TW595089B - Multiphase voltage controlled oscillator - Google Patents

Description

(i) (i)595089 玖、發明通觀 (發明說明應敘明：發明所屬之技術領域、先前技術、内容、實施方式及圖式簡單說明) 發明背景 發明範圍 本發明仍關於電壓控制之振盪器，質言之乃關於一種在 積體電路晶片上構成之正交電壓控制之振盪器。 背景說明 電壓控制振盪器（VCO)乃屬熟知者。一種典型之以前工 藝之VCO乃一調諧式儲能電路，亦即··一電感器（L)與一電 容器（C)並聯以驅動例如一反相器之緩衝器，其於基本頻 率（TG)振盪並具電壓調諧工作範圍。理想上，VCO輸出頻 率與施加至振盪器的控制電壓成直接的線性比例。振盪器 工作頻率可藉改變（L)或（C)而改變。一般而言，調諧式儲 能電路振盪器乃屬最可靠VCO。 完全統合之LC儲能電路VCO通常要求頻段轉換技術甚或 多個VCO以達甚寬之調諧範圍。分立之組件，諸如電感器 與電容器等既昂貴且體積大。此外，將此等組件連接至積 體電路更使積體電路複雜化。因此，典型之積體電路VCO 皆以簡單振盪器為主，或以其它建構並含於晶片上之電路 為主，例如環形振盪器者是。不過環形振盪器不夠穩定， 且易受晶片周遭及工作狀況的影響。 除此之外，該環形振盪器為主之統合VCO輸出電壓擺動並 不恆定，而與輸出頻率呈線性關聯。為達成大調諧範圍， 設計人必須接受在VCO工作頻譜低頻端之小輸出信號。此 等低輸出信號位準既降低振盪器功能並增大噪音的敏感度 -6- (2) 發瞒說明續頁 ::即需要一種具有大調諧範圍，且在調諧全範圍内具 有门知出k號位準之芫全統合正交的電壓控制振逡器。 ®式之簡單說明 :下述砰細之較佳具體實例說明，並參考圖式，對前述 /、匕目的，觀點及優點等當會有進一步理解，圖式為： 圖1顯7較佳具體實例正交vC0之功能方塊圖； 口圖2頦不建造圖丨vc〇所採用之電壓可控式跨導相位驅動 器的基本建構； 圖3A-B_示供至跨導放大器之輸入向量％和％與電流總 和輸出節點處之組合電流向量Vi _和V2 gm2間的關係； 圖4A-B顯示單極總和阻抗之量值及相位成分的伯德圖； 圖4C顯示就一個別電壓可控式跨導相位驅動器於極座標 中總和阻抗之轉換函數； 圖5A-B顯示以圖4C之總和阻抗極性圖覆蓋在圖3A-B之相 量圖上所獲電壓可控式跨導相位驅動器之向量轉換函數； 圖6為較佳具體實例正交VCO之更詳細方塊圖； 圖7A-C為電壓可控式跨導反相器的諸範例；以及 圖8A-D顯示分別表示4，5，6及9相位之多相電壓控制振 盪器的簡圖範例。 較佳具體實例說明 本發明乃屬一種不含電感器之多相位電壓控制之振盪器 (VCO)，宜屬已知的一種正交vc〇’其為完全統合於單一 積體電路晶片上者。質言之，本發明之正交vco可以一般 稱為CMOS之互補絕緣式閘極場效電晶體（FET)技術建構之 595089 (3) 發烟轉舸績有丨 。正交VCO通常產生至少兩個相位互差90度的輸出信號， 亦即正弦相位及餘弦相位。 因之，本發明之VCO乃屬一種低噪音，寬頻範圍，完全 統合式CMOS正交VCO，其具有在全頻範圍上大輸出電壓擺 動。此VCO之較佳調諧範圍自ποΟΜΗζ至2000MHz，且輸出 電壓擺動足以於全範圍上驅動數位電路。同時，此VCO含 有雙調諧口以支援獨特之頻率合成器環路。 圖1顯示較佳具體實例正交VCO (100)的方塊圖，其含有 電壓可控式跨導相位驅動器（102，1〇4，1〇6，1〇8)。在此具 體實例中，各電壓可控式跨導相位驅動器（1〇2，1〇4，106 ’ 108)的輪出冬供應四個振盪器相位之一。電壓可控式跨 導相位驅動器〔102，104，106，108)各接收四個相位中的兩 個做為方塊輸入。本發明不限於用做正交VCO，亦可用以 建構具多個相泣之振盪器，每一相位由可控式跨導功能性 万塊所產生，自下述之輸出相位中妥適選定方塊輸入。 圖2顯示基本相位驅動器（110)以建構相當於圖1中電壓可 技式跨導相位囅動器（102，104，106，108)之VCO (100)。 每一基本相位驅動器（11〇)含有兩個跨導反相放大器（112， 114)°電阻器（116)及電容器（118)構成電流總和輸出節點（120) 處之單極相移：且抗。跨導放大器（丨12，114)響應輸入控制 電壓（Vi，V2)而產生電流（V〖gml，V2 gm2)。 自圖3Α·Β中可見供至跨導放大器（112, 114)之輸入電壓（V、 ’ V〗）可视為具有相位與值之向量。由其導致之電流向量 (Vi gmi ’ V2 gm2)於電流總和節點（120)處相加後即為相位驅動 (4)595089 發明說8月讀頁 器輸出。為簡化計’取電容器⑴8)為零，故、=4,輸出阻 抗(R)中之電流向量和導致輸出電壓向量(ν〜| + ν…)r。 如圖3A所示，若諸輪入奉晚as m 〗入电廢向I相寺且屬正交，則合成輸 出電壓向里即為與正交柏莫H4

人相爰45度且為反相。此外，如圖3B 所示，輸出向量之值盎鈿p山；、立丨& .兹 祖與相位可由控制跨導放大器增益 與羟1112而變化。 圖4A-B以極性方式公它丨丨廉j - k α < 入刀別顯不早極總和阻抗之值及相位。 相移在零派度處為零，而告^^ Α ^ 而當頻率趨近無限大時，相移即趨

至負90度或-Β/2狐度。在突考 田 彺军弧度處，值取大等於R，而當頻 率增加向無限大時，值即降至零。三分貝點發生在t=i/rc 處，相當於45度相移。圖4(：顯示就個別可控式跨導功能性 方塊之極座標中總和阻抗（含電容器丨丨8)的轉換函數。在任 何頻率上，向量於原點產生而於孤（丨22)上對應該特定頻率 之點處終止。 圖5A-B顯示以圖4C之總和阻抗極性圖覆蓋在圖3A-B之相 量圖上所獲電壓可控式跨導相位驅動器（1〇2，1〇4，1〇6，108) 之向量轉換函數。總和阻抗於零度之相移以相當於弧（丨22) 之孤（124，126)標示輸出電壓向量（Vi gml + V2 gm2)R之值及相 位。就任何正交輸入向量與gm!及gm2之值的特定組合而言 ’在與正交輸出向量對應之總和阻抗之極性圖5A上存在一 獨特頻率。故如上述gmfgmz，正交輸出向量相當於Te=l/RC 處45度相移。如此，以控制gm2之值，即控制相位驅 動器之正交頻率，且正交頻率可自零至無限大間改變。故 坑圖1範例中各相位驅動器（102，104，106，108)而言，輸 0Θ9 -9- (5) 發明歲麵: 入向量（V|)及輸入向量（v2)與合成輸出向量間分別有⑽度 與9〇度的相位差0由此分拼爵 田此刀析了見，選疋哪一方塊輪出信號 傳遞至哪一方塊輸入實屬輕而易舉。 圖6為一較佳具體實例正交vc〇 (13〇)之方塊圖，复相當 於圖4方塊圖_)而更為詳盡。每一電塾可控式跨導相 位驅動器(102，104 ’ 106 ’ 1〇8)分別對應於一對可控式跨導 反相放大器( 132, 134’ 136’ 138卜另外，每一對可控式跨

導反相放大器（132,，132"，134·，134"，136,，136"，138,， 138”）相當於圖2中一對反相跨導放大器（112, 114)之_，其 中腳註顯示其相當性。因此，每對（132，134，Π6，138)於 各別輸出（140，142，144，146)處提供各別之總和電流及相 位，如以上圖2所述者。

圖7A-C顯示可控式跨導反相放大器之範例。圖7A顯示一 含有N型場效電晶體（NFET)(152)及P型場效電晶體 (PFET)(154)之簡單反相器（150)。NFET (152)的源極連接至 一低或負性供應電壓，例如地電位或VlQW或Vss等。PFET (154) 的源極連接至一高或正性供應電壓，如Vhi* Vdd。NFET (152) 的沒極連接至反相器輸出（156)處之PFET (154)的沒極。反 相器的輸入連接至NFET (152)閘極及PFET (154)閘極的共同 接點。此反相器（150)的跨導可藉改變供應電壓，特別是Vdd ，而獲得改變。 就採用圖7A之簡易反相器（150)做為小信號之跨導放大器 而言’輸出電流由下式表之· 595089 (6) 發银鍊明硪,¾ :{y^vDD+vtf 一达Ά-χ午x(L-vty x ^ ‘ * 2 i ..... 其中k為PFET (154)與NFET (152)兩者間移動性氧化物電容 乘積的比率。將此等乘積標準化，如： (MXC〇) z 2 / 2 了 = ~T~X7 反相器（1 50)的跨導增益以下式表之： ^Vdd+2V() 25 (wxc0)

因此’反相器（150)的跨導增益與反相器裝置（152，154) 標準化寬度對長度比率成線性正比。須加注意者為不可達 反拓樸限制（gn^/gmD#〕，以避免將VC0輸出飽和於柵攔電 壓（vd(^vss)。此一要求可循下述方式達成，即選定gm[及啡2 反相器《不同裝置尺寸，以gm2反相器中裝置尺碼倍於g叫 反相益中的裝置（即寬加倍或長減半），並將gm!反相器的供 應€壓足於Vdd。然後，將反相器的供應電壓限定於柵

欄電壓或其以下，則合成VC〇即會穩定。各反相器之輸出 阻抗為輸出處之寄生電容與反相器輸出電導兩者之並聯， 如下式所示： Z⑺ -i_1_

(gn+gp)+sC 如此，就本範例而論，四個反相器（132,，134,，136,，138，） 所具之gm足於gmi，而其餘四個反相器（132，，，η#，，，I%，，， 138 )則具有由調整其供應電壓之g%之一可變啡。採用簡 -11 - 595089

(7) 易反相器（150)以供gm2時，連接於Vhi與VlQ兩者間之反相器 (132”，134”，136”，138”）有其優點和缺點。優點在於若gm2 反相器增益未過度激勵輸出信號下，VCO輸出電壓擺動保 持大值，亦即供應電壓位準的全範圍。缺點在於特別是在 低頻部分，gm2反相器輸出處之大值信號擺動與gmi反相器 輸入處之信號不同相。當gni2反相器PFET (154)之源（控制） 電壓（vhi)在vdd以下時，自gmi反相器之輸出信號會超過vhi ，而使電流自輸出信號流入gm2反相器輸出，並自PFET (154) 汲極流至源極，將輸出電壓鉗位。為避免此種現象， 反相森必須限制其取低供應電壓。採用此簡易反相器（15 〇) 以供正交VCO之另一缺點在於控制電壓亦為供應電壓。故 控制電壓必須也能供應振盪器電流，蓋振盪器電力供應實 屬不可或缺者。此一問題可採圖7Β之反相器（160)以替換gm2 反相器（132”，134”，136，’，138，，）而獲得解決。 圖7B顯示第二種可控式跨導反相放器（16〇)，其與圖7八中

者相似，包含NFET (162)及PFET (164)相當於圖7A之NFET

(152)及PFET (154)。同時，汲極源極相連之PFET (166)與pFET (164)串聯於PFET (164)源極及南供應電壓（vdd)之間。ρρΕΤ (166)之閘極由控制偏電壓VC0N所控制，就此一可控式跨導 反相放大器（160)而言，供應電壓可維持恆定，且可由改變 PFET (166)之電流以改變跨導，亦即改變vc〇n行之。pFET (164) 源極電壓為PFET (166)所供應電流的函數，同樣亦為pfet (166)閘極控制偏壓（VC0N)的函數。 以上所述之低頻限制可在各功能性方塊總和節點處以轉

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換式電容器（未顯示）予以克服。由於各總和節點之相移為 該節點處總電容的函數，故增加電容使相移出現於較低頻 率’從而降低振盡頻率。 圖7C顯示第三種可控式跨導反相放大器（170)。NFET (172) 相當於NFETS (152，162)。圖7C中之可控式跨導反相放大 器（170)類#圖7B中之可控式跨導反相放大器（16〇)，僅以並 聯之PFET對以代替各串聯之PFET (164，166)。PFET (164) 相當於並秦之PFET (174，176)而PFET (166)相當於並聯之 PFET (178，180)。PFET (174，178)串聯後連接於乂心與輸出 之間。PFE…（176，180)亦於串聯後連接於Vdd與輸出跨導之 間，後者由分別連接至PFET (178，180)閘極之兩分立跨導 控制偏壓〇rCON1，VC0N2)所控制。可選擇將PFET (174，178) 間的連接點連接至PFET (176，180)間的連接點（182)。如此 ，PFET (17 1，176)可用單一 PFET(未顯示）取代之。 圖7C中多控電壓可控式跨導反相放大器（17〇)對要求多點 操控VCO之應用方面很有用。如上所述，個別反相器之gm 為產生合成反相器電流之供應電壓及裝置尺寸之函數。由 上述振盪器分析中可見，採用並聯之PFET (174，176)及（178 ，1 80)之重疊及電流向量，由總和並聯裝置之各別跨導可 獲得有效跨導。保持並聯PFET (174，176)及PFET (178，180) 之有效裝置尺寸與反相器（160)之PFET (164，166)之有效裝 置尺寸相同，貝1J :

Zpi66=Zpl7a+Zpl8() 及 因此，藉由控制PFET (174，176)與PFET (178，180)的裝 595089 (9) 费_纖 置尺寸比率，各端口的相對靈敏度即獲控制。另外以選擇 性地於（182)處將PFET (174，178)的共同汲極/源極接點連接 至PFET (176，180)，亦可做靈敏度控制之用。

請注意，就上述之具體實例而言，每一相位驅動器正交 輸出實際上固會自零至無限大改變，而振盪器拓樸限制正 交VCO的頻率範圍。此等頻率限制於較嚴格之vc〇數學分 析中更加明顯。以指數方式說明之各功能性方塊和輸入與 輸出向量的標準化頻率為準轉換函數如下式： / 1+2) ^2π{η+2)Λ\

(奶⑷(k®)|e-Μ⑷

其中Ν為振盧器相位數，而η= 1，2，3 ν 就上述之較佳正交振盛器而言，Ν=4而所要求之相移 B/m度。由於所有功能性方塊皆相同，故以㈣為例說 λ ^ —-r· 、1、 之。相位要求可減至： 2 -atan ( \ + ZZ〇y〇)

聯之相移，而第二項 移。後者經求得為： 弧正為與gm中變化相關 (ZZCoo))為與總和阻抗極相關聯之相 ZZ(co〇) = atan(-coRC) 代入，滿足振盪條件之頻率為

8^2 其中

故， 仞 0 一 g% (〇c ~ 8m\ -14- 595089 (ίο) 释明說_續頁 就正交振盈器言之，輸入與輸出電壓向量均屬相等幅度 ，且增益要求可由下式決定： 1 <((gmt)2 +(gm2) z(iy0)| 故以角隅總和阻抗頻率而論1_ 則，利用上述gm比率與頻率比率恆等性，振盪要求以下式 1<

xR‘

表之：gm, H gm, X Λ 及仞0 = 繼之分析振盪器環路，各基本功能性方塊輸入之轉換函數 為 彳 >—+ 1 \coc J 兩方塊輸入間之唯一差異為gri^及gm2，其以比率 表之。方塊之轉換函數可以總轉換函數H(s)和諸 正交輸入I(s)與Q(s)及其補數等表之。因之，振盪器函數可

以四個聯立方程表之： /⑴=一/z ⑺ X + μ X ois)) Q(s) = -//(5) X (Q(s) + M X /〇)) I(s) = -H(s) x (I(s) -h M x Q(s))

Qil) = -H(s) x dQ(s) + M x 7(7)) 輸出模式轉換函數可以Q(s)處注入一輸信號X(s)決定以 獲得： Y[s)" H4{s)(\-M4) + ^M2Hz{s)-2H2(s) + \ -15- 595089 (ii) 發明説明續頁; 、 N S Λ ：： ·/ 、、\\、、、"、、、、 代換上述H(s)並解之，轉換函數極以下式表之： s = c〇c{gm[n)R x(M-l)-l) s = -^c(Sm(n)R X(M +1) + 〇 S = (J〇c((g^ {n)R ~ 0 +{-j) ^Sm(n)^) 故自穩定之振盧的增益要求，lzgniiR，以上所確定之諸 極出現在： 5 = ωα{Μ -2) s = —^c( Μ + 2) s =吟((土 ))M) 當（gn^/gmO〉〕時，因右半s-平面中存在簡單真實極而自 較佳拓樸發生另一限制。為避免在右半s-平面中具有極之 不穩定性，此限制gn^/gmi #2必須滿足，其限定上端振盪 頻率至2/RC。 較佳正交VCO之Q可自開環路三分貝帶寬決定。故考量 圖1中VCO (100)之拓樸為一具反饋之2-級微分電路，上述 正交方程式I(s)及@可用以決定每級之開環路轉換函數。 以Q(s)及其補數（^)為微分輸入並以I(s)及其補數(7(¾為 輸出，則單一級之轉換函數為： I(s)-I{s) Μ x H(s) 0⑺-2⑺（H⑴） 自上式代換H(s)後即為： Q(s)-Q(s) = SmiR^ 故二級聯之微分方塊之開環路轉換函數為： -16 - (12) (12) 595089 赛頁1 OL{s) =——_ {s +^{2ω0(\- gm]R)) + {ωc{\-gm^R))1) 因此，在gr^RM時，二次式的q為1/2。而當自然 屬VC〇頻率時，此種情形並非罕見。當gmlR，：此•非 實質上乃一對級聯式積分器： 包路 以微分輸出交又耦合並饋至輸入時，電路於均一增益頻 率上振盪，在本例中為gm2/C弧度。 圖8A七為多相位電壓控制振盪器之簡圖範例，分別表示 4, 5, 6和9個相位。特別是圖8A中之四相位vc〇（13〇)實相 當於圖6中之正交VC0 (130)。個別跨導放大器由箭頭（19〇) 表示，其可屬反相或非反相端視其特殊用途而定。此外， 交叉耦合跨導放大器由雙頭箭（192)表示，而單頭箭（194)表 示個別跨導放大器。請注意，提供雙數相位之VCO如圖8A 及8C者才含有交又耦合跨導放大器，而提供單數相位之 VCO如圖8B及8D者並不含交又李馬合跨導放大器。 由圖8A-D中可見，VCO結構隨振盪相位增加而趨複雜。 甚且有一個以上之組構’各具特定數量之相位。 一般而言’各相位驅動器激勵N個相位中之一。諸相位 以360°/N分立。此等相位可就k=〇至N-1，指定k之值，其中 ι〇指定0。之值及= 360°。故相位驅動器輸入/輸出間隔 為組合{ 0，1，· · ·，N- 1 }且定相位驅動器輸入（χ，y )之可能值 ,X及y受下式之解的限制： -17- 595089 (13) 發明說明續頁 M = x+y Mod N 及 0<M< 就相位驅動器輸出而言’ k = 0。由於總和阻抗之相移為2 N= -&x36〇° ，例如在圖6及8A之四相位振盪器範例中之負 45度，以及圖8B之五相位振盪器範例中之負36度。相位驅 動器可屬反相跨導放大器或屬非反相跨導放大器。故就任 何相位驅動器輸出k而言，對應之輸入為： X + k Mod N 及 y + k Mod Ν 〇 優點是此較佳具體實例振盪器不需電感器，故不含有傳 統式調諧電路（Q)。電路（Q)以簡單定義表示等於無源元件 之儲能除以消耗能，亦即R與C。以並聯RC電路而言Q=TgRC 。T^M/RC，故Q = M或反相器之跨導比率。 本發明固已依較佳具體實例予以說明，惟嫻於工藝人士 應認知本發明可在所附申請專利範圍精義内加以修改而完 成者。 18-

Claims (1)

1. 595089

   第091122620號專利申請案 中文申請專利範圍替換本(93年1月） 拾、申請專利範圍 1· 一種電壓控制振盪器（VC⑺ 多個相位，該VCO包含多個 器相位’各相位驅動器係電 盪器相位。 ，其提供同一振盪器頻率之 相位驅動器，各驅動一振盪 壓可控式且接收至少兩個振

   2·如申請專利範圍第1項之電壓控制振盪器，其中各相位驅 動器包含至少兩個獨立可控式跨導放大器，各可控式跨 導放大器接收一控制電壓及一輸入相位，並且應該控制 電壓和輸入相位而產生一輸出，該至少兩個獨立可控式 跨導放大器咨輸出連接在一起，並於相位驅動器輸出處 驅動一振盪器相位。 3. 如申請專利範圍第2項之電壓控制振盪器，其中複數個獨 立可控式跨導放大器係為成對之反相器，該等反相器之 跨導係由控制電壓所調整。

   4. 如申請專利範圍第3項之電壓控制振盪器，其中各獨立可 控式跨導放大器包含： 第一導電型之第一電晶體，其連接於反相器輸出與低 供應電歷雨者之間； 第二導電型之第二電晶體，其連接於高供應電至（Vhi) 與該反相器輸出兩者之間；以及 第一電晶體之控制閘極於反相器輸入處連接至第二 電晶體之控制閘極。 5. 如申請專利範圍第4項之電壓控制振盪器，其中該控制電 壓為Vhi以供至少一個獨立可控式跨導放大器。 -19- 595089 申請專初範圍續頁 6. 如申請專利範圍第4項之電壓控制振盪器，其中該等電晶 體係為場效電晶體（FET)，第一導電型係為N型（NFET)而 第二導電型係為P型（PFET)。 7. 如申請專利範圍第6項之電壓控制振盪器，其中該VCO係 為一正交VCO並含兩對交叉耦合之相位驅動器，各該對 中各該相位驅動器自該其他對交叉耦合相位驅動器接收 一相位，各接收之該相位與對應相位驅動器輸出有90度 相位差。 8. 如申請專利範圍第4項之電壓控制振盪器，其中至少該等 獨立可控式跨導放大器之一尚包含： 第二導電型的第三電晶體，其連接於Vhi與第二電晶體 兩者之間；及 控制電壓連接至第三電晶體的控制閘極。 9. 如申請專利範圍第8項之電壓控制振盪器，其中至少一個 獨立可控式跨導放大器尚包含： 第二導電型的第四和第五電晶體以串聯方式連接於 高供應電壓與反相器輸出之間； 第二控制電壓連接至第五電晶體之控制終端；以及 一輸入相位連接至反相為輸入處之弟一電晶體’第二 電晶體以及第四電晶體之各控制閘極。 10. —種電壓控制振盪器（VCO)，其提供多個振盪器相位， 該VCO含有多個可控式跨導反相放大器，各接收一振盪 器相位，各振盪器相位由至少兩個可控式跨導反相放大 器激勵。 -20- 595089 申請專利範圍續I '、Ύ '' - Λ· 11·如申請專利範圍第10項之電壓控制振盛器 乃屬正交VCO並含有兩對交又耦合及兩對 跨導反相放大器，各串聯對連接於交叉耦 一的輸出間，交叉搞合對的每一輸出連接 之間。 12. 如申請專利範圍第11項之電壓控制振盪器 控式跨導反相放大器係為反相器，該等反 由調整反相器對之供應電壓予以控制。 13. 如申請專利範圍第12項之電壓控制振盧器 控式跨導反相放大器包含： 第一導電型之第一電晶體，其連接於一 電壓（V1()w)兩者之間；及 弟一導電型之弟一電晶體，其連接於高 與該輸出兩者之間。 14·如申請專利範圍第13項之電壓控制振盧器 晶體乃屬場效電晶體（FET)，該第一導電型 而該第二導電型係為P型（pFET)。 15·如申請專利範圍第14項之電壓控制振盪器 "周整以供該等可控式跨導反相放大器之丰 •如申請專利範圍第14項之電壓控制振盧器 第一電晶體係為一第一 PFET，且其中至少 式跨導反相放大器尚含： 第二PFET連接於vhl與第一 PFET兩者之間 技制電壓提供至第二PFET之控制鬧極。 ’其中該VCO 串聯之可控式 合對的對應之 於另一争聯對 ’其中每對可 相器之跨導可 ’其中各該可 輸出與低供應 供應電壓（vhi) ’其中該等電 係為N型（NFET) ，其中該Vhl經 〇 ，其中各該等 兩對該等可控 丨；及 -21 - 595089 申讀年利範圍、讀頁 _、二、^ 17. 如申請專利範圍第丨6項之電壓控制振盪器，其中至少兩 對可控式跨導反相放大器尚包： 第三PFET及第四PFETM _聯後連接於與該輸出兩 者之間； 第二控制電壓連接至第四PFET之控制閘極；以及 一輸入相位連接至該NFET，第一 PFET及第三PFET之控 制閘極。 18. —種正交電壓控制振盪器，其包含： 第一對電壓可控式跨導反相放大器，經交又_合並提 供第一對互補輸出； 第二對電壓可控式跨導反相放大器，經交又轉合並提 供第二對互補輸出，該第二對互補輸出與第一對互補輸 出間有90度相位差； 弟二對卷壓可控式跨導反相放大器，經串聯後連接於 第一對之輸出之間，第二對之一輸出連接於第三對之間 ，以及 第四對電壓可控式跨導反相放大器，經串聯後連接於 第二對之輸出之間，第一對之輸出連接於第四對之間， 第一對及第二對中放大器之跨導由第一控制電壓所控 制，第三對及第四對中放大器之跨導由第二控制電壓控 制之。 19. 如申請專利範圍第1 8項之正交電壓控制振i器，其中至 少兩對可控式跨導反相放大器為反相器對，該等反相器 對的跨導乃由調整反相器供應電壓而控制者。 -22- 595089 申請專利範圍續頁 20.如申請專利範圍第19項之正交電壓控制振盪器，各可控 式跨導反相放大器包含： 第一場效電晶體（FET)連接於高供應電壓（Vhi)與一反 相器輸出兩者之間，該第一 FET係為P型FET (PFET);及 一 N型FET (NFET)連接於低供應電壓與該反相器輸出 兩者之間。

   21. 如申請專利範圍第19項之正交電壓控制振盪器，其中至 少兩對可控式跨導反相放大器尚含： 第二PFET連接於Vhi與第一 PFET兩者之間；及 一跨導控制電壓供應至第二PFET之控制閘極。 22. 如申請專利範圍第21項之正交電壓控制振盪器，其中至 少兩對可控式跨導反相放大器尚含：

   一第三及第四PFET經串聯後連接於Vhi與該輸出之間； 一第二控制電壓連接至第四PFET之控制閘極；以及 一輸入相位連接至該等NFET，第一 PFET及第三PFET 之控制閘極。 -23-