다.

부록 C는 보상의 고정 소수점 실행에 대한 유사 코드(pseudo-code)를 보여준다.

부록 D는 I/Q 불균형 보상을 위한 시스템에서 하드웨어-소프트웨어 인터페이스를 위한 파라메터들을 보여준다.

네트워크 노드는, 상기 노드가 네트워크 코디네이터(network coordinator:NC)로부터 하나 또는 그 이상의 프로브 1 버스트들을 수행하는 경우, 각 톤 및 캐리어 주파수 오프셋(연계된 네트워크 코디네이터와 관련있는)에 대하여 신호대잡음비(SNR)의 추정치를 획득할 수 있다. 상기 노드는 상기 노드에 대한 프로브2 전송을 위해 어떤 두 주파수 빈들을 사용할 것인지를 상기 NC에 알려주는데 상기 SNR 추정치들을 사용할 수 있다. 상기 노드는 프로브2 전송동안 OFDM 심볼들의 개수 및 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix:CP) 길이를 계산하여 상기 NC에 통신하는데 상기 CFO 추정치를 사용할 수 있다.

부록 E는 주파수 오프셋 인트러덕션의 계산, CP 및 OFDM 심볼들의 수에 대한 선택을 위한 예시적인 유사코드(pseudo-code)를 보여준다. 몇몇 실시예들에서, 부록 E에서 보여진 상기 프로브2, CP 및 L 알고리즘이 MoCA^TM 프로브 2 리포트를 보내기 이전과, 수신기 RF 생성기가 어떠한 요청된, 필요한 또는 고의적인 캐리어 오프셋을 시작한 후에 수행될 수 있다.

명확하게 하기 위해, 파라메터들 또는 파라메터 값들의 특정된 예들을 포함하는 이전의 설명은 MoCA^TM 로 명명되는 어떤 프로토콜 내지 이더넷 프로토콜에 특정될 수 있다. 그러나, 이것은 제한하려는 것이 아니며, 본 발명은 다른 프로토콜들 내지 다른 패킷 프로토콜들에 적절하게 일반화될 수 있다. 특정 특징 또는 실시예를 설명하기 위해 MoCA^TM 로 명명되는 특정 프로토콜 또는 이더넷에 특정되는 용어들의 사용은 그 특징 또는 특별히 그 프로토콜에 대한 실시예의 범주를 한정하고자 하는 것은 아니며, 그 대신에 상기 용어들은 일반적으로 사용되며, 다른 프로토콜하에 정의되는 대등하거나 유사한 용어들을 포함하도록 하는데 있다.

프로그램 및 데이터를 포함하는 본 발명의 소프트웨어 구성요소들은, 필요한 경우 CD-ROM들, EPROM들 및 EEPROM들을 포함하는 롬(ROM)의 형태에 구현될 수있으며, 또는 다양한 종류의 디스크들, 다양한 종류의 카드들, 및 RAM들과 같은, 그러나 이에 한정되지 않는, 다른 어떠한 적절한 컴퓨터-읽기가능 매체에라도 저장이 가능하다. 또한 소프트웨어와 같이 여기에서 설명된 구성요소들은, 원한다면 통상의 기술을 이용하여 전적으로 또는 부분적으로 하드웨어로 구현될 수 있다.

따라서, I/Q 불균형에 대한 보상을 위한 시스템들 및 방법들이 설명되었다. 해당 분야의 숙련자들는 본 발명이, 제한의 목적이 아닌 예시의 목적으로 개시되어 설명된 것과 다른 본 발명의 실시예들을 이용하여 실행될 수 있음을 알것이다. 본 발명은 다만 후술될 청구범위에 의해 제한될 것이다.

부록 A

프로브2 이론( Probe2 theory)

상기 I/Q 불균형은 상대적인 위상 차이 뿐만 아니라 상기 I/Q 구성요소들중의 하나에 적용되는 승산 이득 팩터(multiplicative gain factor)로서 모델링될 수 있다. 프로브2 수신동안, MoCA는, 그 천이가 ψ로 표기될 수 있는 RF 하향 변환동안, 수신기가 주파수 에러를 도입해야 한다는 것을 특정한다.

변환된 신호는 아래에 의해 주어진다.

몇몇 대수(algebra)는 상기 식들은 아래와 같이 표현될 수 있다.

I/Q 보상이 수행된 상기 수신기에서, I/Q 보상후의 신호는 아래와 같이 주어진다.

주파수 빈 k에서 단일 주파수의 전송을 가정하면, 몇몇 대수후에 상기 보상된 신호는 아래에 같이 주어진다.

상기 신호는 주파수 보상을 수행하고, FFT 오퍼레이션을 통해 주파수 도메인으로 변환된다. 몇몇 대수후에, 빈들(k 및 -k)에서의 상기 주파수 도메인 신호들은 다음과 같이 주어진다.

I/Q 불균형이 없는 시스템에서, 음(negative)의 빈에서의 에너지는 0이다. I/Q 불균형에 기인하는 상기 음의 빈에서의 에너지는 아래와 같이 주어진다.

따라서, 우리의 목표는 ρ,ξ를 사용하여 빈 -k의 에너지를 최소화하는 것이다. 래그레인지 멀티플라이어 방법(Lagrange multipliers method)를 사용하는 최소화는 다음의 식들을 제공한다.

상기 식을 풀면 다음과 같다.

그러한 선택이 빈 -k에서의 에너지를 실질적으로 0으로 되게 하고, 그에 따라 I/Q 불균형 효과들을 없앤다는 것을 보여주는 것은 쉽다. 이제 우리의 목표는 프로보 2 전송으로부터 I/Q 불균형 파라메터들을 추정하는 것이다.

I/Q 파라메터 추정

I/Q 불균형은 들어오는 신호를 손상시키기 때문에, 손상된 채널 추정 뿐만 아니라 캐리어 주파수 추정을 손상시킨다. I/Q 불균형하의 상기 채널 추정은 아래와 같이 주어진다.

I/Q 보상은 없고 주파수 추정 에러를 ε라고 가정하는 주파수 보상후, 빈 k, -k에서의 상기 FFT 출력은 다음과 같이 주어진다.

50㎑보다 큰 캐리어 주파수 오프셋의 효과들

캐리어 주파수 에러가 없는 상태에서, 상기 I/Q 불균형으로부터 초래되는 이미지 구성요소(image component)는 상기 전송된 톤(tone)의 미러 디지털 주파수(-k/N)에서 정확하게 나타난다. 캐리어 주파수 에러(프로브 Ⅱ에서 필수적임)하에서, 상기 I/Q 이미지는 (-k/N-2φ)의 디지털 주파수에서 나타나는데, 여기에서 φ는 φ=캐리어 주파수 에러/심볼레이트=Δf_c/f_s인 표준화된 캐리어 주파수 에러이다. 상기 캐리어 주파수 에러는 ±200ppm of 1.5e9㎐ =300㎑. 한편 OFDM 톤 스페이싱(tone spacing)은 50e6/256-195.3㎑이다. 따라서 이미지 구성요소는 주파수 도메인에서 [-k-3, k+3] 간격 사이의 어딘가에 떨어질 수 있다. 빈 -k+i에 대한 상기 FFT 출력은 아래와 같이 주어진다.

보상된 주파수 에러(φ)는 이미지의 위치에서 2φ의 천이를 가져온다는 사실에 기인하여, 간격[-k-3, ..., k+3]으로부터 이미지 에너지를 수집할 필요가 있다. 실질적으로 주파수 에러(φ)(ε에 까지)를 알기 때문에, 상기 이미지는 아래의 디지털 주파수에서 나타날 것임을 알 수 있다.

상기 이미지 에너지에 관련된 [dB]에서 이미지 에너지의 손실은 에너지를 수집하는데 사용된 빈들의 수의 함수이며, 아래와 같이 주어진다.

최악 케이스 손실은, 상기 이미지가 빈들(r=1/(2N))의 중간에 떨어지는 경우에 발생된다. 이미지에 가장 근접해 있는 오직 하나의 빈을 사용하는 것은 3.9223[dB]의 최악 케이스 손실(worst case loss)을 초래하며, 두 개의 빈을 사용하는 것은 0.9120[dB]의 손실을 초래한다. 다음 그림은 상기 손실을 사용된 빈의 수에 대한 함수로서 정리하고 있다.

우리는 복잡성과 성능사이에서 합리적인 선택이라고 여겨지는 2개의 빈을 사용할 것이다.

프로브 2의 FFT 처리(단일 OFDM 심볼 )

간결함을 위해 단일 OFDM 심볼을 살펴보기로 한다. 다중 OFDM 심볼들에 대한 확장은 곧바로 후술될 것이다. 우리는 빈들 k 및 -k에서의 FFT 출력들이 아래와 같이 주어진다는 것을 나타냈었다.

각 표현들은 미러 주파수(mirror frequency)로부터의 기대 신호 항(expected signal term) 및 ICI 항(ICI term)으로 이루어져 있음을 쉽게 볼 수 있다. 우리는 이제 상기 ICI 항들이 상기 신호 항들에 비하여 매우 작고 따라서 무시될 수 있다는 것을 설명할 것이다.

빈 k에서 유도된 상기 ICI는, I/Q 불균형으로부터 비롯된 이미지 신호가 FFT 그리드상에 있지 않은

의 디지털 주파수(여기에서,

)에서 생성된다는 사실에 기인한 것이다. 이 주파수는 상기 ICI보다 더 큰 1/N의 FFT 그리드로부터 더 멀리 떨어져 있다. k는 간격{[146, 186], [217, 249]}내에 한정되기 때문에, 상기 이미지는 상기 원하는 신호로부터 동떨어져 생성되며, 그것이 주파수 k/N에서 생성하는 ICI 잡음은 매우 작다. 이것을 보는 것은 빈 k에서 상기 신호 및 상기 ICI 항들 사이의 비율을 고려한다. 이 비율은 기대 및 ICI 항사이의 SNR로 나타낼 수 있으며, 다음과 같이 주어진다.

최악 케이스 SNR은 상기 표현을 {g, θ, k,

}에 대하여 최소화함으로써 얻을 수 있다. 상기 표현을 최소화하는 것은 나눌어질 수 있으며 따라서, 최소화는 다음에 의해 얻어진다.

·g€[0.5, 2](최대 3[dB] 진폭 불균형) 및 θ€[-10°, 10°]의 조건하에 g 및 θ에 대하여 첫번째 항을 최소화하는 것

·

€[-200e-6*1.5e9/50e6:-200e-6*1.5e9/50e6] 및 k€[146:186, 217:249]의 조건하에서 두번째 항을 극대화하는 것

상기 최소화들은 매틀랩 시뮬레이션(Matlab simulation)을 사용하여 수치적으로 실행될 수 있다. 다음 플롯들(plots)은 첫번째 항을 g와 θ의 함수로 묘사하고 있다.

최소(minimum)는 아규먼트 인터벌(argument interval)의 가장자리, 즉, g=0.5, 2 및 Teta=±10°에 대하여 있음을 쉽게 볼 수 있다. 따라서 다음과 같다.

다음 플롯들은 두번째 항을

및 k의 함수로 묘사하고 있다.

상기 그림으로부터, 상기 두번째 항은 k=249에 대하여 최대화됨을 쉽게 알 수 있으며, 그러한 k에 대하여 두번째 항은 다음 그림에서 묘사된다.

최대는 Df=±245㎑에 대하여 달성된다. 따라서,

따라서, 상기 ICI 항에 의해 유도되는 최악 케이스 SNR은 40.3816[dB]이다.

따라서, 상기 ICI 항은 최악 케이스 40[dB]에서 신호항 아래에 있으며, 그래서 무시될 수 있다. 음의 빈들에 대하여 마찬가지의 해석이 수행될 수 있다. 상기 ICI 항들을 무시한 이후, 빈 k 및 -k+i에서의 상기 FFT 출력들은 다음과 같이 주어진다.

우리는 채널 응답(h)을 추정할 수 없음에 따라,

에 대한 선형 LS 문제점을 풀 수 없으며, 그대신 우리는 상기 두 음의 빈들(-k+i1 및 -k+i2)로부터

의 추정에 대한 LS 문제점을 우선 푼다.

따라서 우리는 채널 h에 대하여 알지 못하더라도 아래에 의해

을 추정할 수 있다.

프로브 2가 두 톤으로 이루어져, 하나는 k1에 다른 하나는 k2에 있으며, 우리는 두 톤로부터 결과를 애버리징할 수 있다. 따라서

다음을 보는 것은 쉽다.

또한 따라서 그것의 추정치는 다음에 의해 얻어진다.

그 다음 상기 I/Q 보상은 다음에 의해 쉽게 계산된다.

프로브 2의 FFT 처리(멀티 OFDM 심볼 )

다중의 OFDM 심볼들을 살펴볼 때, 우리는 잔여 주파수 에러ε의 어큐뮬레이션에 의해 유도된 위상 에러를 고려할 필요가 있다. 첫번째 심볼에 대하여 m번째 OFDM 심볼의 위상이 아래에 의해 쉽게 얻어질 수 있다.

위의 식은 샘플링 주파수 에러는 고려하지 않은 것이며, 그 영향은 작은 것으로 가정하였고 해석 전체에 걸쳐 무시되었음을 주의할 필요가 있다.

캐리어 주파수 보상의 시작 시간으로부터 첫번째 FFT 윈도우의 시작까지의 누산된 위상은 고려되어야 한다. 우리의 알고리즘은 Zk와 conj(Z-k)사이의 비율을 계산하기 때문에, 일정한 위상항은 상쇄되지 않고 반대로 배가된다.

따라서, 빈 +k, -k+i에서 m번째 OFDM 심볼에 대한 FFT 출력은 아래와 같이 주어진다.

#1은 FFT에 대한 보상의 시작 사이의 Δn 샘플들에 기인한 것으로 상쇄되지 않는다

#2는 FFT 시작에 대한 보상 시작 사이의 Δn 샘플들에 기인한 것으로 상쇄되지 않는다.

#3은 잔여 캐리어 주파수 에러에 기인한 것이다.

잔여 캐리어 주파수 추정

모든 L OFDM 심볼들로부터의 정보를 사용하기 위해, 우리는 잔여 주파수 오프셋(ε)에 대하여 보상하고 AWGN 편차를 줄이기 위해 각 빈으로부터의 보상된 신호들의 평균을 구할 필요가 있다. ε는 L OFDM 심볼들동안 위상 래핑이 수 회 발생할 정도로 크기 때문에, 우리는 위상 랩핑에 영향받지 않는 다음의 추정기를 제안 한다.(두개의 연속적인 샘플들사이에서 겨우 하나의 랩이 발생되는 한)

잔여 주파수 추정(Residual Frequency Estimation)

잔여 주파수 에러 추정은 다음에 의해 계산될 수 있다.

잔여 주파수 에러 보상 및 애버리징은 잔여 주파수 보상 및 시간 애버리징에 의해 주어진다.

상기 페이저

은 상기에서 유도된 동일 추정기를 사용하여 추정될 수 있다.

여기에서, 위상

항 은 주파수 보상의 시작시간으로부터 첫번째 FFT 윈도우의 시작까지 누적된 초기 위상 에러에 대하여 보상한다.

계수 Bi 및 A의 간략화

실용적인 구현을 위해 우리는 Bi 및 A의 표현을 간략화할 필요가 있다. 간략화는 약간의 근사(approximations)를 도입함으로써 이루어질 수 있다. 다음을 보자.

전형적으로 잔여 주파수 에러는 그러한 에러에 대하여 10㎑(7ppm)보다 더 작다.

따라서, 우리는 다음의 근사치를 얻는다.

Bi에 대하여,

잔여 주파수 에러와 함께 하는 상기 주파수 천이는 (200+7)ppm보다 더 작기 때문에, -3≤i≤3은 분모에 있는 sin()의 아규먼트(argument)는 작다는 것을 따른다.

그런 작은 각에 대하여 간단한 선형 근사는 아주 작은 에러를 가진다.

따라서, 다음과 같이 된다.

계수들을 간단히 하면 다음과 같이 주어진다.

부록 B

예시적인 측정들

200ppm 캐리어 & 샘플링 주파수 오프셋을 구비한 이상적인 채널 No AWGN

다음의 플롯들은 3[dB] 진폭 불균형, 10°불균형, 200 ppm 주파수 오프셋, 이상 채널 및 no AWGN에 대한 시뮬레이션 결과들을 정리한 것이다.

RX/IQ 보상 루틴이 발동되었을 때, 수신기 SNR은 그림 B-1에서 보이는 바와 같이 10.1[dB] 부근이다.

그림 B-1: 슬라이서 입력 이상 채널, 취소전의 no AWGN

첫번째 프로브2의 처리 이후에, SNR은 33[dB]이다. 다음의 그림 B-2에서, 첫번째 반복을 하기 전후의 이미지 신호 크기를 비교할 수 있다.

그림 B-2: 주파수 입력 이상 채널, 첫번째 반복후 no AWGN

두번째 프로브 ⅡDML 처리후에, SNR은 39.6[dB] 부근이다. 다음 그림B-3에서, 두번째 반복전후의 이미지 신호 크기를 비교할 수 있다. 이미지 신호는 두번째 반복후 더 이상 가시적이지 않다.

그림 B-3: 주파수 플롯 이상 채널, 두번째 반복후 no AWGN

세번째 프로브Ⅱ의 처리후에, SNR은 40.6[dB] 부근이다.

그림 B-4: 슬라이서 입력 이상 채널, 세번 반복후의 no AWGN

다음의 그림 B-5는 네번째 프로브Ⅱ의 처리후에 슬라이서 SNR을 보여주며, 전송 SNR은 40.9의 부근으로 보여진다.

그림 B-5: 슬라이서 입력 이상 채널, 네번째 반복후의 no AWGN

다음 그림 B-6은 I/Q 불균형이 없는 슬라이싱 SNR을 보여준다. SNR은 41.[dB]의 부근에 있다. 따라서, 이 SNR과 네번의 프로브Ⅱ 전송후의 SNR을 비교하면, 우리는 잔여 I/Q 불균형은 41.3[dB]의 잡음 바닥에 대하여 0.4[dB]부근까지 성능을 낮춘다고 결론지을 수 있다.

그림 B-6:슬라이어 입력 이상 채널, no AWGN no I/Q 불균형

네번 반복들중의 각횟수 후의 I/Q 불균형 파라메터 추정은 다음의 테이블로 정리된다.

채널 MoCA10408, SNR AWGN 15[dB]

아래의 플롯들은 3[dB] 진폭 불균형, 10°위상 불균형, 200ppm 주파수 오프셋, MoCA10408 채널 및 15[dB]AWGN SNR에 대한 시뮬레이션 결과들을 정리한다. RX I/Q 보상 루틴이 발동되었을 때, 수신기 SNR은 보이는 바와 같이 5.1[dB] 부근이다.

그림 B-7: 슬라이서 입력 MoCA10408 채널, 취소전의 15[dB] AWGN SNR

첫번째 프로브2의 처리 이후에, SNR은 9.5[dB] 부근이다. 다음의 그림 B-8에서, 첫번째 반복을 하기 전후의 이미지 신호 크기를 비교할 수 있다.

그림 B-8: 주파수 플롯 MoCA10408 채널, 첫번째 반복후 15[dB]AWGN

그림 B-9: 슬라이서 입력 MoCA10408 채널, 첫번째 반복후 15[dB]AWGN

두번째 프로브 Ⅱ의 처리후에, SNR은 11[dB] 부근이다.

그림 B-10: 주파수 플롯 MoCA10408 채널, 두번째 반복후 15[dB]AWGN

그림 B-11: 슬라이서 입력 MoCA10408 채널, 두번째 반복후 15[dB]AWGN

세번째 프로브 Ⅱ의 처리후에, SNR은 11.6[dB] 부근이다.

그림 B-12: 주파수 플롯 MoCA10408 채널, 세번째 반복후 15[dB]AWGN

그림 B-13: 슬라이서 입력 MoCA10408 채널, 세번째 반복후 15[dB]AWGN

수신기에서 아무런 I/Q 불균형이 존재하지 않을때, 상기 SNR은 11.3[dB]이고, 그러므로 잔여 I/Q 불균형은 우리의 디모듈레이터의 잡음 바닥 아주 아래이고, 보상 알고리즘은 거친 채널 조건들아래조차 로버스트하다.

그림 B-14: 슬라이서 입력 MoCA10408 채널, I/Q 불균형이 없는 15[dB]AWGN

TX 및 RX I/Q 불균형의 디커플링(decoupling)

MoCA에 의해 특정화된 고의 주파수 천이는 TX 및 RX 불균형 파라메터들의 디커플링을 초래한다. 우리의 알고리즘이 X 불균형의 존재에서 RX 파라메터들을 추정할 수 있음을 보이기 위해, 우리는 다음의 시나리오에 대한 시뮬레이션 결과들을 보일 것이다.

· TX 진폭 불균형 1[dB]

· TX 위상 불균형 2°

· RX 진폭 위상 3[dB]

· RX 위상 불균형 10°

· 주파수 오프셋 200ppm

· 채널=Ideal, no AWGN

프로브2의 전송이전에 SNR은 11.3[dB] 부근이다.

그림 B-15: 슬라이서 입력 이상 채널 no AWGN, RX 및 TX I/Q 불균형하에서

3 프로브2 전송후의 SNR은 21.2[dB] 부근이다.

그림 B-16: 주파수 플롯 이상 채널 no AWGN, 세번째 반복후의 RX 및 TX I/Q 불균형하에서

그림 B-17: 슬라이서 입력 이상 채널 no AWGN, 세번째 반복후의 RX 및 TX I/Q 불균형하에서

3 반복후의 추정된 RX I/Q 불균형 파라메터들은 아래의 표와 같다.

따라서, 단지 TX 불균형이 존재하는 시나리오에서, SNR의 비교가 21.2[dB] 부근이기 때문에, 파라메터들은 정확하게 추정되었다.

그림 B-18: 오직 TX I/Q 불균형하에서, 슬라이서 입력 이상 채널 no AWGN

따라서, 제안된 알고리즘은 TX I/Q 불균형의 존재에서 러버스트하다.

부록 C

고정 소수점 유사코드(Fixed Point Pseudo Code)

다음의 플로우 의사 코드는 상기 알고리즘의 고정 소수점 구현예를 제시한다. 복소수 변수들(complex variables)은 문자"c"가 서두에 첨부되어 있다.

부록 D

HW-SW 인터페이스의 예시적인 파라메터들

다음의 테이블은 프로브 2 수신동안 HW 및 SW 사이에서 변경되는 정보을 정리한 것이다. 출력은 HW로부터의 출력을 의미하고, 입력은 HW에 대한 입력을 의미한다.

부록 E

도 1은 본 발명의 원리들에 따라 사용될 수 있는 예시적인 단일 또는 멀티 칩 디바이스의 예시적인 개략도를 보여준다.

도 2는 본 발명의 원리들에 따른 수신기의 일부의 예시적인 개략도를 보여준다.

도 3은 본 발명의 원리들에 따른 수신기의 일부의 또 다른 예시적인 개략도를 보여준다.

도 4는 본 발명의 원리들에 따른 회로의 예시적인 개략도를 보여준다.

도 5는 본 발명의 원리들에 따른 회로의 또 다른 예시적인 개략도를 보여준다.

도 6은 본 발명의 원리들에 따른 예시적인 흐름도를 보여준다.

도 7은 본 발명의 원리들에 따라 처리될 수 있는 예시적인 데이터 패킷을 요약형식으로 보여준다.

도 8은 본 발명의 원리들에 따른 신호 처리와 연관된 이산값 주파수 스펙트럼(discrete-valued frequency)의 예시적인 일부를 보여준다.

도 9는 본 발명의 원리들에 따른 다른 회로의 예시적인 개략도를 보여준다.

도 10은 본 발명의 원리들에 따른 개략적인 메모리 구성을 보여준다.

Claims

양의 값을 가지는 주파수를 가지며, 주파수 에러를 가지는 캐리어 신호에 의해 변조되는, 데이터 신호의 I(in-phase) 성분과 상기 데이터 신호의 Q(quadrature) 성분사이의 불균형에 대한 보상을 위한 방법으로,

상기 데이터 및 상기 캐리어 신호들(carrier signals)을 수신하는 단계;

음의 값을 가지는 주파수에 상응하는 주파수 도메인 에너지가 최소화되도록 시간 도메인 파라메터를 위한 값을 선택하는 단계; 및

상기 값을 토대로 상기 시간 도메인에서 상기 성분들 중 적어도 하나를 수정하는 단계를 포함하되,

상기 선택 단계는,

제1 톤(tone), 제2 톤 및 상기 캐리어 신호의 각각에 대하여 제1 주파수 도메인 파라메터 및 제2 주파수 도메인 파라메터를 레코딩하는 단계를 포함하되,

상기 제1 및 제2 톤들(tones)은 MoCA 스펙(specification)에 개시된 MoCA 프로토콜 프로브(probe)2 전송의 컨텍스트(context)에서 전송되는 것을 특징으로 하는 방법.
청구항 1에 있어서,

상기 캐리어 신호들(carrier signals)을 수신하는 단계와, 상기 선택하는 단계 사이에,

상기 캐리어 신호에 상응하는 캐리어 신호 주파수를 추정하는 단계;

잔여 캐리어 주파수 에러(residual carrier frequency error)를 추정하는 단계; 및

상기 잔여 캐리어 주파수 에러를 토대로 상기 캐리어 주파수의 추정값을 수정하는 단계를 더 포함하는 방법.
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청구항 1에 있어서,

상기 제1 톤, 상기 제2 톤 및 상기 캐리어 신호중 적어도 하나에 대하여, 상기 제1 및 제 2 주파수 도메인 파라메터들은 이산값 주파수 스펙트럼에서 제1 및 제2 빈(bin)들에 각각 해당하며;

상기 제1 빈은 상기 제2 빈에 순차적으로 인접해 있는 방법.
청구항 1에 있어서,

상기 제1 및 제2 주파수 도메인 파라메터들에 의존하는 출력 신호를 전송하는 단계를 더 포함하는 방법.
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양의 값을 가지는 주파수를 가지며, 주파수 에러를 가지는 캐리어 신호에 의해 변조되는, 데이터 신호의 I(in-phase) 성분과 상기 데이터 신호의 Q(quadrature) 성분사이의 불균형에 대한 보상을 위한 시스템으로,

제1 톤(tone), 제2 톤 및 캐리어 주파수의 각각에 상응하는 제1 주파수 도메인 파라메터 및 제2 주파수 도메인 파라메터를 토대로, 상기 제1 톤, 제2 톤 및 캐리어 주파수를 기록하도록 동작하는 제1 모듈; 및

상기 제1 및 제2 주파수 도메인 파라메터들을 토대로 적어도 하나의 시간 도메인 보상 파라메터(time domain compensation parameter)를 계산하도록 동작하는 제2 모듈; 및

상기 시간 도메인 보상 파라메터를 토대로 보상된 신호를 출력하도록 동작하는 제3 모듈을 포함하되,

상기 제1 모듈이 시간상 연속적으로 수신되는 복수의 심볼들의 각각에 대하여 상기 제1 및 제2 주파수 도메인 파라메터들을 기록하도록 동작할 때, 상기 제2 모듈은 상기 제1 주파수 도메인 파라메터에 대한 제1 평균 값과, 상기 제2 주파수 도메인 파라메터에 대한 제2 평균값을 계산하도록 동작하며, 상기 평균값들은 상기 심볼들에 상응하는 상기 제1 및 제2 주파수 도메인 파라메터들을 각각 토대로 하며

상기 제1 및 제2 톤들(tones)은 MoCA 스펙(specification)에 개시된 MoCA 프로토콜 프로브(probe)2 전송의 컨텍스트(context)에서 전송되는 것을 특징으로 하는 시스템.
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