TW201701581A - 環流與電流振盪的抑制方法及並聯式逆變驅動系統 - Google Patents

環流與電流振盪的抑制方法及並聯式逆變驅動系統 Download PDF

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Abstract

本案係關於一種環流與電流振盪的抑制方法及並聯式逆變驅動系統，係利用虛擬電抗裝置接收每台逆變驅動器輸出連接實體電抗裝置後加總輸出至馬達所產生的抑制三相電流，並根據馬達阻抗及由虛擬電抗單元與實體電抗裝置所產生的理想電抗值產生補償三相電流，使開關裝置所輸出之過渡三相電流的電流振盪減少，進而產生類似於提升實體電抗裝置之電抗值的電流振盪抑制效果，且更利用環流抑制裝置根據並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流量產生修正的三相電壓命令，以抑制並聯式逆變驅動系統中的環流及零序電流。

Description

環流與電流振盪的抑制方法及並聯式逆變驅動系統 【0001】
本案係關於一種環流與電流振盪的抑制方法，尤指一種利用虛擬電抗裝置產生虛擬電抗單元，以與實體電抗裝置共同抑制電流的振盪，藉此在電路中可使用體積較小且成本較低之實體電抗裝置，或提升實體電抗裝置之電流抑制效果的環流與電流振盪的抑制方法及並聯式逆變驅動系統。
 【0002】
一般而言，馬達需要一個逆變驅動器(inverter drive)來控制馬達的轉子磁場頻率的變化與調整馬達的轉速，藉此驅動馬達的運作。為了增加馬達運作時的安全性，現在已經提出一種並聯式逆變驅動系統，其係為將複數台逆變驅動器的輸出並聯連接，以驅動馬達。並聯式逆變驅動系統與一般逆變驅動系統最大的差別在於，與馬達對應的單一大容量逆變驅動器被置換成數台容量較小的逆變驅動器，而讓這組容量較小的逆變驅動器共同輸出以驅動馬達。並聯式逆變驅動系統的主要特點在於模組化(modularity)與冗餘(redundancy)。模組化係指各別小容量逆變驅動器的控制器獨立於其它逆變驅動器。使用者可依照需求自行擴充或縮減並聯式逆變驅動系統的容量。冗餘係指在並聯式逆變驅動系統操作中，萬一發生故障，可針對損壞的逆變驅動器進行更換，無須整台更換。若妥善設計，更可以在其它逆變驅動器正常的情況下驅動馬達持續運轉，同時進行損壞的逆變驅動器的更換無須停機。
【0003】
請參見第1圖，其係為第一種傳統並聯式逆變驅動系統的架構圖。第一種傳統並聯式逆變驅動系統係由兩台互相並聯的逆變驅動器INV_1與INV_2組成，其中逆變驅動器INV_1為主要逆變驅動器，而逆變驅動器INV_2為從屬逆變驅動器。Va1*, Vb1*, Vc1*為輸入至逆變驅動器INV_1的電壓命令，而Va2*, Vb2*, Vc2*為輸入至逆變驅動器INV_2的電壓命令。主要逆變驅動器INV_1包含一空間向量調變(SVM)控制器102、一電抗裝置103及一開關裝置104，空間向量調變(SVM)控制器102係將電壓命令Va1*, Vb1*, Vc1*轉換成工作週期信號Ta1*, Tb1*, Tc1*，而開關裝置104係受工作週期信號Ta1*, Tb1*, Tc1*以及一零電壓向量的工作週期信號T01所驅動來進行開關切換，以產生一交流輸出電壓與交流輸出電流。電抗裝置103係連接於開關裝置104之輸出端，用以抑制交流輸出電流的電流振盪，並將抑制後的交流輸出電流輸出至馬達106。同樣的，從屬逆變驅動器INV_2包含一空間向量調變(SVM)控制器108、一電抗裝置109及一開關裝置110，空間向量調變(SVM)控制器108係將電壓命令Va2*, Vb2*, Vc2*轉換成工作週期信號Ta2*, Tb2*, Tc2*，而開關裝置110係受工作週期信號Ta2*, Tb2*, Tc2*以及一零電壓向量的工作週期信號T02與一調整量K相加所得的控制信號所驅動來進行開關切換，以產生交流輸出電壓與交流輸出電流。電抗裝置109係連接於開關裝置110之輸出端，用以抑制交流輸出電流的電流振盪，並將抑制後的交流輸出電流輸出至馬達106。其中，從屬逆變驅動器INV_2的運作係跟隨主要逆變驅動器INV_1而調整，且調整量K係藉由一加總器112、一減法器114及一比例積分器116之運作而產生。
【0004】
請參見第2圖，其係為第二種傳統並聯式逆變驅動系統的架構圖。如圖所示，用來驅動馬達106的第二種傳統並聯式逆變驅動系統係由互相並聯的逆變驅動器INV_1,…,INV_n組成。每台逆變驅動器接收三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)。每台逆變驅動器均包含一開關裝置200、一正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201、複數個運算器202與203、一電抗裝置205、複數個增益控制器P以及電流平均器Ave，其中開關裝置200係連接於正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201之輸出端，而運算器203係將三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)與補償電壓命令進行加減運算，以產生補償後的三相電壓命令輸出至正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201，使正弦脈衝寬度調變控制器201將補償後的三相電壓命令轉換成工作週期信號(Ta1*, Tb1*, Tc1*),…, (Tan*, Tbn*, Tcn*)而切換開關裝置200，進而產生交流輸出電壓與交流輸出電流，而每台逆變驅動器內之電抗裝置205則抑制交流輸出電流的電流振盪，並將抑制後的交流輸出電流輸出至馬達106。其中，補償電壓命令係藉由電流平均器Ave、運算器202與203、增益控制器P之運算後產生。
【0005】
請參見第3圖，其係為第三種傳統並聯式逆變驅動系統的架構圖。第3圖與第2圖的差別僅在於，每台逆變驅動器的輸出相電流直接經由增益控制器P計算出用來輸出相電流的補償電壓命令，且補償電壓命令回授到正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器201，而由運算器203將三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)與補償電壓命令進行加減運算，以產生補償後的三相電壓命令。
【0006】
上述三種並聯式逆變驅動系統之逆變驅動器皆可依據運作時之功率不同，而對應使用不同電抗值的電抗裝置，藉此抑制交流輸出電流的電流振盪。然而，當逆變驅動器運作於大功率狀態時，便須對應使用電抗值較高之電抗裝置，而由於電抗值較高之電抗裝置其體積及重量較大，因此除了導致並聯式逆變驅動系統的體積對應變大外，更提高並聯式逆變驅動系統的成本。雖有部分技術改以LCL濾波器來取代電抗裝置，然此種架構的複雜度高，且由於LCL濾波器內需使用壽命較短的電解電容，亦即LCL濾波器內之電解電容需經常更換，故將導致LCL濾波器耗費成本，因此並聯式逆變驅動系統仍會存在耗費成本之問題。此外，上述三種並聯式逆變驅動系統在運作時，由於各獨立逆變驅動器間係存在些許誤差，因此會造成各逆變驅動器的電流無法完全輸出至馬達，導致各台逆變驅動器間的電流相互流動形成環流。雖然上述三種並聯式逆變驅動系統皆具有抑制環流的功能，但上述三種並聯式逆變驅動系統在抑制環流時仍因具有與環流抑制相關之零序電流的問題存在，故抑制效果仍然有限。
【0007】
因此，如何發展出一種可解決上述問題之環流與電流振盪的抑制方法及並聯式逆變驅動系統，實為相關技術領域者目前所迫切需要解決之問題。
 【0008】
本發明的主要目的在於提出一種環流與電流振盪的抑制方法及並聯式逆變驅動系統，係利用一虛擬電抗裝置根據實體電抗裝置之電抗值所產生的抑制三相電流來產生符合虛擬電抗單元及實體電抗裝置所共同形成的理想電抗值的補償三相電流，如此一來，便可使電抗值較小之實體電抗裝置的電流振盪的抑制效果相同於電抗值較大之實體電抗裝置的電流振盪的抑制效果，以使並聯式逆變驅動系統可使用體積較小而成本較低的實體電抗裝置，進而降低並聯式逆變驅動系統的體積及成本。
【0009】
本發明的另一目的在於提出一種環流與電流振盪的抑制方法及並聯式逆變驅動系統，係利用一環流抑制裝置根據並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流量對三相電壓命令作修正，如此一來，便可有效地同時抑制並聯式逆變驅動系統中的環流及零序電流。
【0010】
為達上述目的，本案之一較佳實施態樣為提供一種環流與電流振盪的抑制方法，係應用於並聯式逆變驅動系統之複數個逆變驅動器，每一逆變驅動器具有實體電抗裝置來抑制逆變驅動器內之開關裝置所輸出之過渡三相電流，方法包含下列步驟:(a)利用虛擬電抗裝置的電壓產生單元收集所有逆變驅動器各自所輸出之抑制三相電流並加總的電流資訊，且將所收集的電流資訊利用阻抗值進行運算，以於每一逆變驅動器中對應產生修正三相電壓；(b)利用虛擬電抗裝置的電壓比較單元將每一逆變驅動器中之修正三相電壓與三相電壓命令進行比較，以產生補償三相電壓；(c)利用虛擬電抗裝置的電壓/電流運算單元將每一逆變驅動器中之補償三相電壓轉換為補償三相電流，其中補償三相電流係對應於模擬過渡三相電流經由虛擬電抗單元與實體電抗裝置共同抑制後所產生之電流；(d)收集每一逆變驅動器內的過渡三相電流與每一逆變驅動器中之補償三相電流，並根據收集結果與所欲達成的並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流量於每一逆變驅動器中產生一指標；(e)以指標配合三相電壓命令，並且依據操作模式的需求，於每一逆變驅動器中產生與並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流相關的零序電壓；(f)以零序電壓來修正三相電壓命令；以及(g)根據修正後的三相電壓命令來產生用來控制對應之逆變驅動器的切換的工作週期信號。
【0011】
為達上述目的，本案之另一較佳實施態樣為提供一種並聯式逆變驅動系統，用以驅動馬達，包含:複數個相互並聯之逆變驅動器，每一逆變驅動器包含：開關裝置；脈衝寬度調變控制器，連接於開關裝置之輸入端，係根據工作週期信號來控制開關裝置的切換；實體電抗裝置，係連接於馬達與開關裝置之輸出端之間，用以抑制開關裝置所輸出之過渡三相電流的電流振盪，並產生抑制三相電流輸出至馬達；虛擬電抗裝置，虛擬電抗裝置之輸入端連接於實體電抗裝置之輸出端及馬達之間，用以收集本身之逆變驅動器及其它逆變驅動器的抑制三相電流，並配合本身之逆變驅動器之三相電壓命令，以對應輸出補償三相電流；以及環流抑制裝置，用以收集本身之逆變驅動器的過渡三相電流與補償三相電流，並根據收集的結果修正三相電壓命令；其中，脈衝寬度調變控制器係根據修正後之三相電壓命令產生工作週期信號至開關裝置。
INV_1,INV_2,…,INV_n‧‧‧逆變驅動器
102、108‧‧‧空間向量調變(SVM)控制器
103、109、205‧‧‧電抗裝置
402‧‧‧實體電抗裝置
104、110、200、400‧‧‧開關裝置
106‧‧‧馬達
112‧‧‧加總器
114‧‧‧減法器
116‧‧‧比例積分器
(Va1*,Vb1*,Vc1*)、(Va2*,Vb2*,Vc2*),…,(Van*,Vbn*,Vcn*)‧‧‧電壓命令
(Ta1*,Tb1*,Tc1*)、(Ta2*,Tb2*,Tc2*),…,(Tan*,Tbn*,Tcn*)‧‧‧工作週期信號
T01、T02‧‧‧零電壓向量的工作週期信號
K‧‧‧調整量
Ave‧‧‧電流平均器
P‧‧‧增益控制器
201‧‧‧正弦脈衝寬度調變(SPWM)控制器
202‧‧‧運算器
203‧‧‧運算器
401‧‧‧脈衝寬度調變(PWM)控制器
403‧‧‧虛擬電抗裝置
403a‧‧‧電壓產生單元
403b‧‧‧電壓比較單元
403c‧‧‧電壓/電流運算單元
(Vca1,Vcb1,Vcc1)‧‧‧修正三相電壓
(Vsa1,Vsb1,Vsc1)‧‧‧補償三相電壓
404‧‧‧控制指標計算器
406‧‧‧控制器
410‧‧‧加法器
(Vua1,Vub1,Vuc1),…,(Vuan,Vubn,Vucn)‧‧‧電壓注入量
(Va1*’,Vb1*’,Vc1*’),…,(Van*’,Vbn*’,Vcn*’)‧‧‧修正後的三相電壓命令
(Ka1,Kb1,Kc1),…,(Kan,Kbn,Kcn)‧‧‧三相指標
(Ia1*,Ib1*,Ic1*),…,(Ian*,Ibn*,Icn*)‧‧‧補償三相電流
(Ia,Ib,Ic)‧‧‧三相電流加總的電流資訊
S1~S7‧‧‧本案之環流與電流振盪的抑制方法流程
【0012】

第1圖係為第一種傳統並聯式逆變驅動系統的架構圖。
第2圖係為第二種傳統並聯式逆變驅動系統的架構圖。
第3圖係為第三種傳統並聯式逆變驅動系統的架構圖。
第4圖係為本發明第一較佳實施例的並聯式逆變驅動系統的架構圖。
第5圖係為第4圖所示之虛擬電抗裝置的內部架構圖。
第6A圖係為本案之逆變驅動器使用電抗值為0.2mH的實體電抗裝置且有加入虛擬電抗裝置時之運作模擬結果圖。
第6B圖係為本案之逆變驅動器使用電抗值為2mH的實體電抗裝置且未加入虛擬電抗裝置時之運作模擬結果圖。
第7A圖係為本案之逆變驅動器使用電抗值為0.2mH的實體電抗裝置且未加入虛擬電抗裝置時之運作模擬結果圖。
第7B圖係為本案之逆變驅動器使用電抗值為0.2mH的實體電抗裝置且有加入虛擬電抗裝置時之運作模擬結果圖。
第8圖係為本發明第二較佳實施例之環流與電流振盪的抑制方法流程圖。
 【0013】
體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖式在本質上係當作說明之用，而非用於限制本案。
【0014】
請參見第4圖及第5圖，其中第4圖係為本發明第一較佳實施例的並聯式逆變驅動系統的架構圖，第5圖係為第4圖所示之虛擬電抗裝置的內部架構圖。需注意的是相同的元件編號係指類似的元件。如第4、5圖所示，由複數台相互並聯的逆變驅動器INV_1,…,INV_n所組成的並聯式逆變驅動系統係用來驅動馬達106。每台逆變驅動器INV_1,…,INV_n係接收三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)。每台逆變驅動器INV_1,…,INV_n均包含一開關裝置400、一脈衝寬度調變(PWM)控制器401以及一實體電抗裝置402，其中開關裝置400之輸入端連接至脈衝寬度調變(PWM)控制器401，開關裝置400之輸出端連接至實體電抗裝置402。開關裝置400係根據脈衝寬度調變(PWM)控制器401輸出的工作週期信號(Ta1*, Tb1*, Tc1*),…,(Tan*, Tbn*, Tcn*)來進行切換，藉此將三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)轉換成過渡三相電壓與過渡三相電流，而實體電抗裝置402之輸入端係連接於開關裝置400之輸出端，實體電抗裝置402之輸出端係連接於所對應之逆變驅動器之輸出端，用以抑制開關裝置400所輸出之過渡三相電流的電流振盪，以產生抑制三相電流並輸出至馬達106，以驅動馬達106。
【0015】
每台逆變驅動器INV_1,…,INV_n均更各自包含一虛擬電抗裝置403，虛擬電抗裝置403之輸入端係連接於實體電抗裝置402之輸出端及馬達106之間，用以接收本身之逆變驅動器及其它逆變驅動器所輸出的抑制三相電流的資訊，且將包含本身之逆變驅動器之所有逆變驅動器的抑制三相電流加總起來，並配合各自逆變驅動器之三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)，計算出由一虛擬電抗單元及實體電抗裝置402所產生之一理想電抗值的一補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*),…,(Ian*, Ibn*, Icn*)，其中虛擬電抗單元係藉由虛擬電抗裝置403所產生，而開關裝置400所輸出之過渡三相電流可對應補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*),…,(Ian*, Ibn*, Icn*)之補償而進行修正，使過渡三相電流的電流振盪減少，進而類似於提升實體電抗裝置402的抑制效果。
【0016】
以下將以第5圖來說明每台逆變驅動器之虛擬電抗裝置403的內部架構，然由於本案之每台逆變驅動器的虛擬電抗裝置403的內部架構係相同，故第5圖中僅以第4圖所示之接收三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*)的逆變驅動器INV_1的虛擬電抗裝置403來示範性地進行說明。請再參閱第5圖，虛擬電抗裝置403更包含一電壓產生單元403a、一電壓比較單元403b及一電壓/電流運算單元403c。電壓產生單元403a用以收集本身之逆變驅動器的抑制三相電流及其它逆變驅動器的抑制三相電流的資訊，且將包含本身之逆變驅動器之所有逆變驅動器的抑制三相電流加總起來，更將收集到的關於抑制三相電流加總的電流資訊(亦即馬達106所接收之總和三相電流(Ia, Ib, Ic))利用一阻抗值進行運算，以產生一修正三相電壓(Vca1,Vcb1,Vcc1)，其中阻抗值實際上為馬達106之阻抗值，係可變更地預先儲存於電壓產生單元403a內。電壓比較單元403b用以接收修正三相電壓(Vca1,Vcb1,Vcc1)及三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*)，並將修正三相電壓(Vca1,Vcb1,Vcc1)與三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*)進行比較，以產生一補償三相電壓(Vsa1,Vsb1,Vsc1)。電壓/電流運算單元403c係用以接收補償三相電壓(Vsa1,Vsb1,Vsc1)，並轉換為補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*)，使開關裝置400所輸出之過渡三相電流可對應補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*)之補償而進行修正，使過渡三相電流的電流振盪減少，進而類似於提升實體電抗裝置402的抑制效果，其中，補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*)為可反映流過具有實體電抗裝置402及虛擬電抗單元所產生的理想電抗值的一理想三相電流。另外，第5圖所例示之修正三相電壓(Vca1,Vcb1,Vcc1)及補償三相電壓(Vsa1,Vsb1,Vsc1)實際上對應第n台逆變驅動器而可改為修正三相電壓(Vcan,Vcbn,Vccn)以及補償三相電壓(Vsan,Vsbn,Vscn)。
【0017】
請再參閱第4圖並配合第5圖，每台逆變驅動器INV_1,…,INV_n均更各自包含一環流抑制裝置，係連接於開關裝置400的輸出端及脈衝寬度調變控制器401的輸入端之間，且與虛擬電抗裝置403之輸出端連接，並具有一控制指標計算器(Control Index Calculator，CIC)404及一控制器406。控制指標計算器404係根據每台逆變驅動器INV_1,…,INV_n各自所對應輸出之過渡三相電流與虛擬電抗裝置403所輸出之補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*),…,(Ian*, Ibn*, Icn*)，而視設計的需求來對應產生三相指標(Ka1, Kb1, Kc1), …, (Kan, Kbn, Kcn)。控制器406係用以接收三相指標(Ka1, Kb1, Kc1), …, (Kan, Kbn, Kcn)以及三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)，並在三相各產生與環流及/或零序電流相關的電壓注入量(零序電壓)(Vua1,Vub1,Vuc1), …, (Vuan,Vubn,Vucn)，且以前饋(feedforward)而非回授(feedbackward)的組態來修正三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)。在本較佳實施例中，控制器406係為一非平衡零序注入產生器 (Unbalanced Zero-Sequence Injection Generator，UZSIG)。三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)的修正係經由加法器410將原始的三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)與電壓注入量(Vua1,Vub1,Vuc1), …, (Vuan,Vubn,Vucn)相加而成。修正後的三相電壓命令(Va1*’, Vb1*’, Vc1*’),…,(Van*’, Vbn*’, Vcn*’)係傳送至脈衝寬度調變(PWM)控制器401，其係將修正後的三相電壓命令(Va1*’, Vb1*’, Vc1*’),…,(Van*’, Vbn*’, Vcn*’)與三角載波(triangular carrier wave)互相比較，以產生控制開關元件400的切換的工作週期信號(Ta1*, Tb1*, Tc1*),…,(Tan*, Tbn*, Tcn*)，藉此便可利用每台逆變驅動器INV_1,…,INV_n各自之虛擬電抗裝置403所產生之補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*),…,(Ian*, Ibn*, Icn*)來對開關裝置400所輸出之過渡三相電流進行修正，使過渡三相電流的電流振盪減少，進而類似於提升實體電抗裝置402的抑制效果，且藉由環流抑制裝置根據並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流量對應產生修正的三相電壓命令(Va1*’, Vb1*’, Vc1*’),…,(Van*’, Vbn*’, Vcn*’)，以抑制並聯式逆變驅動系統的環流及零序電流。每台逆變驅動器INV_1,…,INV_n本身的回授三相電流可透過逆變驅動器本身的電流感測器來量測，而所有逆變驅動器之總和電流可透過各台逆變驅動器間的通訊來獲得，無需額外的電流感測器。
【0018】
於一些實施例中，每台虛擬電抗裝置403之電壓/電流運算單元403c實際上係將補償三相電壓(Vsa1,Vsb1,Vsc1),…, (Vsan,Vsbn,Vscn)進行積分運算，並將積分運算後之結果與前述之理想電抗值的倒數進行乘法運算，以計算出可反映流過具有實體電抗裝置402及虛擬電抗單元所產生之理想電抗值的理想三相電流的補償三相電流 (Ia1*, Ib1*, Ic1*),…,(Ian*, Ibn*, Icn*)。其中，理想電抗值可根據馬達106之轉速大小進行對應調整，舉例來說，當馬達106之轉速提升時，由於輸出至馬達106之總和三相電流(Ia, Ib, Ic)係對應上升，故實際上需要對應地增加電流抑制效果，因此可將理想電抗值調降，以使補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*),…,(Ian*, Ibn*, Icn*)對應上升。反之，當馬達106之轉速下降時，由於輸出至馬達106之總和三相電流(Ia, Ib, Ic)係對應下降，故實際上需要對應地降低電流抑制效果，因此可將理想電抗值調降，以使補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*),…,(Ian*, Ibn*, Icn*)對應下降。
【0019】
由上可知，以逆變驅動器INV 1為例，本案係藉由虛擬電抗裝置403計算出由實體電抗裝置402及虛擬電抗單元所產生之理想電抗值的補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*)對應使開關裝置400所輸出之過渡三相電流進行修正，以產生修正後之過渡三相電流，藉此虛擬電抗單元便可於開關裝置400之輸出端與實體電抗裝置402共同抑制過渡三相電流的電流振盪，換言之，虛擬電抗裝置403係模擬過渡三相電流在經由虛擬電抗單元與實體電抗裝置402共同抑制後所產生之電流，進而產生與該電流相對應的補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*)。其中，實體電抗裝置402的電抗值、虛擬電抗單元的電抗值及修正後之過渡三相電流仍存在之三相最大環流之間係存在一計算公式如下：
【0020】
(Lreal+LVR)=(Vdc*TSW*εD)/ΔImax；
【0021】
其中，Lreal代表實體電抗裝置402的電抗值，LVR代表虛擬電抗單元之電抗值，ΔImax代表修正後之過渡三相電流仍存在的三相最大環流，TSW代表開關裝置400的切換的工作週期信號(Ta1*, Tb1*, Tc1*)，εD代表每台逆變驅動器INV_1,…,INV_n各自之三相工作週期信號(Ta1*, Tb1*, Tc1*),…,(Tan*, Tbn*, Tcn*)的最大錯位百分比，Vdc代表開關裝置400之輸出端的電壓，又TSW、εD與Vdc實際上針對特定裝置可視為常數，故可知於本案中，過渡三相電流實際上係由實體電抗裝置402及虛擬電抗裝置403所形成之虛擬電抗單元共同抑制電流振盪。因此相較於未使用虛擬電抗裝置之傳統逆變驅動器，使得抑制過渡三相電流的電流振盪僅藉由實體電抗裝置的電抗值來達成，導致實體電抗裝置實際上係必須使用電抗值較大之實體電抗裝置來構成，由於本案係利用虛擬電抗裝置403來使開關裝置400之輸出端形成虛擬電抗單元，藉此讓虛擬電抗單元與實體電抗裝置402共同抑制過渡三相電流的電流振盪，亦即利用(Lreal+LVR) 抑制過渡三相電流的電流振盪，故本案之實體電抗裝置402實際上便可選用電抗值相對較小之實體電抗裝置來構成，以使實體電抗裝置402之體積較小，進而成本較低。
【0022】
當然，當本案逆變驅動器之實體電抗裝置之電抗值相同於傳統之實體電抗裝置之電抗值時，由於本案更利用虛擬電抗裝置403之虛擬電抗單元與實體電抗裝置共同抑制過渡三相電流的電流振盪，因此本案實際上可提升實體電抗裝置對於過渡三相電流的電流振盪抑制效果。
【0023】
另外，控制指標計算器404可依照欲抑制的目標，例如環流大小來計算三相指標(Ka1, Kb1, Kc1), …, (Kan, Kbn, Kcn)。三相電壓命令的修正可依照操作模式的需求以正弦脈衝寬度調變(SPWM)、空間向量脈衝寬度調變(SVPWM）或數位脈衝寬度調變(DPWM)等以脈衝寬度調變為基礎(PWM-based)的操作模式改變電壓注入量。因此，在本實施例中，控制器406可以因應操作模式的不同產生不同的命令，並搭配脈衝寬度調變(PWM)控制器401而替換為正弦脈衝寬度調變(SPWM) 控制器、空間向量脈衝寬度調變(SVPWM）控制器或數位脈衝寬度調變(DPWM) 控制器。利用脈衝寬度調變(PWM)控制器401將修正後的電壓命令轉換成實際輸入的操作，將不受脈衝寬度調變(PWM)控制器401中的微控制器單元（MCU,未顯示）功能的限制。亦即，脈衝寬度調變(PWM)控制器401中的微控制器單元無須支援動態調整開關裝置400的工作週期信號的功能。
【0024】
以下將以第6-7圖說明本案之並聯式逆變驅動系統加入虛擬電抗裝置運作後之效果，且為了方便了解本案技術，該些圖示中僅以並聯式逆變驅動系統係具有兩台逆變驅動器，並以兩台逆變驅動器個別的a相電流及兩台逆變驅動器的a相總和電流(Ia)來進行說明。請參閱第6A圖、第6B圖、第7A圖及第7B圖，其中第6A圖係顯示本案之逆變驅動器使用電抗值為0.2mH的實體電抗裝置且有加入虛擬電抗裝置時之運作模擬結果圖，第6B圖係顯示本案之逆變驅動器使用電抗值為2mH的實體電抗裝置且未加入虛擬電抗裝置時之運作模擬結果圖，第7A圖係顯示本案之逆變驅動器使用電抗值為0.2mH的實體電抗裝置且未加入虛擬電抗裝置時之運作模擬結果圖，第7B圖係顯示本案之逆變驅動器使用電抗值為0.2mH的實體電抗裝置且有加入虛擬電抗裝置時之運作模擬結果圖。由第6A圖及第6B圖可知，本案之並聯式逆變驅動系統之逆變驅動器在加入虛擬電抗裝置的架構下，實際上便可使實體電抗裝置之電抗值變小，例如0.2mH，而達成如同實際使用較大之實體電抗裝置之電抗值，例如10倍之2mH的實體電抗裝置的電流振盪抑制效果。
【0025】
此外，由第7A、7B圖可知，在使用相同電抗值，例如0.2mH的實體電抗裝置的條件下，由於本案之並聯式逆變驅動系統之逆變驅動器加入虛擬電抗裝置的架構及控制，故本案之實體電抗裝置的電流振盪抑制效果係優於傳統並聯式逆變驅動系統之逆變驅動器未加虛擬電抗裝置時的電流振盪抑制效果。
【0026】
本發明的較佳實施例的另一態樣如第8圖所示，其係為環流與電流振盪的抑制方法流程圖，其係利用第4圖的並聯式逆變驅動系統及第5圖的虛擬電抗裝置來完成。本發明的抑制電流振盪及環流抑制方法的操作步驟如下。首先，如步驟S1，每台逆變驅動器之虛擬電抗裝置403收集包含本身之所有逆變驅動器所輸出之抑制三相電流的資訊，且將該些抑制三相電流加總起來，並將收集到的關於抑制三相電流加總的電流資訊(亦即馬達106所接收之總和三相電流(Ia, Ib, Ic))利用阻抗值進行運算，以於每台逆變驅動器中對應產生修正三相電壓(Vca1,Vcb1,Vcc1), …, (Vcan,Vcbn,Vccn)，其中阻抗值實際上為馬達106之阻抗值。接著，如步驟S2，將每台逆變驅動器中之修正三相電壓(Vca1,Vcb1,Vcc1), …, (Vcan,Vcbn,Vccn)與每台逆變驅動器各自之三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)進行比較，以產生補償三相電壓(Vsa1,Vsb1,Vsc1), …, (Vsan,Vsbn,Vscn)。接著，如步驟S3，將每台逆變驅動器中之補償三相電壓(Vsa1,Vsb1,Vsc1), …, (Vsan,Vsbn,Vscn)轉換為可反映流過具有實體電抗裝置402及虛擬電抗單元所產生之理想電抗值的理想三相電流的補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*),…,(Ian*, Ibn*, Icn*)，使開關裝置400所輸出之過渡三相電流可對應補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*), …,(Ian*, Ibn*, Icn*)之補償而進行修正。接著，如步驟S4，每台逆變驅動器中之控制指標計算器404會收集每台逆變驅動器INV_1,…,INV_n各自所對應之過渡三相電流與虛擬電抗裝置403所輸出之補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*),…,(Ian*, Ibn*, Icn*)，並依據欲達到的目標環流及/或零序電流量的需求，來計算出三相指標(Ka1, Kb1, Kc1), …, (Kan, Kbn, Kcn)。接著，如步驟S5，每台逆變驅動器中之控制器406會以三相指標(Ka1, Kb1, Kc1), …, (Kan, Kbn, Kcn)配合三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)，依操作模式的需求產生與環流及/或零序電流相關的電壓注入量(Vua1,Vub1,Vuc1), …,（Vuan,Vubn,Vucn)。接著如步驟S6，每台逆變驅動器會以前饋的組態來修正三相電壓命令(Va1*, Vb1*, Vc1*),…,(Van*, Vbn*, Vcn*)。接著，如步驟S7，脈衝寬度調變(PWM)控制器401會將修正後的三相電壓命令(Va1*’, Vb1*’, Vc1*’),…,(Van*’, Vbn*’, Vcn*’)與三角載波互相比較，以產生用來控制開關元件400的切換的工作週期信號(Ta1*, Tb1*, Tc1*),…,(Tan*, Tbn*, Tcn*)，藉此利用每台逆變驅動器INV_1,…,INV_n各自之虛擬電抗裝置403所產生之補償三相電流(Ia1*, Ib1*, Ic1*),…,(Ian*, Ibn*, Icn*)來對開關裝置400所輸出之過渡三相電流進行修正，使過渡三相電流的電流振盪因虛擬電抗裝置403所形成之虛擬電抗單元而減少，進而類似於提升實體電抗裝置402的電流振盪抑制效果，且藉由環流抑制裝置根據並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流量對應產生修正的三相電壓命令(Va1*’, Vb1*’, Vc1*’),…,(Van*’, Vbn*’, Vcn*’)，以抑制並聯式逆變驅動系統的環流。
【0027】
綜上所述，本案係提供一種環流與電流振盪的抑制方法及並聯式逆變驅動系統，係利用虛擬電抗裝置接收每台逆變驅動器實際使用之實體電抗裝置所產生的抑制三相電流，並根據馬達阻抗以及由虛擬電抗單元與實體電抗裝置所產生之理想電抗值而產生補償三相電流，以對應使開關裝置所輸出之過渡三相電流進行修正，藉此使開關裝置之輸出端形成具有虛擬電抗單元之電抗值並與實體電抗裝置共同抑制過渡三相電流的電流振盪，以類似於提升實體電抗裝置的電流振盪抑制效果，如此一來，本案之並聯式逆變驅動系統之每一逆變驅動器便可使用電抗值較小之實體電抗裝置，故可使並聯式逆變器驅動器系統的成本降低並縮小體積。此外，本案之環流與電流振盪的抑制方法及並聯式逆變驅動系統更利用一環流抑制裝置根據並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流量產生修正的三相電壓命令，如此一來，便可有效地抑制並聯式逆變驅動系統中的環流及零序電流。
【0028】
本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。
 
S1~S7‧‧‧本案之環流與電流振盪的抑制方法流程

Claims (1)

  1. 1.一種環流與電流振盪的抑制方法，係應用於一並聯式逆變驅動系統之複數個逆變驅動器，每一該逆變驅動器具有一實體電抗裝置來抑制該逆變驅動器內之一開關裝置所輸出之一過渡三相電流，該方法包含下列步驟:
    (a)利用一虛擬電抗裝置的一電壓產生單元收集所有該逆變驅動器各自所輸出之一抑制三相電流並加總的電流資訊，且將所收集的電流資訊利用一阻抗值進行運算，以於每一該逆變驅動器中對應產生一修正三相電壓；
    (b)利用該虛擬電抗裝置的一電壓比較單元將每一該逆變驅動器中之該修正三相電壓與一三相電壓命令進行比較，以產生一補償三相電壓；
    (c)利用該虛擬電抗裝置的一電壓/電流運算單元將每一該逆變驅動器中之該補償三相電壓轉換為一補償三相電流，其中該補償三相電流係對應於模擬該過渡三相電流經由一虛擬電抗單元與該實體電抗裝置共同抑制後所產生之電流；
    (d)收集每一該逆變驅動器內的該過渡三相電流與每一該逆變驅動器中之該補償三相電流，並根據收集結果與所欲達成的並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流量於每一該逆變驅動器中產生一指標；
    (e)以該指標配合該三相電壓命令，並且依據操作模式的需求，於每一該逆變驅動器中產生與該並聯式逆變驅動系統的環流及/或零序電流相關的一零序電壓；
    (f)以該零序電壓來修正該三相電壓命令；以及
    (g)根據修正後的該三相電壓命令來產生用來控制對應之該逆變驅動器的切換的一工作週期信號。
    2.如申請專利範圍第1項所述之抑制方法，其中於步驟(a)中，該阻抗值係為該馬達之阻抗值。
    3.如申請專利範圍第1項所述之抑制方法，其中該阻抗值係可變更地預先儲存於該電壓產生單元。
    4.如申請專利範圍第1項所述之抑制方法，其中該實體電抗裝置的電抗值、該虛擬電抗單元的電抗值及修正後之該過渡三相電流仍存在之三相最大環流之間係存在一公式為：(Lreal+LVR)=(Vdc*TSW*εD)/ΔImax，其中Lreal為該實體電抗裝置的電抗值，LVR為該虛擬電抗單元的電抗值，ΔImax為修正後之該過渡三相電流仍存在的三相最大環流，TSW為該開關裝置的切換的工作週期信號，εD為每一該逆變驅動器各自之工作週期信號的錯位百分比，Vdc為該開關裝置之輸出端的電壓。
    5.如申請專利範圍第4項所述之抑制方法，其中於步驟(c)中，係將該補償三相電壓進行積分運算，並將積分運算後之結果與該實體電抗裝置及該虛擬電抗單元所產生之一理想電抗值的倒數進行乘法運算，以計算出可反映流過該理想電抗值之一理想三相電流的該補償三相電流。
    6.如申請專利範圍第5項所述之抑制方法，其中當該馬達之轉速提升時，該理想電抗值係調降，而當該馬達之轉速下降時，該理想電抗值係調升。
    7.一種並聯式逆變驅動系統，用以驅動一馬達，包含:
    複數個相互並聯之逆變驅動器，每一該逆變驅動器包含：
    一開關裝置；
    一脈衝寬度調變控制器，連接於該開關裝置之輸入端，係根據一工作週期信號來控制該開關裝置的切換；
    一實體電抗裝置，係連接於該馬達與該開關裝置之輸出端之間，用以抑制該開關裝置所輸出之一過渡三相電流的電流振盪，並產生一抑制三相電流輸出至該馬達；
    一虛擬電抗裝置，該虛擬電抗裝置之輸入端連接於該實體電抗裝置之輸出端及該馬達之間，用以收集本身之該逆變驅動器及其它該逆變驅動器的該抑制三相電流，並配合本身之該逆變驅動器之一三相電壓命令，以對應輸出一補償三相電流；以及
    一環流抑制裝置，用以收集本身之該逆變驅動器的該過渡三相電流與該補償三相電流，並根據收集的結果修正該三相電壓命令；
    其中，該脈衝寬度調變控制器係根據修正後之該三相電壓命令產生該工作週期信號至該開關裝置。
    8.如申請專利範圍第7項所述之並聯式逆變驅動系統，其中該虛擬電抗裝置包含：
    一電壓產生單元，用以收集本身之該逆變驅動器及其它該逆變驅動器的該抑制三相電流並加總的電流資訊，且根據所收集的電流資訊利用一阻抗值運作而產生一修正三相電壓；
    一電壓比較單元，係接收該修正三相電壓並與本身之該逆變驅動器所接收之一三相電壓命令進行比較，產生一補償三相電壓；以及
    一電壓/電流運算單元，係接收該補償三相電壓，並轉換為一補償三相電流。
    9.如申請專利範圍第8項所述之並聯式逆變驅動系統，其中該電壓產生單元之該阻抗值係為該馬達之阻抗值。
    10.如申請專利範圍第8項所述之並聯式逆變驅動系統，其中該補償三相電流係對應於模擬該過渡三相電流經由一虛擬電抗單元與該實體電抗裝置共同抑制後所產生之電流，而該電壓/電流運算單元係將該補償三相電壓進行積分運算，並將積分運算後之結果與由該實體電抗裝置及該虛擬電抗單元所產生之一理想電抗值的倒數進行乘法運算，以計算出可反映流過該理想電抗值之一理想三相電流的該補償三相電流。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9853570B2 (en) * 2016-02-26 2017-12-26 Deere & Company Parallel inverter scheme for separating conduction and switching losses
EP3724983A1 (en) 2017-12-13 2020-10-21 ABB Schweiz AG Control of electrical converter with paralleled half-bridges
JP7053335B2 (ja) * 2018-03-28 2022-04-12 日立Astemo株式会社 モータ制御装置、電動車両
CN109039207B (zh) * 2018-07-23 2020-05-19 华中科技大学 一种n相n+1桥臂逆变器及其调制方法
CN110429852A (zh) * 2019-06-04 2019-11-08 河北工业大学 一种抑制逆变器开关环流的方法、系统及终端设备
CN115066664A (zh) 2019-09-09 2022-09-16 埃莱克赛斯Ip有限公司 双向配电网络
CN111082682A (zh) * 2019-12-23 2020-04-28 湖北文理学院 基于lcl滤波的电压型pwm整流器的协同控制系统及方法
WO2022221906A1 (en) * 2021-04-19 2022-10-27 Elexsys Ip Pty Ltd Method of controlling electrical power regulating system and inverter device thereof
CN114421830B (zh) * 2022-03-29 2022-06-21 南京凌博电子科技有限公司 一种永磁同步电机的基于虚拟阻尼绕组的电机控制方法
KR102687645B1 (ko) * 2022-04-04 2024-07-23 광주과학기술원 병렬 3상 2-레벨 인버터의 전류 왜곡 및 순환전류 억제 장치 및 장치의 동작 방법
CN114839420B (zh) * 2022-04-21 2023-12-12 国网江苏省电力有限公司电力科学研究院 测试交叉互联接地系统环流最大值的方法及装置
CN115912477B (zh) * 2022-11-28 2023-09-12 国网湖北省电力有限公司经济技术研究院 一种交直流混合微电网并联型换流器零序环流平抑方法
CN117155156B (zh) * 2023-10-27 2024-02-06 国网浙江省电力有限公司杭州供电公司 并联功率模组控制方法、电子设备和存储介质

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2014174667A1 (ja) * 2013-04-26 2014-10-30 富士電機株式会社 共振抑制装置

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI692930B (zh) * 2018-06-29 2020-05-01 大陸商台達電子企業管理（上海）有限公司 級聯型三相變頻器的調變方法
US10797630B2 (en) 2018-06-29 2020-10-06 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd Method of modulating cascaded three-phase VFD

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