TW595088B - High frequency oscillator - Google Patents

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Description

595088 五、發明說明（l) 1發月係關於两頻振篕器，包括鎖相環路（PLL)，提 供5至6入GHz帶之調諳頻率範圍。 衣路（關誕 如歐種活動要建立5至6 GHz帶之新無線服務，例 人振盪哭和1/^2和美國IEEE 802. lla。因此，亟需有積 口振盪和I/Q發生電路存在，包括優良的相雜訊。 R 用/ f ,環路的高頻振蘯器已見於文獻，例如Roland 味鎖相％路的原理和應用〉，載《電子人》6/1975 姽。具有鎖相環路的高頻振盪器，包括相頻檢測器，有濾 ，器之充電泵、壓控振盪器和除法器，高頻振盪器係利^ 參玫頻率控制’已載KMehmet Soyner等人〈完全單石 1·25 GHz CMOS頻率合成器〉，美國紐約VLSI電路研討會 ，IEEE，1 994 年6月 9 日第 1 27- 1 28 頁，ISBN:0-7 80 3-1919- 2 ;以及Buckwald等人〈使用ALGAAS/GAAS異接面双極電晶 體之6 GHz積合鎖相環路〉，美國IEEE固態電路會誌，紐 約IEEE公司，第27卷12期，1992年12月1日，第1752- 1762 頁，XP 000329025;還有Novof等人〈具有15至240 MHz鎖 定範圍和50 ps顫動的完全積合CMOS鎖相環路〉，美國 IEEE固態電路會誌，紐約IEEE公司，第30卷11期，1 995年 11月1日，第1259-1266頁，XP 000553064。又一參玟資料 ，有關GHz範圍的完全積合振盪器和環振盪器，係 Po t tbaecker和Langmann的〈8 GHz石夕双極時鐘復原和資料 再生1C〉，IEEE固態電路會誌，IEEE公司，1 9 94年12月， 第 28 卷 1 572- 1 576 頁。 所以，本發明之目的，在於提供在5至6 GHz帶有良好
第6頁 595088 五、發明說明（2) ___
相雜特別容許成本效益積合在ICH 此目的係利用本發明太 1上〇 達成。太路明右尹夕在申請專利範圍第1項所特 運成本發明有盈之發展栽於φ &直丨銘FI w Μ寻弋來 本發明高頻振盈器包：m ί:耗f附屬項。
有相頻檢測器、充電泵、7 $振盪器，和鎖相環路，I 係辆合於相頻檢測器以，致振盪ί 1.25-15 GHz範圍作業，率控制。參玫振盡器宜在 ’有外部儲能電路，及供低：：：型數制頻率合成器 也A ， 他相雜訊，而除法器之咯4 m =4’以提供5至6 GHz的調諧輸出範 *法因數 延遲電池振盪器，包含二延 I 15為對稱 地i/qm輸Λ信號？於鎖相環路，具有極低相H 接 用ΒΙ_/鍺製程’充分適用於RF用；。盈 路，和充電泵的環路渡波，，係在積趙電：：器： $言關f充電泵和環振逢器的較佳具趙例，列於 = 範圍附屬項，在進一步說明中加以解釋。 申研專利 本發明參照簡圖所示具體例說明如下，附圖 第1圖為5至6 GHz範圍之高頻振盪器； 第2圖為第1圖高頻振盪器之充電果； 第3圖為第1圖南頻振盡器之環振盈器； 第4圖為第1圖之環振盪器，包括環路具有相檢 第5圖為第3圖之延遲電池振盪器，包括相和制 之配置； 殒年控制 第6圖為第5圖延遲電池振盪器之電路圖。
595088 五、發明說明（3) __ 儲能電路二=/Λ6具有㈣迴路，—種外部 使用1 2^Λ 耗圍的局部振里器⑽），參致振ίί二 部LC-錯能電路5JZ成之。小調譜範圍。此可以合理高度Q的且外 6加頻出工把充DC〇 4的相和頻率，與參 平乂 以D輸出經充電泵2的環路濾浊g Ha ^ 於DCO 4，以供頻率控制。 心 3濾波，並施 免千S 泵2匕環路濾波器3，使用完全微分建葬，以 擾調：控制電壓。若環路帶寬 應快，可減少相雜訊。DC0頻率 =相變化的反 J於PFD 1。因此，PLL控制Dc〇的雜J '以4二= 參玫源6劣12 dB。 理論上比 相頻檢蜊器1由二D正反器（DFF)和重置 閘組成。使用ECL結構最適化，以操作遠]R ru 係使用具有外部LC儲能電路7的積；子8型= 為參玫振盪器6。除以4之除法器5是以ECL正反 速度和電流消耗最適化。 器貫 使 兹就第2和3圖詳述延遲電池振盪器（1)(：〇)4和充電果 2 ° 第2圖之充電泵2具有寬闊的帶寬，僅受到與外界環路
595088 五、發明說明（4) 渡波器3的銷-墊介面，以及環路濾波器3本身的限制。此 係利用在信號途徑上只用npn電晶體的建築達成，不需快 速Pnp或pMOS電晶體。第一電流源pnp電晶體1 2，把受到 Vref控制的定流IG餽送到npn電晶體對偶丨丨的集極。在npn電 晶體對偶11的輸入INch，施加PFD 1的輸出信號。電晶體對 偶11的射極經由第二電流源2x IG，耦合至地面GNd。在輸 出〇UTch ’ ± 2x Io-Io之差值流至外界環路濾波器3。在環路 漉波器3的信號，利用緩衝器1 3感知，作為輸出控制電壓 V_t送到DC0 4的控制輸入。 為保持輸出波節於適當操作範圍，以共用模式放大器 14控制pnp電晶體12的平均電流，確實4ripn電晶體n的電 流之半。定位電路1 5保證DC 0 4的控制信號在容許限度之 内。環路濾波器3以微分方式連接，以免在調諧線上失真 和串音；環路濾波器3沒有地面途徑。此為DC〇 4的峻調諧 特性所必然。 如第3圖所示’壓控DC0 4由二放大器a2構成，形 成對稱環振蘯器。來自第2圖充電泵2的電壓，經由控 制放大器Ac控制放大器A2用之尾電流2 ,另見第6圖。 放大器Ajn A2的延遲幾近線型，視電流2Iq而定，使頻率調 諧有相當線型特性。放大器An A2的電流輸出，造成跨越負 載電阻器1^的電壓降，見第6圖，導致小信號增益約Iq.Rc /VT 〇 微分建築完全在晶片（積體電路）上執行，可以把“干 擾效應（像L0洩漏）減到最少。此為現代直接轉換接收機概
595088 五、發明說明（5) 念所需。電路原理充分適用於複數GHz範圍内的完全積合 振盪器，並提供很寬的調諧範圍。 環振盪器的相雜訊在許多研究中已模式化，例如參見 A· Hajimiri 、 S· Limotyrakis和Τ·Η· Lee的〈環振蘯器 内之顫動和相雜訊〉，IEEE固態電路會誌，IEEE，1 99 9年 6 月，第 34 卷 790-804 頁〔1〕，以及 B· Razavi 的〈CMOS振 盪器内相雜訊之研究〉，IEEE固態電路會誌，IEEE，1996 年3月，第31卷331-343頁〔2〕。此項作業中相雜訊的計 算，係遵循參照A. Hajimiri和T.H. Lee的廣泛研究〈低 雜訊振盈器的設計〉，Kluwer學術出版社，美國麻薩諸塞 州 Norwell市，1999年〔3〕 。 如果〔3〕的單一旁帶相雜訊的計算，應用於双極微 分環振盪器4，如第3圖所示，可得下式： (式 1) 在此式中，N為延遲階段數，fG為振盪頻率，Λί為頻率偏 差’在此測得相雜訊。作為雜訊源，集極電流不出雜訊， 而考慮負載電阻體的雜訊，並忽略基極電阻的雜訊，和 i/f雜訊。由第i圖可知，尾電流Ig和電壓搖擺Rc · Iq應大 丄，表與低電力設計的扞格。由第1圖之又一結論是，只 能採取極少數延遲階段。 以 N = 2，I0 = 40(U A，Rc=4 00 Ω，fQ=6 GHz和△ f 二10 kHz ’評估式1，可得相雜訊L(10 kHz) = -41 dBc/Hz。意即
595088 五、發明說明（6) --—__ 對於/、有像QAM等較高階調法 以具有分別為低雜^ Μ t 系統，此項振盪器必須 所以，延ί振凌器之寬帶PLL加以控制。
代數位傳輸系統的需要：：:的:2訊效能，$能滿足現 宰環路帶寬内VC0的相雜訊。制時，參玟振盪器6主 輸出之相雜訊S“，可以▲達成f頻率偏差函數的PLL S。。(Af )= So。。。(Δί*).
Sc^f(Af)· G⑻
U + G(Af).H(Af)J (式2) ，式2内’ S$DC0係DCO的相雜訊，按昭 以間代表逆向環路增益(。間為則進環路增益，而 由於參玫振盪器6抑制諧振頻率f . 〇 ^ 雜訊位數Frei和輸出功率pref之儲能t ‘ef和=質因數Qw ’ 按Leesons式表現如下：ef储此電路7,其相雜訊％ref可
4.QL V[ Pref (式3 ) I進環路增益G ( △ f )按照 G(Af) = K(I)-ZL(Af)-
wvco aF (式4) 595088 五、發明說明（7) 環路濾波器3的阻抗Zt， 即視相檢測器和充電泵常數、 以及VC0 4的調諧常數Kvc。而定。 逆向環路增益！!（△;〇可表現為 (式5) 作為除法器比N的函數。 把式4至6代入式3内，可算出PLL電路卜5的相雜訊。 •對現實具體例而言’其算法是假設： 6· DC0相雜訊在3· 1節為fDc〇算出=6 (jHz
7.DC0調諧常數KDC()=lO〇〇 2;r MHZ/V 8·相檢測器常數 Κφ=〇·5 mA/(27r rad) 9.除法器因數N = 4 ι〇·環路渡波器 zL，其（：1：=0，c2=22 pF，R2=15 11·參致振盘器 Qref=：20，fQFef=1.5 GHz，FFef = 3，PFef =
0· 2 mW
結果’ PLL可以改進相雜訊，在例如1〇 ^。偏差頻率 ，從-41 dBc/Hz(自由調諧 Vc〇)至-78 dBc/Hz(vc〇 是以 pLL 控制）。然而，頻率愈低，相雜訊愈高，參玫振盪器6的相 雜訊遞增。選擇環路濾波器3有臨界性，影響到在pLL特性 頻率之諧振。為達成良好·相雜訊效能，低雜訊參玫振盪器 6也必須在Qref>20的高Q諧振器上操作，而環路pLL的帶寬 應為 >20 MHz 。 按照測量’ DCO頻率可從3· 5 GHZ調諧至6 GHz。相雜
第12頁 595088 五、發明說明（8) 訊效能受到參玫振盪器6的限制。在1. 25 GHz操作頻率， 使用外部參玫值L(10 kHz) = -104 dBc/Hz，在5 GHz整體測 得相雜訊為-90 dBc/Hz。比參玫值和DC0間相雜訊預計理 論上減少12 dB要劣2 dB。 高頻振盪器亦可包括第二環路，有相探測器2 1耦合於 環振盪器4的I/Q輸出信號，如第4圖所示。當I和Q信號間 之相差非90°時，相探測器21為環振盪器4提供錯誤信號 V Phase J故在高頻振盪器操作之際，在完全頻率帶寬，可J 和Q信號間始終保持正交關係。 相控制信號Vphase耦合至環振盪器4的延遲電池放大器Aj 和A2，如第5圖所示。延遲電池放大器△1和人2串聯耦合，各 提供相移90。。延遲電&Al5A2的輸出為免接地，延遲電 池A2的輪出用於1 +和I-信號，而延遲電池Αι的輪出用於和 Q信號，亦見第3圖。延遲電池a2的輸出經由反相器w耦合 至延遲電池A〗的輸入，故符合3 6 0。的振盪條件。 田環振盪器4又包括放大器段2IQ，對各延遲電池^和八2 提供2 I 〇的電流’充電泵2的控制信號vcc)nt—合於此放大器 段，以供頻率控制。放大器段2Iq一致，故延遲電池^和、 係對稱調諧。放大器段2 IQ係耦合於同樣電流源23。 相探測器2 1的控制信號耦合於可控制的電流源2 2，後 者耦合於各放大器段2IG。經由電流源22，控制電壓v 揾 供電流源23内容之非對稱性，藉此校正I/Q信號所需 9〇 的矛盾。 延遲電池振盪器4的詳細電流圖如第6圖所示。環振盪
第13頁 595088 五、發明說明（9) 器4基本上由延遲電池放大器Ai*A2，有反相器iv的反饋環 路，以及相和頻率控制用的控制放大器Ac組成。延遲電池 放大器1包括放大器31，耦合至延遲電池放大器“的放大 器32輸入，而其輸出經由糕合於供電電壓vcc的負載電阻 器R，提供輸出信號1+/1_和Q + /Q-。 於放大器31的輸出，耦合二放大器33和34，以供放大 器31的延遲和因此頻率調諧。延遲電池放大器人2由放大器 32, 35, 36組成，與延遲電池放大器A!相當，以提供對稱的 延遲電池振盪器。 放大器37的輸出耦合於放大器33, 34的輸入，以提供 信號Q+，ζΤ的電壓控制，並耦合於放大器33, 34的輸出，分 別提供延遲和頻率調節。頻率調節是由控制放大器Ac的放 大1§37&供’於其輸入施加控制信號VCQnt，而其輸出各以 供電電壓耦合於放大器33和34。延遲電池A2的放大器35， 36按放大器33, 34同樣方式組成。控制放大器包括延遲 電池A?用之又一放大器38，於其輸入亦施加控制信號V。。t ，以供延遲電池Α!和A2的對稱調諧。 e°nt 控制放大器Ac包括又一放大器3 9，在輸入側施加相控 制信號Vphase。放大器39的輸出各耗合於放大器37和38，使 放大器37相對於放大器38移動，得輸出信號1和|3的9〇。正 確相差。所以，延遲電池振盪器4包括二對稱放大器段33 34，37; 35，36，38’以供頻率控制，以及放大器gg，提供 相控制，並耦合於此等放大器段。
第14頁 595088 圖式簡單說明 第1圖為5至6 GHz範圍之高頻振盪器； 第2圖為第1圖高頻振盪器之充電泵； 第3圖為第1圖高頻振盪器之環振盪器； 第4圖為第1圖之環振盪器，包括環路具有相檢測器； 第5圖為第3圖之延遲電池振盪器，包括相和頻率控制 之配置； 第6圖為第5圖延遲電池振盪器之電路圖。
第15頁

Claims (1)

  1. 595088 _案號 90115675_年 月_Θ_修正_ 六、申請專利範圍 4.如申請專利範圍第1項之高頻振盪器，其中該二延 遲電池放大器（A 1，A2 )包括双重輸出階段，以提供發生免 接地I / Q輸出信號者。
    第17頁
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