TWI244282B - Orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal receiving device and the method of receiving OFDM signal - Google Patents

Orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) signal receiving device and the method of receiving OFDM signal Download PDF

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TWI244282B
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Description

1244282 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於一種正交分頻多工（Orth〇g〇nal
Frequency Division Multiplexing，以下稱為 〇FDM)信號 的接收裝置或接收方法。 【先前技術】 習知的OFDM信號接收裝置（以下僅稱為接收裝置）首 先係對OFDM信號進行傅立葉轉換（F〇urier transf〇〇〇。 接著，使得在該接收裝置中與經傅立葉轉換後之結果所得# 的副載波成分（subcarrier)同步產生已知信號亦即傳送信 號前的導引信號（pi lot signal)(以下亦稱為傳送信號導 引信號）。該接收裝置係藉由將所接收到的〇FM信號所包 含的副載波成分中之導引信號（以下亦稱為接收信號導引 信號）的副載波成分除以傳送信號導引信號，來算出與該接 收信號導引信號相對應的傳輸通道特性。然後，利用在時 間方向及頻率方向進行内插的内插濾波器（interp〇lati〇n f 11 ter)來對接收信號導引信號的傳輸通道特性進行濾波 (filtering)，藉此可算出與所有副載波成分相對應的傳輸 通道特性。此外，將副載波成分除以與内插濾波器之輸出 相對應的傳輸通道特性，然後對該副載波成分的相位 (phase)及振幅（amplitude)進行修正，且對副載波成分進 行解調（demodulate)。 接著，當以正交分頻多工方式傳來經過卷積編碼 (convolutional encoding)的資料（(1犲&)時，在解調為各 315437 5 1244282 副載波成分之後，必須在維特比解碼器（Viterbi decc>dei_) 中進行解碼。在此，所謂維特比解碼係指利用卷積碼 (convolutional code)所具有的重覆結構（Repetitive structure)，以有效地執行最大概似解碼（Maximum Likelihood Decoding)的解碼方法。首先，在維特比解碼. 器中求取分枝距量（branchjnetr i c)，該分枝距量係用以表 示對相位及振幅進行修正後之副載波成分的接收信號點配 置以及與調變方式相依存而單義決定的信號點配置之間的 概度（likelihood)。然後，求取具有可能性的籬栅編碼φ (Trellis)的所有殘存路徑（survival叩让），累加每一路 徑的分枝距量，且選擇累加結果為最小的路徑。在維特比 解碼器中，將該被選擇的路徑的狀態（state)作為解碼結果 並予以輸出，而重現傳送資料。 在日本專利特開2〇〇2 —344414號公報1(以下稱為專利 ^獻1)中揭示出一種具有維特比解碼器之卯⑽信號接收 裝置之一例。專利文獻1中的OFDM信號接收裝置係具有·· 將、、二傅立葉轉換所得之振幅調變信號進行波形等化 (ef〇rm equal ization)的等化器（equai izer)、以及内 部具有維特比解碼器之傳輸通道解碼電路。於該接收裝置 使得與被解調為位於OFDM信號之符號（symbol)之頻 :端之剎載波的信號相對應的分枝距量之加權小於與被解 ^周^付j虎之頻帶中心之副載波的信號相對應的分枝距量之 、#藉此方式，對於狀態距量（state metri c)的貢獻度， 、皮解凋為位於符號之頻帶端之副載波的信號會低於被解調 315437 6 1244282 為位於頻帶中心之副載波的信號。 在如上述所示之習知_信號接收裝i中，係對㈣ 解:周後的副載波成分的信號點配置以及與調變方式相依: 而早義決定的信號點配置之概度亦即歐幾里德距離 (Euclidean distance)進行運算，再根據其結果來計 2枝距量。因此，關於在習知接收裝置中所求得之分： 1，雖然有考慮到信號點配置間的歐幾里德距離（以下 稱為距離），不過，並未考慮到與包含於解調信號中之雜立 成分的平均相對應的功率(以下亦稱為雜音平均功 曰 雜音功率與預期信號功率（例如與接收信號㈣應^ 之功率比（以下亦稱為信號功率對雜音功率比）。此外） 專利文獻1之接收裝置中，雖有考片 ; 來辞瞀中八#π曰 可愿幻在付娩頻帶的位置 末“出刀枝距置，不過並未考慮到與包含於解調信號中 ^雜音成分相對應的雜音平均功率或是信號對雜音功^ 不過’當-面移動㈣Μ信號一面接收 ㈣號的功率在時間上會有較大的變化，因此前述雜3 均功率或是前述信號對雜音功率比亦會隨時間而心 對於此，關於由解調信號計曾屮 又相 “占 十异出的歐幾里德距離，由於# 未考慮到包含於解調信號中之雜音 ' 功率比的絕對量，因此並益伽,：/力率或仏號對雜音 斑雜立㈣麻… 當解調信號進行解碼時 與雜曰相對應之功率發生變化所造成的影響， 才 分降低與將該解調传梦魅满銘 "’、法充 題。 ㈣屬碼後之信號相對應之誤差率的問 3】5437 7 1244282 【發明内容】 本發明為有鑑於前述之問題點 得—種OFDM信號接收裝置，ι = X者，目的在於獲 是作舻對雜立H 糸根據則述雜音平均功率或 行:二=比來對分枝距量進行加權，再根據該進 :的::…對雜音功率比的時間變化或其絕對值所: 本發明之OFDM信號接收裝置之態樣係 轉換部’係將接收到的OFDM信號進行傅立荦 # 4
^茶轉換的結果所得之副载波成分予以輸出；導引H 已知二卢=:抽出包含於前述副载波成分的導引信號广 #，= ΐ 產生對應於前述導引信號之已知信 ‘已知二广出：第i f算部，係將前述導引信號除以前 性·内插輸出與前述導引信號相對應的傳輸通道特 道特m根據與前述導引信號相對應的傳輸通 與前述副載波成分相對應的傳輸通道特· 裁、…二係將由前述傅立葉轉換部輸出的前述副 :波：二：以由前述内插滤波部輸出的前述傳輸通道特 ;，再:=信號；雜音功率算出部’係根據前述解調 出與包含於該解調信號之雜音成分相對應的 係數瞀^肖料异結果相對應之雜音功率信號；加權 ” # σ ，係根據對應於由前述内插濾波部輪出之前述 副餘成分的傳輸通道特性與前述雜音功率信號出 枝距里计异加權係數；以及解碼部，係根據前述加權係數 315437 8 !244282 來對前述解調信號進行解碼。 根據本發明之咖信號接收裳置之態樣，可進行考慮 j才隹曰功率之維特比解碼，且可降低解碼後的誤差率 (error rate) 〇 心、本啦明之目的、特徵、態樣以及優點可藉由以下詳細. 说明及所附圖示，而更為明瞭清楚。 【實施方式】 ’ (苐1實施形態） _首先就正又刀頻多工方式的傳送技術加以說明。該正 刀V員夕工方式係使用頻率相互正交的複數個載波（以下 亦稱為副載波成分）來傳送傳送資料，而於接收裝置中重現 傳运貝料的傳达方式。其中，於本第i實施形態中，係就 以正交分頻多工方式對於經過卷積編碼（convolutional oding)的傳送資料進行接收傳送之情形加以說明。此 寺於接收裝置中，以預定的編碼率（enc〇dingrate)將經 卷積編碼的傳送資料按照各副載波成分的調變方式來分配 至U點配置。具體而言，對於傳送資料進行反傅立葉轉 換（inverse f〇urier transf〇rm)，在產生由頻率相互正交 之複數個副載波成分進行多工處理的信號（以下亦稱為多 工信號）之後，從該多工信號的最尾端起，將預定長度的資 料區間作為防護區間（guard interval)而附加在多工信號 的刖頭以產生傳送信號。之後，該傳送信號係經頻率轉 換（frequency transformation)為預定頻帶（frequency band)並予以傳送。 1244282 一方面，在接收裝置中，將接收到的信號進行頻率轉 換為預定頻帶，並指定防護區間的位置以確立同步。其後， 對於已確立同步的接收彳古練^y ㈣m 仃傳立葉轉換，而計算出各 田域波成*。削4，在對每—副載波成分解調之後，進行 維特比解碼而重現傳送資料。 副㈣成分的解調係計算出對應於傳送信號的振 目立、與對應於㈣立葉轉換之結果所得之信㈣振幅及， 2之間的變化量’再根據該算出的結果，來重現傳脖 说時的信號點配置。以實現上述情形的方式而言，一種:( ^十异出振幅及相位的變化量，而使用特定的副載波 运已知信號亦即導引信號（pil〇t咖㈣）的方式已廣為人 知。例如，於日本的地面數位TV(televisi〇n ;電視）播放 方式中，於頻率方向每隔12個副載波成分，且於時間方向 每隔4個符號即插人散佈式導引信號⑽attered pi iot signal)(以下亦稱為導引信號）。在日本的地面電波數位 TV播放方式中，則係於接收裝置中，以前述導引信號為基 準來進行副載波的解調。 （ 、於第/圖中顯示本實施形態之OFDM信號接收裝置之構 成圖。在第1圖中，將所接收到的刪信號進行頻率轉換 為預，彳§唬頻帶所得之信號（以下亦稱為s丨）係被輸入至 傅立葉轉換部1。被輸人至傅立葉轉換部丨的S1係以預定 時序（tlming)進行傅立葉轉換，該經傅立葉轉換的結果係 被，入至導引信號抽出部2及延遲調整部6。導引信號抽 出邛2係抽出包含於接收到的〇FM信號中的接收信號導引 1244282 仑唬，再輸出至第1除算部4。於傳送信號裝置中，插入 於OFDM信號中且與接收信號導引信號相對應的導引信 號，亦即傳送信號導引信號係在接收信號裝置中預先設 定，其係為已知信號。已知信號產生部3係產生已知信號 亦即傳送k號導引信號，並輸出至第1除算部4。其中， 已头乜號產生部3係以與導引信號抽出部2的輸出同步的 時序來產生傳送信號導引信號，並予以輸出。 在第1除算部4中，將導引信號抽出部2之輸出亦即 接收信號導引信號除以在已知信號產生部3中產生的傳送 信號導引信號，再算出與各接收信號導引信號相對應的傳 輸通道特性。在本階段所計算出的傳輸通道特性係僅針對 各接收信號導引信號所包含之副載波成分而得。因此，為 了由該與接收信號導引信號相對應的傳輸通道特性，來獲 得所有副載波成分的傳輸通道特性，因此需要進行濾波= 内插處理。 第2圖係表示日本之地面電波數位^播放方式之導引 信號的配置圖。於第2圖中，橫轴為頻率，縱軸為時間， 導引信號以黑點表示，除此之外的副載波成分以白點表 示。接著，於第2圖中，導引信號係在頻率方向每隔12 個符號、在時間方向每隔4個符號進行插入。 因此，為了由該與導引信號相對應的傳輸通道特性來 计异出與所有副載波成分相對應的傳輸通道特性，即必須 根據與该導引信號相對應的傳輸通道特性來進行時間方向 與頻率方向的内插處理。因此，在本實施形態之接收裴置 315437 11 Ϊ244282 二 除二4:輪出’設有喝'波部5。在内 率方向的内插處:方向的内插處理以及對頻 對應的傳於、9以内插處理，可由與導引信號相 傳輪通道^生，來推定與所有副載波成分相對應之 5輪出―:各面-;二遲調整部6係為了使對應於由内插綱 之輸出亦即W载=的=道特性與傅立葉轉換部1 輸出亦即各副载波成分僅:遲傳換部1的 瞀部7 ^ — 丨里、逄預疋時間，且輸出至第2除 :遲的久5者\在第2除算部7中，將以延遲調整部6所 ^ μ載波成分除以與由内插濾波部5輸出的各副載 相對應的傳輸通道特性，再對前述經延 華皮=，解調。其中，第2除算部7的輸出係對於J 二轉換。"的輸出施以振幅修正及相位修正的副載波成 =。在此’在第3圖中表示本實施形態之副載波成分的信 號點俯視點。其中’在第3圖中’橫軸為實軸卜縱軸為 虛軸Q、導引信號為黑點、除此之外的副載波成分為白點。 此外’在第3圖中係表示導引信號以二進位相移鍵（Binary
Phase Shi f t Key ing ; BPSK)傳送，而其他的副載波成分以 16值的象限振幅調變（Quadrature 和
Modulation ; QAM)傳送的情形。 從第2除算部7輸出的導引信號的信號點平面上的點 與傳送k號導引#號的信號點平面上的點的距離或者距離 平方值係隨解調信號中的雜音功率呈比例增加。在此，在 1244282 本實施形態之接收裝置中，在第 1雜立劢盎曾山* 在罘2除鼻部7的後段設置第 產生L掛廍〃 °"。接著’藉由該雜音功率算出部8，來 率比；比IS:，之雜音平均功率或是信號對雜音功 雜音平均功率，對前述分枝距 =二之中根據 明。 延仃加榷之情形加以說 於第4圖中表示本實施形態之接收裝置中 功率算出部8的構成圖。在第 ’、曰 輪屮於入" 牡弟4圖中’將第2除算部7的 :Γ中：!正信號抽出部80。在導引修正信號抽出 引信口卢，异部7輸出的副載波成分中抽出導 信^I = e玄導引化號輸出至信號點距離算出部81。在 81 Ψ 9 ㈣的广， 的信號點平面上的點與傳送信號導引 距：=平均化部82中’係計算出與由信號點 £肖隹出部8 1輸出的各導引作 離或是距離平方值的平信號點間的距 號作為舆解調信號的雜音平均功率相;=:對應的信 而鈐Ψ $ — , 丁 J刀早相對應的雜音功率信號 〇 弟1分枝距量加權係數算出部9。其中，解調芦 號中的雜音平均功率越大，則第二。 的信號強度（振幅值）越大。 日功率异出部8輸出 部量加權係數算出部9係根據與由内插渡波 J 、σ w彳載波成分相對應的傳輸通道特性與由第i 1244282 雜音功率算出部8輸出的前述雜音功 解碼中所用的分枝距量13 & ’來對維特比 實施形態之第i八枯數。第5圖中表示本 第5圖中，來自二插[:广係數异出部9的構成圖。於 m隹-内插/慮波# 5的傳輸通道特性伟被於入5 以位準鼻出部90。在該信號位準算出部:被輸入至 由内插遽波部5輸出的傳輸通道特性，^係根據- 羊貝況）。在信號位準算出部 ^生力 性功率資Μ 斤°十#出的傳輪通道特 1 :二係被輸入至位準轉換部91。在該位準轉換部9; 白D自第！雜音功率算出部9的雜音功率，號 ㈣㈣位準算出部9〇的傳輸通道特 ^、 數’再加上偏移值⑽糾㈣⑹，而對分枝距 權係數。 耵刀技距里异出加 在此，偏移值係用以進行供作減 (―時所產生的位元限 田貫^上構成硬體 影響等之微調整的值。其中，對〇⑴的 Τ 對於傳輸通道特性功率杳邻 所乘算的係數或加算的偏移值係 、。 或是實際上製作完成的硬體，而 （SimUlati〇n) 牌杜工，乂J史粒❿面改變接收信號的各種 仏件’ -面敎解調後的誤差率，藉此可求取最適值。 在第1分枝距量加權係數算出部9算出的加權係數係 =輸入至維特比解碼器10。在該維特比解石馬器㈣，根 =第1分枝距量加權係數算出部9輪出的加權係數，而 1 f 7所輸出的副載波成分相對應的分枝 距里’選擇在該分枝距量的累加結果之巾為最小的路徑， 1244282 亚輸出已經解碼的信號（以下亦稱為S2)。 在第6圖中表示本實施形態之維特比解碼部1〇的構成 圖…在第6圖中’由第2除算部7輸出的各副載波成分係 輸入至分枝距量運算部100。在該分枝距量運算部100 ::未取已經解調的副載波成分的信號點以及與由對應於 二之信號之調變方式而單義決定的各符號相對應之信 距離’再計算出狀個數量的由接收裝置中的卷積 的構成所決定的分枝距量。在分枝距量運算部⑽ 二异出的分枝距量係被輸人至加權係數乘算部⑻。在加 ί = ”部1G1 \對於由分枝距量運算部⑽輸入的 出的力二t數乘以Ϊ第1分枝距量加權係數算出部9計算 ㈣加榷係數。已乘上加權係數的各分枝距量係於加曾· ::選广m中進行累加，然後再計算出複數個路徑。 此外，在加算•比較•選擇部1〇 的每-路徑，再選錢p 仃比較所計算出 分枝距量的累將:選— 且 = 中。在該路，部103中二==記 且别出與祕錢1相對應的資訊系列作為解碼信號。 如上所述，根據本實施形態之接收裝置， 到雜音功率之維特比解碼，且可降低解石馬後的誤考慮 (error rate)。 手 (第2實施形態） 在第1貫施形態之接收梦詈中一 信號來產生雜音功率#梦" x經解調的導w 力羊“虎，且根據該雜音功率信號而計算 3】5心， 15 1244282 出刀枝距里的加權係數。在本實施形態中的接收裳置中， 則係由接收信號的輸入位準產生雜音功率信號，且根據該 雜音功率信號而計算出分枝距量的加權係數。 於第7圖表示本實施形態之接收裝置的構成圖。於第 7圖所示之接收裝置中採用了傅立葉轉換部丨、導引信號抽 出部2、已知信號產生部3、第丨除算部4、内插濾波部 延遲調整部6、第2除算部7、第1分枝距量加權係數算出 部9以及維特比解碼部1〇，上述構件係與第丨實施形J具 有相同的功此。因此，關於上述構成係標註與第1實施形 恕相同的符號’且省略說明。本實施形態中的接收裝置係 具有接收信號位準調整部n、接收信號位準誤差檢測部’、 12、以及根據該接收信號位準調整部^及接收信號位準誤 差，測部12的輸出來輸出雜音功率信號的第2雜音功率算 出。Ρ 13。其中，由於本實施形態中的接收裝置中設有第2 雜音功率算出部13，因此不設置第1實施形態之接收裳置 中的第1雜音功率算出部8。 、
、沿著傳輸通道而緊接著以接收裝置接收到的接收信藥 (以下^亦$冉為S 0 )乃係進行頻率轉換成預定頻帶且調整為儿 號位準之前的信號。該s。係被輸入至接收信號位準 :;:Γη二在該接收信號位準調整部11中，根據由J 立準决差檢測部12輸出的信號(以下亦稱為增益調整 la (gain ad just ins si ση〇ι w g ignal))而將s〇的信號位準調整. 預期位準。在接收作靜仞淮_于n i馬 口 U準祆差檢測部丨2中 收信號位準調整部u的輪 ^ τ#出接 口翰出k #U的功率，且將其與預定位 1244282 準:比較’以檢測出位準誤差。此外，在接收信號位準誤 測部12中，將檢測出前述位準誤差之結果中的高頻成.· 刀猎由渡波器予以抑制，再作為增益調整信號而輸出至接 收信號位準調整部u。其中，上述以接收信號位準調整部-11與接收信號位準誤差檢測部12所構成的電路係為自動 ^^fKAuto.aticGainControl ； ' 所知。 · 、在本實施形態之接收裝置中，由接收信號位準誤差檢 ，邛12輸出的增益調整信號亦被輸入至第2雜音功率算出籲 部13。該第2雜音功率算出部13係根據由接收信號位準 誤差檢測部12輸出的增益調整信號而輸出與接收信號相 對應的雜音功率信號。亦即’ # SQ的信號功率比預期位準 小時，在接收信號料調整部u巾雖將㈣位準放大，不 ^由於此時雜音成分亦同樣地放大，因此與S1相對應的雜 曰平均功率相對地變大。相反地，當SO的信號功率較大 時，由於信號的放大程度減少’因此雜音成分的放大程度 ^會變小，S1中的雜音平均功率即會相對地變小。因此，· 藉由增益調整信號的大小即可推定出雜音平均功率的相對 值。 以第2雜音功率算出部13的構成而言，一般可考慮一 種例如具有將增益調整信號轉換為雜音功率信號的表格 (㈣e)’而可根據該表格將雜音功率信號輸出至第i分枝 距量加權係數算出部9的構成。其中，當在如SO的放大程 0大㈣㈣整信號的㈣時’由於可推測出雜音平均 315437 1244282 功率會變大’而可將該表格中的雜音功率信號設定為較大 的值’另-方面’當在如S0的放大程度變小的增益調整, 號的情形時，由於可推測出雜音平均功率會變小，因此^ 將該表格中的雜音功率信號設定為較小的值。 如上所述，根據本實施形態的接收裝置，可進行考慮 到雜音平均功率之維特比解碼’且可降低解碼後的誤差； (error rate) 〇 (第3實施形態） 在第1實施形態的接收裝置中，於第i分枝距量的加 權係數算出部9中’由内插濾波器5的輸出來計算出各副 載波成分的傳輸通道特性功率資訊，然後對該傳輸通道特 性功率資訊乘以對應於雜音功率信號的係數，再加算偏移 值而計算出分枝距量的加權係數。在本實施形態中的接收 裝置中，對於傳輸通道特性功率資訊進行預定函數的信號 轉換，且對該轉換後的信號乘以對應於雜音功率信號的係 數，再加算偏移值而計算出分枝距量的加權係數。 第8圖表示本實施形態之接收裝置的構成圖。其中， 於第8圖所示之接收裝置中，傅立葉轉換部丨、導引信號 抽出部2、已知信號產生部3、第】除算部4、内插濾波部 5、延遲調整部6、第2除算部7、第μ音功率算出部8 以及維特比解碼部10係與第丨實施形態中所說明之接收裝 置具有相同的功能。因此，關於上述構成係標註與第丨實 施形態之接收裝置相同之符號，且省略說明。其中，於本 實施形態中的接收裝f中係設置帛2分枝距量加權係數算 315437 1244282 出，14,而不設置第】實施形態之接收裝置尹的第】分技 距量加權係數算出部9。 第2分技距量加權係數算出部14係根據内插濾波部5 的輸出及第1雜音功率算出部8的輸出，來計算出於維特 比解碼部！0中所採料分技距量的加權健。但是，該第 2=技距量加權係數算出部u與第!分枝距量加權係數算· 出。P 9不同之處在於：前者係對於由内插滤波部5的 =的傳輸通道特性功率#訊進行預定函數的信號轉換。 u的本實施形態之第2分枝距量加權係數算出部碟 被輪’由内插滤波部5輸出的傳輸通道特性係 姑Γ σ#υ位準异出部90。該信號位準算出部90係根 内插滤波部5所輸出的傳輸通道特性 二 副載波相對應的傳輸通道特性功率資訊。丄 =。計异出的傳輸通道特性功率資訊係被輪入 ： 換表U 14〇。該㈣轉财 =:準’來轉換由信號位準算出部:為輪 :特性功率貧訊的位準轉換基準部而發揮功 轉換表格部140的構成而言，例如可設置-種轉換=準 其係於該位準轉換表格部14G巾預先 2換表格’ 轉換基準之預定函赵x據设定為前述 信號產生關連的與=於傳輸通道特性功率資訊之 性功率資訊來輪出該輸出值Γ照所輸入的前述傳輸通道特 可使用例如第H)圖所示之非線性函數作為該函數。於 315437 19 1244282 第1 〇圖中，分別以橫軸表示對應於輸入信號亦即傳輸通道 4寸性功率資訊之信號的值（例如功率值），以縱軸表示對應 於輸出信號亦即轉換後之傳輸通道特性功率資訊之信號的 值（例如功率值）。在第丨0圖中，存在有對於較大的輸入信 號夾帶（clip)輸出信號的部分（第1〇圖中大於几的部 分）。該部分係可視為由於傳輸通道特性功率資訊大於一定 位準，且欲進行解碼之資訊的可靠性非常高，因此即便不 加大加權係數，也不會對於解碼後的誤差率造成很大的影 響的部分°此外’由於可將加權係數設在固定值，而並不 需要加大加權係數，因此具有可限制加權係數的位元數， 且可縮小電路規模的優點。 匕外在第1 〇圖中呈現出輸入信號愈小則輸出信號愈 J之非線性曲線。其原因係由於具有以下之優點所致：當 對1 於傳輸料雜功率#歡信錄小時，欲進行解碼 之貝π的可罪性較低’因而將加權係、數設定地較小將可降 低解碼後的誤差率。其中’轉換表格中所使用的函數由於 :使用模擬（simulation)或是實際上製作完成的硬體，來 :面改㈣收信號的各種條件，—面測定解調後的誤差 率’因而適用最適函數，而並非侷限於第10圖所示之函 ::立準轉換表格部14。中經轉換的信號係被輸入至位 率瞀=Γ在该位準轉換部91中，按照來自第1雜音功 . 的雜9功率信號，對於在位準轉換表格部140 轉換的信號乘以係數，然後加#偏移值而計算出分枝 315437 20 1244282 距量的加權係數。其中， 轉換的信號進行乘算的係數或2準轉格部14〇中經 模擬(S1_㈣或是實際上製：二:更二值工:使用 變接收信號的各種條件，—凡、阮ΛΑ面改 求得最適值。 面^解調後的誤差率，藉此 如上所述，根據本實施形態的接收裝置，可對於傳輸 通道特性功率資訊進行預湘沾户⑧ T ' 的誤差率（err〇rrate)。”就轉換，故可降低解碼後 (第4實施形態） 在第1實施形態中的接收褒置中，係與副載波成分的 调變方式或編碼率無關地計算出分枝距量的加權係數。於 本實施形態之純裝置中，係考翻載波成分的調變方式 或編碼率來計算出最適化之分枝距量的加權係數。 於第11圖中表示本實施形態之接收裝置的構成圖。其 中，於第11圖所示之接收裝置中，傅立葉轉換部丨、導引 信號抽出部2、已知信號產生部3、第丨除算部4、内插濾 波部5、延遲調整部6、第2除算部7、第1雜音功率算出 部8以及維特比解碼部1〇係與第丨實施形態中所說明Z接 收裝置具有相同的功能。因此’關於上述構成係標註與第 1實施形態之接收裝置相同之符號，且省略說明。其中， 於本實施形態中的接收裝置中係設置第3分枝距量加權係 數鼻出部15 ’而不設置弟1貫施形恶之接收裝置中的第1 分枝距量加權係數算出部9。 第3分枝距量加權係數算出部15係考慮副載波成分的 1244282 :方式或、、扁碼率，而根據内插濾波部5的輸出及第1雜 曰力率#出部8的輸出’來計算出在維特比解碼部1 〇中所 使，之分枝距量的加權係數。於第12圖中表示本實施形態 之第3 ^枝距量加權係數算出部15的構成圖。 於第12圖中，由内插濾波部5輸出的傳輸通道特性係 ^别入至k號位準算出部9()。在該信號位準算出部⑽中， 二慮波部5輸出的傳輸通道特性來計算出對應 1=0 ；^分的料通道純功率我。在㈣位準算 =900出的傳輸通道特性功率資訊係被輸入至 轉換表格部140。該位準轉換表格部14〇係根 而將由信號位準算出部90輸出的傳輸通道特性 ^
=轉換。於轉換表格中，預先儲存 、J 對應於傳輸通道特性功率資訊之信號產生關連的輸=:、 於位準轉換表格部140中，藉由轉換功率資訊所得之 信號係被輸入至位準韓拖邱Q 、 斤付之 辑由減中。位準轉換部91係對於 糟由^準轉換表格部W0中的轉換動作所得之< 應於增益表格部150之輸出的㈣1 乍所传之仏遠乘以對 於偏移…二： 然後再進行加算對應 、偏移表秸邛151之輸出的偏移 係指具有按照調變方式<6扁％聿Μ A在此 + h皿表格部150 卞冲y 八及、，扁碼率的貧訊來調整第〗雜立蛐 二::部8的輸出’且將該值輸出至位準轉換部91之： 的U。此外，偏移表格部⑸係 ^ 或編碼率的資訊來調整第1雜音功率算出部8的、：Π 將該值輸出至位準轉換㈣之功能的調整部/輪出’且 其中’對應於前述調變方式或前述編碼率之資訊係當 315437 22 1244282 接收到的信號中含有該對應於調變方式或前述編碼率之資 訊時，可從該接收到的信號中抽出後再輪入至心表格部 15。’或是在當接收裝置中所使用的前述調變方二前二 碼率為已知時，亦可事先設定在該增益表格部⑽中。此 外’在增益表格部150及偏移表格部ι51中之調整所使用 的轉換表格或函數等係可藉由使用模擬（simulati〇n)或是 實際上製作完成的硬體，來-面改變接㈣號的各種條疋 件，一面測定解調後的誤差率而求得。在此，以調變方式 之例子來說，有QPSK、64QAM等，而以編碼率之例子來說： 則有1/2、7/8等。 口 如上所述，根據本實施形態之接收裝置，可按照副載 波成分的調變方式或卷積碼的編碼率，而將分枝距量之加 權係數最適化，對於以各種調變方式或編碼率傳送的信號 可適應性地予以對應，進而降低解碼後的誤差率。 其中，於本實施形態中係就在該接收裝置中設置位準 轉換表格部140之情形予以說明，不過，於該接收裝置中， 即便不δ又置位準轉換表格部14 〇，亦可獲得相同效果。 此外，於前述第1至第4實施形態之接收裝置中，關 於根據前述雜音平均功率而對前述分枝距量進行加權之情 形予以說明，不過，藉由將前述信號對雜音功率比進行與 前述雜音平均功率相同的處理，亦可獲得與前述第丨至第 4實施形態之接收裝置相同的效果。 再者’於前述第1至第4實施形態中，係就日本之地 面電波數位TV播放方式中所使用之0F膽方式之情形加以 315437 23 1244282 說明，不過，於丽述第1至第4實施形態之接收裝置並不 侷限於該OFDM方式，只要是根據預定的已知信號進行解調 的方式，則亦適用於其他方式。 以上已詳加說明本發明，惟上述說明係所有態樣中的 例示，並非將本發明限定於上述說明者。未例示之無數變 形例應為可預想得知者，而非悖離本發明之範圍。 【圖式簡單說明】 第1圖係為本發明之第1實施形態之OFDM信號接收裝 置的構成圖。 第2圖係為本發明之第1實施形態之OFDM信號之概念 圖。 、 第3圖係為本發明之第1實施形態之OFDM信號之信號 點圖。 第4圖係為本發明之第1實施形態之雜音功率計算部 之構成圖。 第5圖係為本發明之第1實施形態之分枝距量加權係 數计异部之構成圖。 第6 11係為本發明之第i實施形態之維特比解碼部之 構成圖。 :7圖係為本發明之第2實施形態之刪信號接 置的構成圖。 晉的=:圖係為本發明之第3實施形態之〇 F D Μ信號接收裝 置的構成圖。 弟9圖係為本私ΒΒ 不^明之第3實施形態之分枝距量加權係 315437 I244282 數計算部之構成圖。 第1〇圖係表示本發明之第3實施形態之位準轉換 之函數的圖。 、。壯第11圖係為本發明之第4實施形態之卯⑽信號接收 衣置的構成圖。 主要元件符號說明】 傅立葉轉換部 已知信號產生部 内插濾波部 第2除算部 1 3 5 7 9 10 12 13 14 15 80 81 90 100 102 103 2 46 8 導引信號抽出部 第1除算部 延遲調整部 第1雜音功率算出部 ( 第1分枝距量加權係數算出部 維特比解碼部 n iiL y 接收信號位準調整邻 接收信號位準誤差檢測部 邛 第2雜音功率算出部 第2分枝距量加權係數算出部 第3分枝距量加權係數算出部 導引修正信號抽出部 L號點距離算出部 82 k號位準算出部 91 分枝距量運算部 1〇1 加算•比較•選擇部 路徑記憶部 14〇 平均化部 位準轉換部 加權係數乘算部 位準轉換表格部 315437 25 1244282 150 增益表格部 151 偏移表格部 SO、SI、S2信號 I 實軸 Q 虛轴
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Claims (1)

  1. 丄244282 、申請專利範圍： 種正又分頻多工（0FDM)信號接收裝置，係具備有： 傅立茱轉換部’係、將接收到的刪信號進行傅立 換，再將該傅立葉轉換的結果所得之副載波成分予 :引信號抽出部，係進行抽出包含於前述副載波成 77的導引信號； 知知㈣產生部，係產生對應於前述導引信號之己 ° k號’並予以輸出，· 第1除算部，係將前述導引信號除以前述已知信 k ’再輸出與前述導引信號相對應的傳輸通道特性； 内插/慮波’係根據與前述導引信號相冑應的傳輸 =特性’來計算出與前制·成分相對應的傳輸通 逼特性； 第2除算部，係將由前述傅立葉轉換部輸出的前述 、田1、波成分除以由前述内㈣波部輸出的前述傳輸通 道特性，再輸出解調信號； 雜音功率算“，係根據前述解㈣號，而計算出 與包含於該解調信號之雜音成分相對應的功率，且輸出 與該計算結果相對應之雜音功率信號； 加權係數算出部，純據對應於由前述内插遽波部 輸出之則述副载波成分的傳輸通道特性與前述雜音功 率信號，來對分枝距量計算加權係數；以及 解碼部，係根據前述加㈣數來對前述解調信號進 315437 27 J244282 行解碼。 2.如申請專利範圍第】項之正交 收裝置，其令，前述雜音功率曾：夕工(咖)信號接 導引修正信號抽出部，係二' 部係具備有: 信號之導引信號； 订由出包含於前述解調 信號點距離算出部，係進行 . 導引信號的信號點與前述已知 述斤抽出之前述. 離或是該距離的平方值；以及。&的“唬點之間的距 平均化部，係進行計曾斜 出部中所叶曾出夕夂少 在前述信號點距離算1 述距離之平方值的平均值，再距離或是前 號作為前述雜音功率信號而予以輸；^計算結果的信 .專=圍第！項之正交分頻多工（〇觸）信號接 收!:fi别述雜音功率算出部係根據與對應於接 ^刖述0FDM信號之功率值與預定閾值之差值相對 …的信號’而計算出包含於前述〇_信號之雜音成分 的功率值，並將對應於該計算結果之信號作為前述雜i · 功率信號而予以輸出。 曰 4·如申請專利範圍第1項至第3項中任一項之正交分頻多 工（0FDM)信號接收裝置，其中，前述加權係數算出部係 具備有： ' 信號位準算出部，係根據對應於前述副载波成分之 傳輸通道特性，來計算出對應於該副載波成分信號的振 幅或是該振幅之平方值並予以輸出；以及 28 315437 I244282 =換部’係按照前述雜音功率信號，對前述振 处婁=則述振幅之平方值乘以預定係數，再將對該乘算 出。。&成敎偏移的結果作為前述加權係數並予以輸 5· 專！1範圍第4項之正交分頻多工（0_信號接 、/、中，前述加權係數算出部係復具備有： 換^準轉換基準部’其構成係包括儲存有輸出值之轉 前:；=預定_與前述振幅或是 而:述位準轉換部係對於由前述位準轉換基準部 二的前述輸出值乘以前述預定係數，再將對該乘算結 輪=成前述預定偏移的結果作為前述加權係數並予以 妆：叫專利乾圍第5項之正交分頻多工(0FDM)信號接 i置二其中，前述預定函數係為非線性函數， 且别述位準轉換基準部在當前述振幅或是前述振 幅之平方值小於預定值時，係將比該振幅或是該振幅之 平方值與前述輸出值處於線性關係時的輸出值小的值 作為前述輸出值並予以輸出， 而當前述振幅或是前述振幅之平方值大於預定值 時，則係將一定值作為前述輸出值並予以輸出。 如申清專利範圍帛4項之正交分頻多工（〇FDM)信號接 收破置，其中，前述加權係數算出部係復具備有·· 調整部，係根據對應於前述〇FDM信號之調變方式 315437 29 I244282 t := ’來調整前述雜音功率信號，並將該調整後 禮曰功率信號輸出至前述位準轉換部。 專=圍第5項之正交分頻多卫⑽dm)信號接 展置，其中，前述加權係數算出部係復具備有： 調整部’係根據對應於前述_信號之調變方式 調整前述雜音功率信號’並將該調整後 ’、S功率k號輸出至前述位準轉換部。 m:圍第6項之正交分頻多工⑽dm)信號接 叹瑕置’其中，前述加權係數算出部係復具備有： 調整部’係根據對應於前述㈣“號之調變方式 10 碼率:來調整前述雜音功率信號，並將該調整後 、，、隹θ功率#號輸出至前述位準轉換部。 一種正交分頻多工（〇FDM)信號接收方法，係包括·· *將接收到的_M信號進行傅立葉轉換，再將 立葉轉換的結果所得之副载波成分予以輸出； 進行抽出包含於前述副載波成分的導引信號； 產生對應於前述導引信號之已知信號，並予 出； 將前述導引信號除以前述已知信號，再算出與前述 導引信號相對應的傳輸通道特性； 根據前述導引信號的前述傳輸通道特性，來計算出 與前速副載波成分相對應的傳輸通道特性； 將前述副裁波成分除以與前述副载波成分相 的傳輸通道特性，再輸出解調信號； 〜 315437 30 1244282 根據耵述解調信號，而計算出與包含於該解調信號 之雜音成分相對應的功率，且輪出與該計算結果相對應 之雜音功率信號； 根據對應 SHE:
    315437
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