TW202019106A

TW202019106A - 通訊接收裝置及其信號處理方法

Info

Publication number: TW202019106A
Application number: TW107139684A
Authority: TW
Inventors: 魏逢時; 賴科印; 童泰來
Original assignee: 聯發科技股份有限公司
Priority date: 2018-11-08
Filing date: 2018-11-08
Publication date: 2020-05-16

Abstract

本發明提供一種通訊接收裝置，其中包含一頻譜產生電路、一峰值選取電路，以及一信號雜訊比估計電路。該頻譜產生電路係用以針對一接收信號產生一頻譜。該峰值選取電路係用以於該頻譜之一資料頻帶中選取一帶內檢視範圍、於該頻譜之一防護頻帶中選取一帶外檢視範圍，並且於該帶內檢視範圍中選取一帶內能量峰值、於該帶外檢視範圍中選取一帶外能量峰值。該信號雜訊比估計電路係用以根據該帶內能量峰值與該帶外能量峰值估計一信號雜訊比。

Description

通訊接收裝置及其信號處理方法

本發明與通訊系統相關，並且尤其與通訊系統之接收端的信號雜訊比估計技術相關。

正交分頻多工（orthogonal frequency-division multiplexing, OFDM）技術因具有頻譜利用率高、硬體架構單純等優點，近年來被廣泛應用在無線通訊系統中。圖一呈現一OFDM接收端的局部電路。頻譜產生電路110負責產生接收信號Y 的頻譜S 。通道估計電路120根據頻譜S 產生通道脈衝響應估計值

，提供給等化電路130參考。接著，等化電路130產生的等化後信號

會被送往解映射/解碼電路140施以後續處理。信號雜訊比估計電路150提供的信號雜訊比SNR 會輸出至後續的電路以決定是否啟動多重路徑（multi-path）效應消除功能。以下說明典型的信號雜訊比估計電路150如何產生信號雜訊比SNR 。

接收信號Y 、通道脈衝響應

，以及傳送端實際發送出之信號

的關係可被表示如下：

，(式一) 其中的符號k 代表一取樣指標，符號

代表雜訊信號。

OFDM信號中的前導符號（pilot）以特定頻率間隔被安插在特定副載波（sub-carrier）上；這些前導符號的信號內容

為明載於OFDM規格書的已知資料。在取得通道脈衝響應估計值

之後，信號雜訊比估計電路150會利用前導符號的信號內容

與下列運算式，得出一雜訊信號估計值

：

。(式二)

在找出雜訊信號估計值

之後，信號雜訊比估計電路150便可根據下列運算式計算對應於第k 個副載波的信號雜訊比SNR_k ：

。(式三)

隨後，信號雜訊比估計電路150可根據多個副載波的信號雜訊比SNR_k ，例如運用取平均值的方式，產生一個信號雜訊比SNR ，來代表目前整體通訊環境的品質。由式三可看出，各個副載波之信號雜訊比SNR_k 的計算結果準確度與通道脈衝響應估計值

的計算結果準確度密切相關。然而，在進行初始估計時，通道常常處於不穩定的狀態，此時，通道脈衝響應估計值

的計算結果會是不準確的。因此，在初始階段，當通道處於不穩定狀態下，上述信號雜訊比SNR 估計方式並不理想。相對的，若要等待通道脈衝響應估計值

進入穩定狀態，獲得信號雜訊比SNR 的時間點就得往後推遲。

為解決上述問題，提供一種更有效率準確取得信號雜訊比的估計方式，本發明提出一種新的通訊接收裝置及其信號處理方法。

根據本發明之一實施例為一種通訊接收裝置，其中包含一頻譜產生電路、一峰值選取電路，以及一信號雜訊比估計電路。該頻譜產生電路係用以針對一接收信號產生一頻譜。該峰值選取電路係用以於該頻譜之一資料頻帶中選取一帶內檢視範圍、於該頻譜之一防護頻帶中選取一帶外檢視範圍，並且於該帶內檢視範圍中選取一帶內能量峰值、於該帶外檢視範圍中選取一帶外能量峰值。該信號雜訊比估計電路係用以根據該帶內能量峰值與該帶外能量峰值估計一信號雜訊比。

根據本發明之另一實施例為一種應用於一通訊接收裝置之信號處理方法。首先，一接收信號之一頻譜被產生。其次，一帶內檢視範圍自該頻譜之一資料頻帶中被選取出來，且一帶外檢視範圍自該頻譜之一防護頻帶中被選取出來。隨後，一帶內能量峰值自該帶內檢視範圍中被選取，一帶外能量峰值自該帶外檢視範圍中被選取。根據該帶內能量峰值與該帶外能量峰值，一信號雜訊比被估計出來。

關於本發明的優點與精神可以藉由以下發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。

根據本發明之一實施例為一種通訊接收裝置，其功能方塊圖係繪示於圖二。通訊接收裝置200包含一頻譜產生電路210、一通道估計電路220、一等化電路230、一解映射/解碼電路240、一信號雜訊比估計電路250，以及一峰值選取電路260。以下說明各電路的運作方式。

頻譜產生電路210係用以針對接收信號Y 產生一頻譜S 。通道估計電路220負責根據頻譜S 產生一通道脈衝響應估計值

，提供給等化電路230參考。接著，等化電路230產生的等化後信號

會被送往解映射/解碼電路240施以後續處理。信號雜訊比估計電路250提供的信號雜訊比SNR 會輸出至後續的電路以決定是否啟動多重路徑效應消除功能。

如圖二所示，頻譜產生電路210輸出的頻譜S 也被傳送至峰值選取電路260。峰值選取電路260首先於頻譜S 之一資料頻帶B_DATA 中選取一帶內檢視範圍B_IN ，並於頻譜S 之一個或多個防護頻帶（guard band）B_GUARD 中選取一帶外檢視範圍B_OUT 。更具體地說，資料頻帶B_DATA 係指對通訊接收裝置200來說存在所需資料的頻段，而所謂防護頻帶B_GUARD 係指資料頻帶B_DATA 之外並非用以傳輸所需資料的頻段。實務上，資料頻帶B_DATA 與防護頻帶B_GUARD 的範圍有時會被明訂於規格書中並且為通訊接收裝置200預先所知，有時則是會由通訊接收裝置200透過分析頻譜S 而得知。須說明的是，峰值選取電路260取得資料頻帶B_DATA 與防護頻帶B_GUARD 之範圍的技術細節為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知，於此不贅述。

圖三(A)呈現一頻譜S 的範例，其中包含一個資料頻帶B_DATA 與兩個防護頻帶B_GUARD 。於一實施例中，如圖三(B)所示，峰值選取電路260直接採用資料頻帶B_DATA 做為帶內檢視範圍B_IN ，並將頻譜S 中的兩個防護頻帶B_GUARD 視為帶外檢視範圍B_OUT （包含頻率較低的範圍B_{OUT_1} 與頻率較高的範圍B_{OUT_2} ）。於另一實施例中，如圖三(C)所示，峰值選取電路260可根據能量的變化趨勢在頻譜S 中辨識出資料頻帶B_DATA 之一能量升緣（rising edge）或一能量降緣（falling edge），並將該能量升緣或該能量降緣排除於帶內檢視範圍B_IN 與帶外檢視範圍B_OUT 之外。在圖三(C)呈現的範例中，資料頻帶B_DATA 的能量升緣被框示為虛線範圍310，而其能量降緣被框示為虛線範圍320。由圖三(C)可看出，帶內檢視範圍B_IN 與帶外檢視範圍B_OUT 皆未包含該能量升緣與該能量降緣。避免採用能量升緣與能量降緣的原因在於，實際上能量的升降緣常常會有延遲，使得升降緣呈現非理想的斜率，所以若將能量升降緣納入檢視範圍，會造成不準確的問題。

在選定帶內檢視範圍B_IN 與帶外檢視範圍B_OUT 之後，峰值選取電路260會在帶內檢視範圍B_IN 中選取一帶內能量峰值P_IN 、在帶外檢視範圍B_OUT 中選取一帶外能量峰值P_OUT ，也就是這兩個檢視範圍內各自的最高能量值，例如圖三(C)中所標示者。

接著，信號雜訊比估計電路250便會根據峰值選取電路260找出的帶內能量峰值P_IN 與帶外能量峰值P_OUT 估計一信號雜訊比SNR 。舉例而言，信號雜訊比估計電路250可根據下列運算式產生信號雜訊比SNR ：

。(式四)

相較於習知技術中根據通道脈衝響應估計值

來產生信號雜訊比SNR 的做法（亦即前述式三），信號雜訊比估計電路250所產生的信號雜訊比SNR 之優點為不受通道脈衝響應估計值

之計算結果準確度的影響，亦不需等到通道脈衝響應估計值

進入穩定狀態後才能獲得可靠的信號雜訊比SNR 。

如圖四所示，通訊接收裝置200有可能進一步包含一低通濾波器270，耦接於頻譜產生電路210之前，用以減少接收信號Y 中的高頻雜訊。在這種實施例中，峰值選取電路260可以在選取帶外檢視範圍B_OUT 時將低通濾波器270的截止頻率納入考量。請參閱圖五呈現的頻譜範例。低通濾波器270的截止頻率被標示為符號F_CUTOFF 。如圖五所示，峰值選取電路260將低於截止頻率F_CUTOFF 的範圍排除於帶外檢視範圍B_{OUT_1} 之外。原因在於，頻率低於截止頻率F_CUTOFF 的頻譜已受到低通濾波器270的作用而失真，對峰值選取電路260來說較不具參考價值。

假設接收信號Y 符合一正交分頻多工（OFDM）規範，則頻譜產生電路210可針對接收信號Y 中的N個符號（symbol）各自產生一頻譜S_i （N為大於一之整數，整數指標i = 1~N），且峰值選取電路260針對該N個頻譜各自選取一帶內能量峰值P_{IN_i} 與一帶外能量峰值P_{OUT_i} 。隨後，信號雜訊比估計電路250可根據該N個帶內能量峰值P_IN 與該N個帶外能量峰值P_OUT 決定信號雜訊比SNR 。於一實施例中，信號雜訊比估計電路250將該N個帶內能量峰值P_IN 加總並計算其平均值P_{IN_avg} 、將該N個帶外能量峰值P_OUT 加總並計算其平均值P_{OUT_avg} ，然後以平均值P_{IN_avg} 與平均值P_{OUT_avg} 的比值做為信號雜訊比SNR ，也就是令：

。(式五)

實務上，信號雜訊比估計電路250可採用其他方式來運用該N個帶內能量峰值P_IN 與該N個帶外能量峰值P_OUT 。如圖六所示，於一實施例中，信號雜訊比估計電路250包含兩個平滑化迴圈濾波器（smooth loop filter）251、252與一比值計算電路253。第一平滑化迴圈濾波器251係用以根據一預設加成方式，將該N個帶內能量峰值P_IN 相加，藉此產生一加成後帶內能量峰值P_{IN_add} 。圖七呈現第一平滑化迴圈濾波器251的一種詳細實施範例。該N個帶內能量峰值P_IN 被依序送入第一平滑化迴圈濾波器251。乘法器251A負責將峰值P_{IN_i} 乘上一預設數值α（可由電路設計者根據實務經驗選定），做為加法器251B的輸入信號之一。透過延遲電路251C與乘法器251D的作用，加法器251B的另一輸入信號為P_{IN_add_(i
-1)} 與數值(α-1)的乘積。在N個帶內能量峰值P_IN 都被依序加成後，能量P_{IN_add_N} 即為加成後帶內能量峰值P_{IN_add} 。相似地，第二平滑化迴圈濾波器252係用以將該N個帶外能量峰值P_OUT 相加，藉此產生一加成後帶外能量峰值P_{OUT_add} 。隨後，比值計算電路253負責計算加成後帶內能量峰值P_{IN_add} 與加成後帶外能量峰值P_{OUT_add} 之一比值，做為信號雜訊比SNR ：

。(式六)

將多個符號納入考慮的好處在於能夠觀察更大的時間範圍，避免通訊環境中的短期擾動影響了信號雜訊比SNR 的整體正確性。

實務上，前述信號雜訊比估計電路250與峰值選取電路260可被實現為固定式及/或可程式化數位邏輯電路，包含可程式化邏輯閘陣列、特定應用積體電路、微控制器、微處理器、數位信號處理器，與其他必要電路。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，有多種電路組態和元件可在不背離本發明精神的情況下實現本發明的概念。

此外須說明的是，信號雜訊比估計電路250產生的信號雜訊比SNR 還有可能被用來做為設定多種系統參數的參考值，不限於用以決定是否啟動後續電路的多重路徑效應消除功能。

圖八呈現根據本發明之通訊接收裝置200，除了信號雜訊比估計電路250，進一步包含一精細信號雜訊比估計電路的實施例。精細信號雜訊比估計電路280的功能類似於圖一中信號雜訊比估計電路150。更具體地說，精細信號雜訊比估計電路280會根據接收信號Y 、對應於第k 個副載波的通道脈衝響應估計值

，以及已知的前導符號信號內容

，產生對應於第k 個副載波的信號雜訊比SNR_k 。不同於信號雜訊比估計電路250產生的信號雜訊比SNR ，精細信號雜訊比估計電路280產生的各個信號雜訊比SNR_k 直接且分別對應不同的副載波。實務上，精細信號雜訊比估計電路280可以等到通道脈衝響應估計值

趨於穩定後才開始計算信號雜訊比SNR_k 。此外，信號雜訊比SNR 與該等信號雜訊比SNR_k 可以被提供至不同的電路做為參考資料。

根據本發明之另一實施例為一種應用於一通訊接收裝置之信號處理方法，其流程圖係繪示於圖九。首先，步驟S901為針對一接收信號產生一頻譜。隨後，步驟S902為於該頻譜之一資料頻帶中選取一帶內檢視範圍。步驟S903則是於該頻譜之一防護頻帶中選取一帶外檢視範圍。步驟S904為於該帶內檢視範圍中選取一帶內能量峰值。步驟S905為於該帶外檢視範圍中選取一帶外能量峰值。步驟S906為根據該帶內能量峰值與該帶外能量峰值估計一信號雜訊比。

本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，在圖九中，某些步驟的順序可被調換或是同時進行，並不會影響該信號處理方法的整體效果。此外，先前在介紹通訊接收裝置200時描述的各種操作變化亦可應用至圖九中的信號處理方法，其細節不再贅述。

藉由以上具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的具體實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。

110:頻譜產生電路120:通道估計電路130:等化電路140:解映射/解碼電路150:信號雜訊比估計電路210:頻譜產生電路220:通道估計電路230:等化電路240:解映射/解碼電路250:信號雜訊比估計電路251:第一平滑化迴圈濾波器251A:乘法器251B:加法器251C:延遲電路251D:乘法器252:第二平滑化迴圈濾波器253:比值計算電路260:峰值選取電路270:低通濾波器280:精細信號雜訊比估計電路310:能量升緣320:能量降緣B_DATA:資料頻帶B_GUARD:防護頻帶B_IN:帶內檢視範圍B_OUT:帶外檢視範圍P_IN:帶內能量峰值P_OUT:帶外能量峰值S901~S906:流程步驟

圖一呈現一正交分頻多工接收端的局部電路。

圖二為根據本發明之一實施例中的通訊接收裝置之功能方塊圖。

圖三(A)~圖三(C)為用以說明根據本發明之帶內檢視範圍B_IN 與帶外檢視範圍B_OUT 的頻譜範例。

圖四呈現根據本發明之通訊接收裝置進一步包含一低通濾波器的實施例。

圖五為用以說明根據本發明之帶內檢視範圍B_IN 與帶外檢視範圍B_OUT 的另一頻譜範例。

圖六為根據本發明之一實施例中的信號雜訊比估計電路之功能方塊圖。

圖七為根據本發明之一實施例中的平滑化迴圈濾波器之功能方塊圖。

圖八呈現根據本發明之通訊接收裝置進一步包含一精細信號雜訊比估計電路的實施例。

圖九為根據本發明之一實施例中的通訊接收裝置之信號處理方法的流程圖。

須說明的是，本發明的圖式包含呈現多種彼此關聯之功能性模組的功能方塊圖。該等圖式並非細部電路圖，且其中的連接線僅用以表示信號流。功能性元件及/或程序間的多種互動關係不一定要透過直接的電性連結始能達成。此外，個別元件的功能不一定要如圖式中繪示的方式分配，且分散式的區塊不一定要以分散式的電子元件實現。

210:頻譜產生電路

220:通道估計電路

230:等化電路

240:解映射/解碼電路

250:信號雜訊比估計電路

260:峰值選取電路

Claims

一種通訊接收裝置，包含：一頻譜產生電路，用以針對一接收信號產生一頻譜；一峰值選取電路，用以於該頻譜之一資料頻帶中選取一帶內檢視範圍、於該頻譜之一防護頻帶中選取一帶外檢視範圍，並且於該帶內檢視範圍中選取一帶內能量峰值、於該帶外檢視範圍中選取一帶外能量峰值；以及一信號雜訊比估計電路，用以根據該帶內能量峰值與該帶外能量峰值估計一信號雜訊比。
如申請專利範圍第1項所述之通訊接收裝置，其中該峰值選取電路於該頻譜中辨識出該資料頻帶與該防護頻帶間之一能量升緣或一能量降緣，並使得該帶內檢視範圍與該帶外檢視範圍不包含該能量升緣與該能量降緣。
如申請專利範圍第2項所述之通訊接收裝置，進一步包含：一低通濾波器，耦接於該頻譜產生電路之前，用以減少該接收信號中之高頻雜訊；其中該峰值選取電路將該低通濾波器之一截止頻率作為選取該帶外檢視範圍的條件之一。
如申請專利範圍第1項所述之通訊接收裝置，其中該接收信號符合一正交分頻多工規範，該頻譜產生電路針對該接收信號中的N個符號各自產生一頻譜，且該峰值選取電路針對該N個頻譜各自選取一帶內能量峰值與一帶外能量峰值，該信號雜訊比估計電路係根據該N個帶內能量峰值與該N個帶外能量峰值決定該信號雜訊比，其中N為大於一之整數。
如申請專利範圍第4項所述之通訊接收裝置，其中該信號雜訊比估計電路包含：一第一平滑化迴圈濾波器，用以將該N個帶內能量峰值相加，藉此產生一加成後帶內能量峰值；一第二平滑化迴圈濾波器，用以將該N個帶外能量峰值相加，藉此產生一加成後帶外能量峰值；以及一比值計算電路，用以計算該加成後帶內能量峰值與該加成後帶外能量峰值之一比值，做為該信號雜訊比。
一種應用於一通訊接收裝置之信號處理方法，包含：針對一接收信號產生一頻譜；於該頻譜之一資料頻帶中選取一帶內檢視範圍；於該頻譜之一防護頻帶中選取一帶外檢視範圍；於該帶內檢視範圍中選取一帶內能量峰值；於該帶外檢視範圍中選取一帶外能量峰值；以及根據該帶內能量峰值與該帶外能量峰值估計一信號雜訊比。
如申請專利範圍第6項所述之信號處理方法，其中選取該帶內檢視範圍與該帶外檢視範圍包含：於該頻譜中辨識出該資料頻帶與該防護頻帶間之一能量升緣或一能量降緣；以及將該能量升緣或該能量降緣排除於該帶內檢視範圍與該帶外檢視範圍之外。
如申請專利範圍第7項所述之信號處理方法，進一步包含：在產生該頻譜之前進行具有一截止頻率之一低通濾波程序，以減少該接收信號中之高頻雜訊；其中該帶外檢視範圍之選取係相關於該截止頻率。
如申請專利範圍第6項所述之信號處理方法，其中該接收信號符合一正交分頻多工規範；該信號處理方法包含：針對該接收信號中的N個符號各自產生一頻譜，其中N為大於一之整數；針對該N個頻譜各自選取一帶內能量峰值與一帶外能量峰值；以及根據該N個帶內能量峰值與該N個帶外能量峰值估計該信號雜訊比。
如申請專利範圍第9項所述之信號處理方法，其中估計該信號雜訊比包含：利用一平滑化迴圈濾波程序將該N個帶內能量峰值相加，藉此產生一加成後帶內能量峰值；利用該平滑化迴圈濾波程序將該N個帶外能量峰值相加，藉此產生一加成後帶外能量峰值；以及計算該加成後帶內能量峰值與該加成後帶外能量峰值之一比值，做為該信號雜訊比。