TW201506574A - 電壓轉換裝置及其電子系統 - Google Patents

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Min-Hung Hu
Pin-Han Su
Chen-Tsung Wu
Chiu-Huang Huang
Chun-Wei Huang
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    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
    • G05F1/10—Regulating voltage or current
    • G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
    • G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices

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Abstract

一種具有自參考特性的電壓轉換裝置，用於一電子系統中，包含有一差動電流產生模組，實現於一互補式金屬氧化物半導體(CMOS)製程，用來根據一轉換電壓產生一差動電流對；以及一電壓轉換模組，耦接於該差動電流產生單元及該電子系統的一第一供應電壓以及一第二供應電壓，用來根據該差動電流對、該第一供應電壓及該第二供應電壓，產生該轉換電壓。

Description

電壓轉換裝置及其電子系統
本發明係指一種電壓轉換裝置，尤指一種具有自參考特性且以互補式金屬氧化物半導體(CMOS)實現的電壓轉換裝置。
在積體電路中，電壓調整器(Voltage Regulator)，如直流對直流轉換器(DC-DC converter)，是常用於產生準確且穩定電壓的電路。電壓調整器所輸出的電壓通常會作為積體電路中其他電路的參考電壓或是供應電壓。依據不同的電壓需求及積體電路中元件的特性，積體電路通常需要複數個電壓調整器，以產生不同的供應電壓。
請參考第1圖，第1圖為習知一電子系統10的示意圖。電子系統10可為一積體電路，其包含有一供應電壓產生單元100、一正電壓電路102、一電壓範圍轉換單元104以及一負電壓電路106。電子系統10主要利用工作在正供應電壓VDDP1~地端電壓GND之間的正電壓電路102與工作在地端電壓GND~負供應電壓VDDN1的負電壓電路106，分別產生相互對應的正輸出訊號VOUTP與負輸出訊號VOUTN。由於當積體電路中電子元件的跨壓過大時，會造成電子元件損壞，因此電子系統10需要利用電壓範圍轉換單元104作為緩衝，以進行電壓與訊號的轉換。電壓範圍轉換單元104係工作於正供應電壓VDDP2與負供應電壓VDDN2之間，其中正供應電壓VDDP1大於正供應電壓VDDP2且負供應電壓VDDN1小於負供應電壓VDDN2。換言之，電壓範圍轉換單元104的工作電壓範圍橫跨正負電壓範圍，且分別與正 電壓電路102及負電壓電路106的工作電壓範圍重疊。
在實際應用中，電子系統10通常僅擁有一外部系統電壓VDDE作為電源來源。電子系統10需要透過供應電壓產生單元100，來產生正電壓電路102、電壓範圍轉換單元104以及負電壓電路106所需要的供應電壓。因此，供應電壓產生單元100需要至少四個電壓調整器，以分別產生正供應電壓VDDP1、正供應電壓VDDP2、負供應電壓VDDN1以及負供應電壓VDDN2。隨著電子系統10所需達成的功能增加，電子系統10內部電路所需的供應電壓的數目也隨之上升。電子系統10需要使用更多的電壓調整器，來提供足夠數量的供應電壓。然而，電壓調整器通常需要使用外部電感或是外部電容，以提供穩定且準確的供應電壓。電子系統10的製造成本將會隨著電壓調整器的數量上升而大幅增加。更甚者，當外部系統電壓VDDE開啟電子系統10的瞬間，各供應電壓(如正供應電壓VDDP1、正供應電壓VDDP2、負供應電壓VDDN1以及負供應電壓VDDN2)的產生時間之間將會產生時間差，這些時間差可能會使得電子系統10中產生閂鎖(latch-up)現象。
另一方面，由於電子系統10內供應電壓通常會與外部系統電壓VDDE間呈現倍數關係(如正供應電壓VDDP1可為外部系統電壓VDDE的1.5倍，而正供應電壓VDDP2可為外部系統電壓VDDE的一半)，電子系統10內供應電壓將會隨著外部系統電壓VDDE而變動，從而可能造成供應電壓偏離原始設計值的狀況。舉例來說，當外部系統電壓VDDE係由電池所提供時，外部系統電壓VDDE將會隨著電池的電荷存儲程度而變動。因此，電子系統10需要加入一參考電路，以提供不隨外部系統電壓VDDE變動的參考電壓，並透過回授機制將各供應電壓控制在原始設計值。
一般而言，用來提供穩定參考電壓的參考電路係透過帶隙 (bandgap)電路所實現，其可由實現於互補式金屬氧化物半導體(CMOS)製程的雙極性電晶體(BJT)或是互補式金屬氧化物半導體所組成。由雙極性電晶體實現的帶隙電路雖有不易隨製程飄移影響的優點，然而實現於互補式金屬氧化物半導體的雙極性電晶體容易於電源啟動時產生閂鎖現象。並且，實現於互補式金屬氧化物半導體製程的雙極性電晶體的元件特性亦會造成設計上的限制。另一方面，帶隙電路雖可利用工作於次臨界(sub-threshold)區的金氧半場效電晶體(MOSFET)替代雙極性電晶體，然而，工作於次臨界區的金氧半場效電晶體的溫度係數容易受到製程飄移的影響，造成參考電壓與設計產生偏差。
此外，帶隙電路僅能產生一固定的參考電壓，且其輸出的參考電壓不具備推動負載的能力。在此狀況下，帶隙電路產生的參考電壓必須透過額外的電壓調節器，才可產生具有不同電壓值且具備推動負載能力的參考電壓，從而增加了電子系統10的製造成本且使電子系統10的設計更為複雜。因此，如何簡化電子系統中用來產生供應電壓的電路，便成為目前產業中一重要的課題。
因此，本發明提出一種具有自參考特性的電壓轉換裝置，其可產生不隨溫度變化且具有推動能力的供應電壓。
本發明揭露一種具有自參考特性的電壓轉換裝置，用於一電子系統中，包含有一差動電流產生模組，實現於互補式金屬氧化物半導體(CMOS)製程，用來根據一轉換電壓產生一差動電流對；以及一電壓轉換模組，耦接於該差動電流產生單元及該電子系統的一第一供應電壓以及一第二供應電壓，用來根據該差動電流對、該第一供應電壓及該第二供應電壓，產生該轉換電壓。
本發明另揭露一種電子系統，包含有一供應電壓轉換模組，用來產生一第一供應電壓及一第二供應電壓；至少一具有自參考特性的電壓轉換裝置，用來產生至少一轉換電壓，每一電壓轉換裝置包含有：一差動電流產生模組，實現於互補式金屬氧化物半導體(CMOS)製程，用來根據該至少一轉換電壓中一第一轉換電壓，產生一對差動電流；以及一電壓轉換模組，耦接於該差動電流產生單元、該第一供應電壓及該第二供應電壓，用來根據該對差動電流、該第一供應電壓及該第二供應電壓，產生該至少一轉換電壓其中之一以及該第一轉換電壓。
10、60‧‧‧電子系統
100、600‧‧‧供應電壓產生單元
102、602‧‧‧正電壓電路
104、604‧‧‧電壓範圍轉換電路
106、606‧‧‧負電壓電路
20、30、40、50、608、610‧‧‧電壓轉換裝置
200、300、400、500‧‧‧差動電流產生模組
202、302、402、502‧‧‧電壓轉換模組
204、304、404、504‧‧‧回授電壓產生單元
GND‧‧‧地端
ID1~ID4‧‧‧差動電流
IREG1、IREG2‧‧‧電流
MN1~MN12、MP1~MP12‧‧‧電晶體
R1~R8‧‧‧電阻
VREG1~VREG4‧‧‧轉換電壓
VFB1、VFB2‧‧‧回授電壓
第1圖為一習知電子系統的示意圖。
第2圖為本發明實施例一電壓轉換裝置的示意圖。
第3圖為本發明實施例另一電壓轉換裝置的示意圖。
第4圖為第2圖所示的電壓轉換裝置另一實現方式的示意圖。
第5圖為第3圖所示的電壓轉換裝置另一實現方式的示意圖。
第6圖為本發明實施例一電子系統的示意圖。
請參考第2圖，第2圖為本發明實施例一電壓轉換裝置20的示意圖。電壓轉換裝置20用於一電子系統中，其具有自參考特性，且可根據電子系統提供的供應電壓產生電子系統中其餘電路的供應電壓。如第2圖所示，電壓轉換裝置20係由一差動電流產生模組200以及一電壓轉換模組202所組成。差動電流產生模組200用來根據一轉換電壓VREG1，產生相對應的差動電流ID1、ID2。電壓轉換模組202耦接於差動電流產生模組200及供應電壓VDDH、VDDL，用來根據差動電流ID1、ID2及供應電壓VDDH、VDDL， 產生轉換電壓VREG1。值得注意的是，由於電壓轉換模組202具有推動能力，因此轉換電壓VREG1不需利用額外的電壓轉換器即可作為電子系統中其餘電路的供應電壓。透過電壓轉換裝置20，電子系統所需的電壓調整器的數量可大幅降低，從而減低電子系統的製造成本。
詳細來說，差動電流產生模組200包含有回授電壓產生單元204、電晶體MN1、MN2以及電阻R1、R2。回授電壓產生單元204包含有電阻R3、R4，用來根據轉換電壓VREG1及電阻R3、R4間的比例，產生回授電壓VFB1。電晶體MN1、MN2為N型金氧半場效電晶體(NMOS)，其係形成一差動對，以分別產生差動電流ID1、ID2。其中，電晶體MN1的長寬比係為電晶體MN2的長寬比的K1倍，且電晶體MN1與電晶體MN2皆操作於次臨界(sub-threshold)區。電晶體MN1、MN2以及電阻R1、R2的耦接關係如下所述，電晶體MN1、MN2的閘極皆耦接於回授電壓VFB1，電阻R1的兩端分別耦接於電晶體MN1、MN2的源極，電阻R2的兩端則分別耦接於電晶體MN2的源極與地端GND。需注意的是，電阻R2、R4耦接於地端GND之端點可改為耦接於其他位於供應電壓VDDH與供應電壓VDDL之間的電壓準位，而不限於耦接於地端GND。藉由差動電流產生模組200與電壓轉換模組202組成的負回授路徑，當電壓轉換裝置20進入穩態時，差動電流ID1會等同於差動電流ID2。因此，回授電壓VFB1可表示為：V FB1=V GS2+2×I D1×R2 (1)
其中，VGS2為電晶體MN2閘極與源極間的電壓差。接下來，透過計算流經電阻R1的電流(即電流ID1)，可將公式(1)修改為：
其中，VGS1為電晶體MN1閘極與源極間的電壓差。由於電晶體MN1與電晶體MN2皆操作於次臨界區，且假設電阻R2為電阻R1的L1/2倍 (即)，公式(2)可被修改為：V FB1=V GS2+V T ×L 1×ln(K 1) (3)
其中，VT為電晶體MN1、MN2的熱電壓(thermal voltage)。值得注意的是，由於電壓VGS2係與溫度成反比(即具有負的溫度係數)，且熱電壓VT與溫度成正比(即具有正的溫度係數)，因此回授電壓VFB1具有不隨溫度變化之特性。接下來，根據回授電壓VFB1與轉換電壓VREG1間的比例關係，轉換電壓VREG1可被表示為：
如此一來，上述實施例的差動電流產生模組200不需使用雙極性電晶體(BJT)，即可產生不隨溫度變化的電壓。換言之，差動電流產生模組200可完全以互補式金屬氧化物半導體(CMOS)實現，而不受以互補式金屬氧化物半導體製程形成的雙極性電晶體的元件特性所限制。此外，由公式(4)可得知，差動電流產生模組202於產生差動電流ID1、ID2時，亦同時定義了轉換電壓VREG1。也就是說，透過調整電阻R1與電阻R2間的比例(即L1)、電阻R3與電阻R4間的比例，以及電晶體MN1與電晶體MN2間長寬比的比例(即K1)，電壓轉換裝置20可改變轉換電壓VREG1的電壓值。
接下來，電壓轉換模組202可根據差動電流產生模組200產生的差動電流ID1、ID2以及電子系統提供的供應電壓VDDH、VDDL，產生轉換電壓VREG1。舉例來說，供應電壓VDDH、VDDL可分別為電子系統的最高電壓及最低電壓，但不限於此。在此實施例中，電壓轉換模組202係由電晶體MP1~MP5、MN3~MN6所組成。其中，電晶體MP1~MP4、MN3~MN6係組成一疊接式(cascode)電流鏡(current mirror)，其根據差動電流ID1、ID2以及供應電壓VDDH、VDDL產生適當的電壓予電晶體MP5的閘極，從而讓 電晶體MP5產生轉換電壓VREG1。疊接式電流鏡的工作原理應為本領域通常知識者所熟知，為求簡潔，在此不贅述。然後，透過回授路徑，轉換電壓VREG1不會隨著用來推動後級負載的電流IREG1而變化。也就是說，流經電晶體MP5之電流IREG1可根據差動電流ID1、ID2作調整，以推動後級負載。如此一來，電壓轉換裝置20僅需電子系統提供的供應電壓VDDH、VDDL，即可根據其本身的自參考特性，產生不隨溫度變化的轉換電壓VREG1，作為電子系統中其餘電路的供應電壓。
請參考第3圖，第3圖為本發明實施例一電壓轉換裝置30的示意圖。電壓轉換裝置30為第2圖所示的電壓轉換裝置20另一實現方式，其組成架構類似於電壓轉換裝置20。如第3圖所示，電壓轉換裝置30包含有差動電流產生模組300及電壓轉換模組302。差動電流產生模組300包含有回授電壓產生單元304、電晶體MP6、MP7以及電阻R5、R6。回授電壓產生單元204包含有電阻R7、R8，用來根據轉換電壓VREG2及電阻R7、R8間的比例，產生回授電壓VFB2。電晶體MP6、MP7係形成一差動對，分別用來產生差動電流ID3、ID4。其中，電晶體MP6的長寬比係為電晶體MP7的長寬比的K2倍，且電晶體MP6與電晶體MP7皆操作於次臨界區。電晶體MP6、MP7以及電阻R5、R6的耦接關係如下所述，電晶體MP6、MP7的閘極皆耦接於回授電壓VFB2，電阻R5的兩端分別耦接於電晶體MP6、MP7的源極，電阻R6的兩端則分別耦接於電晶體MP7的源極與地端GND。需注意的是，電阻R6、R8耦接於地端GND之端點可改為耦接於其他位於供應電壓VDDH與供應電壓VDDL之間的電壓準位，而不限於耦接於地端GND。藉由差動電流產生模組300與電壓轉換模組302組成的回授路徑，當電壓轉換裝置30進入穩態時，差動電流ID3會等同於差動電流ID4。因此，回授電壓VFB2可表示為：V FB2=-(V SG7+2×I D3×R6) (5)
其中，VSG7為電晶體MP7源極與閘極間的電壓差。接下來，透過計算流經電阻R5的電流(即電流ID3)，可將公式(1)修改為：
其中，VSG6為電晶體MP6源極與閘極間的電壓差。由於電晶體MP6與電晶體MP7皆操作於次臨界區，且假設電阻R6為電阻R5的L2/2倍(即)，公式(2)可被修改為：V FB2=-(V SG7+V T ×L 2×ln(K 2)) (7)
其中，VT為電晶體MP6、MP7的熱電壓。值得注意的是，由於電壓VSG7係與溫度成反比(即具有負的溫度係數)，且熱電壓VT與溫度成正比(即具有正的溫度係數)，因此回授電壓VFB2具有不隨溫度變化之特性。接下來，根據回授電壓VFB2與轉換電壓VREG2間的比例關係，轉換電壓VREG2可被表示為：
如此一來，上述實施例所述的差動電流產生模組300不需使用雙極性電晶體，即可產生不隨溫度變化的轉換電壓VREG2。換言之，差動電流產生模組300可完全以互補式金屬氧化物半導體實現，而不受以互補式金屬氧化物半導體製程形成的雙極性電晶體的元件特性所限制。此外，由公式(8)可得知，差動電流產生模組302於產生差動電流ID3、ID4時，亦同時定義了轉換電壓VREG2。也就是說，透過改變電阻R5與電阻R6間的比例(即L2)、電阻R7與電阻R8間的比例以及電晶體MP5與電晶體MP6間長寬比的比例(即K2)，電壓轉換裝置30可輕易調整轉換電壓VREG2。
接下來，電壓轉換模組302即可根據差動電流產生模組300產生 的差動電流ID3、ID4以及電子系統提供的供應電壓VDDH、VDDL，產生轉換電壓VREG2。在此實施例中，電壓轉換模組302係由電晶體MP8~MP11、MN7~MN11所組成。其中，電晶體MP8~MP11、MN7~MN10係組成一疊接式電流鏡，以根據差動電流ID3、ID4以及供應電壓VDDH、VDDL產生適當的電壓予電晶體MN11的閘極，從而讓電晶體MN11產生轉換電壓VREG2。換言之，流經電晶體MN11之電流IREG2可根據差動電流ID3、ID4作調整，以推動後級負載。並且，透過回授，轉換電壓VREG2不會隨著用來推動後級負載的電流IREG2而變化。並且，相較於電壓轉換裝置20，電壓轉換裝置30產生的電流IREG2的方向與電壓轉換裝置20產生的電流IREG1的方向不同。如此一來，電壓轉換裝置30僅需電子系統提供的供應電壓VDDH、VDDL，即可根據其本身的自參考特性，產生不隨溫度變化的轉換電壓VREG2，作為電子系統中其餘電路的供應電壓。
值得注意的是，上述實施例提出的電壓轉換裝置透過自參考特性，產生具有推動能力且不隨溫度變化的轉換電壓。根據不同應用，本領域具通常知識者應可據以實施合適的變化及更動。舉例來說，請參考第4圖及第5圖，其分別為第2圖所示的電壓轉換裝置20及第3圖所示的電壓轉換裝置30其餘實現方式的示意圖。如第4圖所示，電壓轉換裝置40包含有差動電流轉換裝置400及電壓轉換裝置402。差動電流轉換裝置400及電壓轉換裝置402的組成架構分別類似於電壓轉換模組20的差動電流轉換裝置200及電壓轉換裝置202類似，因此，具有相同功能的元件及訊號使用相同的符號表示。與電壓轉換模組20不同的是，電壓轉換模組402係透過電晶體MN12，產生轉換電壓VREG1，並改變電流IREG1的方向，從而提供不同方向的推動負載的能力。電壓轉換裝置40的運作原理可參照電壓轉換裝置20，為求簡潔，在此不贅述。
類似地，請參考第5圖，電壓轉換裝置50包含有差動電流轉換裝置500及電壓轉換裝置502。差動電流轉換裝置500及電壓轉換裝置502的組成架構分別類似於電壓轉換模組30的差動電流轉換裝置300及電壓轉換裝置302類似，因此，具有相同功能的元件及訊號使用相同的符號表示。與電壓轉換模組30不同的是，電壓轉換模組302係透過電晶體MP12，產生轉換電壓VREG2，並改變電流IREG2的方向，從而提供具有不同方向的推動負載的能力。電壓轉換裝置50的運作原理可參照電壓轉換裝置30，為求簡潔，在此不贅述。
請參考第6圖，第6圖為本發明實施例一電子系統60的示意圖。電子系統60可為一積體電路，且包含有一供應電壓產生單元600、一正電壓電路602、一電壓範圍轉換單元604、一負電壓電路606以及電壓轉換裝置608、610。供應電壓產生單元600包含有2個電壓調整器，分別用來產生電子系統60的最高供應電壓VDDH及最低的供應電壓VDDL。正電壓電路602工作在供應電壓VDDH~地端電壓GND之間，用來產生正輸出訊號VOUTP。電壓範圍轉換單元604工作於供應電壓VREG3與供應電壓VREG4之間。負電壓電路606工作在地端電壓GND~負供應電壓VDDL之間，用來產生負輸出訊號VOUTN。電壓轉換裝置608、610可為上述實施例所提出的電壓轉換裝置20、30、40、50其中之一。舉例來說，電壓轉換裝置608可為電壓轉換裝置20，而電壓轉換裝置610則可為電壓轉換裝置30。如此一來，電壓範圍轉換單元604所需的供應電壓可由電壓轉換裝置608、610所產生的轉換電壓VREG3、VREG4所提供。相較於第1圖所示的電子系統10，電子系統60可省去2個成本昂貴的電壓調整器，轉而利用電壓轉換裝置608、610來產生所需的供應電壓。若電子系統60還需要其餘的供應電壓，此些供應電壓可利用上述實施例的電壓轉換裝置根據供應電壓VDDH、VDDL所提供。也就是說，電子系統60僅需2個電壓調整器來產生電子系統60中最高的供應電壓 VDDH及最低的供應電壓VDDL，而電子系統60中其餘的供應電壓則可透過上述實施例的電壓轉換裝置產生，從而降低電子系統60的成本。此外，由於電壓轉換裝置608、610須於供應電壓VDDH與供應電壓VDDL產生後，才可產生轉換電壓VREG3、VREG4，因此由各供應電壓的產生時間之間的時間差所產生的閂鎖(latch-up)現象可獲得解決。
綜上所述，上述實施例提供的電壓轉換裝置具有自參考特性，其可根據電子系統中的供應電壓，產生不隨溫度變化且具有推動負載能力的轉換電壓。據此，電子系統可減少成本昂貴的電壓調整器的數量，並可避免由不同電壓調整器產生供應電壓的時間之間的時間差所造成的閂鎖(latch-up)現象。
20‧‧‧電壓轉換裝置
200‧‧‧差動電流產生模組
202‧‧‧電壓轉換模組
204‧‧‧回授電壓產生單元
GND‧‧‧地端
ID1、ID2‧‧‧差動電流
IREG1‧‧‧電流
MN1~MN6、MP1~MP5‧‧‧電晶體
R1~R4‧‧‧電阻
VREG1‧‧‧轉換電壓
VFB1‧‧‧回授電壓

Claims (12)

  1. 一種具有自參考特性的電壓轉換裝置，用於一電子系統中，包含有：一差動電流產生模組，實現於一互補式金屬氧化物半導體(CMOS)製程，用來根據一轉換電壓產生一差動電流對；以及一電壓轉換模組，耦接於該差動電流產生單元及該電子系統的一第一供應電壓以及一第二供應電壓，用來根據該差動電流對、該第一供應電壓及該第二供應電壓，產生該轉換電壓。
  2. 如請求項1所述的電壓轉換裝置，其中該第一供應電壓為該電子系統的一最高電壓。
  3. 如請求項1所述的電壓轉換裝置，其中該第一供應電壓為該電子系統的一最低電壓。
  4. 如請求項1所述的電壓轉換裝置，其中該差動電流產生單元包含有：一回授電壓產生單元，用來根據該轉換電壓，產生一回授電壓；一第一電晶體，包含有一閘極耦接於該回授電壓，一源極耦接於一第一節點，以及一汲極耦接於一第一輸出端，用來根據該回授電壓，產生該差動電流對的一第一差動電流；一第二電晶體，包含有一閘極耦接於該回授電壓，一源極耦接於一第二節點，以及一汲極耦接於一第二輸出端，用來根據該回授電壓，產生該差動電流對的一第二差動電流；一第一電阻，耦接於該第一節點與該第二節點之間；以及一第二電阻，耦接於該第三節點與該電子系統中一第三供應電壓之間。
  5. 如請求項4所述的電壓轉換裝置，其中該第三供應電壓係地端電壓。
  6. 如請求項4所述的電壓轉換裝置，其中該第一電晶體與該第二電晶體係為金屬氧半場效電晶體(MOSFET)，且運作於次臨界區(weak inversion)。
  7. 一種電子系統，包含有：一供應電壓轉換模組，用來產生一第一供應電壓及一第二供應電壓；至少一具有自參考特性的電壓轉換裝置，用來產生至少一轉換電壓，每一電壓轉換裝置包含有：一差動電流產生模組，實現於一互補式金屬氧化物半導體(CMOS)製程，用來根據該至少一轉換電壓中一第一轉換電壓，產生一對差動電流；以及一電壓轉換模組，耦接於該差動電流產生單元、該第一供應電壓及該第二供應電壓，用來根據該對差動電流、該第一供應電壓及該第二供應電壓，產生該至少一轉換電壓其中之一以及該第一轉換電壓。
  8. 如請求項7所述的電子系統，其中該第一供應電壓為該電子系統的一最高電壓。
  9. 如請求項7所述的電子系統，其中該第一供應電壓為該電子系統的一最低電壓。
  10. 如請求項7所述的電子系統，其中該差動電流產生單元包含有：一回授電壓產生單元，用來根據該轉換電壓，產生一回授電壓；一第一電晶體，包含有一閘極耦接於該回授電壓，一源極耦接於一第一 節點，以及一汲極耦接於一第一輸出端，用來根據該回授電壓，產生該差動電流對的一第一差動電流；一第二電晶體，包含有一閘極耦接於該回授電壓，一源極耦接於一第二節點，以及一汲極耦接於一第二輸出端，用來根據該回授電壓，產生該差動電流對的一第二差動電流；一第一電阻，耦接於該第一節點與該第二節點之間；以及一第二電阻，耦接於該第三節點與該電子系統中一第三供應電壓之間。
  11. 如請求項10所述的電子系統，其中該第三供應電壓係地端電壓。
  12. 如請求項10所述的電子系統，其中該第一電晶體及該第二電晶體為金氧半場效電晶體(MOSFET)，且工作於次臨界(sub-threshold)區。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR20140080725A (ko) * 2012-12-14 2014-07-01 에스케이하이닉스 주식회사 음전압 조절 회로 및 이를 포함하는 전압 생성 회로
CN105511542B (zh) * 2016-02-01 2017-01-25 东南大学 一种应用于sar adc的电压缓冲器

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6600302B2 (en) 2001-10-31 2003-07-29 Hewlett-Packard Development Company, L.P. Voltage stabilization circuit
JP4826073B2 (ja) * 2004-08-05 2011-11-30 日本電気株式会社 差動増幅器、及びそれを用いた表示装置のデータドライバ
JP4928290B2 (ja) * 2007-01-31 2012-05-09 キヤノン株式会社 差動信号比較器
US7636010B2 (en) 2007-09-03 2009-12-22 Elite Semiconductor Memory Technology Inc. Process independent curvature compensation scheme for bandgap reference
US7898330B2 (en) * 2009-04-21 2011-03-01 Number 14 B.V. Class AB amplifier systems
US7944252B1 (en) * 2009-11-05 2011-05-17 Texas Instruments Incorporated High performance LVDS driver for scalable supply
EP2372485B1 (en) 2010-04-01 2014-03-19 ST-Ericsson SA Voltage regulator
US8618787B1 (en) 2010-12-16 2013-12-31 Xilinx, Inc. Current mirror and high-compliance single-stage amplifier

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