TW202100956A - 半導體裝置 - Google Patents

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Abstract

本發明提供一種既能抑制面積及消耗電流，又能精度良好地檢測物理量的半導體裝置。半導體裝置包括霍爾元件、第一差動對、第二差動對、輸出放大電路及分壓電路。霍爾元件將依存於對半導體基板施加的應力的訊號輸出至第一差動對。分壓電路分壓為具備依存於應力的分壓比的分壓電壓。第一差動對基於所述訊號來輸出第一電流。第二差動對基於所述分壓電壓與基準電壓來輸出第二電流。輸出放大電路輸出基於第一電流、第二電流的電壓。輸出放大電路的放大率所具有的所述應力的依存係數是以第一差動對、第二差動對的各跨導的所述應力的依存係數之差、與所述分壓比所具有的所述應力的依存係數的和而近似。

Description

半導體裝置
本發明是有關於一種半導體裝置。
各種物理量感測器元件是與放大器或訊號處理電路一同積體化在半導體基板上而用於各種用途。作為物理量感測器元件的一例，可列舉霍爾元件、磁阻元件、溫度感測器元件、光感測器元件、壓力感測器元件等。
物理量感測器元件在積體化到半導體基板上的情況下，會因晶圓上的保護膜或封裝的樹脂密封等引起的機械應力（以下簡稱作「應力」）而產生壓電效應。物理量感測器元件當受到壓電效應的影響時，所檢測的物理量與電壓-電流轉換係數的關係（以下簡稱作「感度」）將發生變動。即，物理量感測器元件的感度具有應力依存性。若物理量感測器元件的感度的應力依存性高，則物理量的檢測精度將下降，因此要提高物理量的檢測精度，關鍵在於如何降低物理量感測器的感度的應力依存性。
作為降低物理量感測器元件的感度的應力依存性的技術的一例，有一種裝置（以下稱作「現有裝置」，現有裝置例如請參照日本專利特開2017-37066號公報），其包括半導體元件、壓電係數不同的多種電阻、以及輸出與所述電阻的電阻值之比相應的輸出訊號的放大部，使用基於放大部的輸出訊號的訊號來作為所述半導體元件的驅動訊號。現有裝置中，藉由基於電阻的壓電係數來調節放大部的輸出訊號的應力依存性，從而實現半導體元件的應力依存性的降低。 [現有技術文獻] [專利文獻]
專利文獻1：日本專利特開2017-37066號公報
[發明所欲解決之課題]
然而，所述現有裝置中，存在下述課題：有可能引起無法對物理量感測器元件的感度的應力依存性進行適當補償的情況。 若作進一步具體說明，則已知的是，電阻的壓電係數依存於可使用的電阻的種類、與半導體元件的雜質濃度等製造製程條件。因而，有時無法準備具有適合於對物理量感測器元件的感度的應力依存性進行補償的壓電係數的電阻。若電阻的壓電係數不足，則無法對物理量感測器元件所具有的感度的應力依存性進行充分補償。另一方面，若電阻的壓電係數過大，則會對物理量感測器元件所具有的感度的應力依存性造成過剩補償。若對物理量感測器元件所具有的感度的應力依存性造成過剩補償，則亦有可能引起半導體裝置整體的應力依存性的符號發生反轉（變為反符號）而增加的情況。
另外，在電阻的壓電係數不足的情況下，考慮藉由使針對物理量感測器元件所具有的感度的應力依存性的補償量增大，降低物理量感測器元件所具有的感度的應力依存性。作為使所述補償量增大的方法，例如有將多個放大器多級化的第一方法。在適用第一方法的情況下，儘管能獲得所期望的應力依存性，但裝置內的放大器的個數增加，因此會造成所述裝置中的電路的佔有面積及消耗電流增大。
另外，亦考慮下述第二方法，即，對於半導體元件的驅動電流亦賦予應力依存性，而使針對物理量感測器元件所具有的感度的應力依存性的補償量增大。在適用第二方法的情況下，要對原本不具有應力依存性的驅動電流賦予應力依存性，因此消耗電流會對應於對半導體元件施加的應力而發生變動。若消耗電流發生變動，則會在基於半導體裝置內的消耗電流來進行運作的控制或監測的部分產生誤運作或狀態的誤檢測，因此可能會導致半導體裝置的運作變得不穩定等不佳的事態。
鑑於所述情況，本發明的目的在於提供一種既能抑制面積及消耗電流，又能精度良好地檢測物理量的半導體裝置。 [解決課題之手段]
為了解決所述課題，本發明是一種半導體裝置，包括半導體基板、以及形成在所述半導體基板上的物理量感測器元件、放大器、分壓電路及輸出端子，所述放大器與所述物理量感測器元件的輸出部連接，所述分壓電路連接在所述放大器的輸出部與給予第一基準電壓的節點之間，所述輸出端子將從所述放大器的輸出部輸出的輸出電壓輸出至外部電路，所述半導體裝置中，所述物理量感測器元件將依存於對所述半導體基板施加的應力的感測器輸出訊號輸出至所述放大器，所述分壓電路具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第一電阻體及第二電阻體，將所述輸出電壓與所述第一基準電壓的電壓差分壓為分壓電壓，所述分壓電壓具有由所述第一電阻體的電阻值及所述第二電阻體的電阻值之比所決定的分壓比，所述放大器具有：第一輸入部，輸入所述感測器輸出訊號；第二輸入部，輸入所述第一基準電壓及所述分壓電壓；第一跨導（transconductance）放大器，具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第一跨導，基於對所述第一輸入部輸入的所述感測器輸出訊號與所述第一跨導，來輸出第一電流；第二跨導放大器，具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第二跨導，基於對所述第二輸入部輸入的所述第一基準電壓及所述分壓電壓與所述第二跨導，來輸出第二電流；跨阻抗（transimpedance）放大器，耦合輸入所述第一電流與所述第二電流，並輸出基於所輸入的電流的電壓；以及所述輸出部，將從所述跨阻抗放大器輸出的所述電壓輸出至所述輸出端子，當將所述第一跨導、所述第二跨導及所述分壓比所具有的、相對於對所述半導體基板施加的應力的應力依存係數分別設為第一應力依存係數、第二應力依存係數及第三應力依存係數時，所述放大器的放大率具有以所述第一應力依存係數與所述第二應力依存係數之差、與所述第三應力依存係數的和而近似的應力依存係數。
為了解決所述課題，本發明是一種半導體裝置，包括半導體基板、以及形成在所述半導體基板上的物理量感測器元件、放大器、第一輸出端子、第二輸出端子及分壓電路，所述放大器包含第一輸出端及第二輸出端，且與所述物理量感測器元件的輸出部連接，所述第一輸出端子將從所述第一輸出端輸出的第一輸出電壓輸出至外部電路，所述第二輸出端子將從所述第二輸出端輸出的第二輸出電壓輸出至外部電路，所述分壓電路連接在所述第一輸出端與所述第一輸出端子之間以及所述第二輸出端與所述第二輸出端子之間，所述半導體裝置中，所述物理量感測器元件將依存於對所述半導體基板施加的應力的感測器輸出訊號輸出至所述放大器，所述分壓電路具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第一電阻體及第二電阻體，將所述輸出電壓分壓為第一分壓電壓及第二分壓電壓，所述第一分壓電壓及第二分壓電壓具有由所述第一電阻體的電阻值及所述第二電阻體的電阻值之比所決定的分壓比，所述放大器具有：第一輸入部，輸入所述感測器輸出訊號；第二輸入部，輸入所述第一分壓電壓及所述第二分壓電壓；第一跨導放大器，具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第一跨導，基於對所述第一輸入部輸入的所述感測器輸出訊號與所述第一跨導，來輸出第一電流；第二跨導放大器，具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第二跨導，基於對所述第二輸入部輸入的所述第一分壓電壓及所述第二分壓電壓與所述第二跨導，來輸出第二電流；跨阻抗放大器，耦合輸入所述第一電流與所述第二電流，並輸出基於所輸入的電流的電壓；以及所述輸出部，將從所述跨阻抗放大器輸出的所述電壓輸出至所述外部電路，當將所述第一跨導、所述第二跨導及所述分壓比所具有的、相對於對所述半導體基板施加的應力的應力依存係數分別設為第一應力依存係數、第二應力依存係數及第三應力依存係數時，所述放大器的放大率具有以所述第一應力依存係數與所述第二應力依存係數之差、與所述第三應力依存係數的和而近似的應力依存係數。 [發明的效果]
根據本發明，既能抑制面積及消耗電流，又能精度良好地檢測物理量。
以下，一邊參照圖式，一邊說明本發明的實施形態的半導體裝置。本發明的實施形態的半導體裝置例如具備包含磁感測器元件、溫度感測器元件、光感測器元件等物理量感測器元件的物理量感測器。後述的各實施形態中，以在半導體基板上具備霍爾元件來作為物理量感測器的一例的半導體裝置為例進行說明。另外，本實施形態的說明中，將等向性應力簡稱作「應力」。進而，本實施形態的說明中所用的「＊」為乘法符號。因而，本實施形態的說明中，數字a與數字b的積記作「a＊b」。
[第一實施形態] 圖1是作為第一實施形態的半導體裝置的一例的半導體裝置1的概略圖。再者，圖1中，將左右方向稱作X方向、上下方向稱作Y方向、紙面的表背方向稱作Z方向。 半導體裝置1例如包括輸入端子201、霍爾元件100、作為放大器的差動對5、差動對6及輸出放大電路30、分壓電路40、作為第一電壓-電流轉換電路的電壓-電流轉換電路51、作為第二電壓-電流轉換電路的電壓-電流轉換電路52以及輸出端子202。輸入端子201、輸出端子202、霍爾元件100、差動對5、差動對6、輸出放大電路30、分壓電路40、電壓-電流轉換電路51、電壓-電流轉換電路52形成在半導體基板200上。
作為物理量感測器元件的霍爾元件100具有第一端子101～第四端子104。作為第一跨導放大器的差動對5具有第一N型金屬氧化物半導體（Metal Oxide Semiconductor，MOS）電晶體（以下稱作「NMOS電晶體」）11、第二NMOS電晶體12及第一電流源21。作為第二跨導放大器的差動對6具有第三NMOS電晶體13、第四NMOS電晶體14及第二電流源22。作為跨阻抗放大器的輸出放大電路30是具有低輸入阻抗與充分高的跨阻抗的電流輸入-電壓輸出放大器，例如藉由閘極接地放大級與源極接地放大級的級聯連接而構成。
分壓電路40具有作為第一電阻體的第一電阻器41、及作為第二電阻體的第二電阻器42，是由第一電阻器41與第二電阻器42串聯連接而構成。第一電阻器41具有沿作為第一方向的X方向配置的電阻41X、及沿作為第二方向的Y方向配置的電阻41Y，是由電阻41X與電阻41Y並聯連接而構成。第二電阻器42具有沿X方向配置的電阻42X、及沿Y方向配置的電阻42Y，是由電阻42X與電阻42Y並聯連接而構成。
此處，第一電阻器41使用具有第一壓電係數的電阻，第二電阻器42使用具有第二壓電係數的電阻。即，第一電阻器41與第二電阻器42使用具有各不相同的壓電係數的電阻。具體而言，第一電阻器41包含P阱電阻，第二電阻器42包含N阱電阻。另外，電阻41X、電阻42X是電流沿X方向流動的電阻，電阻41Y、電阻42Y是電流沿Y方向流動的電阻。再者，後述的電阻43X～電阻46X亦與電阻41X、電阻42X同樣，是電流沿X方向流動的電阻。另外，電阻43Y～電阻46Y亦與電阻41Y、電阻42Y同樣，是電流沿Y方向流動的電阻。
第一端子101連接於第一電源（省略圖示）的端子即第一電源端子3，第二端子102連接於第二電源（省略圖示）的端子即第二電源端子4。另外，第三端子103及第四端子104分別連接於第一NMOS電晶體11的閘極及第二NMOS電晶體12的閘極。
第一NMOS電晶體11的汲極連接於第四NMOS電晶體14的汲極及輸出放大電路30的正輸入端。第一NMOS電晶體11的源極與第二NMOS電晶體12的源極連接。在作為其連接點的節點N2與第二電源端子4之間，連接有第一電流源21。
第二NMOS電晶體12的汲極連接於第三NMOS電晶體13的汲極及輸出放大電路30的負輸入端。第三NMOS電晶體13的源極與第四NMOS電晶體14的源極連接。在作為其連接點的節點N3與第二電源端子4之間，連接有第二電流源22。
輸入端子201及輸出端子202構成為，可與外部電路（省略圖示）連接。輸入端子201與電壓-電流轉換電路51、電壓-電流轉換電路52的輸入端分別連接。電壓-電流轉換電路51的輸出端連接於第一電流源21。電壓-電流轉換電路52的輸出端連接於第二電流源22。輸出端子202與作為放大器的輸出部的輸出放大電路30的輸出端連接。
在輸出放大電路30的輸出端與輸出端子202之間，設定有節點N4。在節點N4與節點N6之間，連接有分壓電路40。第一電阻器41和第二電阻器42的連接點即節點N5與第四NMOS電晶體14的閘極連接。節點N6與第三NMOS電晶體13的閘極連接。
圖2是表示電壓-電流轉換電路51、電壓-電流轉換電路52的構成例的概略圖。 電壓-電流轉換電路51例如包括第一運算放大器71、作為第五場效電晶體的第五NMOS電晶體91、第三電阻器43以及第一電流鏡電路81。
作為第三電阻體的第三電阻器43例如具有沿X方向配置的電阻43X與沿Y方向配置的電阻43Y，是由電阻43X與電阻43Y串聯連接而構成。第三電阻器43例如包含P阱電阻。第一電流鏡電路81例如具有P型MOS電晶體（以下稱作「PMOS電晶體」）81a、P型MOS電晶體81b等兩個電晶體，且構成為可調整鏡比。
第一運算放大器71具有非反相輸入端、反相輸入端及輸出端。非反相輸入端與節點N1連接。反相輸入端與第五NMOS電晶體91的源極連接。輸出端與第五NMOS電晶體91的閘極連接。
第一運算放大器71的反相輸入端與第五NMOS電晶體91的源極的連接點構成節點N7。在節點N7，進而連接有第三電阻器43的一端。另外，第三電阻器43的另一端連接於第二電源端子4。
第五NMOS電晶體91的汲極與第一PMOS電晶體81a的汲極及閘極連接。即，第一PMOS電晶體81a的閘極與汲極短路。第一PMOS電晶體81a的閘極與第二PMOS電晶體81b的閘極連接。另外，第一PMOS電晶體81a的源極與第二PMOS電晶體81b的源極及第一電源端子3連接。 第二PMOS電晶體81b的汲極例如與第一飽和接線電晶體61的汲極及閘極相連接，所述第一飽和接線電晶體61連接（短路）有NMOS電晶體等電晶體的汲極及閘極。第一飽和接線電晶體61的源極與第二電源端子4連接。構成第一飽和接線電晶體61的汲極及閘極與第二PMOS電晶體81b的汲極的連接點的節點N8是電壓-電流轉換電路51的輸出端，且與第一電流源21連接。
電壓-電流轉換電路52包括第二運算放大器72、作為第六場效電晶體的第六NMOS電晶體92、第四電阻器44及第二電流鏡電路82。此處，第二運算放大器72、第六NMOS電晶體92及第二電流鏡電路82各自與第一運算放大器71、第五NMOS電晶體91及第一電流鏡電路81分別同樣地構成。因而，節點N9及節點N10分別與節點N7及節點N8對應。節點N10是電壓-電流轉換電路52的輸出端，且與第二電流源22連接。
相對於第三電阻器43，作為第四電阻體的第四電阻器44例如在下述方面具有類似的構成，即，具有沿X方向配置的電阻44X與沿Y方向配置的電阻44Y，且是由電阻44X與電阻44Y串聯連接而構成。另一方面，相對於第三電阻器43，第四電阻器44在下述方面不同，即，具有與第三電阻器43的壓電係數不同的壓電係數。具體而言，第三電阻器43包含P阱電阻，另一方面，第四電阻器44包含N阱電阻。
接下來，對半導體裝置1的作用進行說明。 對於霍爾元件100，沿相對於半導體基板200垂直的方向，即沿Z方向施加有磁通密度Bin。在第一端子101與第二端子102之間流動有驅動電流IDRV，在作為輸出部的第三端子103及第四端子104之間，產生與驅動電流IDRV相應的霍爾電壓VH。作為感測器輸出訊號的霍爾電壓VH以下式（1）而給出。
VH＝SI＊IDRV＊Bin    …（1） SI：每單位驅動電流的磁電轉換係數
另一方面，霍爾元件100不僅對於磁通密度Bin，對於對半導體基板200施加的應力σ[GPa]亦具有依存性。每單位驅動電流的磁電轉換係數SI是以下式（2）而給出。 SI＝SIref＊（1＋πH＊σ）    …（2） SIref：基準應力下的每單位驅動電流的磁電轉換係數 πH：霍爾元件感度的壓電係數
作為用於消除霍爾元件100所具有的偏移電壓的訊號處理，有所謂的旋轉電流（spinning current）法。對於一般用作半導體基板200的＜100＞Si晶圓的定向平面（orientation flat），沿±45度的方向交替地供給驅動電流，對霍爾元件100適用旋轉電流法。此時的所述式（2）的右邊項中所含的πH為＋45[%/GPa]。 此處，應力σ對應於負時壓縮應力、正時拉伸應力。因而，當對半導體基板200施加壓縮應力時，每單位驅動電流的磁電轉換係數SI減少，當對半導體基板200施加拉伸應力時，每單位驅動電流的磁電轉換係數SI增加。即，對於霍爾元件100對磁的感度而言，當對半導體基板200施加壓縮應力時，與未施加應力時相比為低感度，當施加拉伸應力時，與未施加應力時相比為高感度。
另外，所述式（2）的右邊項中所含的應力σ是作為等向性應力σiso而給出。等向性應力σiso如下式（3）所記載般，是以X方向的垂直應力σx與Y方向的垂直應力σy之和來定義。 σiso＝σx＋σy    …（3）
再者，此處的應力σ並非絕對應力，而是定義為對半導體基板200施加的絕對應力與基準應力σref的差值。此處，基準應力σref例如是晶圓狀態、剛剛進行封裝樹脂鑄模之後的狀態、封裝樹脂已乾燥的狀態等任意狀態下的、對半導體基板200施加的應力。
在第三端子103與第四端子104之間產生的霍爾電壓VH被輸入至第一差動對5，被轉換為流經第一NMOS電晶體11的電流（以下[稱作]「霍爾電流」）IVH。即，第一差動對5作為將霍爾電壓VH轉換為霍爾電流IVH的跨導體（transconductor）進行運作。 在第三NMOS電晶體13的閘極，輸入有節點N6處的電壓，即作為第一基準電壓的同相基準電壓VCM。另外，在第四NMOS電晶體14的閘極，輸入有節點N5處的電壓即反饋電壓。第二差動對6作為將反饋電壓FB轉換為反饋電流IFB的跨導體進行運作。
在理想性地差動輸入電流為零的情況下，輸出放大電路30輸出有限的輸出電壓VOUT。輸出電壓VOUT由第一電阻器41及第二電阻器42分壓為第一分壓電壓及第二分壓電壓，在節點N5處生成反饋電壓FB。
此處，假定電阻41X、電阻41Y及電阻42X、電阻42Y配置在距半導體基板200的端部充分遠的位置，Z方向的垂直應力及剪切應力充分小。在該假定之下，存在可使第一電阻器41及第二電阻器42各自的合成電阻值僅依存於等向性應力σiso的配置。而且，作為可使第一電阻器41及第二電阻器42各自的合成電阻值僅依存於等向性應力σiso的配置的一例，為所述電阻41X、電阻41Y及電阻42X、電阻42Y的配置。即，在該假定之下，第一電阻器41及第二電阻器42各自的合成電阻值僅依存於等向性應力σiso。
已知的是，構成第一電阻器41、第三電阻器43的P阱電阻以及構成第二電阻器42、第四電阻器44的N阱電阻的電阻值相對於對半導體基板200施加的應力σ，分別以下述式（4）及式（5）而給出。 RP＝RPref＊｛1＋0.5＊（π11p＋π12p）＊σ｝    …（4） RN＝RNref＊｛1＋0.5＊（π11n＋π12n）＊σ｝    …（5） RPref：P阱電阻在基準應力下的電阻值 RNref：N阱電阻在基準應力下的電阻值 π11p：相對於與流經P阱電阻的電流平行的方向的應力的壓電係數 π12p：相對於與流經P阱電阻的電流正交的方向的應力的壓電係數 π11n：相對於與流經N阱電阻的電流平行的方向的應力的壓電係數 π12n：相對於與流經N阱電阻的電流正交的方向的應力的壓電係數
當對所述式（4）及式（5）的右邊項中所含的π11p、π12p、π11n及π12n適用一般的半導體製造製程的雜質濃度條件下的壓電係數時，所述式（4）及式（5）成為下述式（6）及式（7）。 RP＝RPref＊（1＋2.5[%/GPa]＊σ）    …（6） RN＝RNref＊（1-24.4[%/GPa]＊σ）    …（7）
如所述式（6）及式（7）所示，電阻值相對於應力σ的變化比率（以下稱作「應力依存係數」）即應力σ的係數在P阱電阻與N阱電阻中，正負的符號不同。
當將第一電阻器41及第二電阻器42的電阻值分別設為kp＊RP及kn＊RN時，分壓電路40中的電壓的分壓比DivRat以下述式（8）而給出。另外，反饋電壓FB是決定從霍爾電壓VH到輸出電壓VOUT的放大率的要素，是使用分壓比DivRat而以下述式（9）來給出。因而，反饋電壓FB可使用下述式（8）而如下述式（10）般表示。根據所述式（6）、式（7）及下述式（10）可知，反饋電壓FB是應力σ的函數。 DivRat＝kp＊RP/（kp＊RP＋kn＊RN）    …（8） kp：將構成電阻41X、電阻41Y的電阻元件串聯連接的個數（設計常數） kn：將構成電阻42X、電阻42Y的電阻元件串聯連接的個數（設計常數） FB＝DivRat＊VOUT    …（9） ＝VOUT＊kp＊RP/（kp＊RP＋kn＊RN）    …（10）
由於輸出放大電路30的跨阻抗充分高，因此霍爾電流IVH與反饋電流IFB之和可視為零。其結果，下述式（11）成立。 FB＊Gm2＝VH＊Gm1    …（11） Gm1：第一跨導放大器（本實施形態中為差動對5）的跨導（以下稱作「第一跨導」） Gm2：第二跨導放大器（本實施形態中為差動對6）的跨導（以下稱作「第二跨導」）
藉由將所述式（10）代入所述式（11）的左邊項中所含的反饋電壓FB，對相對於霍爾電壓VH的、輸出放大電路30的輸出電壓VOUT（＝VOUT/VH）求解，從而可導出從霍爾電壓VH到輸出電壓VOUT的放大率G。放大率G可以下述式（12）來表示。 G＝VOUT/VH ＝（Gm1/Gm2）＊（1＋kn/kp＊RN/RP）    …（12） [數學式1]
此處，若假定k為充分大，則從霍爾電壓VH到輸出電壓VOUT的放大率G可近似為下述式（13）。
Figure 02_image001
[數學式2] 上述式（13）表示了：放大率G是由差動對5的跨導Gm1相對於差動對6的跨導Gm2之比、與第二電阻器42的電阻值（＝kn＊RN）相對於第一電阻器41的電阻值（＝kp＊RP）的電阻比的積所決定。若使用所述式（6）及式（7）來對所述式（13）的右邊項進行變形，則可變形為下式（14）。
Figure 02_image003
根據所述式（14）可知，第二電阻器42的電阻值相對於第一電阻器41的電阻值之比（電阻比）具有作為第三應力依存係數的應力依存係數-26.9[%/GPa]。此處，第二電阻器42相對於第一電阻器41的電阻比是決定放大率G的要因。若將第二電阻器42相對於第一電阻器41的電阻比與霍爾元件100的應力依存係數＋45[%/GPa]加以組合，則可知為＋18.1[%/GPa]。
繼而，對第一差動對5及第二差動對6的跨導比的應力依存係數進行說明。
第一電流源21的電流值是由從電壓-電流轉換電路51流入的電流來決定。第二電流源22的電流值是由從電壓-電流轉換電路52流入的電流來決定。
在電壓-電流轉換電路51中，當第一運算放大器71的放大率充分大時，在兩個輸入端間施加有負反饋以使假想短路成立。因而，第三電阻器43的一端與作為第二基準電壓的基準電壓VREF成為同電位。另外，向第一電流源21流出的電流是基於作為第一基準電流的電流IT1而生成。電流IT1從第一電源端子3朝向第二電源端子4流經第五NMOS電晶體91的電流（汲極電流），且是流經第三電阻器43的電流。 電流IT1經由第五NMOS電晶體91、第一電流鏡電路81及第一飽和接線電晶體61而被複製（copy）。當電流IT1被複製時，第一電流鏡電路81的鏡比參與其中，而生成與電流IT1成比例的電流。該生成的電流被輸出至第一電流源21。
對於電壓-電流轉換電路52，亦可與電壓-電流轉換電路51同樣地考慮。即，向第二電流源22流出的電流是基於作為第二基準電流的電流IT2而生成。電流IT2是從第一電源端子3朝向第二電源端子4流經第六NMOS電晶體92的電流（汲極電流），且是流經第四電阻器44的電流。 電流IT2經由第六NMOS電晶體92、第二電流鏡電路82及第二飽和接線電晶體62而被複製。當電流IT2被複製時，第二電流鏡電路82的鏡比參與其中，而生成與電流IT2成比例的電流。該生成的電流被輸出至第二電流源22。
此處，第三電阻器43具有與第一電阻器41同樣依存於等向性應力的電阻值。因而，第三電阻器43具有作為第六應力依存係數的應力依存係數，第三電阻器43的電阻值例如可表示為mRN。對第三電阻器43的兩端施加的電壓等於基準電壓VREF，因此對於電流IT1而言，若將第三電阻器43的電阻值設為mRN，則下述式（15）成立。另外，第四電阻器44具有與第二電阻器42同樣依存於等向性應力的電阻值。即，第四電阻器44具有作為第七應力依存係數的應力依存係數。對於電流IT2，亦與電流IT1同樣，若將第四電阻器44的電阻值設為RN，則下述式（16）成立。 IT1＝VREF/mRP    …（15） IT2＝VREF/RN    …（16）
當將所述式（7）代入所述式（15）的右邊項時，下述式（17）成立。另外，當將所述式（7）代入所述式（16）的右邊項時，下述式（18）成立。 IT1＝（VREF/mRPref）/（1＋2.5[%/GPa]＊σ） ≒（VREF/mRPref）＊（1－2.5[%/GPa]＊σ）    …（17） IT2＝（VREF/RNref）/（1－24.4[%/GPa]＊σ） ≒（VREF/RNref）＊（1＋24.4[%/GPa]＊σ）    …（18）
根據所述式（17）可知，電流IT1相對於對半導體基板200施加的應力σ而具有負的依存性。換言之，所述式（17）表示了：第一電流源21相對於對半導體基板200施加的應力σ而具有作為第四應力依存係數的-2.5[%/GPa]。根據所述式（18）可知，電流IT2相對於應力σ而具有正的依存性。換言之，所述式（18）表示了：第二電流源22相對於對半導體基板200施加的應力σ而具有作為第五應力依存係數的＋24.4[%/GPa]。如此，第一電流源21的應力依存係數與第二電流源22的應力依存係數互不相同。 另外，第一電流源21及第二電流源22構成為，電流IT1及電流IT2分別在基準應力σref下變得相等。即，第一電流源21及第二電流源22構成為，滿足從所述式（15）及式（16）導出的下述式（19）。 m＝RN/RP    …（19）
再者，有可能引起電流IT1及電流IT2分別在基準應力σref下未必變得相等的情況。此時，只要第一電流鏡電路81及第二電流鏡電路82的鏡比可調整，則亦可分別調整電流IT1及電流IT2，以使所述式（19）成立。
此處，第一差動對5的跨導Gm1與呈現應力依存性的第一電流源21的電流值的平方根成比例，因此具有作為第一應力依存係數的應力依存係數。第二差動對6的跨導Gm2與呈現應力依存性的第二電流源22的電流值的平方根成比例，因此第二差動對6的跨導Gm2具有作為第二應力依存係數的應力依存係數。 在第一NMOS電晶體11～第四NMOS電晶體14的尺寸相等的情況下，若將K設為設計常數，則下述式（20）及式（21）成立。 Gm1＝K＊√（IT1）    …（20） Gm2＝K＊√（IT2）    …（21）
[數學式3] 若使用所述式（20）及式（21）與所述式（17）及式（18），則跨導比（Gm1/Gm2）可以下述式（22）來表示。
Figure 02_image005
Figure 02_image007
根據所述式（22），作為決定放大率G的一要素的、第一差動對5及第二差動對6的跨導比為-13.5[%/GPa]，且具有負的應力依存係數。
繼而，若求出從磁通密度Bin向輸出電壓VOUT的、半導體裝置1整體的磁電轉換係數（KH＊G）的應力依存係數，則可以下述式（23）來表示。 KH＊G＝SI＊IDRV＊G ＝SIref＊（1＋45[%/GPa]＊σ）＊IDRV ＊（1－13.5[%/GPa]＊σ）＊k＊（RNref/RPref） ＊（1－26.9[%/GPa]＊σ） ≒SIref＊IDRV＊k＊（RNref/RPref） ＊（1＋4.6[%/GPa]＊σ）    …（23）
根據所述式（23），半導體裝置1整體的磁電轉換係數（KH＊G）的應力依存係數為＋4.6[%/GPa]。因而可知的是，相對於霍爾元件100所具有的應力依存係數＋45[%/GPa]，半導體裝置1整體的磁電轉換係數的應力依存係數的絕對值被抑制為約1/10。
根據本實施形態，可對第一差動對5及第二差動對6的跨導比、與具有第一電阻器41及第二電阻器42的分壓電路40的分壓比賦予應力依存性，因此可獲得更大的應力依存係數。因而，根據本實施形態，可提供一種電路規模小、低消耗電流且降低了霍爾元件100等物理量感測器元件的感度的應力依存性的半導體裝置。另外，即使在適用相對於應力的變動的影響大的霍爾元件100來作為物理量感測器元件的情況下，亦可獲得半導體裝置1整體的磁電轉換係數的應力依存係數相對於霍爾元件100所具有的應力依存係數＋45[%/GPa]而大幅抑制為約1/10的效果。進而，如上所述，從霍爾電壓VH到輸出電壓VOUT的放大率G可使用近似式，以第一差動對5的跨導Gm1的應力依存係數與第二差動對6的跨導Gm2的應力依存係數之差、與分壓電路40的分壓比的應力依存係數的和而求出，因此電路設計容易。
再者，所述實施形態中，對第一電阻器41及第三電阻器43包含P阱電阻，第二電阻器42及第四電阻器44包含N阱電阻的示例進行了說明，但本發明並不限定於該例。
對於第一電阻器41及第二電阻器42，只要第一電阻器41及第二電阻器42中的其中一者包含N阱電阻，另一者包含P阱電阻即可。即，第一電阻器41可包含作為N型及P型的其中一種的第一型阱電阻，第二電阻器42可包含作為N型及P型的另一種的第二型阱電阻。
對於第三電阻器43及第四電阻器44，亦與第一電阻器41及第二電阻器42同樣。即，第三電阻器43可包含作為N型及P型的其中一種的第一型阱電阻，第四電阻器44可包含作為N型及P型的另一種的第二型阱電阻。
另外，第一電阻器41～第四電阻器44各自除了包含阱電阻以外，亦可包含從擴散電阻、多晶矽電阻及場效電晶體中的任一個選擇的至少一個而構成。此時，若第一電阻器41包含N型元件，則第二電阻器42以包含另一型即P型元件的方式構成，若第一電阻器41包含P型元件，則第二電阻器42以包含另一型即N型元件的方式構成。對於第三電阻器43及第四電阻器44，亦與第一電阻器41及第二電阻器42同樣。
再者，圖1所示的半導體裝置1為包括電壓-電流轉換電路51、電壓-電流轉換電路52及輸入端子201的示例，但亦可未必包括電壓-電流轉換電路51、電壓-電流轉換電路52及輸入端子201。亦可從圖1所例示的半導體裝置1中省略電壓-電流轉換電路51或電壓-電流轉換電路52，還可省略電壓-電流轉換電路51、電壓-電流轉換電路52及輸入端子201。
[第二實施形態] 圖3是作為第二實施形態的半導體裝置的一例的半導體裝置1A的概略圖。再者，圖3所示的X方向、Y方向及Z方向與圖1同樣。
半導體裝置1A相對於半導體裝置1，第一跨導放大器及第二跨導放大器的構成不同，但其他方面同樣。因此，本實施形態中，以所述不同點為中心進行說明，而省略與半導體裝置1重覆的說明。
半導體裝置1A包括霍爾元件100、運算跨導放大器（Operational Transconduction Amplifier，OTA）7、OTA 8、輸出放大電路30、分壓電路40及輸出端子202。
作為第一跨導放大器的OTA 7具有第一NMOS電晶體11、第二NMOS電晶體12、第三電流源23、第四電流源24及第五電阻器45。 在第一NMOS電晶體11的源極端子，連接有第三電流源23的一端。第三電流源23的另一端連接於第二電源端子4。在第二NMOS電晶體11的源極端子，連接有第四電流源24的一端。第四電流源24的另一端連接於第二電源端子4。在作為第三電流源23的一端的節點N11與作為第四電流源24的一端的節點N12之間，連接有作為第三電阻體的第五電阻器45。
第五電阻器45例如具有沿X方向配置的電阻45X與沿Y方向配置的電阻45Y，是由電阻45X與電阻45Y串聯連接而構成。另外，第五電阻器45例如包含P阱電阻，具有與第一電阻器41、第三電阻器43等同樣依存於等向性應力的電阻值。即，作為第三電阻體的第五電阻器45具有作為第六應力依存係數的應力依存係數。
作為第二跨導放大器的OTA 8具有第三NMOS電晶體13、第四NMOS電晶體14、第五電流源25、第六電流源26及第六電阻器46。 在第三NMOS電晶體13的源極端子，連接有第五電流源25的一端。第五電流源25的另一端連接於第二電源端子4。在第四NMOS電晶體14的源極端子，連接有第六電流源26的一端。第六電流源26的另一端連接於第二電源端子4。在作為第五電流源25的一端的節點N13與作為第六電流源26的一端的節點N14之間，連接有作為第四電阻體的第六電阻器46。
第六電阻器46例如在下述方面具有與第五電阻器45類似的構成，即，具有沿X方向配置的電阻46X與沿Y方向配置的電阻46Y，是由電阻46X與電阻46Y串聯連接而構成。另一方面，相對於第五電阻器45，第六電阻器46在下述方面不同，即，具有與第五電阻器45的壓電係數不同的壓電係數。具體而言，第五電阻器45包含P阱電阻，另一方面，第六電阻器46包含N阱電阻。再者，另外，第六電阻器46具有與第二電阻器42、第四電阻器44等同樣依存於等向性應力的電阻值。即，作為第四電阻體的第六電阻器46具有作為第七應力依存係數的應力依存係數。
接下來，對半導體裝置1A的作用進行說明。 OTA 7所具有的跨導Gm1及作為第二跨導放大器的OTA 8所具有的跨導Gm2是以下述式（24）及下述式（25）而給出。
Gm1＝gm/（1＋gm＊n＊RP）    …（24） Gm2＝gm/（1＋gm＊RN）    …（25） gm：第一NMOS電晶體11～第四NMOS電晶體14的跨導 n：設計常數
此處，當gm＊n＊RP＞＞1成立時，所述式（24）可置換為下述式（26）。另外，當gm＊RN＞＞1成立時，所述式（25）可置換為下述式（27）。 Gm1≒1/（n＊RP）    …（26） Gm2≒1/RN    …（27）
根據所述式（26）及式（27），第一跨導Gm1及第二跨導Gm2為電阻值的倒數的函數。第一跨導Gm1與第二跨導Gm2的跨導比是使用所述式（26）及式（27），而以下述式（28）來給出。 （Gm1/Gm2）＝RN/（n＊RP）    …（28）
若使用前述的式（6）及式（7）來對所述式（28）的右邊項進行變形，則第一跨導Gm1與第二跨導Gm2的跨導比以下述式（29）來表示。 （Gm1/Gm2） ＝RNref/（n＊RPref）＊（1－26.9[%/GPa]＊σ）…（29）
此處，由於將基準應力σref下的跨導比設為1，因此設計常數n以下述式（30）來給出。 n＝RN/RP    …（30） 當滿足所述式（30）時，第一跨導Gm1與第二跨導Gm2的跨導比以下述式（31）來給出。 （Gm1/Gm2）＝（1-26.9[%/GPa]＊σ）    …（31）
根據所述式（31），作為決定放大率G的一要素的、第一跨導Gm1與第二跨導Gm2的跨導比為-26.9[%/GPa]，具有負的應力依存係數。該應力依存係數與第二電阻器42相對於第一電阻器41的電阻比的-26.9[%/GPa]相同。
另外，半導體裝置1A相對於半導體裝置1，輸出放大電路30及分壓電路40的部分實質上無不同。因而，半導體裝置1A整體的磁電轉換係數（KH＊G）的應力依存係數以下述式（32）而給出。 KH＊G＝SI＊IDRV＊G ＝SIref＊（1＋45[%/GPa]＊σ）＊IDRV ＊（1－26.9[%/GPa]＊σ）＊k＊（RNref/RPref） ＊（1－26.9[%/GPa]＊σ） ＝SIref＊IDRV＊k＊（RNref/RPref） ＊（1－8.8[%/GPa]＊σ）    …（32）
根據所述式（32），半導體裝置1A整體的磁電轉換係數（KH＊G）的應力依存係數為-8.8[%/GPa]。因而，半導體裝置1A整體的磁電轉換係數的應力依存係數相對於霍爾元件100所具有的應力依存係數＋45[%/GPa]為過剩補償，因此可知的是，儘管符號由正反相為負，但在絕對值方面被抑制為約1/5。
根據本實施形態，可對OTA 7、OTA 8的跨導比與具有第一電阻器41及第二電阻器42的分壓電路40的分壓比賦予應力依存性，因此可獲得更大的應力依存係數。因而，根據本實施形態，可提供一種電路規模小、低消耗電流且降低了霍爾元件100等物理量感測器元件的感度的應力依存性的半導體裝置。 另外，即使在適用相對於應力的變動的影響大的霍爾元件100來作為物理量感測器元件的情況下，亦可獲得半導體裝置1A整體的磁電轉換係數的應力依存係數相對於霍爾元件100所具有的應力依存係數＋45[%/GPa]而絕對值大幅抑制為約1/5的效果。進而，如上所述，霍爾電壓VH到輸出電壓VOUT的放大率G可使用近似式，而以OTA 7的跨導Gm1的應力依存係數與OTA 8的跨導Gm2的應力依存係數之差、與分壓電路40的分壓比的應力依存係數的和來求出，因此電路設計容易。
另外，半導體裝置1A中，可不具備電壓-電流轉換電路51、電壓-電流轉換電路52，而對第一跨導放大器的跨導Gm1相對於第二跨導放大器的跨導Gm2的跨導比（Gm1/Gm2）賦予應力響應性。如此，與半導體裝置1相比，半導體裝置1A的電路規模更小，且可獲得更大的應力依存係數。
再者，所述實施形態中，對第一電阻器41及第五電阻器45包含P阱電阻，第二電阻器42及第六電阻器46包含N阱電阻的示例進行了說明，但本發明並不限定於該例。
第一電阻器41可包含作為N型及P型的其中一種的第一型阱電阻，第二電阻器42可包含作為N型及P型的另一種的第二型阱電阻。另外，對於第五電阻器45及第六電阻器46，亦與第一電阻器41及第二電阻器42同樣，第五電阻器45可包含作為N型及P型的其中一種的第一型阱電阻，第六電阻器46可包含作為N型及P型的另一種的第二型阱電阻。
另外，第五電阻器45、第六電阻器46各自除了包含阱電阻以外，亦可包含從擴散電阻、多晶矽電阻及場效電晶體中的任一個選擇的至少一個而構成。此時，若第一電阻器41包含N型元件，則第二電阻器42以包含另一型即P型元件的方式構成，若第一電阻器41包含P型元件，則第二電阻器42以包含另一型即N型元件的方式構成。對於第五電阻器45及第六電阻器46，亦與第一電阻器41及第二電阻器42同樣。
再者，本發明並不就此限定於前述的實施形態，在實施階段，除了前述的示例以外，亦可以各種形態來實施，在不脫離發明主旨的範圍內，可進行各種省略、置換、變更。該些實施形態或其變形包含在發明的範圍或主旨內，並且包含在申請專利範圍所記載的發明及其均等的範圍內。
例如，前述的實施形態中，對半導體裝置1、半導體裝置1A中的放大器為差動輸入/單相輸出的構成例進行了說明，但半導體裝置1、半導體裝置1A亦可如後述的圖4所示般，具備差動輸入/差動輸出的所謂完全差動型放大器。即，亦可適用取代半導體裝置1、半導體裝置1A中的輸出放大電路30而具備輸出放大電路30A的半導體裝置。
圖4是例示實施形態的半導體裝置，且具備包含輸出放大電路30A的完全差動型放大器的半導體裝置1B的一部分的概略圖。 半導體裝置1B具備包含兩個輸出端的輸出放大電路30A，因此包括第一輸出端子202a與第二輸出端子202b。輸出放大電路30A具有正相輸出端及反相輸出端。正相輸出端及反相輸出端分別連接於第一輸出端子202a及第二輸出端子202b。在連接反相輸出端與第二輸出端子202b的電路上，設定有節點N11。在節點N11與節點N4之間，連接有分壓電路40A。
分壓電路40A相對於分壓電路40而進一步串聯連接有第二電阻器42，獲得作為第一分壓電壓的電壓VFBP及作為第二分壓電壓的電壓VFBN。電壓VFBN被輸入至第三NMOS電晶體13的閘極。電壓VFBP被輸入至第四NMOS電晶體14的閘極。半導體裝置1B相對於半導體裝置1、半導體裝置1A，儘管電路規模增大，但獲得優異的同相去除比特性，因此具有相對於外部干擾而頑強的優點。
前述的實施形態中，對差動對5、差動對6中的輸入電晶體包含NMOS電晶體的示例進行了說明，但亦可將尾電流源設為源極電流源，使輸入電晶體包含PMOS電晶體，還可採用將NMOS電晶體輸入差動對與PMOS電晶體輸入差動對這兩者並聯連接而構成的、所謂的軌到軌（Rail-To-Rail）輸入級構成。另外，前述的實施形態中，對差動對5、差動對6及OTA 7、OTA 8中的輸入電晶體包含MOS電晶體（金屬氧化物半導體場效電晶體（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor，MOSFET））的示例進行了說明，但並不限定於此。第一NMOS電晶體11～第四NMOS電晶體14亦可取代MOSFET，而為例如金屬絕緣體半導體場效電晶體（Metal Insulator Semiconductor-Field Effect Transistor，MIS-FET）或接合型場效電晶體（Junction Field Effect Transistor，JFET）等MOSFET以外的場效電晶體（FET）。
前述的實施形態中，作為適合於抵消霍爾元件100的感度的應力依存性的組合，對於用於決定跨導比（Gm1/Gm2）的電阻的種類與用於決定分壓電路40的分壓比的電阻的種類，使用了相同的組合，但為了實現適合於抵消其他物理量感測器的感度的應力依存性的、不同的應力依存係數，亦可使用其他種類的電阻的組合。 例如，前述的實施形態中，對第一電阻器41及第三電阻器43均為相同的P型的示例進行了說明，但未必需要為相同的型。例如，第一電阻器41可包含N阱電阻，第三電阻器43可包含P阱電阻。此時，第二電阻器42包含P阱電阻，第四電阻器44包含N阱電阻。另外，對第一電阻器41及第五電阻器45均為相同的P型的示例進行了說明，但未必需要為相同的型。例如，第一電阻器41可包含N阱電阻，第五電阻器45可包含P阱電阻。此時，第二電阻器42包含P阱電阻，第四電阻器44包含N阱電阻。
再者，沿X方向配置的電阻41X～電阻46X以及沿Y方向配置的電阻41Y～電阻46Y既可包含一個電阻元件，亦可包含多個電阻元件。另外，電阻41X～電阻46X以及電阻41Y～電阻46Y的連接並不限定於前述的示例。
例如，第一電阻器41中，只要沿X方向配置的電阻41X的電阻值（在包含多個電阻元件的情況下，為他們的合成電阻值）、與沿Y方向配置的電阻41Y的電阻值（在包含多個電阻元件的情況下，為他們的合成電阻值）相等，則電阻41X及電阻41Y的連接不論是採用並聯連接，抑或是採用串聯連接皆可。這是因為，若沿X方向配置的電阻41X的電阻值與沿Y方向配置的電阻41Y的電阻值相等，則可使第一電阻器41整體的電阻值依存於等向性應力。與所述第一電阻器41中的電阻41X及電阻41Y的連接相關的內容對於第二電阻器42～第六電阻器46中的電阻42X～電阻46X及電阻42Y～電阻46Y的連接亦同樣。
再者，前述的實施形態中，對藉由作為閘極接地放大器的閘極接地放大級與作為源極接地放大器的源極接地放大級的級聯連接而構成的輸出放大電路30進行了說明，但並不限定於此。輸出放大電路30亦可使用閘極接地放大級及源極接地放大級中的其中一者來構成。
再者，前述的實施形態中，對下述示例進行了說明，即，考慮到對P阱電阻及N阱電阻間的製程偏差進行修正的觀點，電流鏡電路81、電流鏡電路82分別構成為可調整鏡比，但本發明並不限定於該示例。例如，亦可為電流鏡電路81、電流鏡電路82這兩者具有固定的鏡比（不可調整）的構成，還可為電流鏡電路81、電流鏡電路82中的其中一者具有固定的鏡比的構成。 另外，前述的實施形態中，對電壓-電流轉換電路51具備第五NMOS電晶體91，電壓-電流轉換電路52具備第六NMOS電晶體92的示例進行了說明，但並不限定於此。例如，第五NMOS電晶體91及第六NMOS電晶體92亦可為MIS-FET或接合型FET（JFET）等MOSFET以外的FET。
進而，前述的實施形態中，作為物理量感測器元件的一例，對霍爾元件的情況進行了說明，但本發明並不限定於該示例。本發明對於霍爾元件以外的其他磁感測器元件、溫度感測器、光感測器及壓力感測器元件等各種物理量感測器，亦可與霍爾元件的情況同樣地適用。
1、1A、1B:半導體裝置 3:第一電源端子 4:第二電源端子 5:第一差動對 6:第二差動對 7:第一OTA 8:第二OTA 11～14:第一NMOS電晶體～第四NMOS電晶體 21～26:第一電流源～第六電流源 30、30A:輸出放大電路 40、40A:分壓電路 41～46:第一電阻器～第六電阻器 41X～46X:（沿X方向配置的）電阻 41Y～46Y:（沿Y方向配置的）電阻 51:第一電壓-電流轉換電路 52:第二電壓-電流轉換電路 61:第一飽和接線電晶體 62:第二飽和接線電晶體 71:第一運算放大器 72:第二運算放大器 81:第一電流鏡電路 81a:PMOS電晶體（第一PMOS電晶體） 81b:PMOS電晶體（第二PMOS電晶體） 82:第二電流鏡電路 91:第五NMOS電晶體 92:第六NMOS電晶體 100:霍爾元件 101～104:第一端子～第四端子 200:半導體基板 201:輸入端子 202:輸出端子 202a:第一輸出端子 202b:第二輸出端子 IFB:反饋電流 IVH:霍爾電流 N1～N14:節點 VCM:同相基準電壓 VFBN、VFBP:電壓
圖1是表示第一實施形態的半導體裝置的構成例的概略圖。 圖2是表示半導體裝置所具備的電壓-電流轉換電路的構成例的概略圖。 圖3是表示第二實施形態的半導體裝置的構成例的概略圖。 圖4是例示實施形態的半導體裝置且具備完全差動型放大器的半導體裝置的一部分的概略圖。
1:半導體裝置
3:第一電源端子
4:第二電源端子
5:第一差動對
6:第二差動對
11~14:第一NMOS電晶體~第四NMOS電晶體
21:第一電流源
22:第二電流源
30:輸出放大電路
40:分壓電路
41:第一電阻器
42:第二電阻器
41X、42X:(沿X方向配置的)電阻
41Y、42Y:(沿Y方向配置的)電阻
51:第一電壓-電流轉換電路
52:第二電壓-電流轉換電路
100:霍爾元件
101~104:第一端子~第四端子
200:半導體基板
201:輸入端子
202:輸出端子
IFB:反饋電流
IVH:霍爾電流
N1~N6:節點
VCM:同相基準電壓
XYZ:方向

Claims (15)

  1. 一種半導體裝置，包括半導體基板、以及形成在所述半導體基板上的物理量感測器元件、放大器、分壓電路及輸出端子，所述放大器與所述物理量感測器元件的輸出部連接，所述分壓電路連接在所述放大器的輸出部與給予第一基準電壓的節點之間，所述輸出端子將從所述放大器的輸出部輸出的輸出電壓輸出至外部電路，所述半導體裝置的特徵在於， 所述物理量感測器元件將依存於對所述半導體基板施加的應力的感測器輸出訊號輸出至所述放大器， 所述分壓電路具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第一電阻體及第二電阻體，將所述輸出電壓與所述第一基準電壓的電壓差分壓為分壓電壓，所述分壓電壓具有由所述第一電阻體的電阻值及所述第二電阻體的電阻值之比所決定的分壓比， 所述放大器具有： 第一輸入部，輸入所述感測器輸出訊號； 第二輸入部，輸入所述第一基準電壓及所述分壓電壓； 第一跨導放大器，具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第一跨導，基於對所述第一輸入部輸入的所述感測器輸出訊號與所述第一跨導，來輸出第一電流； 第二跨導放大器，具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第二跨導，基於對所述第二輸入部輸入的所述第一基準電壓及所述分壓電壓與所述第二跨導，來輸出第二電流； 跨阻抗放大器，耦合輸入所述第一電流與所述第二電流，並輸出基於所輸入的電流的電壓；以及 所述輸出部，將從所述跨阻抗放大器輸出的所述電壓輸出至所述輸出端子， 當將所述第一跨導、所述第二跨導及所述分壓比所具有的、相對於對所述半導體基板施加的應力的應力依存係數分別設為第一應力依存係數、第二應力依存係數及第三應力依存係數時，所述放大器的放大率具有以所述第一應力依存係數與所述第二應力依存係數之差、與所述第三應力依存係數的和而近似的應力依存係數。
  2. 如請求項1所述的半導體裝置，其中 所述物理量感測器元件的所述輸出部至少包含第一輸出端及第二輸出端， 所述感測器輸出訊號是表示從所述第一輸出端輸出的第一感測器輸出電壓與從所述第二輸出端輸出的第二感測器輸出電壓的電壓差的訊號， 所述第一跨導放大器具有第一場效電晶體及第二場效電晶體，將對所述第一場效電晶體及所述第二場效電晶體分別施加的所述第一感測器輸出電壓及所述第二感測器輸出電壓的電壓差進行放大， 所述第二跨導放大器具有第三場效電晶體及第四場效電晶體，將對所述第三場效電晶體及所述第四場效電晶體分別施加的所述第一基準電壓及所述分壓電壓的電壓差進行放大。
  3. 一種半導體裝置，包括半導體基板、以及形成在所述半導體基板上的物理量感測器元件、放大器、第一輸出端子、第二輸出端子及分壓電路，所述放大器包含第一輸出端及第二輸出端，且與所述物理量感測器元件的輸出部連接，所述第一輸出端子將從所述第一輸出端輸出的第一輸出電壓輸出至外部電路，所述第二輸出端子將從所述第二輸出端輸出的第二輸出電壓輸出至外部電路，所述分壓電路連接在所述第一輸出端與所述第一輸出端子之間以及所述第二輸出端與所述第二輸出端子之間，所述半導體裝置的特徵在於， 所述物理量感測器元件將依存於對所述半導體基板施加的應力的感測器輸出訊號輸出至所述放大器，所述分壓電路具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第一電阻體及第二電阻體，將所述第一輸出電壓與所述第二輸出電壓的電壓差分壓為第一分壓電壓及第二分壓電壓，所述第一分壓電壓及第二分壓電壓具有由所述第一電阻體的電阻值及所述第二電阻體的電阻值之比所決定的分壓比， 所述放大器具有： 第一輸入部，輸入所述感測器輸出訊號； 第二輸入部，輸入所述第一分壓電壓及所述第二分壓電壓； 第一跨導放大器，具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第一跨導，基於對所述第一輸入部輸入的所述感測器輸出訊號與所述第一跨導，來輸出第一電流； 第二跨導放大器，具有相對於對所述半導體基板施加的應力呈現依存性的第二跨導，基於對所述第二輸入部輸入的所述第一分壓電壓及所述第二分壓電壓與所述第二跨導，來輸出第二電流； 跨阻抗放大器，耦合輸入所述第一電流與所述第二電流，並輸出基於所輸入的電流的電壓；以及 所述輸出部，將從所述跨阻抗放大器輸出的所述電壓輸出至所述輸出端子， 當將所述第一跨導、所述第二跨導及所述分壓比所具有的、相對於對所述半導體基板施加的應力的應力依存係數分別設為第一應力依存係數、第二應力依存係數及第三應力依存係數時，所述放大器的放大率具有以所述第一應力依存係數與所述第二應力依存係數之差、與所述第三應力依存係數的和而近似的應力依存係數。
  4. 如請求項3所述的半導體裝置，其中 所述物理量感測器元件的所述輸出部至少包含第一輸出端及第二輸出端， 所述感測器輸出訊號是表示從所述第一輸出端輸出的第一感測器輸出電壓與從所述第二輸出端輸出的第二感測器輸出電壓的電壓差的訊號， 所述第一跨導放大器具有第一場效電晶體及第二場效電晶體，將對所述第一場效電晶體及所述第二場效電晶體分別施加的所述第一感測器輸出電壓及所述第二感測器輸出電壓的電壓差轉換為所述第一電流， 所述第二跨導放大器具有第三場效電晶體及第四場效電晶體，將對所述第三場效電晶體及所述第四場效電晶體分別施加的所述第一分壓電壓及所述第二分壓電壓的電壓差轉換為所述第二電流。
  5. 如請求項2或請求項4所述的半導體裝置，其中 所述第一跨導放大器更具有第一電流源，所述第一電流源的一端與將所述第一場效電晶體的源極及所述第二場效電晶體的源極予以連接的連接點相連接， 所述第二跨導放大器更具有第二電流源，所述第二電流源的一端與將所述第三場效電晶體的源極及所述第四場效電晶體的源極予以連接的連接點相連接， 所述第一電流源及所述第二電流源分別具有相對於對所述半導體基板施加的應力的第四應力依存係數及第五應力依存係數。
  6. 如請求項5所述的半導體裝置，更包括： 輸入端子，輸入第二基準電壓； 第一電壓-電流轉換電路，具有與所述輸入端子連接的輸入端、具有相對於對所述半導體基板施加的應力的第六應力依存係數的第三電阻體、及與所述第一電流源連接的輸出端；以及 第二電壓-電流轉換電路，具有與所述輸入端子連接的輸入端、具有相對於對所述半導體基板施加的應力的第七應力依存係數的第四電阻體、及與所述第二電流源連接的輸出端， 所述第一電壓-電流轉換電路從所述輸出端輸出與所述第二基準電壓和所述第三電阻體的電阻值之比相應的第一基準電流， 所述第二電壓-電流轉換電路從所述輸出端輸出與所述第二基準電壓和所述第四電阻體的電阻值之比相應的第二基準電流， 所述第一電流源構成為，使與所述第一基準電流成比例的電流流動， 所述第二電流源構成為，使與所述第二基準電流成比例的電流流動， 所述第六應力依存係數及所述第七應力依存係數是互不相同的壓電係數。
  7. 如請求項6所述的半導體裝置，其中 所述第一電壓-電流轉換電路更具有第一運算放大器、及經由所述第一運算放大器的輸出端及所述第三電阻體而與第二電源端子連接的第五場效電晶體， 所述第一運算放大器的非反相輸入端與所述輸入端子連接，所述第一運算放大器的反相輸入端與將所述第五場效電晶體和所述第三電阻體的一端予以連接的連接點相連接， 所述第三電阻體的另一端連接於所述第二電源端子， 所述第二電壓-電流轉換電路更具有第二運算放大器、及經由所述第二運算放大器的輸出端及所述第四電阻體而與所述第二電源端子連接的第六場效電晶體， 所述第二運算放大器的非反相輸入端與所述輸入端子連接，所述第二運算放大器的反相輸入端與將所述第六場效電晶體和所述第四電阻體的一端予以連接的連接點相連接， 所述第四電阻體的另一端連接於所述第二電源端子， 所述第一基準電流設定為與所述第五場效電晶體的汲極電流成比例， 所述第二基準電流設定為與所述第六場效電晶體的汲極電流成比例。
  8. 如請求項6或請求項7所述的半導體裝置，其中 所述第三電阻體及所述第四電阻體的至少一者是由沿與所述半導體基板的基板面平行的第一方向配置的電阻、和沿與所述基板面平行且與所述第一方向正交的第二方向配置的電阻相連接而構成。
  9. 如請求項2或請求項4所述的半導體裝置，其中 所述第一跨導放大器更具有：第一電流源，一端與所述第一場效電晶體的源極連接；第二電流源，一端與所述第二場效電晶體的源極連接；以及第三電阻體，連接所述第一電流源的一端與所述第二電流源的一端， 所述第二跨導放大器更具有：第三電流源，一端與所述第三場效電晶體的源極連接；第四電流源，一端與所述第四場效電晶體的源極連接；以及第四電阻體，連接所述第三電流源的一端與所述第四電流源的一端， 所述第三電阻體及所述第四電阻體分別具有相對於對所述半導體基板施加的應力的第四應力依存係數及第五應力依存係數，所述第四應力依存係數及所述第五應力依存係數是互不相同的壓電係數。
  10. 如請求項9所述的半導體裝置，其中 所述第三電阻體及所述第四電阻體的至少一者是由沿與所述半導體基板的基板面平行的第一方向配置的電阻、與沿與所述基板面平行且與所述第一方向正交的第二方向配置的電阻相連接而構成。
  11. 如請求項6至請求項10中任一項所述的半導體裝置，其中 所述第三電阻體包含從作為N型及P型的其中一種的第一型擴散電阻、所述第一型阱電阻、所述第一型多晶矽電阻及所述第一型場效電晶體中的任一個選擇的至少一個， 所述第四電阻體包含從作為相對於所述N型及所述P型的其中一種的另一種的第二型擴散電阻、所述第二型阱電阻、所述第二型多晶矽電阻及所述第二型場效電晶體中的任一個選擇的至少一個。
  12. 如請求項1至請求項11中任一項所述的半導體裝置，其中 所述第三應力依存係數包含所述第一電阻體所具有的第一壓電係數與所述第二電阻體所具有的第二壓電係數， 所述第一電阻體及所述第二電阻體的至少一者是由沿與所述半導體基板的基板面平行的第一方向配置的電阻、與沿與所述基板面平行且與所述第一方向正交的第二方向配置的電阻相連接而構成。
  13. 如請求項1至請求項12中任一項所述的半導體裝置，其中 所述物理量感測器元件是從霍爾元件、溫度感測器元件、光感測器元件及壓力感測器元件中選擇的任一個。
  14. 如請求項1至請求項13中任一項所述的半導體裝置，其中 所述跨阻抗放大器更具有閘極接地放大器及源極接地放大器的至少一者。
  15. 如請求項1至請求項14中任一項所述的半導體裝置，其中 所述第一電阻體包含從作為N型及P型的其中一種的第一型擴散電阻、所述第一型阱電阻、所述第一型多晶矽電阻及所述第一型場效電晶體中的任一個選擇的至少一個， 所述第二電阻體包含從作為相對於所述N型及所述P型的其中一種的另一種的第二型擴散電阻、所述第二型阱電阻、所述第二型多晶矽電阻及所述第二型場效電晶體中的任一個選擇的至少一個。
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