JP6073820B2 - 広帯域高効率増幅器システム - Google Patents

Description

本発明は、無線周波数（ＲＦ）通信システムに関し、特にＲＦ信号の高出力増幅のためのシステム及び方法を対象とする。

電子増幅器は、信号の電力を増大させるためのデバイスである。一般に、増幅器は、備えられた電源からエネルギーを出力するとともに、入力信号の関連波形をより大きな振幅に適合させるように出力を調節する。電子増幅器には多くのタイプがあり、ラジオやテレビジョンの送受信機、高忠実度ステレオ機器、マイクロコンピュータ、及び他の電子ディジタル機器、並びにオーディオ増幅器に通常用いられている。

本発明の１つの側面によれば、ベースバンド入力信号を表す変調された無線周波数（ＲＦ）出力信号を発生させるためのシステムが提供される。ディジタイザは、前記ベースバンド入力信号を標本化するとともに、前記入力信号の振幅のスケーリングされた線形関数を表すＮビット・ディジタル信号を生成するように構成されている。ＲＦ信号源は、ＲＦ搬送波信号を生成するように構成されている。Ｎ個の増幅器パスはそれぞれ、前記ＲＦ搬送波信号を入力として受信するとともに対応する出力ＲＦ信号を供給するように構成された少なくとも１つの増幅器を含む。前記Ｎ個の増幅器パスのそれぞれに関連付けられた前記増幅器は、前記ディジタル信号の対応ビットが第１の値をとるときにのみアクティブである。電力合成器アセンブリは、前記変調されたＲＦ出力信号を供給するべく、前記複数の増幅器パスの前記出力を合成するように構成されている。

本発明の別の側面によれば、ベースバンド入力信号を表す変調された無線周波数（ＲＦ）出力信号を発生させるための方法が提供される。前記ベースバンド入力信号の標本は、前記ベースバンド入力信号の振幅を表すＮビット・ディジタル信号を供給するべくディジタル化される。ＲＦ搬送波信号はＮ個の増幅器アセンブリのそれぞれに供給される。所定の増幅器アセンブリが、その関連ビットが第１の値をとるときにアクティブであり、その関連ビットが第２の値をとるときにはミュートであるように、前記Ｎ個の増幅器アセンブリのそれぞれは前記Ｎビット・ワード内の対応ビットの値に応じて作動される。前記Ｎ個の増幅器アセンブリの出力は、前記変調されたＲＦ出力信号を構成するために合成される。

本発明の更に別の側面によれば、ベースバンド入力信号を表す変調された無線周波数（ＲＦ）出力信号を発生させるためのシステムが提供される。ディジタイザは、前記ベースバンド入力信号を標本化するとともに、前記信号の振幅の線形関数を表すディジタル信号を生成するように構成されている。ＲＦ信号源は、ＲＦ搬送波信号を生成するように構成されている。複数の増幅器アセンブリはそれぞれ、前記ＲＦ搬送波信号を入力として受信するとともに、ディジタル信号の対応ビットが第１の値をとるときにだけ前記ＲＦ搬送波信号を増幅するように構成された少なくとも１つの増幅器を含む。電力合成器アセンブリは、前記変調されたＲＦ出力信号を供給するべく、前記複数の増幅器アセンブリの前記出力信号を合成するように構成されている。前記電力合成器アセンブリは一連のハイブリッド合成器を含み、列内のそれぞれのハイブリッド合成器の出力ポートは、列内の最後のハイブリッド合成器を除き、列内の後続のハイブリッド合成器のアイソレーションポートに接続されている。

本発明の前述した特徴及び他の特徴は、添付図面を参照しつつ、以下の説明に基づいて、本発明が属する技術における当業者にとって明らかになる。

図１は、本発明の１つの側面による増幅器システムの機能ブロック図である。 図２は、本発明の１つの側面による増幅器システムの例示的な実施形態を示す。 図３は、本発明の１つの側面による増幅器システムの例示的な実施形態を示す。 図４は、図２及び図３に示すシステムの１つの実施形態の技術特性を示すグラフである。 図５は、増幅器段と信号合成器とを含む、本発明の１つの側面によるシステムの例示的な実施形態のバックエンドを示す。 図６は、本発明の１つの側面によるシステムにおいて使用可能な増幅器の一例を示す。 図７は、増幅された無線周波数（ＲＦ）信号をベースバンド入力信号から供給する方法の一例を示す。

図１は、本発明の１つの側面による増幅器システム１０の機能ブロック図である。増幅器システム１０は、ベースバンド入力信号の振幅のスケーリングされた線形関数を表すＮビット・ディジタル信号を生成するべく、ベースバンド信号源１４からベースバンド入力信号を受信するとともに所定のサンプリング周波数で信号の振幅の標本を取得するように構成された信号ディジタイザ１２を含む。ここでＮは１より大きい整数である。例えば、信号ディジタイザ１２は、所望のサンプリングレートでディジタル信号を供給するように構成された１又は複数のアナログ−デジタル・コンバータ（ＡＤＣ）アセンブリを含んでいてもよい。

信号ディジタイザ１２は、ディジタル領域において実行される線形変換器（図示せず）を更に含んでいてもよい。この変換器は、直流成分を加え及び／又は信号の符号を変えるなどの、特定の振幅変調タイプを提供するべく、ベースバンド入力信号の標本化された振幅に線形関数を適用する。したがって、ディジタル信号は、非ゼロの線形係数をもつ、ベースバンド入力信号のあらゆる線形関数を表すことができることが理解される。

増幅器システムはＮ個の増幅器パス１６−１８を更に含み、それぞれの増幅器パスは、信号ディジタイザによって生成されたディジタル信号の１つのビットに関連付けられている。１つの実施形態では、増幅器パス１６−１８のそれぞれは、離散ＲＦ移相器、ＲＦスイッチ及び増幅器パスを含む。複数の離散移相器はそれぞれ、その関連する増幅器パスの関連ビットより上位のビットの値にしたがって、その増幅器パスに供給されるＲＦ搬送波信号にそれぞれの位相シフト値を選択的に適用することができる。したがって、この実施形態において、専用データバスは、それぞれの離散移相器に供給されるＮビットのバイナリ・エンベロープ・シーケンス内の全ての有効ビットの内容を送信する。

それぞれのＲＦスイッチは、特定の増幅器パスに関連付けられており、Ｎビットのバイナリ・エンベロープ・シーケンスからその増幅器パスに関連付けられたビットだけを受け入れる。関連ビットが第１の値をとる度に、ＲＦスイッチは、ＲＦ信号をＲＦ信号源からその関連する増幅器アセンブリの入力部へ繋ぐ。関連ビットが第２の値をとる度に、ＲＦスイッチは、ＲＦ信号をその関連する増幅器アセンブリの入力部から遮断し、効果的にパスをミュートにする。

増幅器システムは、複数の増幅器パス１６−１８を更に含み、それら増幅器パスはそれぞれ、例えば関連する離散値移相器及びＲＦスイッチを介して、関連するＲＦ搬送波源２２から無線周波数（ＲＦ）搬送波信号を受信する。所定の増幅器パス１６−１８は、適切な信号スプリッタ及び合成器（図示せず）を介して接続された、直列又は並列接続の複数の増幅器段を含んでいてもよいことが理解される。所定の増幅器パス１６−１８に関連付けられた増幅器は、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）又は電子管のような、能動的なＲＦ電力発生デバイスを含んでいてもよい。

所定の時刻にアクティブである増幅器パス１６−１８のそれぞれは、ＲＦ出力信号を信号合成器２０に供給する。信号合成器２０は、複数の増幅器パス１６−１８の出力を合成して、本質的にバイナリ・エンベロープ・シーケンスのスケーリングされたレプリカである振幅変調を有する出力信号を供給する。１つの実施形態において、信号合成器アセンブリ２０は、一連のハイブリッド合成器を含んでいてもよく、第１増幅器パス１６の出力部は第１ハイブリッド合成器のアイソレーションポートに接続され、第２増幅器パス１７の２つの出力部は第１ハイブリッド合成器の対応するスルーポート及び結合ポートに接続されている。第１ハイブリッド合成器の出力部は次段のハイブリッド合成器のアイソレーションポートに接続されていてもよく、第３増幅器パスからの２つの出力部は第２ハイブリッド合成器の対応するスルーポート及び結合ポートに接続されている。この配置は、前段の増幅器パスの合成された出力信号をアイソレーションポートで受信するとともに最後の増幅器パス１８からの出力をスルーポート及び結合ポートで受信する最後のハイブリッド合成器まで続いてもよい。図２及び図３に詳細に示される一例では、第１増幅器アセンブリ１６に続く増幅器パス１７−１８のそれぞれは、前段の増幅器パスによって供給されたＲＦ信号の２倍の電圧レベルをもつＲＦ信号を供給するように構成されている。したがって、信号合成器２０からの出力信号は、バイナリ・シリーズＶ_OUT＝０，Ｖ₁，２Ｖ₁，３Ｖ₁，．．．，２^N-1・Ｖ₁，．．．，（２^N−１）・Ｖ₁から２^Nつの電圧値のいずれかをとることができる。ここで、Ｎは増幅器パスの数であって、バイナリ・エンベロープ・シーケンスの寸法に等しく、また、Ｖ₁は第１増幅器パスによって生成された出力ＲＦ信号の電圧である。

本発明の１つの側面によれば、それぞれの増幅器パスの動作状態は、信号ディジタイザ１２によってシステム内部に分配されるＮビットのバイナリ・シーケンスの値によって制御される。第１増幅器アセンブリの動作状態は、バイナリ・シーケンスにおける最下位ビット（ＬＳＢ）の値によって制御される。第２増幅器アセンブリの動作状態は、バイナリ・シーケンスにおける下から２番目のビットの値によって制御される、などである。したがって、先の議論において、増幅器パス１６−１８のそれぞれは、その割り当てられた有効ビットによって参照されることがある。例えば、第１増幅器パス１６はＬＳＢ増幅器パスと呼ばれ、最後の増幅器アセンブリパスは最上位ビット（ＭＳＢ）増幅器パスと呼ばれることもある。

図２及び図３は、高出力かつ高効率の振幅変調されたＲＦ信号を発生させる、本発明の１つの側面によるシステムの例示的な実施形態を示す。図示されたシステムは、広範囲の動作ＲＦ周波数にわたって振幅変調ＲＦ信号を供給するのに利用することができる。高効率動作は、Ｃ級にバイアスされるとともに動作時に電圧飽和モードで駆動されるＲＦパワートランジスタを用いることによって達成される。複数の電力増幅器は、一連の増幅器アセンブリに配置されるとともに、ＲＦ搬送波信号を増幅するのに使用され、それぞれの電力増幅器は、ＲＦパワートランジスタと、入力及び出力整合回路を形成するために配置された部材とを備える。それぞれの増幅器アセンブリの出力部は、振幅変調された出力信号を構成するべく、出力電力合成器の１つ又は複数の対応するポートに連結されている。

図２は、増幅器パスを選択的に動作させるべく、複数の増幅器パスのそれぞれに供給される搬送波信号とディジタル信号とをベースバンド信号の振幅に基づいて供給する、図示したシステムのフロントエンド３０を示す。ＲＦ搬送波源３２は、ベースバンド信号源３４からのベースバンド入力信号を周波数アップコンバータ３６で受信し、周波数アップコンバータにおいて上記信号は所望のＲＦ周波数に変換される。そして、ＲＦ信号は、不要な変調生成物を除去するべく、所望の搬送波周波数を中心とする帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）３８でフィルタされるとともに、残存する振幅変調を信号から除去するべく、所望のエンベロープを超える信号を減衰させる振幅リミッタ３９に供給される。結果として生じるＲＦ搬送波信号は、点Ａで図３のバックエンドに供給される。

信号ディジタイザ４０は、アナログ−デジタル・コンバータにおいて、選択された標本化レートでベースバンド入力信号を標本化するとともに、ＲＦ信号の瞬時エンベロープをそれぞれ表すＮビット・ディジタルワードのバイナリ・エンベロープ・シーケンスを生成する。ここで、Ｎは１より大きい整数である。図示された実施形態において、Ｎビット・ディジタルワードのシーケンスは、ベースバンド信号の振幅の線形関数を表すバイナリ・エンベロープ・シーケンスを与えるべく、アナログ−デジタル・コンバータ４２で生成され、線形変換器４４で修正される。この線形関数はオフセットに適用される線形係数を含み、この線形係数は、オフセット値と同様に、適用に応じて正でも負でもよいことが理解される。１つの実施形態では、ディジタル信号が修正なしにベースバンド信号の振幅を表すように、線形係数は１で、オフセットは０である。結果として生じるＮビット・ディジタル信号は、専用データバスを介して、図２において点Ｂとして表される増幅器アセンブリに送信される。

Ｎビット・ディジタル信号はまた、システムの出力がそのＮビット・ディジタル信号の正確な表示であることを保証する線形性補償器４６に供給される。点Ｃで示される増幅器システムの出力信号の標本は、システム出力の表示をベースバンド周波数にダウンコンバートするべくＲＦ復調器４８に供給される。ダウンコンバートされた信号は、そのダウンコンバートされた信号のディジタル表示を生成するべくアナログ−デジタル・コンバータ４９に供給される。システム出力が、Ｎビット・ディジタル信号の正確なレプリカである振幅変調を確実に有するように、このディジタル表示は線形性補償器でＮビット・ディジタル信号と比較される。複数の増幅器パスによって導入されるあらゆる非線形性は、それぞれのパスに供給される供給電圧を上記比較に応じて変更することによって対処することができる。

図３は、複数の増幅器パス５２−５６とそれら複数の増幅器パスの出力を合成するための電力合成器５８とを備えた、図２及び図３のシステム例のバックエンド５０を示す。Ｎ個の増幅器パス５２−５６のそれぞれは、図２の信号ディジタイザ４０で供給されて図３に点Ｂで表されるＮビット・ディジタル信号におけるそれぞれの値を与えられるとともに、Ｎビット・ディジタル信号における１つのビットに関連付けられる。例えば、第１増幅器パス５２は最下位ビット（ＬＳＢ）に関連付けられ、第２増幅器パス５３は次ビットに関連付けられるなどして、最上位ビット（ＭＳＢ）は第Ｎ増幅器パス５６に関連付けられてもよい。増幅器パス５２−５６のそれぞれに関連付けられたビットは、それぞれの増幅器パスのＲＦスイッチ６０−６４を制御するために使用される。所定の増幅器パス５２−５６に関連付けられたビットが第１の値（例えば、「１」）をとるとき、関連するＲＦスイッチ６０−６４は、その増幅器パスに関連付けられた増幅器アセンブリ６６−７０の入力部にＲＦ信号を伝えることができるようにされている。増幅器パス５２−５６に関連付けられたビットが第２の値（例えば、「０」）をとるとき、ＲＦスイッチ６０−６４は有効とされておらず、増幅器アセンブリ６６−７０はミュートである。

それぞれの増幅器パス５２−５６に対する入力は、図２のＲＦ搬送波源３２で生成された、図３において点Ａで示されるＲＦ搬送波信号として供給される。図示された実施形態において、ＲＦ搬送波信号は、最後のＮ−１個の増幅器パス５３−５６に関連付けられた個々の連続移相器７０ａ−７３によって遅延されてもよい。連続移相器７０ａ−７３の目的は、後続の増幅器パスの間に適切な位相遅延を与えることである。この遅延は、増幅器パス５２−５６の間の伝搬遅延を考慮するために必要とされる。適切な補償遅延を導入することは、増幅器によって生成されたＲＦ信号が電力合成器５８のそれぞれの合成段の出力部で同相に結合するための位相条件を与えるのに役立つ。システムが様々な周波数で動作することを許容するべく、連続移相器７０ａ−７３によって与えられる位相遅延が調節されてもよいことが理解される。

最初のＮ−１個の増幅器パス５２−５５のそれぞれは、増幅前にＲＦ搬送波信号に更なる遅延を与えるための離散ＲＦ移相器７４−７７を更に含む。離散ＲＦ移相器７４−７７のそれぞれは同様であって、電力合成器５８の合成パスにおいて下流に位置する増幅器アセンブリ６７−７０の出力部から反射されたＲＦ信号の離散的な位相変化を考慮するべく、所定の増幅器パス５２−５５内で所定のＲＦ信号に位相シフトを実行する役割を果たす。

これらの下流の増幅器アセンブリ６７−７０が状態をミュートからアクティブに変化させるときと、ミュートに戻るときとに、位相変化が生ずる。したがって、それぞれの下流の増幅器アセンブリ６７−７０は、対応する位相変化値で特徴づけられる。それぞれの離散移相器は、

図示された実施形態において、電力合成器５８は、直列に接続された複数のハイブリッド合成器から形成され、それぞれのハイブリッド合成器の出力部は後続のハイブリッド合成器のアイソレーションポートに連結され、また、列内の最後のハイブリッド合成器の出力部は、図に点Ｃで示されるシステムの出力を供給する。この実施形態において、第１増幅器アセンブリ６６は電力増幅器を含み、その電力増幅器は、電力合成器５８を構成する一連のハイブリッド合成器のうち第１ハイブリッド合成器のアイソレーションポートにその出力を供給する。第２増幅器アセンブリ６７は２つの電力増幅器を含み、それらの電力増幅器はそれぞれ、第１ハイブリッド合成器のスルーポート及び結合ポートの一方にそれらの出力を供給する。

あらゆる後続の合成段は、ハイブリッド合成器とその関連する増幅器アセンブリとによって表され、更なる電圧レベルを与える。具体的には、電力合成器５８における第ｒハイブリッド合成器は、その関連する第（ｒ＋１）増幅器アセンブリとの組合せで、システム出力のために更なる２^rの等間隔の電圧レベルを持つＲＦ信号を供給する。例えば、３つのＲＦ増幅器パスと２つの合成段とを持つシステムは、８つの等間隔の出力電圧レベルを持つ出力ＲＦ信号を供給するところ、最初の２つの増幅器パスは４つの出力レベルを与え、３つの増幅器パスの全ての組合せによって更に４つの出力レベルが与えられる。４つの増幅器アセンブリと３つの合成段とを持つシステムは、１６つの出力電圧レベルを持つ出力ＲＦ信号を供給するところ、最初の２つの増幅器パスは４つの出力レベルを与え、第３増幅器パスは、最初の２つの増幅器パスとの組合せで４つの更なる出力レベルを与え、４つの増幅器パスの全ての組合せによって８つの更なる出力レベルが与えられる。全ての電圧レベルはＶ₁の整数倍である。したがって、あらゆる新たな増幅器アセンブリは追加のバイナリ・ビットを表す。

バイナリ・シーケンスに従い前段の２倍の電圧レベルを供給することができるように、あらゆる追加の増幅器アセンブリは、前パスの増幅器で用いられた、並列で動作するＲＦ電力デバイスの４倍の数の電力デバイスを含むか、又は、並列で動作する、より少数で相応により強力な電力デバイスを持つ必要がある。例えば、もし第１増幅器アセンブリにおける電力増幅器が出力段において１つのトランジスタを含むならば、第２増幅器アセンブリにおけるそれぞれの出力電力増幅器は、並列で動作する２つのトランジスタを含み、第３増幅器アセンブリにおけるそれぞれの出力電力増幅器は、並列で動作する８つのトランジスタを含み、そして、第４増幅器アセンブリにおけるそれぞれの出力電力増幅器は、並列で動作する３２個のトランジスタを含むべきである。これらのトランジスタは、同相と逆相の合成器のいずれかを用いて並列に接続されてもよい。

前述のように、それぞれの離散移相器７４−７７は、それぞれの増幅器パスに関連付けられた個々の位相シフト値Φ_nを記憶するようにプログラムされている。前の増幅器パスによって生成されて合成パスを伝搬するＲＦ信号の位相が次の増幅器アセンブリの出力部から反射される、それぞれの増幅器パスの特性評価プロセス中に、これらの個々の位相値は測定される。反射ＲＦ信号の位相は、到達した増幅器アセンブリの動作状態に応じて変化する。増幅器がミュートモードから電圧飽和モードに切り替わろうとするときに起こる反射信号の位相シフト（理想的には１８０°）は、動作周波数レンジにわたって測定され、それぞれの離散移相器に記憶される。このことを反映するべく、位相値は、式１に示したように、移相器が図２の信号ディジタイザ４０から専用データバスを介して受信する特定の有効ビットに関連付けられている。全体の位相シフトは、変調エンベロープ振幅の関数として決定され、標本化シーケンスに続いてそれぞれのエンベロープ値に対して実行される。

離散ＲＦ移相器７４−７７は、その対応する出力信号が増幅されるとともに、複数の出力合成器を経て伝搬した後に他の増幅器パスからのＲＦ信号と同相でシステム出力に到達するように動作される。それぞれの増幅器アセンブリによって生成されたＲＦ信号の伝搬経路は、到達した増幅器アセンブリの出力からのＲＦ信号の反射を含み、したがって、システム出力の最上位ビットを表すアクティブな増幅器アセンブリは、位相シフトを適用されない。反射位相は、到達した増幅器の動作状態によって決まる。理想的には、非アクティブな、つまりミュートの増幅器の出力部から反射された信号は、飽和状態の増幅器の出力部から反射された信号と逆相である。この位相変化を考慮するべく、前の有効ビットの増幅器によって生成された信号は、次のより上位の有効ビットの増幅器が動作中であるときにはいつでも、相応に１８０°逆相にプリシフトされるべきである。このことは、より下位のビット及びより上位のビットの両増幅器によって生成された信号がシステム出力に同相で伝搬するための必要条件を与えるであろう。ミュート及び動作中の飽和した増幅器の出力間の反射角の相違による位相シフトの実際の値は、一般に１８０°より小さい。それは、ＲＦ電力発生デバイスの寄生パラメタ、出力整合回路及び動作周波数に固有のものである。相応して、位相シフト補正は１８０°より小さい。

増幅器アセンブリの出力を効率的に合成する際の離散移相器７４−７７の使用をよりよく理解するためには、第１増幅器アセンブリ６６によって生成されたＲＦ信号の、第２増幅器アセンブリ６７の出力部で生成されたＲＦ信号との相互作用を調べることが有益である。もし第１増幅器アセンブリ６６がミュートであれば、インピーダンスＺ₂_₀は、第２増幅器アセンブリ６７における電力増幅器の出力部で公称負荷インピーダンスである。

十分に高い入力ＲＦ信号で駆動されたとき、第２増幅器アセンブリ６７の能動素子は電圧飽和モードに入る。出力ＲＦ信号の振幅は最大値へ向かって増大し、電源電圧によって制限される。その瞬間、出力信号の振幅はもはや増加していかず、増幅器の効率はその最高点に達する。電圧飽和モード又はその付近でのデバイス動作が最も効率的であることが理解される。

電圧飽和モードのＲＦ電力デバイスは電圧源に近づいていき、よって、低い出力インピーダンスを示す。したがって、電力増幅器内に設けられたＲＦ電力増幅デバイスの出力信号の振幅が電源電圧によって決まる電圧上限に達するとき、第２増幅器アセンブリにおけるそれぞれの増幅器はＲＦ電圧源と考えられ得る。

電圧飽和モードにおけるパワーＭＯＳＦＥＴの出力インピーダンスの一般的な値は、そのデバイスの出力部で示される負荷インピーダンスの一般的な値よりかなり小さい。したがって、飽和モードで動作しているデバイスは、ほぼ完全な電圧源と称されることがある。よって、そのようなデバイスは２つの重要な特性を示す。第１に、デバイスが電圧飽和モードのとき、デバイスの出力ポートにおけるＲＦ電圧の振幅は、入力ＲＦドライブに特に影響を受けず、事実上、電源電圧によって決まる。したがって、対応する直流電源の電圧を設定することによって、それぞれの増幅器アセンブリの出力部でのＲＦ信号の振幅を特定の値へ調整することができる。これらの直流電源の電圧は、システムの線形動作を維持するべく図２の線形性補償器４６によって連続的に改善されてもよい。更に、外部電力源からデバイスの出力ポートへ印加されるＲＦ信号は、その能動デバイスの出力部の高反射係数のゆえに跳ね返る。反射信号の位相は、増幅器がミュートであるか、飽和状態へ駆動されているかで決まる。

後者の特性は、第１及び第２増幅器アセンブリが動作中であるとき、第１増幅器アセンブリ６６によって生成されたＲＦ信号が第２増幅器アセンブリ６７によって生成された信号と第１ハイブリッド合成器の出力ポートで同相に結合し、同時に、第２増幅器アセンブリの能動素子の出力において負荷インピーダンスを減少させる状況をもたらす。このために、第１増幅器アセンブリ６６によって供給された信号の位相がシフトされ、この第１の信号が、第２増幅器によって生成された信号と逆相で、第２増幅器アセンブリ６７の出力段に含まれる能動素子の出力部に到達するようにするべきである。

位相シフトを加える結果として、第２増幅器アセンブリ６７の能動素子の出力ポートで示される負荷インピーダンスは減少させられ、このことによって、第２増幅器の出力段によって生成されたＲＦ信号の電力は、出力段が電圧飽和モードを維持する間、増大することができる。このことは、追加のゲイン及び追加の電力レベル性能を有する増幅器駆動段でそれぞれの増幅器パスを構成することによって実現される。このように、駆動段によって生成されたＲＦ信号レベルは、負荷インピーダンスが低下するときに出力増幅器段が電圧飽和モードを維持するほど十分に高い。第２増幅器アセンブリ６７の出力段内のそれぞれの能動素子の出力ポートにおけるＲＦ電圧のレベルは、このような動作の間変わらない。その結果、この増幅器パス５３によって生成された出力電力レベルは、負荷インピーダンスの変化に逆比例して増大する。このようなロードプリング効果を達成するべく、第１増幅器アセンブリ６６の出力部からのＲＦ信号は、電力合成器５８の第１ハイブリッド合成器のアイソレーションポートに印加される。

２方向３ｄＢ９０度ハイブリッドスプリッタの特性に従い、信号は、第２増幅器アセンブリ５３の増幅器の出力部まで伝搬し、それら出力部の間に等しく分かれる。それぞれの信号は更に能動素子の出力ポートまで進み、また、図示された実施形態において、それら能動素子はＣ級にバイアスされているため高い出力反射係数を持つ。両方の増幅器は同一であり、したがって同一の反射係数を持つ。両方のＲＦ信号は反射して戻り、それらの位相が互いに９０度シフトされた状態で出力ハイブリッド合成器の対応する入力ポートに達する。３デシベル９０度ハイブリッド合成器の特性を考慮すると、両方の信号は、ハイブリッド合成器の出力ポートまで進み、そこで再結合する。ハイブリッド合成器の高い指向性を考慮すれば、無視できるほど低いレベルの反射信号が、第１増幅器アセンブリ６６の出力部に戻ってくる。それぞれの電力増幅器内の能動素子の出力ポートに伝達されることによって、ポートで示される負荷インピーダンスは変化させられる。変化の方向は、２つの相互作用するＲＦ信号同士のＡＤ出力ポートでの位相関係によって決まる。もし両信号が逆相であり、しかも、第１増幅器パス５４に関連付けられた離散移相器７４が、両信号が逆相であることを保証するように制御されるならば、インピーダンスは低下する。したがって、第２増幅器アセンブリ６７によって供給される出力電力はインピーダンスの低下に逆比例して増大する。

図４は、第２増幅器アセンブリ６７の能動素子の出力ポートにおいて示される、負荷インピーダンスＺ₂に対する第１増幅器のＲＦ出力電圧Ｖ₁の影響を示すグラフ８０である。縦軸８２は、Ｚ₂の公称負荷インピーダンスＺ₂_₀に対する比を示す。横軸８４は、第１増幅器アセンブリ６６の出力電圧Ｖ₁の、第２増幅器アセンブリ６７の電力増幅器の飽和電圧Ｖ₂__satに対する比を示す。横軸上の正の値は、第１増幅器アセンブリ６６の出力信号が、第２増幅器アセンブリにおける能動素子の出力ポートで第２増幅器アセンブリ６７の出力信号と同相で供給されることを示し、負の値は、これら２信号が逆相であることを示す。図２のシステムについてこれら２信号の関係が実線８６で表示されている。

一般に、飽和点で動作しているときの能動素子の出力ポートで示される負荷インピーダンスＺ₂__satは、第１増幅器アセンブリによって生成されたＲＦ信号電圧Ｖ₁と第２増幅器アセンブリの飽和電圧Ｖ₂__satとの関数として、次のように表わすことができる。

第１増幅器アセンブリ６６と第２増幅器アセンブリ６７とに供給される搬送波信号に加えられる位相シフトは、２つの増幅器アセンブリによって生成された信号が第３増幅器アセンブリ４４によって生成された信号と逆相で第３増幅器アセンブリ内の能動素子の出力ポートに到達するように選択されてもよいことが理解される。ベースバンド入力信号の変換後の振幅を示すエンベロープを有する出力ＲＦ信号が達成されるように、このことがＮ個の増幅器アセンブリ６６−７０のそれぞれに対して継続されてもよい。

図５は、本発明の１つの側面によるシステムの例示的な実施形態に係る増幅器アセンブリ１０２−１０４及び信号合成器１０６の詳細図１００を示す。図示された実施形態では、簡略化された例を示すために３つの増幅器アセンブリ１０２−１０４が用いられている。ただし、本発明の１つの側面によるシステム及び方法は３個より多くの増幅器アセンブリに拡張されてもよいことが理解される。

図示された実施形態において、３つの増幅器アセンブリを提供するために５つの電力増幅器１０８−１１２が用いられ、これら電力増幅器は、第１増幅器アセンブリ１０２に関連付けられた増幅器１０８と、第２増幅器アセンブリ１０３に関連付けられた２つの増幅器１０９、１１０と、第３増幅器アセンブリ１０４に関連付けられた２つの増幅器１１１、１１２とを含む。増幅器１０８−１１２はＲＦ信号の高出力増幅に適したあらゆる増幅器を含んでいてもよいことが理解される。例えば、それぞれの増幅器１０８−１１２は、並列で動作する１又は複数の能動素子と、その能動素子用の直流（ＤＣ）電源と、その素子の入力及び出力において適切なインピーダンス整合回路とを含んでいてもよい。能動素子は、例えば、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴｓ）、バイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴｓ）、接合ゲート電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴｓ）又は真空管を含むように実装されてもよい。図示された実施形態において、増幅器８５−８９のそれぞれはＣ級にバイアスされる。

図６は、本発明の１つの側面によるシステムにおいて用いられる増幅器１３０の一例を示す。増幅器１３０は、入力インピーダンス整合回路１３２と、能動素子１３４と、直流（ＤＣ）電源バイアス回路１３６と、出力インピーダンス整合回路１３８とを含む。増幅器１３０は１つの能動素子１３４で示されているが、本発明の１つの側面による増幅器は、並列で動作する複数の能動素子を含んでいてもよいことが理解される。例えば、増幅器は、プッシュ・プル構成の２つの素子や、同相合成回路と並列に接続された多数の素子を含んでいてもよい。図示された実施形態において、能動素子１３４はＭＯＳＦＥＴ１４２で実装されている。しかし、能動素子１３４は１つ又は複数のバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）、接合ゲート電界効果トランジスタ（ＪＦＥＴ）、真空管又は同種の素子を含んでもよいことが理解される。使用される特定種類の能動素子に応じて、対応する静止バイアスが与えられてもよい。

本明細書を通して、増幅器アセンブリ内のインピーダンスに関するあらゆる議論は、増幅器アセンブリの所定の増幅器の能動素子の出力部におけるインピーダンスを基準とすることが理解される。よって、このことは、点１４４を参照することを意図している。

図５に戻ると、それぞれの増幅器アセンブリ１０２−１０４は、増幅のためにＲＦ搬送波信号を供給される。ＲＦ搬送波信号は、第１増幅信号を供給するべく、第１増幅器アセンブリ１０２を代表する第１増幅器１０８で増幅される。第２増幅器アセンブリ１０３は、第１の３デシベル９０度信号スプリッタ１１４を含み、このスプリッタは、第２増幅器アセンブリ１０３に関連付けられた２つの同一の出力段増幅器１０９、１１０の間にＲＦ搬送波信号を等しく分配する。出力段増幅器１０９、１１０のそれぞれは、第１の３デシベル９０度ハイブリッド合成器１１６のスルーポート及び結合ポートの一方に第２増幅信号を供給する。第１増幅器アセンブリ１０８からの第１増幅信号は、第１ハイブリッド合成器１１６のアイソレーションポートに供給される。

第３増幅器アセンブリ１０４は、第２の３デシベル９０度信号スプリッタ１１８を含み、このスプリッタは、第３増幅器アセンブリ１０４に関連付けられた２つの同一の出力段増幅器１１１、１１２の間にＲＦ搬送波信号を等しく分配する。第３増幅器アセンブリ１０４を構成する２つの増幅器１１１、１１２のそれぞれは、第２の３デシベル９０度ハイブリッド合成器１２０に第３増幅信号を供給する。第１ハイブリッド合成器１１６の出力部は、第２ハイブリッド合成器１２０のアイソレーションポートに接続されている。結果として生じる第２ハイブリッド合成器１２０の出力は、増幅器システムの出力を表す。

図７は、ベースバンド入力信号を示す変調された無線周波数（ＲＦ）出力信号を発生させる方法２００を示す。２０２で、ベースバンド入力信号の標本がディジタル化され、入力信号を表すＮビット・ディジタル信号を供給する。ここでＮは１より大きい整数である。入力信号は所定の線形関数にしたがって変換される。線形変換は、正又は負のスケーリング乗数及び正又は負のオフセット値として表わされることが理解される。１つの実施形態では、結果として生ずるディジタル信号が入力ベースバンド信号の振幅と出力ＲＦ信号のエンベロープとの間に正比例を形成するように、乗数は１で、オフセットはゼロである。

２０６で、Ｎ個の増幅器アセンブリのそれぞれは、Ｎビット・ワード内の関連する有効ビットの値にしたがって動作し、所定の増幅器アセンブリは、その関連ビットが第１の値をとるときにアクティブであり、その関連ビットが第２の値をとるときにミュートであるようになる。異なる増幅器パスによって生成されたＲＦ信号の振幅は互いに異なっていて、Ｎ個の増幅器アセンブリの合成出力が、変換後のディジタル化ベースバンド入力信号を示す適応振幅変調をもつようになっていてもよい。例えば、それぞれの増幅器アセンブリは、先行する増幅器アセンブリの出力電圧の２倍の動作出力電圧の生成ＲＦ信号を有していてもよい。２０８で、Ｎ個の増幅器アセンブリの出力信号は、出力ＲＦ出力信号を供給するべく合成される。例えば、Ｎ個の増幅器アセンブリの出力信号は一連のハイブリッド合成器に供給されてもよく、その一連のハイブリッド合成器において、列内のそれぞれのハイブリッド合成器の出力ポートは、列内の最後のハイブリッド合成器を除き、列内の後続のハイブリッド合成器のアイソレーションポートに接続されている。列内の最後のハイブリッド合成器の出力はシステム出力を与える。

図１−図６に示したシステム及び方法は多くの利点を有する。ディジタル変調技術で作り出されたＲＦ通信信号は、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ）によって特徴づけることができる。高解像度テレビジョン放送産業は、例えば超短波（ＶＨＦ）及び極超短波（ＵＨＦ）帯域において、このような変調標準を用いている。一例は、世界中の多くの国で使用されている地上ディジタルビデオ放送（ＤＶＢ−Ｔ）変調であろう。単一のＴＶチャネルは、８ＭＨｚの周波数レンジにわたって密な間隔で並んだ多数スペクトル搬送波（例えば数千）を含むことができる。このことにより、ゼロ振幅と、使用される変調標準に応じて平均信号レベルを６ｄＢから１２ｄＢほど上回る振幅との間で変化する振幅変調エンベロープを有する信号が作り出される。

現在使用されているＡＢ級ＲＦ増幅器は、ピーク電力能力からＰＡＰＲの因数だけ後退した平均電力レベルで動作する。このことは、比較的低いＤＣ−ＲＦ効率に通じる。本発明によるシステムは、Ｃ級でバイアスされるとともに大抵の時に飽和点又はその付近で動作する電力増幅器の使用を可能にし、システムの効率を大幅に向上させる。

更に、ここで説明したシステム及び方法は、周波数に影響を受けない。多くの国は、ＵＨＦで４７０ＭＨｚから８６２ＭＨｚまで、ＶＨＦで１７５ＭＨｚから２５２ＭＨｚまでにわたる周波数レンジをテレビジョン（ＴＶ）チャネルに割り当てている。ＴＶに割り当てられた周波数スパンは、ＵＨＦで５９％の広さであり、ＶＨＦで３６％の広さである。多くの放送事業者は、物理的な調節をしなくてもＵＨＦ又はＶＨＦ周波数レンジ内のあらゆるチャネルで動作することのできる送信機を好む。

本発明によるシステムは、能動素子の出力部において３ｄＢハイブリッド合成器の周波数レンジの限度まで無損失ロードプリングを組み込むことでこのような可能性を提供する。このことは、新規な出力電力合成技術を導入することによって行われる。その結果、高効率、高出力の振幅変調器は、３ｄＢハイブリッド合成器の帯域幅と同じぐらい広い周波数レンジにわたって動作することができる。４分の１波長セクションを合成器の構成に付加するとともに伝送線路間の対応する結合レベルを適切に構成することによって、３ｄＢハイブリッド合成器の動作帯域幅を拡張することができる。

発明の上記説明から、当該技術分野における当業者は改良、変更及び修正に気づくであろう。当該技術に関する通常の知識の範囲内のこのような改良、変更及び修正は、特許請求の範囲によってカバーされるものである。

Claims (12)

1. ベースバンド入力信号を示す変調された無線周波数（ＲＦ）出力信号を発生させるためのシステム（１０）であって、該システムは、
   該ベースバンド入力信号を標本化するとともに、該ベースバンド入力信号の振幅のスケーリングされた線形関数を示すＮビット・ディジタル信号を生成するように構成されたディジタイザ（１２）と（ここでＮは１より大きい整数である）、
   ＲＦ搬送波信号を生成するように構成されたＲＦ信号源（２２）と、
   該ＲＦ搬送波信号を入力として受信するとともに対応する出力ＲＦ信号を供給するように構成された少なくとも１つの増幅器（１０８−１１２）をそれぞれ備えたＮ個の増幅器パス（１６−１８）と、
   該Ｎ個の増幅器パス（５２−５６）のサブセット（５２−５５）の中の１つの増幅器パスにそれぞれ関連付けられた複数の離散位相シフト部（７４−７７）を更に備え、
   該Ｎ個の増幅器パス（５２−５６）の該サブセット（５２−５５）内の増幅器パスに関連付けられた各増幅器に供給される該ＲＦ搬送波信号の位相をダイナミックに制御するために、該サブセット（５２−５５）内の増幅器パスに関連付けられたそれぞれの増幅器（１０８−１１２）に供給される該ＲＦ搬送波信号の位相が、該Ｎビット・ディジタル信号における少なくとも１つのビットの関連するセットにしたがって、複数の離散位相値から選択可能であるように、該ＲＦ搬送波信号は、該サブセット（５２−５５）内の１つの増幅器パスにそれぞれ関連付けられた離散位相シフト部（７４−７７）を介して、該サブセット（５２−５５）内のそれぞれの増幅器パスに関連付けられた該少なくとも１つの増幅器（６６−６９）に供給され、
   該変調された無線周波数（ＲＦ）出力信号を供給するべく該Ｎ個の増幅器パス（１６−１８）の該出力ＲＦ信号を合成するように構成された電力合成器アセンブリ（２０）と、を備え、
   該Ｎ個の増幅器パス（１６−１８）のそれぞれに関連付けられた該増幅器（１０８−１１２）は、該Ｎビット・ディジタル信号の対応ビットが第１の値をとるときのみアクティブである、システム。
2. 請求項１に記載のシステム（１０）において、前記Ｎ個の増幅器パス（１６−１８）のそれぞれに関連付けられた前記少なくとも１つの増幅器（１０８−１１２）のそれぞれは、関連する電源（１３６）を有するとともに、該電源（１３６）によってそれぞれ供給される出力直流電圧は、それぞれの増幅器パス（１６−１８）によって生成される該出力ＲＦ信号の振幅を正確にスケーリングされた値に適合させるように調整されて、その関連する少なくとも１つの増幅器（１０８−１１２）がアクティブであるときに、それぞれの増幅器パス（１６−１８）が、該正確にスケーリングされた値に等しい一定の振幅を有する出力を供給するようにされたシステム。
3. 請求項２に記載のシステム（１０）において、該システム（１０）の線形応答を維持するべく、該変調された無線周波数（ＲＦ）出力信号を示すディジタル信号を受信し、それを該Ｎビット・ディジタル信号と比較し、増幅器パス（１６−１８）にそれぞれ関連付けられた該出力直流電圧を調節するように構成された線形性補償器（４６）を更に備えた、システム。
4. 請求項１に記載のシステム（１０）において、前記増幅器パス（５２−５６）のそれぞれは、該Ｎビット・ディジタル信号の該対応ビットに応答するＲＦスイッチ（６０−６４）を備え、該対応ビットが第１の値をとるときに該ＲＦ搬送波信号が該増幅器（６６−７０）に供給され、該対応ビットが第２の値をとるときに該ＲＦ搬送波信号が該増幅器（６６−７０）に供給されないようにされた、システム。
5. 請求項４に記載のシステム（１０）において、該ＲＦ信号源（２２）は、前記増幅器パス（５２−５６）のうち、増幅器パス（５６）に関連付けられた該ＲＦスイッチ（６４）、及び、前記増幅器パス（５２−５６）のサブセット（５２−５５）に関連付けられた該離散移相シフト部（７４−７７）のそれぞれに該ＲＦ搬送波信号を供給する共通のＲＦ搬送波源（３２）を備え、該ＲＦ搬送波源（３２）は、
   所望のＲＦ周波数の信号を生成するように構成されたアップコンバータ（３６）と、
   フィルタされたＲＦ信号を生成するべく、該アップコンバータ（３６）に動作可能に接続されるとともに該所望のＲＦ周波数を中心とする帯域通過フィルタ（３８）と、
   該フィルタされたＲＦ信号から振幅変調を除去するように構成された振幅リミッタ（３９）とを備えた、システム。
6. 請求項１に記載のシステム（１０）において、該Ｎビット・ディジタル信号における全ての有効ビットの内容を該複数の離散位相シフト部（７４−７７）のそれぞれに送信する専用データバスと、該Ｎ個の増幅器パス（１６−１８）に関連付けられた複数のＲＦスイッチ（６０−６３）とを更に備える、システム。
7. 請求項１に記載のシステム（１０）において、該電力合成器アセンブリ（２０）は複数のハイブリッド合成器（１１８、１２０）を備え、第１ハイブリッド合成器（１１８）の出力ポートは第２ハイブリッド合成器（１２０）のアイソレーションポートに接続されている、システム。
8. 請求項７に記載のシステム（１０）において、該第１ハイブリッド合成器（１１８）と該第２ハイブリッド合成器（１２０）とのそれぞれは、３デシベル９０度ハイブリッド合成器を備えた、システム。
9. 請求項１に記載のシステム（１０）において、該ベースバンド入力信号はアナログ信号であるとともに、該ディジタイザ（１２）は、該Ｎビット・ディジタル信号を一連のマルチビット・バイナリワードとして供給するべく、等しい入力電圧ステップを持つアナログ−ディジタル振幅コンバータ（４２）を利用し、それぞれのマルチビット・バイナリワードはそれぞれの標本化時点における該ベースバンド入力信号の瞬時振幅に比例して変化する、システム。
10. 請求項１に記載のシステム（１０）において、該Ｎ個の増幅器パス（１６−１８）に関連付けられた該増幅器（１０８−１１２）のそれぞれは、Ｃ級にバイアスされている、システム。
11. 請求項１に記載のシステム（１０）において、該ＲＦ搬送波信号を供給する共通のＲＦ搬送波源（３２）と該Ｎ個の増幅器パス（１６−１８）のそれぞれとの間の経路長の差を考慮するべく、該ＲＦ搬送波信号を遅延させるように構成された複数の連続移相器（７０ａ−７３）を更に備えた、システム。
12. 請求項１に記載のシステム（１０）において、該Ｎ個の増幅器パス（１６−１８）のそれぞれは、該システム（１０）に関連付けられた公称負荷インピーダンスより小さい負荷インピーダンスに対して、関連する出力増幅器段を電圧飽和モードに駆動するのに十分な電力レベル性能を持つように構成された増幅器駆動段を備えているシステム。