TW201547215A - 射頻傳送裝置及射頻接收裝置 - Google Patents

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Jri Lee
Pen-Jui Peng
Pang-Ning Chen
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Univ Nat Taiwan
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Abstract

一種射頻傳送裝置，其包含倍頻電路、混頻電路、功率分配電路、複數個相位偏移電路、複數個放大電路及複數個天線。倍頻電路用以放大基頻信號之頻率以產生諧波信號。混頻電路用以依據輸入信號與諧波信號以產生射頻信號。功率分配用以依據射頻信號以產生複數個子射頻信號。該等相位偏移電路分別對該等子射頻信號進行相位偏移。該等放大電路分別放大該等子射頻信號之功率。該等天線用以傳送該等子射頻信號。再者，一種射頻接收裝置亦在此揭露。

Description

射頻傳送裝置及射頻接收裝置
本發明係有關於一種無線通信技術，且特別是有關於一種射頻傳送裝置及射頻接收裝置。
隨著科技的進展，電子元件間的傳輸方式，逐漸由有線的傳輸方式(例如：透過通用串列匯流排(Universal Serial Bus，USB)來傳輸等)轉變為無線的傳輸方式，如此，當可改善有線之傳輸方式所存在的諸多不便。
然而，無線的傳輸方式仍存在許多問題，諸如射頻傳輸裝置所傳送之信號的線性度問題、AM/AM失真(AM to AM distortion)問題等，此外，在射頻傳輸裝置之可變增益放大電路中，所採用之偏壓調整(bias tuning)或電流操控(current steering)方式亦分別存在匹配及線性度的問題。
由此可見，上述現有的方式，顯然仍存在不便與缺陷，而有待改進。為了解決上述問題，相關領域莫不費盡 心思來謀求解決之道，但長久以來仍未發展出適當的解決方案。
發明內容旨在提供本揭示內容的簡化摘要，以使閱讀者對本揭示內容具備基本的理解。此發明內容並非本揭示內容的完整概述，且其用意並非在指出本發明實施例的重要/關鍵元件或界定本發明的範圍。
本發明內容之一技術態樣係關於一種射頻傳送裝置，其包含倍頻電路、混頻電路、功率分配電路、複數個相位偏移電路、複數個放大電路及複數個天線。倍頻電路用以放大基頻信號之頻率以產生諧波信號。混頻電路電性耦接於倍頻電路，並用以依據輸入信號與諧波信號以產生射頻信號。功率分配電路電性耦接於混頻電路，並用以依據射頻信號以產生複數個子射頻信號，功率分配電路包含第一放大器、複數個第二放大器及複數個第三放大器。該等第二放大器並聯於共用節點及電源之間，其中共用節點電性耦接於第一放大器，該等第三放大器分別電性耦接於該等第二放大器。該等相位偏移電路分別對該等子射頻信號進行相位偏移。該等放大電路分別放大該等子射頻信號之功率，該等放大電路的每一者包含輸入級、複數個第四放大器、功率偵測器及電壓箝位器，輸入級用以接收子射頻信號。第一耦合器電性耦接於輸入級。該等第四放大器 彼此串接並電性耦接於第一耦合器，其中第一耦合器用以耦合部分子射頻信號之功率至該等第四放大器，該等第四放大器根據偏壓以放大子射頻信號之功率。功率偵測器電性耦接於第一耦合器，其中第一耦合器用以耦合部分子射頻信號之功率至功率偵測器，功率偵測器用以偵測子射頻信號以輸出偵測信號。電壓箝位器電性耦接於功率偵測器，並用以根據偵測信號以控制偏壓。該等天線用以傳送該等子射頻信號。
本發明內容之另一技術態樣係關於一種射頻接收裝置，其包含複數個天線、複數個可變增益低雜訊放大電路、複數個相位偏移電路、倍頻電路以及混頻電路。該等天線用以接收複數個射頻信號。該等可變增益低雜訊放大電路電性耦接於該等天線，用以放大該等射頻信號。，該等可變增益低雜訊放大電路的每一者包含輸入級及複數個可變增益放大器。輸入級用以濾除該等射頻信號之雜訊。該等可變增益放大器彼此串接，並電性耦接於輸入級。該等可變增益放大器的每一者包含放大單元及下拉單元。放大單元用以放大該等射頻信號之功率。下拉單元，電性耦接於放大單元，並用以根據控制信號以將放大單元接地。該等相位偏移電路分別電性耦接於該等可變增益低雜訊放大電路，並用以對該等射頻信號進行相位偏移。倍頻電路用以放大基頻信號之頻率以產生諧波信號。混頻電路電性耦接於該等相位偏移電路及倍頻電路，並用以依據該等射 頻信號與諧波信號以產生輸出信號。
因此，根據本發明之技術內容，本發明實施例藉由提供一種射頻傳送裝置及射頻接收裝置，藉以改善無線傳輸裝置所傳送之信號的線性度問題、AM/AM失真問題。此外，本發明之射頻接收裝置亦可改善採用偏壓調整或電流操控之可變增益放大電路中，所存在匹配及線性度的問題。
在參閱下文實施方式後，本發明所屬技術領域中具有通常知識者當可輕易瞭解本發明之基本精神及其他發明目的，以及本發明所採用之技術手段與實施態樣。
100‧‧‧射頻傳送裝置
110‧‧‧倍頻電路
120‧‧‧混頻電路
130‧‧‧功率分配電路
142、144、146、148‧‧‧相位偏移電路
152、154、156、158‧‧‧放大電路
162、164、166、168‧‧‧天線
200‧‧‧射頻接收裝置
212、214、216、218‧‧‧天線
222、224、226、228‧‧‧放大電路
232、234、236、238‧‧‧相位偏移電路
240‧‧‧混頻電路
250‧‧‧倍頻電路
610‧‧‧向量產生器
620‧‧‧相位選擇器
630‧‧‧邏輯運算器
640‧‧‧數位類比轉換器
650‧‧‧巴輪轉換器
660‧‧‧匹配器
670‧‧‧放大器
710‧‧‧數位類比轉換器
910‧‧‧向量產生器
920‧‧‧相位選擇器
930‧‧‧粗調數位類比轉換器
940‧‧‧相位選擇器
950‧‧‧細調數位類比轉換器
960‧‧‧邏輯編碼器
1110‧‧‧輸入級
1120‧‧‧耦合電路
1130‧‧‧匹配器
1140‧‧‧功率偵測器
1150‧‧‧匹配器
1160‧‧‧放大器
1310‧‧‧匹配電路
1320‧‧‧匹配電路
為讓本發明之上述和其他目的、特徵、優點與實施例能更明顯易懂，所附圖式之說明如下：第1圖係繪示依照本發明一實施例的一種射頻收發系統之示意圖。
第2圖係依照本發明一實施例繪示如第1圖所示之射頻傳送裝置的一種倍頻電路之示意圖。
第3A圖係依照本發明一實施例繪示如第2圖所示之倍頻電路的一種實驗數據示意圖。
第3B圖係依照本發明一實施例繪示如第2圖所示之倍頻電路的一種實驗數據示意圖。
第4圖係依照本發明一實施例繪示如第1圖所示之射頻傳送裝置的一種功率分配電路的示意圖。
第5A圖係依照本發明一實施例繪示如第4圖所示之功率分配電路的一種增益及相位誤差的示意圖。
第5B圖係依照本發明一實施例繪示如第4圖所示之功率分配電路的一種小訊號量測結果示意圖。
第6圖係依照本發明一實施例繪示如第1圖所示之射頻傳送裝置的一種相位偏移電路的示意圖。
第7圖係依照本發明一實施例繪示如第6圖所示之相位偏移電路的一種實驗數據的示意圖。
第8圖係依照本發明一實施例繪示如第1圖所示之射頻傳送裝置的一種放大電路的示意圖。
第9A圖係依照本發明一實施例繪示如第8圖所示之放大電路的一種實驗數據的示意圖。
第9B圖係依照本發明一實施例繪示如第8圖所示之放大電路的一種實驗數據的示意圖。
第9C圖係依照本發明一實施例繪示如第8圖所示之放大電路的一種實驗數據的示意圖。
第10圖係依照本發明一實施例繪示如第1圖所示之射頻接收裝置的一種可變增益低雜訊放大電路的示意圖。
第11A圖係依照本發明一實施例繪示如第10圖所示之可變增益低雜訊放大電路的一種實驗數據的示意圖。
第11B圖係依照本發明一實施例繪示如第10圖所示之可變增益低雜訊放大電路的一種實驗數據的示意圖。
根據慣常的作業方式，圖中各種特徵與元件並未依比 例繪製，其繪製方式是為了以最佳的方式呈現與本發明相關的具體特徵與元件。此外，在不同圖式間，以相同或相似的元件符號來指稱相似的元件/部件。
為了使本揭示內容的敘述更加詳盡與完備，下文針對了本發明的實施態樣與具體實施例提出了說明性的描述；但這並非實施或運用本發明具體實施例的唯一形式。實施方式中涵蓋了多個具體實施例的特徵以及用以建構與操作這些具體實施例的方法步驟與其順序。然而，亦可利用其他具體實施例來達成相同或均等的功能與步驟順序。
除非本說明書另有定義，此處所用的科學與技術詞彙之含義與本發明所屬技術領域中具有通常知識者所理解與慣用的意義相同。此外，在不和上下文衝突的情形下，本說明書所用的單數名詞涵蓋該名詞的複數型；而所用的複數名詞時亦涵蓋該名詞的單數型。
另外，關於本文中所使用之「耦接」或「連接」，均可指二或多個元件相互直接作實體或電性接觸，或是相互間接作實體或電性接觸，亦可指二或多個元件相互操作或動作。
第1圖係依照本發明一實施例繪示一種射頻收發系統的示意圖。如圖所示，射頻收發系統包含射頻傳送裝置100及射頻接收裝置200，其中射頻傳送裝置100包含倍 頻電路110、混頻電路120、功率分配電路130、複數個相位偏移電路142~148、複數個放大電路152~158以及複數個天線162~168，而射頻接收裝置200包含複數個天線212~218、複數個可變增益低雜訊放大電路222~228、複數個相位偏移電路232~238、混頻電路240以及倍頻電路250。在一實施例中，第1圖所示之射頻收發系統可用以傳送及接收毫米波(millimeter wave)，據此，射頻收發系統可稱為毫米波相位陣列收發機。
請參照射頻傳送裝置100，倍頻電路110用以放大基頻信號(例如：本地振盪信號L0)之頻率而產生諧波信號。混頻電路120電性耦接於倍頻電路110，並用以依據輸入信號(例如：中頻信號IF)與諧波信號而產生射頻信號。功率分配電路130電性耦接於混頻電路120，並用以依據射頻信號產生複數個子射頻信號。該等相位偏移電路142~148電性耦接於功率分配電路130，並分別對該等子射頻信號進行相位偏移。該等放大電路152~158分別電性耦接於該等相位偏移電路142~148，並分別放大該等子射頻信號以產生複數個射頻信號。該等天線162~168分別電性耦接於該等該等放大電路152~158，並分別用以傳送該等射頻信號。
請參閱射頻接收裝置200，該等天線212~218用以接收由射頻傳送裝置100所傳輸而來的該等射頻信號。該等可變增益低雜訊放大電路222~228分別電性耦接於該等天線212~218，並分別用以放大該等射頻信號。該等相位偏 移電路232~238分別電性耦接於該等可變增益低雜訊放大電路222~228，並分別用以對該等射頻信號進行相位偏移。另一方面，倍頻電路250用以放大基頻信號(例如：本地振盪信號L0)之頻率以產生諧波信號。此外，混頻電路240電性耦接於該等相位偏移電路232~238及倍頻電路250，並用以依據該等射頻信號與諧波信號以產生輸出信號(例如：中頻信號IF)。
第2圖係依照本發明一實施例繪示如第1圖所示之射頻傳送裝置100的一種倍頻電路110、250的示意圖。一般射頻傳送裝置內的94GHz倍頻器(諸如三倍頻器)必須提供較大之輸出振幅及較廣之操作範圍，為達到上數目的，一般作法係採用電容陣列或變容器以提升倍頻器之共振頻率。然而，此種作法將嚴重限制倍頻器之輸出振幅。
因此，本發明提出如第2圖所示之倍頻電路110、250以解決上述問題。倍頻電路110、250至少包含輸入級111、差動電晶體對112、匹配器113、轉換器114、共振級115及輸出116。於實現本發明時，倍頻電路110、250可為94GHz的注入鎖定式三倍頻器。
在本實施例中，輸入級111用以接收基頻信號fo。差動電晶體對112(如：M1、M2)及寬頻匹配器113將此基頻信號fo轉換為三倍頻訊號3fo。再者，轉換器114將三倍頻訊號3fo耦合至共振級115(如：交叉耦合對M3、M4(cross-coupled pair))，共振級115將三倍頻訊號3fo放大 後輸出，其中轉換器114在94GHz頻率下之耦合因素k約為0.8。另外，其共振負載亦進一步濾除基頻之耦合效應。在此，因差動電晶體對112之寄生效應被匹配器113吸收，是以更多三階泛音3fo能量可被提供給共振級115。此外，轉換器114可為變壓器，採用變壓器來耦合訊號的方式，當可提升一階與二階諧波隔離度。
第3A~3B圖係依照本發明一實施例繪示如第2圖所示之倍頻電路110、250的一種實驗數據示意圖。本發明之倍頻電路110、250藉由寬頻匹配及轉換器114耦合的方式，可大幅增加其注入鎖定範圍。如圖所示，當輸入Pin為0dBm時，其鎖定範圍(lock range)約為13GHz，遠較一般射頻傳送裝置內的倍頻器為廣。此外，當倍頻電路110、250操作於Pout約為0dBm時(當Pin為0dBm)，由88GHz持續至96GHz，其衰減率小於1dB。再者，基頻及2階諧波抑制量(rejection)分別大於35dB及25dB。
第4圖係依照本發明一實施例繪示如第1圖所示之射頻傳送裝置100的一種功率分配電路130的示意圖。在60GHz時，被動分配器之體積較大，再者，配置於被動分配器後，用以補償信號功率的放大器之體積亦較大，導致整體功率分配電路之晶片的體積較大。
因此，本發明提出如第4圖所示之功率分配電路130以解決上述問題。此功率分配電路130為CMOS架構之1：4主動功率分配電路。如圖所示，輸入Vin經由50Ω 匹配器131後，藉由共源極放大器M1將其轉換為電流形式。再者，四個等分之電流提供給四個共閘極放大器M2~M5，並由配置於共閘極放大器M2~M5後的共源極放大器A1~A4，對等分之電流進行補償並改善其線性度。基於共閘極放大器M2~M5所具有之低逆向增益(low reverse gain)的特性，功率分配電路130之埠對埠隔離度為30dB。如此，本發明提出之功率分配電路130可提供各路的增益，並且降低系統功耗及面積。
第5A圖係依照本發明一實施例繪示如第4圖所示之功率分配電路130的一種增益及相位誤差的示意圖。如圖所示，功率分配電路130之增益及相位誤差之最大偏差僅為0.05dB及0.2度。第5B圖係依照本發明一實施例繪示如第4圖所示之功率分配電路130的一種小訊號量測結果示意圖。如圖所示，在此量測的是功率分配電路130在57GHz~67GHz頻段間的頻率響應，分析上述量測結果，可知功率分配電路130即便將訊號分成四路，依然能夠提供大於5dB的增益及良好的匹配關係。此外，由圖中可以看出，功率分配電路130之小訊號的尖峰增益達到7.7dB，參數S11及參數S22則分別小於-8dB及-10dB。
第6圖係依照本發明一實施例繪示如第1圖所示之射頻傳送裝置100的一種相位偏移電路142~148的示意圖。大體而言，相位偏移電路142~148可為二階段式相位內插相移器，輸入訊號RFin先透過向量產生器910(vector generator)產生正交的兩組差動訊號，利用兩組相位選擇器920產生兩組相鄰相位的訊號，再利用相位選擇器940調整兩組相位的比例，以合成出最終的訊號。
在一實施例中，相位偏移電路為94GHz之7-bit相位偏移電路。如圖所示，向量產生器910將射頻輸入RFin轉換為差動正交信號，此差動正交信號平行輸入相位選擇器920。相位選擇器920係被粗調數位類比轉換器(Coarse DAC)930所控制，粗調數位類比轉換器930包含三個電流源及3個控制開關，此三個電流源之電流值比例為2：5：7，透過粗調數位類比轉換器930之控制，相位選擇器920可產生16種相位狀態，其解析度可達到22.5度。
接著，相位選擇器940進一步對相位選擇器920所產生之輸出進行處理，此相位選擇器940係被細調數位類比轉換器(Fine DAC)950所控制，相位選擇器940包含五個電流源。相位選擇器940用以合成另外3-bit相位狀態。此外，邏輯編碼器(Logic Encoder)960係以CMOS來實現，如此，邏輯編碼器960得以7-bit二位元編碼來控制相位偏移電路152~158內之其餘元件。藉由細調數位類比轉換器950及邏輯編碼器960之控制，相位選擇器940之輸出的解析度可達到2.8度。
一般僅進行一階段處理的相位偏移電路，往往需採用極高解析度的數位類比轉換器，如此，將增加電路實現之複雜度。相較於一般的偏移電路，本發明之相位偏移電 路152~158採用兩階段處理，因此，其僅需採用低階析度之數位類比轉換器即可對輸入進行精細的相位偏移。
第7圖係依照本發明一實施例繪示如第6圖所示之相位偏移電路152~158的一種實驗數據的示意圖。如圖所示，在90~100GHz間，相位偏移電路152~158之頻段相位及增益誤差分別為2.5度及0.8dB。再者，在94GHz時，相位偏移電路152~158之相位及增益的誤差分別為1.4度及0.73dB。
第8圖係依照本發明一實施例繪示如第1圖所示之射頻傳送裝置100的一種放大電路152~158的示意圖。如圖所示，輸入級1110接收並放大射頻信號RFin，接著，耦合電路1120將射頻信號RFin分成兩路。耦合電路1120耦合部分射頻信號RFin功率(諸如25%之射頻信號RFin功率)至功率偵測器1140，功率偵測器1140偵測射頻信號以輸出偵測信號。此外，耦合電路1120將大部分射頻信號RFin功率耦合至匹配器1150，並由匹配器1150進行阻抗匹配後，傳送至複數個放大器1160，複數個放大器1160在此可為三級的共源極放大器，由三級的共源極放大器來放大射頻信號RFin。
詳細而言，在經由50Ω匹配器1130對射頻信號RFin進行匹配後，電晶體M1將射頻信號RFin功率轉換為電流模式，同時，電晶體M2亦產生電流。此電流經由電晶體M3~M5及電阻R1轉換為適當的電壓準位，而產生偵測 信號。另外，若射頻信號RFin較小，電晶體M1、M2的電流較小，功率偵測器1140利用其電流鏡M3將電流複製至電晶體M4，隨後，功率偵測器1140利用其電阻R1及電晶體M5產生一小電壓Vb。若射頻信號RFin變大，流經功率偵測器1140之電流鏡M3的電流隨之變大，相應地，電阻R1兩端的電壓也會隨之上升，使得電壓Vb提升。如此，當射頻信號RFin較小時，電壓Vb會相應地被調低，因此，功耗較小。上述可適性偏壓機制可使功率偵測器1140在不同的輸入功率下，均能得到最佳的效率。
第9A~9C圖係依照本發明一實施例繪示如第8圖所示之放大電路152~158的一種實驗數據的示意圖。請參照第9A圖，當放大電路152~158的偏壓Vb高於特定電壓(例如：約0.8伏特(V))時，輸出功率將不再顯著成長，然而，直流功率卻會顯著上升，據此，放大電路152~158更包含電壓箝位電晶體M6，以根據功率偵測器1140所產生之偵測信號來限制最高偏壓Vb在約0.8伏特(V)。接著，該等放大器1160根據偏壓Vb以放大射頻信號之功率。此外，放大電路152~158更包含低通濾波器(例如：1/gm3與C1、R2與C2)以穩定功率偵測狀態。
在本實施例中，放大電路152~158可根據輸入射頻功率RFin而動態地調整偏壓Vb，如此，由於偏壓Vb在增益壓縮區段(gain compression region)將會提升，是以放大電路152~158之輸出線性度將被改善。換言之，AM/AM失 真可被降至最低。此外，相較於一般採用迴授控制之放大電路，本發明之放大電路採用前饋機制，因此，可達到更佳的功率效果。再者，一般採用迴授控制之放大電路需將其部分輸出迴授至功率偵測器，然而，本發明之放大電路採用的全類比適應性偏壓技術將不需採用任何資料轉換器或數位邏輯電路。在頻寬57~66GHz時，本發明之放大電路152~158在消耗1V供電中的30mW後，其增益為22dB，參數S11小於-8dB而參數S22小於-11dB。
請參閱第9B圖，由此可看出本發明之放大電路152~158的附加功率效率(power added efficiency，PAE)，在Pin為-13dB至Pin大於0dB之間均維持在12%左右。相較於現有的採用CMOS架構之放大電路的附加功率效率僅有4%而言，本發明之放大電路152~158的附加功率效率具有顯著之提升。此外，本發明之放大電路152~158的附加功率效率在OP1dB(約為9.2dBm)及OP1dB回推6dB處分別為12.1%及6.5%。此外，請參閱第9C圖，編號1210之曲線為本發明之放大電路採用適應性偏壓技術之結果，而編號1220之曲線為本發明之放大電路未採用適應性偏壓技術之結果，如圖所示，當本發明之放大電路採用適應性偏壓技術時，其OP1dB可提升約1.5至3.7dB。
第10圖係依照本發明一實施例繪示如第1圖所示之射頻接收裝置200的一種可變增益低雜訊放大電路222~228的示意圖。一般增益控制技術，例如偏壓調整或電 流操控分別存在匹配及線性度的問題。如第10圖所示，本發明提供一種可變增益低雜訊放大電路222~228以解決上述問題，首先，輸入級(stage1)用以濾除射頻信號之雜訊，接著，後續串接的可變增益放大器(stage2~4)則可用以調整增益。
詳細而言，輸入級包含匹配電路1310、共源極電晶體M0及匹配電路1320。匹配電路1310用以進行阻抗匹配，共源極電晶體M0根據輸入訊號及偏壓Vb產生輸出訊號，匹配電路1320用以與可變增益放大器進行阻抗匹配。
此外，可變增益放大器各自包含複數個電晶體，而能提供多階段的增益控制，以放大輸入射頻信號之功率，諸如為調整增益時，可根據控制信號導通電晶體M1或M2以將射頻輸入接地，藉以降低增益。再者，由於這些電晶體皆採用交流耦合的方式連接，因此，電晶體M3的偏壓點及頻率響應在不同階段的增益下皆不會變化。另外，這些電晶體的導通電阻係經過配置，以使多階段增益控制之可控制增益範圍大於23dB。
再者，由於可變增益低雜訊放大電路222~228之輸出P1dB相對穩定，因此，輸入P1dB(IP1dB)由高增益至低增益提升至少11dB。相對而言，採用電流操控之增益控制技術並無法達到上述益處。
第11A~11B圖係依照本發明一實施例繪示如第10圖所示之可變增益低雜訊放大電路222~228的一種實驗數 據的示意圖。如第11A圖所示，多階段增益之參數S21散佈於23.5dB至6dB之間，而參數S11及S22則分別小於-10dB及-12dB。此外，第11B圖中繪示在60GHz時，增益壓縮量測由最高增益狀態(以Coded 0表示)至最低狀態(以Coded 6表示)，如圖所示，輸入P1dB由-27.8dBm改善至-15dBm。
此外，射頻接收裝置200之該等相位偏移電路232~238可採用第6圖所示之相位偏移電路來實現，為使本發明說明簡潔，射頻接收裝置200之該等相位偏移電路232~238的詳細實現方式，請參照第6圖之相關說明，在此不作贅述。
由上述本發明實施方式可知，應用本發明具有下列優點。本發明提出的射頻傳送裝置之輸出功率及效率較高，另外，本發明提出的射頻接收裝置之線性度及雜訊指數皆被有效地改善。再者，本發明提出的兩階段式相位內插相移器能夠產生高解析度的相移量，而能增加整體系統天線輻射方向之解析度。
雖然上文實施方式中揭露了本發明的具體實施例，然其並非用以限定本發明，本發明所屬技術領域中具有通常知識者，在不悖離本發明之原理與精神的情形下，當可對其進行各種更動與修飾，因此本發明之保護範圍當以附隨申請專利範圍所界定者為準。
100‧‧‧射頻傳送裝置
110‧‧‧倍頻電路
120‧‧‧混頻電路
130‧‧‧功率分配電路
142、144、146、148‧‧‧相位偏移電路
152、154、156、158‧‧‧放大電路
162、164、166、168‧‧‧天線
200‧‧‧射頻接收裝置
212、214、216、218‧‧‧天線
222、224、226、228‧‧‧放大電路
232、234、236、238‧‧‧相位偏移電路
240‧‧‧混頻電路
250‧‧‧倍頻電路

Claims (10)

  1. 一種射頻傳送裝置，包含：一倍頻電路，用以放大一基頻信號之頻率以產生一諧波信號；一混頻電路，電性耦接於該倍頻電路，並用以依據一輸入信號與該諧波信號以產生一射頻信號；一功率分配電路，電性耦接於該混頻電路，並用以依據該射頻信號以產生複數個子射頻信號，其中該功率分配電路包含：一第一放大器；複數個第二放大器，並聯於一共用節點及一電源之間，其中該共用節點電性耦接於該第一放大器；以及複數個第三放大器，分別電性耦接於該等第二放大器；複數個相位偏移電路，分別對該等子射頻信號進行相位偏移；複數個放大電路，分別放大該等子射頻信號之功率，其中該等放大電路的每一者包含：一輸入級，用以接收該子射頻信號；一第一耦合器，電性耦接於該輸入級；複數個第四放大器，該等第四放大器彼此串接，並電性耦接於該第一耦合器，其中該第一耦合器用以 耦合部分該子射頻信號之功率至該等第四放大器，該等第四放大器根據一偏壓以放大該子射頻信號之功率；一功率偵測器，電性耦接於該第一耦合器，其中該第一耦合器用以耦合部分該子射頻信號之功率至該功率偵測器，該功率偵測器用以偵測該子射頻信號以輸出一偵測信號；以及一電壓箝位器，電性耦接於該功率偵測器，並用以根據該偵測信號以控制該偏壓；以及複數個天線，用以傳送該等子射頻信號。
  2. 如請求項1所述之射頻傳送裝置，其中該等放大電路的每一者包含：一第一匹配器，電性耦接於該第一耦合器與該功率偵測器之間；以及一第二匹配器，電性耦接於該第一耦合器與該等第四放大器之間。
  3. 如請求項1所述之射頻傳送裝置，其中該倍頻電路為一三倍頻電路，其中該三倍頻電路包含：一輸入級；一差動電晶體對，電性耦接於該輸入級；一匹配器，電性耦接於該差動放大器； 一變壓器，電性耦接於該匹配器；一交跨電晶體對，電性耦接於該變壓器；以及一輸出級。
  4. 如請求項1所述之射頻傳送裝置，其中該功率分配電路包含：一匹配器，電性耦接於該第一放大器。
  5. 如請求項1所述之射頻傳送裝置，其中該第一放大器為共源極放大器，該等第二放大器為共閘極放大器，該等第三放大器為共源極放大器，該等第四放大器為共源極放大器。
  6. 如請求項1所述之射頻傳送裝置，其中該相位偏移電路包含：一第二耦合器及至少二巴輪轉換器；至少二第一相位選擇器，電性耦接於該第二耦合器及該至少二巴輪轉換器；第一數位類比轉換器，電性耦接於該等第一相位選擇器；一第二相位選擇器，電性耦接於該等第一相位選擇器；一第二數位類比轉換器，電性耦接於該第二相位選擇器；以及 一邏輯編碼器，電性耦接於該第一數位類比轉換器及該第二數位類比轉換器。
  7. 一種射頻接收裝置，包含：複數個天線，用以接收複數個射頻信號；複數個可變增益低雜訊放大電路，電性耦接於該等天線，並用以放大該等射頻信號，其中該等可變增益低雜訊放大電路的每一者包含：一輸入級，用以濾除該等射頻信號之雜訊；以及複數個可變增益放大器，該等可變增益放大器彼此串接，並電性耦接於該輸入級，其中該等可變增益放大器的每一者包含：一放大單元，用以放大該等射頻信號之功率；以及一下拉單元，電性耦接於該放大單元，並用以根據一控制信號以將該放大單元接地；以及複數個相位偏移電路，分別電性耦接於該等可變增益低雜訊放大電路，並用以對該等射頻信號進行相位偏移；一倍頻電路，用以放大一基頻信號之頻率以產生一諧波信號；一混頻電路，電性耦接於該等相位偏移電路及該倍頻電路，並用以依據該等射頻信號與該諧波信號以產生一輸出信號。
  8. 如請求項7所述之射頻接收裝置，其中該輸入級包含：一第一匹配器；一共源極放大器，電性耦接於該第一匹配器；以及一第二匹配器，電性耦接於該共源極放大器。
  9. 如請求項7所述之射頻接收裝置，其中該倍頻電路為一三倍頻電路，其中該三倍頻電路包含：一輸入級；一差動電晶體對，電性耦接於該輸入級；一匹配器，電性耦接於該差動放大器；一變壓器，電性耦接於該匹配器；一交跨電晶體對，電性耦接於該變壓器；以及一輸出級。
  10. 如請求項7所述之射頻接收裝置，其中該相位偏移電路包含：一耦合器及至少二巴輪轉換器；至少二第一相位選擇器，電性耦接於該耦合器及該至少二巴輪轉換器；一第一數位類比轉換器，電性耦接於該等第一相位選擇器； 一第二相位選擇器，電性耦接於該等第一相位選擇器；第二數位類比轉換器，電性耦接於該第二相位選擇器；以及一邏輯編碼器，電性耦接於該第一數位類比轉換器及該第二數位類比轉換器。
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