TWI429195B - 功率電路及其直流對直流轉換器 - Google Patents

功率電路及其直流對直流轉換器 Download PDF

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TWI429195B
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Shyr Long Jeng
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Description

功率電路及其直流對直流轉換器
本提案係為一種功率電路及其直流對直流轉換器，特別是一種具有低流通損的功率電路及其直流對直流轉換器。
二極體在電子產品的應用相當廣泛。通常是利用二極體的整流功能。也就是利用二極體在順向偏壓時，呈導通狀態，二極體在逆向偏壓時，則為截止狀態而不導通的特性來達到整流的效果。
當二極體在導通狀態時，所有的電流即流經二極體，此時二極體所消耗的能量即為二極體的截止電壓乘上該電流，也就是說，當二極體的截止電壓或電流愈大時，其所消耗的能量(一般稱為流通損)即愈大。因此，為了減少二極體的流通損，可以降低流經的電流及二極體的截止電壓。當二極體被用來做整流元件時，流經該二極體的電流通常為主要電流，較無降低的空間。而二極體的截止電壓則與其結構及材質有關，例如以矽為主要材料的二極體的順向偏壓(截止電壓)約為0.7伏特(Voltage)、應用於高壓電的碳化矽二極體，其截止電壓約1.0至1.2伏特、鍺二極體的順向偏壓則約0.2伏特。
此外，二極體在使用時，除了上述的流通損外，亦會產生切換損(switching loss)，切換損指的是對二極體在切換導通與截止的瞬間所產生的損耗。當將整流二極體應用於如電流供器、橋式整流器、馳返式直流對直流轉換器(Flyback direct current to direct current converter)、或前驅式(forward)直流對直流轉換器時，上述的流通損與切換損通常幾乎占了整個電源供應器總能量損耗的一半，是以，在節能的趨勢下，如何減少整流二極體的能量損耗一直是業界持續關注的議題。
基於上述問題，所提出之功率電路(功率電路可應用於功率轉換，即形成整流電路或續流電路)及其直流對直流轉換器，除了能降低前述的導通損耗(或稱流通損)外，亦能降低切換損。
依據一實施例，一種功率電路包含高載子遷移率電晶體及閘極驅動電路，閘極驅動電路的陽極、陰極及驅動端各別電性連接於高載子遷移率電晶體的汲極、源極及閘極，且閘極驅動電路滿足下述公式：
其中，VGS 為該驅動端與該陰極間的電壓，VDS 為該陽極與該陰極間的電壓，β為該閘極驅動電路之特性常數。
依據一實施例，閘極驅動電路包含第一基納二極體、第二基納二極體、及電阻，第一基納二極體的陽極電性連接於該源極，第二基納二極體的陰極電性連接至第一基納二極體的陰極，電阻二端各別電性連接至汲極及第二基納二極體的陽極。該高載子遷移率電晶體滿足下述特性方程式：
γ =(1+ α ) V T /6
其中，iD 為流經該汲極的電流，γ為比例因子，VT 為截止電壓，IDmax 為流經該汲極的電流的最大值，α為該高載子遷移率電晶體的一特性常數。
依據一實施例，一種直流對直流轉換器包含控制電路、一次側線圈、二次側線圈、電容、及整流電路。控制電路接收電源並轉換成預定頻率的電壓訊號。一次側線圈接收該電壓訊號。二次側線圈具有第一端及第二端，該二次側線圈對應配置於該一次側線圈，以響應該電壓訊號而於該第一端與該第二端產生一二次側訊號。電容具有第一端與第二端，該第二端電性連接於二次側線圈的第二端。整流電路具有陽極與陰極，陽極電性連接二次側線圈的第一端，陰極電性連接於電容的第一端，整流電路包含高載子遷移率電晶體及閘極驅動電路，閘極驅動電路的陽極、陰極及驅動端各別電性連接於高載子遷移率電晶體的汲極、源極及閘極，且閘極驅動電路滿足下述公式：
其中，VGS 為該驅動端與該陰極間的電壓，VDS 為該陽極與該陰極間的電壓，β為該閘極驅動電路之特性常數。
藉由前述功率電路(或稱整流電路)之特徵，閘極驅動電路對高載子遷移率電晶體的閘極與源極間形成S型(Sigmoid)函數式的跨壓，而高載子遷移率電晶體依其特性方程式作動後，即在其汲極與源極間形成類似二極體的整流特性；其次，高載子遷移率電晶體的能量損耗是與閘極區域面積成正比，其能量損耗遠低於傳統二極體的能量損耗。
關於本揭露的內容說明及以下之實施方式的說明係用以示範與解釋本提案的精神與原理，並且提供本提案的專利申請範圍更進一步的解釋。有關本揭露的特徵與實作，茲配合圖式及實施例說明如下。
首先，請參閱「第1圖」，為依據本揭露一實施例之功率電路的電路方塊示意圖。從圖中可以見悉，功率電路20包含高載子遷移率電晶體30、及閘極驅動電路40。功率電路20係可產生如同整流二極體的整流效果或是產生如同續流二極體的續流功能(容後詳述)，功率電路20包含陽極20A(Anode)及陰極20C(Cathode)。當外加於陽極20A與陰極20C的電壓為順向偏壓時(即陽極20A的電壓值減陰極20C的電壓值為正值時)，功率電路20即導通陽極20A與陰極20C；反之，當外加於陽極20A與陰極20C的電壓為逆向偏壓時(即陽極20A的電壓值小於陰極20C的電壓值時)，功率電路20即斷開陽極20A與陰極20C間的電性連接。
高載子遷移率(High Electron Mobility Transistors,HEMT，或稱高電子遷移率)電晶體30具有汲極30D(Drain)、閘極30G(Gate)、及源極30S(Source)。請續參閱「第2圖」，其為依據本揭露一實施例之高載子遷移率電晶體30特徵之電壓電流曲線示意圖。從圖中的水平軸為汲極30D與源極30S間的電壓值VDS ，單位為伏特(Volt,V)，而垂直軸為汲極30D與源極30S間的電流值IDS ，圖中各曲線分別表示在不同的閘極30G與源極30S間的電壓VGS 時IDS 對VDS 的特性曲線。從圖中可以看出高載子遷移率電晶體30在閘源電壓VGS 小於-4V時，高載子遷移率電晶體30方才截止(即斷開其汲極30D與源極30S間的導通狀態)。反之，只要閘源電壓VGS 大於約-4V時，高載子遷移率電晶體30即呈導通狀態(即導通汲極30D與源極30S)。
前述高載子遷移率電晶體30可以是但不限於氮化鎵(GaN HEMT)或氮化鋁鎵(AlGaN HEMT)高載子遷移率電晶體，其可以是空乏型(Depletion Mode)高載子遷移率電晶體、常關型(Normally-off)高載子遷移率電晶體、空乏型的金氧半場效電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)、或常關型的金氧半場效電晶體。
以氮化鎵高載子遷移率電晶體為例，其擁有高崩潰電壓，能夠有效減少導通時造成的通損，原因為有高崩潰電壓的電晶體可以被設計在很靠近電極的地方，來降低電流流通時的導通損耗。氮化鎵高載子遷移率電晶體比矽電晶體減低至1/5的導通損耗且同時擁有快速的切換特性，所以也能降低至1%的切換損耗。氮化鎵高載子遷移率電晶體擁有高輸出功率密度、高操作電壓、以及低的切換損失的特性。在脈衝的操作下，元件的第一次截止，而在高壓電場的情況下電子被注入到缺陷中(表面或緩衝層缺陷)。當通道度打開，被束縛住的電子無法及時回應，如此，氮化鎵功率晶體的瞬間能量就被減少。因為極化現象，氮化鋁鎵或氮化鎵高載子遷移率電晶體有二維電子氣層(two-dimensional electron gas,2DEG)，其中電子有高載子遷移率且有低導通電阻及高切換速度。
依「第2圖」所示的特性曲線係為典型之20釐米(mm,millimeter)的空乏型(Depletion Mode)氮化鎵高載子遷移率電晶體直流(Direct Current,DC)特徵曲線，在閘極30G與源極30S壓差VGS 為零時，最大電流量為20安培(A)，而其汲極膝點電壓(Drain knee voltage)可依製程之差異控制在1至5V，截止電壓約為200V。
前述高載子遷移率電晶體的特性方程式(1)及(2)如下：
γ =(1+ α ) V + /6 　式(2)
其中，iD 為流經該汲極的電流，γ為比例因子，VT 為截止電壓，IDmax 為流經該汲極的電流的最大值，α為該高載子遷移率電晶體的一特性常數，可經由實驗回歸法(parameter fitting)獲得，V+為一常數。
前述閘極驅動電路40具有陽極40A(Anode)、陰極40C(Cathode)、及驅動端40D。驅動端40D、陽極40A及陰極40C各別電性連接於電晶體30的閘極30G、汲極30D及源極30S。閘極驅動電路40滿足下述公式(3)：
其中，VGS 為該驅動端40D與該陰極40C間的電壓差(亦可稱為該閘極30G與該源極30S間的電壓差，簡稱閘源極壓差VGS )，VDS 為該陽極40A與該陰極40C間的電壓(亦可稱為該汲極30D與該源極30S間的電壓差，簡稱汲源極壓差VDS )，β為該閘極驅動電路40之一特性常數，可經由實驗回歸法(parameter fitting)獲得。
請參閱「第3圖」，其為依據本揭露一實施例之閘極驅動電路的VGS 與VDS 特性曲線示意圖。閘極驅動電路40在滿足特性方程式(2)時，其閘源極壓差VGS 與汲源極壓差VDS 間的特性曲線即如「第3圖」所示。圖中可以看見閘極驅動電路40在汲源極壓差VDS 大於零時，即輸出閘源極壓差VGS 為+V。反之，當汲源極壓差VDS 小於零時，即輸出閘源極壓差VGS 為-V。此即所謂的S形(Sigmoid)函式特性曲線。S形函式中，當方程式(3)中的β趨近於零，則使得驅動端40D開與關之間沒有過渡區域。
因此，藉由高載子遷移率電晶體30及S形閘極驅動電路40之結合，即可使得功率電路20的特性曲線如同「第4圖」所示，其為依據本揭露一實施例之功率電路的理想特性曲線示意圖。圖中的水平軸為功率電路20的陽極20A與陰極20C間的電壓差(亦可稱為電晶體汲源極壓差VDS )，而垂直軸為功率電路20的陽極20A與陰極20C間的電流值IDS 。從圖中可以見悉，當功率電路20的陽極20A與陰極20C間施於順向偏壓時，其陽極20A與陰極20C間即導通，且在陽極20A與陰極20C間的電流達到最大值IMAX 前，電壓與電流之間成正比。
再者，請搭配「第5圖」繼續閱讀之。其為依據本揭露一實施例之功率電路之另一電路方塊示意圖。圖中可以看見功率電路20包含高載子遷移率電晶體30、及閘極驅動電路40。閘極驅動電路40包含第一基納二極體42、第二基納二極體44、及電阻46。
第一基納二極體42具有陽極42A與陰極42C。第二基納二極體44具有陽極44A與陰極44C。第一基納二極體42的陽極42A電性連接高載子遷移率電晶體30的源極30S(即功率電路20的陰極20C)。第一基納二極體42的陰極42C電性連接第二基納二極體44的陰極44C。而電阻46的兩端46a,46b分別電性連接於高載子遷移率電晶體30的汲極30D及第二基納二極體44的陽極44A。
從「第5圖」觀之，依據節點定律(Kirchhoff's Current Law,KCL定律，或稱克希霍夫電流定律)，從功率電路20陽極20A流入的電流等於流入高載子遷移率電晶體30與電阻46的電流：i=iD +iR 。同理，iR =iZ +iG 。利用克希霍大電壓定律(Kirchhoff's Voltage Law,KVL定律)可以得到V=iR R1+VGS 。其中R1為電阻46的電阻值。V則為功率電路20陽極20A與陰極20C間的壓差。將之套用於上式(1)，與式(2)，經由氮化鎵高載子遷移率電晶體的截止電壓(VT )得到下述式(4)與式(5)：
γ =(1+ α ) V T /6 　式(4)
其中，串聯的第一、第二基納二體42,44的電流與電壓關係可被Gompertz方程式所結合，如下式：
其中，VZ2 =VZ +Vγ ，iZ =(V-VGS )/R1-iG ，其中iZ 為流經第二基納二極體44的電流，VZ 為為基納二極體之反向崩潰電壓，而Vγ 為基納二極體之正向導通偏壓。假設iG 很小可以忽略不計，則iZ =(V=VGS )/R1 i Z =(v -v GS )/R 1 ，閘極至源極的跨壓如下式(7)：
(βR 1 v GS )2 +(v -v GS )2 (v GS 2 -V Z 2 2 )=0　式(7)
請參考「第6圖」，其為依據本揭露一實施例之功率電路的特性曲線示意圖。其結果與「第4圖」之理想輸出結果吻合。其次，就本實施例與傳統整流二極體的能量消耗做一比較分析，傳統二極體的能量消耗可以被表示成P i 2 R 。舉例而言，若以電流為4安培的整流二極體為例，若採用型號為PSF10A40的二極體，其功率消耗約為4W，又如，採用一般的碳化矽二極體，其功率消耗約為4.8W。反之，若採用本實施例，則以3m Ω-cm 2 的氮化鎵電晶體，其閘極區域為5 mm2 ，即可推導得到約0.06歐姆的導通阻抗以及0.96W的能量損失，兩者相較，本實施例的能量損耗約為傳統的1/4至1/5。
再者，請參閱「第7圖」，其為依據本揭露一實施例之直流對直流轉換器之電路方塊示意圖。從圖中可以得知，直流對直流轉換器50包含控制電路52、一次側線圈54、二次側線圈56、整流電路20(亦可稱為功率轉換電路，即前述之功率電路20做為整流之應用)、以及電容58。
控制電路52接收一電源Vin並將之轉換為一預定頻率的電壓訊號。一次側線圈54則接收該電壓訊號。二次側線圈56具有第一端56a及第二端56b。二次側線圈56對應一次側線圈54而配置，以響應一次側線圈54的電壓訊號而於第一端56a與第二端56b產生二次側訊號。此二次側訊號係為響應該一次側的電壓訊號的預定頻率而產生的。
電容58的第二端58b電性連接至二次側線圈56的第二端56b。整流電路20的具有陽極20A與陰極20C，陽極20A電性連接二次側線圈56的第一端56a，整流電路20的陰極20C則電性連接於電容58的第一端58a。
整流電路20包含高載子遷移率電晶體30、及閘極驅動電路40。閘極驅動電路40包含第一基納二極體42、第二基納二極體44、及電阻46。電阻46、第二基納二極體44、第一基納二極體42係圖式方式串聯後，與高載子遷移率電晶體30並聯，而形成前述整流電路20。如同前述整流電路20之說明，整流電路20的功效可以視為一整流二極體，因此，藉由整流電路20搭配適當的電容58，即可順利將二次側訊號整流成為直流訊號，由於，本實施例的整流電路20具有上述能大幅降低流通損耗之優點，故將此整流電路20應用於直流對直流轉換器50上時，即能有效降低直流對直流轉換器50所損耗的能量。
雖然，本揭露的整流電路20係雖以「第7圖」之方式應用於直流對直流轉換器50上，但並非用以限定本揭露整流電路20之應用領域，任何功率轉換器、馳返式轉換器、前驅式轉換器、變壓器或其他需要應用整流電路之場合，均能採用本揭露之整流電路20。
此外，亦可將本提案的功率電路20替代於續流二極體(Freewheeling Diode)，例如但不限於，將功率電路20的二端連接到相互串聯的電感與電阻的二端，以形成續流二極體(又稱flyback diode,Suppressor Diode,Catch Diode)，以消除反馳(Flyback)現象及突波(sudden voltage spike)。
關於功率電路20做為續流之應用，請參閱「第8圖」。其為依據本揭露一實施例之三相馬達控制電路之電路方塊示意圖。圖中可以看見，三相馬達控制電路包含直流電源60、閘極驅動電路62、功率電晶體64、續流電路20(即功率電路20做為續流應用)、及負載66。
直流電源60產生直流電。閘極驅動電路62控制功率電晶體64的閘極，使整個電路對負載66產生三相馬達的控制訊號。續流電路20的細部結構即為前述功率電路20的細部結構，藉由該功率電路20應用於此三相馬達控制電路中，此功率電路20即為一續流電路20。前述將功率電路20應用於功率轉換之例子，即為前述的整流電路20或續流電路20。
雖然本揭露以前述之較佳實施例說明如上，然其並非用以限定本揭露，任何熟習此項技藝者，在不脫離本揭露之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本揭露之專利保護範圍須視本說明書所附之申請專利範圍所界定者為準。
20．．．功率電路、整流電路、續流電路
20A．．．陽極
20C．．．陰極
30．．．高載子遷移率電晶體
30D．．．汲極
30G．．．閘極
30S．．．源極
40．．．閘極驅動電路
40A．．．陽極
40C．．．陰極
40D．．．驅動端
42．．．第一基納二極體
42A．．．陽極
42C．．．陰極
44．．．第二基納二極體
44A．．．陽極
44C．．．陰極
46．．．電阻
46a,46b．．．兩端
50．．．直流對直流轉換器
52．．．控制電路
54．．．一次側線圈
56．．．二次側線圈
56a．．．第一端
56b．．．第二端
58‧‧‧電容
58a‧‧‧第一端
58b‧‧‧第二端
60‧‧‧直流電源
62‧‧‧閘極驅動電路
64‧‧‧功率電晶體
66‧‧‧負載
第1圖為依據本揭露一實施例之整流電路的電路方塊示意圖。
第2圖為依據本揭露一實施例之高載子遷移率電晶體特徵之電壓電流曲線示意圖。
第3圖為依據本揭露一實施例之閘極驅動電路的VGS 與VDS 特性曲線示意圖。
第4圖為依據本揭露一實施例之整流電路的理想特性曲線示意圖。
第5圖為依據本揭露一實施例之整流電路之另一電路方塊示意圖。
第6圖為依據本揭露一實施例之整流電路的特性曲線示意圖。
第7圖為依據本揭露一實施例之直流對直流轉換器之電路方塊示意圖。
第8圖為依據本揭露一實施例之三相馬達控制電路之電路方塊示意圖。
20．．．功率電路
20A．．．陽極
20C．．．陰極
30．．．高載子遷移率電晶體
30D．．．汲極
30G．．．閘極
30S．．．源極
40．．．閘極驅動電路
40A．．．陽極
40C．．．陰極
40D．．．驅動端

Claims (13)

  1. 一種功率電路，包含：一高載子遷移率電晶體，具有一汲極、一源極及一閘極；以及一閘極驅動電路，具有一陽極、一陰極及一驅動端，該驅動端與該陰極各別電性連接於該閘極與該源極，該陽極電性連接於該汲極，該閘極驅動電路對該閘極與該源極間形成S型(Sigmoid)函數式的跨壓，其中該S函數式為該閘極及該源極間之的電壓差與該汲極及該源極間之電壓差之間的特性曲線。
  2. 如請求項第1項所述之功率電路，其中該閘極驅動電路滿足下列公式： 其中，VGS 為該驅動端與該陰極間的電壓，VDS 為該陽極與該陰極間的電壓，β為該閘極驅動電路之一特性常數，V+ 為一常數。
  3. 如請求項第2項所述之功率電路，其中該閘極驅動電路包含：一第一基納二極體，具有一陽極及一陰極，該陽極電性連接於該源極；一第二基納二極體，具有一陽極及一陰極，該第二基納二極體的該陰極電性連接至該第一基納二極體的該陰極；以及一電阻，其二端各別電性連接至該汲極及該第二基納二極體的該陽極。
  4. 如請求項第2項所述之功率電路，其中該高載子遷移率電晶體 滿足下述特性方程式： γ =(1+α )V T /6其中，iD 為流經該汲極的電流，γ為比例因子，VT 為截止電壓，IDmax 為流經該汲極的電流的最大值，α為該高載子遷移率電晶體的一特性常數。
  5. 如請求項第4項所述之功率電路，其中該閘極驅動電路包含：一第一基納二極體，具有一陽極及一陰極，該陽極電性連接於該源極；一第二基納二極體，具有一陽極及一陰極，該第二基納二極體的該陰極電性連接至該第一基納二極體的該陰極；以及一電阻，其二端各別電性連接至該汲極及該第二基納二極體的該陽極。
  6. 如請求項第5項所述之功率電路，其中該高載子遷移率電晶體為氮化鎵高載子遷移率電晶體或氮化鋁鎵高載子遷移率電晶體。
  7. 如請求項第6項所述之功率電路，其中該高載子遷移率電晶體為空乏型高載子遷移率電晶體或常關型高載子遷移率電晶體。
  8. 一種直流對直流轉換器，包含：一控制電路，接收一電源並轉換成一預定頻率的電壓訊號；一一次側線圈，接收該電壓訊號； 一二次側線圈，具有一第一端及一第二端，該二次側線圈對應配置於該一次側線圈，以響應該電壓訊號而於該第一端與該第二端產生一二次側訊號；一電容，具有一第一端與一第二端，該第二端電性連接於該二次側線圈的該第二端；以及一整流電路，具有一陽極與一陰極，該陽極電性連接該二次側線圈的該第一端，該陰極電性連接於該電容的該第一端，該整流電路包含：一高載子遷移率電晶體，具有一汲極、一源極及一閘極；以及一閘極驅動電路，具有該陽極、該陰極及一驅動端，該驅動端與該陰極各別電性連接於該閘極與該源極，該陽極電性連接於該汲極，該閘極驅動電路對該閘極與該源極間形成S型(Sigmoid)函數式的跨壓，其中該S函數式為該閘極及該源極間之的電壓差與該汲極及該源極間之電壓差之間的特性曲線。
  9. 如請求項第8項所述之直流對直流轉換器，其中該閘極驅動電路滿足下列公式： 其中，VGS 為該驅動端與該陰極間的電壓，VDS 為該陽極與該陰極間的電壓，β為該閘極驅動電路之一特性常數，V+ 為一常數。
  10. 如請求項第9項所述之直流對直流轉換器，其中該高載子遷移 率電晶體滿足下述特性方程式： 其中，iD 為流經該汲極的電流，γ為比例因子，VT 為截止電壓，IDmax 為流經該汲極的電流的最大值，α為該高載子遷移率電晶體的一特性常數。
  11. 如請求項第10項所述之直流對直流轉換器，其中該閘極驅動電路包含：一第一基納二極體，具有一陽極及一陰極，該陽極電性連接於該源極；一第二基納二極體，具有一陽極及一陰極，該第二基納二極體的該陰極電性連接至該第一基納二極體的該陰極；以及一電阻，其二端各別電性連接至該汲極及該第二基納二極體的該陽極。
  12. 如請求項第11項所述之直流對直流轉換器，其中該高載子遷移率電晶體為氮化鎵高載子遷移率電晶體或氮化鋁鎵高載子遷移率電晶體。
  13. 如請求項第12項所述之直流對直流轉換器，其中該高載子遷移率電晶體為空乏型高載子遷移率電晶體或常關型高載子遷移率電晶體。
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