TW201206058A - Antiresonant frequency variable type complex resonance circuit - Google Patents

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201206058 六、發明說明： 【發明戶斤屬之技術領域3 技術領域 本發明係有關於一種可自由地設定反共振頻率之可變 範圍之反共振頻率可變型複合共振電路。 【先前技術3 背景技術 在利用壓電振動器等之固有共振頻率之電子零件中， 對於改變其零相位頻率亦即反共振頻率之方式，已知有一 種將電容器等之電抗元件並聯之方法，但變化壓電振動器 等之物理常數，不能改變頻率範圍本身。結果具有下述之 缺點，即，欲於廣大的可變範圍内變化頻率時，卻使輸出 本身降低者。 在專利文獻1中揭示一種電路，藉控制施加在含有兩個 串聯共振電路之共振電路之電壓比，可改變在功率加法點 上提供功率之極小點之頻率者。在該電路上，藉將施加之 電壓比變化，可任意控制以兩個串聯共振頻率為兩端之頻 率範圍，但於該可變之頻率範圍的中央部，在極小點上之 性能即極小點中之功率的有效值與頻率之關係上，使由功 率的有效值之數值成為極小點上之數值的2倍之頻率範圍 (3dB頻寬)所算出之有效的共振尖銳度Q值發生極端劣化之 現象。 進而，位於頻率可變範圍之兩端部之有效Q值係與處於 水晶振動器之無負載狀態之共振尖銳度Q值相比，有大幅劣

S 3 201206058 化之現象存在乃為實情。 在專利文獻2已揭示一種抵銷限制頻率可變範圍之水 晶振動器之並聯電容之方式，但不能得到廣大的頻率可變 範圍。 在非專利文獻1已揭示一種手法，在輸出一個固定頻率 之振盈電路中’在橋4路之-邊配置水晶振動器，且任 意選擇另-邊之電路元件，以改善作為橋整體之有效之共 振尖銳度Q值’但是不能在廣大的頻帶内改變頻率。 簡而言之，在習知之複合共振電路中，在廣大的頻率 可變範_全部，動作狀態之共振尖銳度Q值會有大幅的變 動’進而’與所使用之共振元件本身之共振尖銳度卩值相 比’只能得到呈現大幅劣化之共振尖銳度Q值之不期望之性 能者乃為實情。 先行技術文獻 專利文獻 專利文獻1 :國際公開公報第2006/046672號 專利文獻2 :日本發明申請案公開公報第H08-204451號 非專利文獻 非專利文獻：W. R. Sooy. F. L. Vernon and J. Munushian ; "A Microwave Meacham Bridge Oscillator", Proc. IRE, Vol.48, No.7, pp.1297-1306, July 1960 t：發明内容：！ 發明概要 發明欲解決之課題 201206058 本發明之目的係於提供一種反共振頻率可變型複合共 振電路，在使用如同壓電振動器之共振尖銳度良好之共振 器之複合共振電路上，實現具有與所使用之共振元件之無 負載狀態之共振尖銳度Q值相近之數值，且可在廣大的頻率 範圍内以高自由度設定反共振頻率可變範圍。 用以解決課題之手段 為解決上述之課題，本發明之反共振頻率可變型複合 共振電路之特徵在於包含有：第1電流路，係對於所供給之 交流功率訊號施予第1增益調整者；至少1個第2電流路，係 對於前述交流功率訊號施予具有與第1增益調整不同之調 整量之第2增益調整者；至少2個共振電路，係各設於前述 第1及第2電流路，具有相對於經由前述第1及第2電流路之 交流功率訊號而異之共振點或反共振點，且分別取入前述 交流功率訊號；至少1個補償電流路，係對於前述交流功率 訊號施予補償相位移者；補償電路，係設於前述補償電流 路，除去前述共振電路之不要成分者；及，類比運算電路， 係將經由前述第1電流路、前述第2電流路及前述補償電流 路之交流功率訊號施予類比加法或減法者。 發明效果 依本發明之複合共振電路，就可在所望之頻率可變範圍 内，不使有效的共振尖銳度Q值劣化，且可以高自由度設定 共振頻率可變範圍。 圖式簡單說明 第1圖係本發明實施例1之複合共振電路之電路圖。 £ 5 201206058 第2圖係用以說明本發明實施例1之效果之圖。 第3圖係本發明實施例2之複合共振電路之電路圖。 第4圖係顯示採用習知技術時之頻率特性例之圖。 第5圖係顯示補償後之頻率特性例之圖。 第6圖係用以說明補償特性之解之唯—性之圖。 第7圖係本發明實施例3之複合共振電路之電路圖。 第8圖係顯示實施補償前之頻率特性例之模擬結果之 圖。 第9圖係顯示實施補償後之頻率特性例之模擬結果之 圖。 第10圖係顯示頻率可變範圍之低端部側之擴大頻率特 性之一例之圖。 第11圖係顯示頻率可變範圍之中央部之放大頻率特性 之一例之圖。 I：實施方式3 用以實施發明之形態 實施例1 第1圖係顯示本發明實施例1之反共振頻率可變型複合 共振電路。如第1圖所示’反共振頻率可變型複合共振電路 1包含有：基準端子2;輸入端子3 ;第1衰減電路9 (Attenuator : ATT1)及第 2衰減電路l〇(Attenuator : ATT2)， 係對經由功率分配電路5、端子T11及端子T12且由輸入端子 3供給之頻率f之輸入訊號之功率位準，施與相異之功率位 準el及e2之衰減處理’並以端子T21及端子T22為中介，而 201206058 將5亥功率可變後之訊號分別供應至第1共振器電路7及第2 率刀配電路5及端子T13所供給之頻率〖之輸人訊號之功率 位準’施予相位移π + 5» !，且以端子τ23為中介 ^將該相 ㈣後之訊號供給至第1補償電路Π者；第1共振器電路7及 第2共振器電路8 ’係以端子TS1或端子Τη為中介，各與第丄 衰減電路9及第2衰減電路1〇連接者；第【補償電路17，係以 端子T23為中介而與第相電路叫接者；功率加法電路 6 ’係以端子T31、端子丁32及丁33為中介，各連接於第珙 振器電路7、第2共振器電路8及第丨補償電㈣者；及、輸 出端子4 ’係、連接於功率加法電路6者。又，令由端子T11 至端子T31之路徑為第1電流路3〇，令由端子T12JL端子T32 之路徑為第2電流路4〇’且令由端子Tu至端子了33之路徑為 第1補償電流路50。 進而針對第1圖所示之反共振頻率可變型複合共振電 路1之各構成要素詳細說明。在第丨圖之反共振頻率可變型 複合共振電路1之輸入端子3連接有標準訊號產生器SG，將 輸出維持—定錢續拂掠料f之輸人訊號施加於反共振 頻率可變型複合共振電路i之輸人端子3。輸人訊號係以功 率/刀配電路5及端子TU、端子T12或端子T13為中介，分別 供給至第1衰減電路9、第2衰減電路H)及第丨移相電路叫 電路。 一第衰減電路9具有輸入端子（未示於圖中）、輸出端子 (未不於圖中）及外部控制端子CNTR1。藉控制該外部控制

S 7 201206058 端子CNTRl，第1衰減電路9可隨意地變更輸入端子之功率 位準與輸出端子之功率位準之比值，由輸出端子，且以端 子T21為中介，而將業經功率可變後之訊號輪出至第丨共振 器電路7。此外，第1衰減電路9之輸入端子係與端子T11相 連接者。 苐2哀減電路10具有輸入端子（未示於圖中）、輸出端子 (未示於圖中）及外部控制端子CNTR2。藉控制該外部控制 知子CNTR2 ’第2农減電路10可隨意地變更輸入端子之功率 位準及輸出端子之功率位準之比值，由輸出端子，且以端 子T22為中介，將業經功率可變後之訊號輸出至第2共振器 電路8。此外，第2衣減電路1〇之輸入端子係與端子τι]相連 接者。 第1移相電路11具有輸入端子（未示於圖中）及輸出端子 (未示於圖中）。第1移相電路11係對經由端子丁21而供給至 輸入端子之輸入訊號施予相位移（π + 0 1)，且將業經相位 移後之s扎號，由輸出端子且以端子Τ23為中介而輸出至第1 補償電路17。 第1共振器電路7係與端子Τ21及端子Τ31相連接，且以 端子Τ31及功率加法電路6為中介而將該輸出送出至輸出端 子4。第1共振器電路7係由於端子T21與端子T31之間配置有 由線圈L1及電隨所構成之·聯電路、及與該串聯電路並 聯之電容器C1所構成之並聯電路所構成者。 第2共振器電路8係與端子T22及端子T32相連接，且以 端子T32及功率加法電路6為中介而將該輸出送出至輸出端 201206058 子4。第2共振器電路8係由在端子T22與端子T32之間配置有 由線圈L2及電阻R2所構成之串聯電路、及與該串聯電路並 4外之電谷器C2所構成之並聯電路所構成者。 第1補償電⑬17係連接於端子23 '端子Τ33及基準端子 2’且以端子Τ33及功率加法電路6為中介而將該輸出送出至 輸出端子4。第塌償電路17係於端子丁23與端子丁33之間配 置由電阻RC!及電阻RC2所構成之串聯電路，且具有在該串 聯電路之中間點(連接點）與基準端子2之間配置有電阻⑽ 之構造。第1補償電路17係、除去第1共振器電路7及第2丘振 器電路8之不要成分之電阻成分，經由如此電路而施練反 共振頻率可變魏合共振電路1之輸人料3之輸人訊號係 分別供給至第1共振器電路7、第2共振器電路8,補償電 準成為如下者°即’施加於第1共振器 电路7、似振ϋ娜及第猶電㈣之料位準 換算成各電動勢，電壓之絕對值為丨&丨、丨e丨丨 ，，丨伽標準訊號產生器SG之電動勢相同二對 运是因為在第1補償電流路5吐未財預^率位準之 衣減處理所致者。又，第丨共振器電路7及第 之相位係相對於施加於輸人端子3之輸人錢未有^目電路8 (即，相位移為0),只有第1補償電路17之相位位 於輸入端子3之輸人訊號移相仏+ 0丨）。又，目對於知加 T21、端子T22及端子T23中之内部電阻各為、端子 即:在第1共振器電路7中，和連接有電動勢::二 11且相位為0之等效電源與電阻細之内部電阻串 9 S. 201206058 聯之串聯電路之狀態等效，在第2共振器電路8中，和連接 有電動勢之絕對值為| e2 |且相位為0之等效電源與電阻 值為zs2之内部電阻串聯之串聯電路之狀態等效，在第1補 償電路17中，和連接有電動勢的絕對值為| e3 |且相位移 為（7Γ + 0 1)之等效電源與電阻值為zs3之内部電阻串聯之 串聯電路之狀態等效者。 針對第1圖所示之實施例1之變形例予以說明。該變形 實施例（未示於圖中）係與第1圖所示之實施例1，在關於第2 電流路相異，而其他構成則是同樣。因此只在第2電流路予 以說明。 在實施例1中之第2電流路係當作為對於所供給之交流 功率訊號施予增益調整者進行說明。變形例中之第2電流路 係中繼所供給之交流功率訊號之電流路。針對變形例，使 用第1圖來說明時，在該變形例中，是直接連接有第1圖之 端子T12及T22，取代第1圖之第2衰減電路10。又，在該變 形例中，與第1圖所示之電路同樣，跨越所望之頻率可變範 圍内，不使有效的共振尖銳度Q值劣化，且可以高自由度設 定共振頻率可變範圍。 其次，進行本發明之效果性能之說明。在說明之前， 先定義稱為“Null頻率”之術語。本發明之目的係於提供 反共振頻率可變型複合共振電路者。利用該複合共振電路 之共振現象不是所謂的共振現象，而是反共振現象。一般， 複合共振電路之特性性能係可藉檢查“高頻電源”與“負 載電阻”之間所連接之電路的動作，掌握作為該輸入端子 10 201206058 而發揮功能之端朴作騎出端子㈣揮功 …本發明之複合共振電路係利用反共振現象，而因1在上 述=負«阻之兩端所產生之電壓之絕對值呈現最小點。 該輸刪之絕對值呈現極小點（最小點，亦稱為刪點） 之共振頻轉編辩，⑽ull麵。t_l鱗是對反 共振現象附與特徵之一種頻率。 其—人’針對實施例1之效果性能，使崎值模擬結果， 以2個步驟來說明。 第一步驟，在不具備實施例1之第1補償電路17之方法 中’說明在頻率可變範圍之中央部，共振尖銳度Q值之劣化 顯著者°在第二步驟中’說明藉進行本發明之相位移，中 央部之有效Q值在全部的頻率可變範圍内有大幅改善者。 模擬之概要係於以1〇MHz為中心頻率，頻率可變範圍 l〇〇〇ppm (9995kHz〜l0005kHz)之形態進行者。進行模擬時 之第1共振器電路7、第2共振器電路8及第丨補償電路17之等 效電路常數係示於表1。 [表1]

.第1共振器電路 第2共振器電路 第1補償電路· fl = 9995kHz f2= 10005kHz RCl = 500kQ Ll = 25mH L2 = 25mH RC2 = 500kil Cl = 10.142258fF C2= 10.121994fF RC3 =10Q Rl= 100Ω R2= 100Ω _ZS1 = 5kQ Zs?= 5kQ ZS3= 5kn 1------ Zi=5kQ 第2圖係令橫軸為頻率(Hz)，縱軸為負載電阻zi之兩端 所產生之電壓之絕對值(伏特；V)。第2圖中係令第1圖所示 S. 11 201206058 之第1補償電路17之施加電壓為零，在圖中顯示使用不具備 第1補償電路17之習知技術之電路之模擬結果及具備第1補 償電路17之實施例1之效果之模擬結果兩者。 第2圖中，頻率可變特性係於頻率可變範圍内實質對 稱，因此顯示該低頻侧之端部的曲線A與曲線A，及中央部之 曲線B及曲線B'。兩個曲線A，及曲線B,係對應於不具備補償 電路之形‘4 ’兩個曲線A及曲線B係、對應於具備補償電路之 形態。 兩個曲線A及曲線A，係令施加於端子T21之電壓之絕 對值I el I及施加於端子T22之電壓之絕對值丨e2卜分別 為1V(1伏特)及〇V(〇伏特)之形態，兩個曲線B及曲線『係令 施加於端子TO之電壓之絕對值丨el丨及施加於端子τ22之 電壓之絕對值丨e2卜分別為IV及IV之形態。進而，兩個 曲線A’及曲線B’錢定對補償電路之輸人端子T23之施加 電壓之絕對值| e3 |為〇v ’移相量為（7Γ + Θ 1)之形態，兩 個曲線A及曲線⑽設”補償電路之輸人端子τ23之施加 電壓之絕對值|e3丨為，，移相量為（MW)之形態。 在模擬中，該01當作為零。因此，移相量為π。 比較極小點^與極小點AS'時可知，極小點AS的下凹 較大，然、後同樣的’比較極小點BS與極小點队時可知，極 j 之下凹|x大者。此事—看之下’就是意味著該共振 尖銳度Q值已獲得改善者。 *即，第2圖顯示藉具備第1補償電路17,能在頻率可變 範圍之低頻側及中央部改善共振曲線之下凹的㈣度者。 12 201206058 在將提供共振曲線之最小點之頻率可變上，是改變對 T21及端子T22之施加f壓之比值，Uf 償纽，^ 〜 例係指出對補 她加％壓係處於將該絕對值與移相量維持在—定 、乂者卩卩沒有輕該絕對值與移相量變化或調整之 、、要外此事使知電路構成變得極為簡單，且實用價值大。 —第2圖中，只顯示頻率可變範圍之低頻側，但跨越全頻 ，圍可期待如此效果。進而亦可藉補償電路之常數設 疋、以及調節對補償電路之施加電壓之絕對值及移相量（冗 + θ 1) ’而設定共振尖銳度Q值，使其在全頻率範圍内維持 一定值，或亦可設定為凸狀或凹狀者。 八人列舉貫施例1之變形例。第1補償電路丨^之電阻 、’周路不可為Τ型電路，亦可為π型電路，亦可為其等之相 依連接者。又，第1補償電路17不只是電阻網路，亦可為含 有電抗成分之元件。進而，在由配設於第1補償電路17之上 游及下游之端子Τ13、端子Τ23及端子Τ33構成之支臂（即， 第1補彳貞電流路5〇)上亦可一併具備哀減電路或放大電路。 其次，以分布常數電路實現該共振器電路之一例亦可 為’分別含有靠近共振頻率不同之介電質共振器配置之帶 線(striPline)線路之兩個共振器電路之一端連接於功率加法 電路’且將對該等兩個帶線線路之另一端之施加功率之分 配比例（功率比）可變之反共振頻率可變型複合共振電路。 實施例2 實施例2係指該共振器電路之構成只由兩個壓電共振 器構成之例。該構成具備有雖然只在頻率可變範圍之中央

S 13 201206058 部近旁發現共振尖銳度Q值優異之性能之限制， 路以簡單的構成發揮魏之特徵。第3圖係顯示本發明實^ 例2之反共振頻村變型複合共振電路。 反共振頻率可變型複合共振電路謂包含有：輸入端子 3;第3衰減電路⑽，係對由輸入端子㈣以功率分配電… 為中介所供給之頻率f之輪人訊號之功率位準施予功率位 準el之衰減處理，且_辦可變狀訊驗由端子T⑵ 及端子T131而供給至第3共振器電路浙者；第4衰減電路 110’係對由輸入端子3而以功率分配電路5為中介所供給之 頻率f之輸人訊號之功率位準料功率位準62之衰減處 理且將„玄功率可變後之訊號經由端子T i 2 2及端子T13 2而 供給至第4共振器電路1〇8者；第5衰減電路113，係對由輸 入端子3而以功率分配電路5為中介所供給之頻率f之輸入 訊號之功率位準施予功率位準8之衰減處理，且將該功率 可1_後之δίΐ號經由端子T123而供給至第2移相電路115者； 及，第6衰減電路114，係對由輸入端子3而以功率分配電路 5為中介所供給之頻率f之輪入訊號之功率位準施予功率位 準e4之衰減處理，且將該功率可變後之訊號經由端子T124 而供給至苐3移相電路116者。又，功率位準ei、e2、e3、 e4互為不同者。 又，反共振頻率可變型複合共振電路100包含有：第2 移相電路115，係對由第5衰減電路113所供給之頻率f之訊 號施予相位移（7Γ + Θ 3) ’且將該相位移後之訊號經由端子 T133而供給至第2補償電路117者；及，第3移相電路，係對 14 201206058 由第6衰減電路1M所供給之頻率f之訊號施予相位移（冗+ Θ 4) ’且將該相位移後之訊號經由端子Τ134而供給至第3補 你電路者。又，相位移（π + Θ 3)及（π + 0 4)互為不同者。 進而’反共振頻率可變钽複合共振電路1〇〇包含有：第 3共振器電路1〇7’係經由端子Τ121及端子Τ131而連接於第3 衰減電路109者；第4共振器電路1〇8，係經由端子Τ122及端 子Tl32而連接於第4衰減電路110者；第2補償電路117，係 經由端子TIM而連接於第2移相電路115者；第3補償電路 U8 ’係經由端子丁134而連接於第3移相電路I”者；功率加 法電路6 ’係連接於各端子Τ141、Τ142、Τ143、Τ144者； 及，輸出端子4，係連接於功率加法電路6者。 進而針對第3圖所示之反共振頻率可變型複合共振電 路100之各構成要素予以詳細說明。在第3圖之反共振頻率 可變型複合共振電路1〇之輸入端子3係連接有標準訊號產 生器SG’將輸出維持一定且頻率£·連續拂掠之輸入訊號施加 於反共振頻率可變型複合共振電路1〇〇之輸入端子3。 施加於輸入端子3之輸入訊號係經由功率分配電路5及 端子τιιι、端子Τ112、端子Τ113或端子τιι4，而分別供給 至第3衰減電路1〇9、第4衰減電路11〇、第5衰減電路113及 第6衰減電路114。 第3衰減電路1〇9具有輸入端子（未示於圖中）、輸出端子 (未示於圖中）及外部控制端子CNTR1。藉控制該外部控制 端子CNTR1 ’第3衰減電路1〇9可隨意地變更輸入端子之功 率位準與輸出端子之功率位準之比值，由輸^端子，且以

S 15 201206058 端子T121及端子T131為中介，而將業經功率可變後之訊號 輸出至第3共振器電路1〇7。此外，第3衰減電路109之輸入 端子係與端子Till相連接者。 第4衣減電路11〇具有輸入端子（未示於圖中）、輸出端子 (未示於圖中）及外部控制端子CNTR2。藉控制該外部控制 端子CNTR2 ’第4衰減電路no可隨意地變更輸入端子之功 率位準與輸出端子之功率位準之比值，由輸出端子，且以 端子T122及端子T132為中介，而將業經功率可變後之訊號 輸出至第4共振器電路1〇8。此外，第4衰減電路110之輸入 端子係與端子T112相連接者。 第5衰減電路113具有輸入端子（未示於圖中）、輸出端子 (未示於圖中）及外部控制端子CNTR3。藉控制該外部控制 端子CNTR3 ’第5衰減電路113可隨意地變更輸入端子之功 率位準與輸出端子之功率位準間之比值，由輸出端子，且 以端子T123為中介，而將業經功率可變後之訊號輸出至第2 移相電路115。此外，第5衰減電路113之輸入端子係與端子 T113相連接者。 第6衰減電路114具有輸入端子（未示於圖中）、輸出端子 (未示於圖中）及外部控制端子CNTR4。藉控制該外部控制 端子CNTR4 ’第6衰減電路114可隨意地變更輸入端子之功 率位準與輸出端子間之功率位準的比值，由輸出端子，且 以端子T124為中介，而將業經功率可變後之訊號輸出至第3 移相電路116。此外，第6衰減電路114之輸入端子係與端子 T114相連接者。 16 201206058 第2移相電路115具有輸入端子（未示於圖中）及輸出端 子（未示於圖中）。第2移相電路115係對經由端子T123而供 給至輸入端子之輸入訊號施予相位移（7Γ + 0 3)，且將業經 相位移後之訊號由輸出端子且以端子T133為中介而輸出至 第2補償電路in。 苐3移相電路116具有輸入端子（未示於圖中）及輸出端 子（未示於圖中）。第3移相電路116係對經由端子T124而供 給至輸入端子之輸入訊號施予相位移（π + 04)，且將業經 相位移後之訊號由輸出端子且以端子Τ134為中介而輸出至 第3補償電路ns。 第3共振器電路107係與端子Τ131及端子Τ141相連接， 且以端子Τ141及功率加法電路6為中介而將該輸出送出至 輸出端子4。第3共振器電路107具有於端子Τ131與端子Τ141 之間配置有水晶振動器XI之構造。 第4共振器電路108係與端子Τ132及端子Τ142相連接， 且以端子Τ142及功率加法電路6為中介而將該輸出送出至 輸出端子4。第4共振器電路108具有於端子Τ132與端子Τ142 之間配置有水晶振動器Χ2之構造。 第2補償電路117係與端子Τ133及端子Τ143相連接，且 以端子Τ143及功率加法電路6為中介而將該輸出送出至輸 出端子4。第2補償電路117具有在端子Τ133與端子Τ143之間 配置有由電容器CP1及電阻RP1所構成之並聯電路之構 造。第2補償電路117係將第3共振器電路1〇7之不要成分之 水晶振動器XI之並聯電容成分C01及電阻成分R1除去者。 £ 17 201206058 第3補償電路ιι8係與端子丁134及端子T144相連接，且 以端子Τ144及功率加法電路6為中介而將該輸出送出至輸 出端子4。第3補償電路118具有在端子Τ134與端子Τ144之間 配置有由電容器CP2及電阻RP2所構成之並聯電路之構 造。第3補償電路118係將第4共振器電路1〇8之不要成分之 水晶振動器Χ2之並聯電容成分c〇2及電阻成分R2除去者。 又’令由端子Till至端子Τ131之路徑為第3電流路 130’且令由端子τ112至端子T132之路徑為第4電流路14〇， 令由端子Τ113至端子Τ133之路徑為第2補償電流路150，且 令由端子Τ114至端子Τ134之路徑為第3補償電流路160。 以如此電路為中介’將施加於反共振頻率可變型複合 共振電路100之輸入端子3之輸入訊號分別供給至第3共振 器電路107、第4共振器電路1〇8、第2補償電路117及第3補 償電路118。此時之功率位準係形成如下。 施加於第3共振器電路1〇7及第4共振器電路108之功率 位準分別換算成各電動勢，電壓的絕對值為| el |、| e2 |，對於由輸入端子3所供給之頻率f之輸入訊號，施予 第3共振器電路107及第4共振器電路1〇8之相位為0(零）之相 位移。又，此時之端子T131及端子T132中之内部電阻各設 定於zsl、zs2。 施加於第2補償電路117及第3補償電路118之功率位準 分別換算成各電動勢’電壓的絕對值為| e3 |、丨e4丨， 對於由輪入端子3所供給之頻率f之輸入訊號，施予第2補償 電路117之相位為（π + 6» 3)之相位移，且施予第3補償電路 18 201206058 】18之相位為（疋 山 之相位移。又，此時之端子丁 133及 而子Tl34’之内部電阻各設定於zs3、zs4。 成為’在第3共振器電路107中，和連接有電動勢之 多巴對值為| e 1丨 , · 丨且相位為〇之等效電源與電阻值zsl之内部 中，^之串耳節電路之狀態等效’在第4共振器電路108 阻插t電動勢之絕對值為1 62 1且相位為〇之等效電源與電 S2之内部電阻串聯之串聯電路之狀態等效，在第2 補償電路117中，4 1 和電動勢之絕對值為丨e3丨且相位為（;Γ + Θ 3)之算#疮# t 罨源與電阻值為ZS3之内部電阻串聯之串聯電 路之狀料效，在第3補償電路1财，和f動勢之絕對值 ^ 64 1且相你為U +以)之等效電源與電阻值為ZS4之 部電阻串聯之串聯電路之狀態等效。 其，’針對實施例2之性能’使用數值模擬結果來說明 之。在第-步驟中，以使用可藉上述之專利文獻2類推之方 法時’ 5兄明可減少壓電振動器特有之並聯電容之影響，仍

不會將反共振頻率可變型複合共振電路1GG之共振尖銳度Q 值變大至可期待之程度者。在第二步驟中，說明藉實施例2 所不之補償電路，能大幅改善共振尖銳度Q值者。在第三步 驟中，說明在電阻值RC1及電阻似Ο存在有狹窄範圍= 適值者。 模擬之概要係以在以1〇MHz為中心頻率、頻率可變範 圍lOOOppm (9995kHz至10005kHz)時，等效地連接於端子 T131及端子丁丨33之等效電源之電動勢與内部電卩且、和等攻 地連接於端子T132及端子ΤΠ4之等效電源之電動勢與内部

S 19 201206058 電阻相等之狀態下進行者。 〜运行模擬時之第3共振器電路1〇7及第4共振器電路1〇8 之等攻電路常數係使用表2所示者。第2補償電路117及第3 補秘電路118之等效電路常數係使用表3所示者。 [表2] 第3共振器電路 第4共振器電路 Fl = 9995kHz f2= 10005kHz LI = 25.306mH L2 = 25.745mH Cl= 10.〇4976fF C2 = 9.799681fF R1 ~ 10.13Ω R2= 11.311Ω C01 = 3.619pF C02=3.8237pF Zsi = 50Ω ZS2=5〇n Z| = 50Ω [表3]

第2補償電路 第3補償電路 CPl = 3.6pF CP2 = 3.6pF RPl = 41kH RP2 = 41kQ 利用第4圖說明第一步驟之模擬結果。在模擬之際，對 端子T131〜端子T134之施加電壓全部為IV。又，移相量之 一部分β 3及移相量之一部分Θ 4之數值兩者皆設定為〇。 又’第4圖係使橫軸為頻率(Hz)，縱軸為負載電阻zl之兩端 所產生之電壓之絕對值。 進而，將第3圖之第2補償電路1Π及第3補償電路118之 構成元件之電阻!^>1及RP2之數值設定為無限大，且將電容 器CP1及電容器CP2之數值兩者皆選為3.6pF，而模擬可藉上 述專利文獻2類推之機構者。由第4圖顯示著可減輕壓電振 動器特有之並聯電容之影響，呈現單一之最小點DS者。在 20 201206058 該習知技術中就指出了位於最小點DS之電壓之下凹為該程 度者。 其次’將第二步驟之模擬的結果顯示在第5圖。第5圖 係顯示著，將第3圖之第2補償電路117及第3補償電路118之 構成元件之電容器CP1&CP2之數值設定為相等’且將該值 維持在3.6pF之定值，並將第2補償電路117及第3補償電路 118之構成元件之電阻RP1及RP2之數值設定為相等，在廣 大的範圍選擇，進行模擬，結果在41kQ之時，極小點DSi 下凹非常大，即，顯示可得到共振尖銳度Q值良好之狀態。 將該第5圖之極小點DS與第4圖之極小點DS比較來看可知 能改善將近2位數者。以結果來說，該〇8點之共振尖銳點q 值之數值有大幅改善者。此時之共振尖銳度q值係高達 loooooo，水晶振動器單體之共振尖銳度卩值15〇〇〇〇之6倍。 進而知道’將電容器3.6pF與電阻41 kn之並聯電路當作為補 償電路時，對於水晶振動器之串聯支臂之特性沒有不良影 響。 最後’將第三步驟之模擬之結果顯示在第6圖。為了得 到如第5圖所示之補償結果般之效果，有必要補償決定第3 圖之第3共振器電路1〇7之水晶振動器X1及第4共振器電路 108之水晶振動器X2之共振尖銳度Qi值之要因之1〇Ω程度 之串聯電阻R1之數值及串聯電阻R2之數值之必要，但在實 施例2中，如第6圖所示，本發明發現採用補償電路之電路 構成成為簡單之並聯電阻電路形式，以該值來說成為稱為 並聯電阻411<:Ω之意外的數值有最適值存在者β

S 21 201206058 第6圖之縱軸係第5圖之負載電阻zl之兩端所產生之電 壓之絕對值(極小點DS之值），橫軸為構成第2補償電路117 及第3補償電路118之電阻RP1及電阻RP2之數值，電阻RP1 及電阻RP2設定為相等，當作為參數而予以變化者，單位為 kQ。將橫軸之電阻值從〇ω至〇〇Ω變化之結果，顯示只在 41kQ時有最適點存在者。又，第6圖中雖未顯示，但將橫軸 之電阻值設定為比lkQ小時’隨此，縱軸的電壓之絕對值接 近於IV。反之，設定為比1000kn大時，接近於可由習知技 術類推之第4圖之最小點DS之縱轴的數值（o.ooi)。 值得特別一提的是發現：該唯一的所謂41]ίΩ之並聯補 償電阻值係相對於應補償之水晶振動器之等效電阻值 1〇Ω為具有意外性之值，由位於提供此時之最小點DS之 頻率近旁之頻率特性算出之共振尖銳度Q值是得到達所使 用之水晶振動器本狀共振线度Q值之6倍之數值者。 其次，對於第3共振器電路107及第4共振器電路1〇8， 在^氮化_膜所製作之FBAR共振器中，已知可以由並列 奋’、電阻之串聯所構成之電路與由線圈及電容器及電阻 之串聯所構成之串«路之並聯電路，㈣共振特性極為 、 $過在如此之FRAR*振器’實施例2之補償機構 =地決定補償電路之電路形式，選定電路常數，亦同樣 有汾。 改夕*更列舉出幾個變形實施時之項目。構成補償電 與電容^之連接形財'可為串聯者。第3衰減料 哀減電路113與第4衰減電路11〇及第6衰減電略 22 201206058 114各自共用，而蔣妄、士+ ^ 导衣减電路之個數減半，亦可。在含 3圖之共振器電路之去辟l 支#上，例如端子Till、端子T121、端 及端子T141之支臂上亦可配置移相電路。 實施例3 iJF雷改"V、本發明實施例3之反共振頻率可變型複合共 _ 〃 ^例3之反共振頻率可變型複合共振電路200係 伽I施例2之反共振頻率可變型複合共振電路1GG更設有2 相電路’疋變更共振器電路及補償電路之構成者。以 下利用第7圖進行說明。 反-振頻率可變型複合共振電路·包含有：基準端子 '而子3第7衰減電路209，係對由輸入端子3且經由 Η配電路5所供給之頻率f之輸入訊號之功率位準施予 功率位準61之衰減處理，且將該功率可變後之訊號經由端 子T221而供給至第4移相電路211者；第8衰減電路210，係 輸入縞子3且經由功率分配電路5所供給之頻率f之輸 /被之功率位準料功率位準62之衰減處理 ，且將該功 率可麦後之成5虎經由端子T222而供給至第$移相電路212 者第9衰減電路213，係對由輸入端子3且經由功率分配電 路5所供給之頻率f之輸域號之功率位準射功率位準eS 之衰減處理’且將該功率可變後之訊號經由端子DM而供 &至第6移相電路215者；及，第1〇衰減電路214，係對由輸 入端子3且經由功率分配電路5所供給之頻率f之輸入訊號 之力率位準施予功率位準e4之衰減處理且將該功率可變 後之訊號經由端子T224而供給至第7移相電路216。此外，

S 23 201206058 功率位準el、e2、e3、e4互為不同。 又，反共振頻率可變型複合共振電路2〇〇包含有：第4 移相電路211 ’係對由第7衰減電路2〇9所供給之頻率f之訊 號施予相位移e卜且將該相位移後之訊號經由端子伽而 供給至第5共振器電路207者；第5移相電路212，係對由第8 衰減電路2H)所供給之頻率反訊號料相位移$ 2，且將該 業經相位移後之訊號經由端子丁232而供給至第6共振器電 路208者；第6移相電路215，係對由第9衰減電路213所供給 之頻率f之讯號施予相位移（0 1+冗），且將該相位移後之訊 號經由端子Τ233而供給至第4補償電路217者；及，第7移相 電路216’係對由第1〇衰減電路214所供給之頻率[之訊號施 予相位移（0 2+ 7Γ) ’且將該相位移後之訊號經由端子Τ234 而供給至第5補償電路218者。此外，相位移0丨、0 2、（0 1 + 7Γ )、（0 2+ 7Γ )互為不同。 進而，反共振頻率可變型複合共振電路200包含有：第 5共振器電路207，係經由端子Τ231而連接於第4移相電路 211 ;第6共振器電路208，係經由端子Τ232而連接於第5移 相電路212者；第4補償電路217,係經由端子Τ233而連接於 第6移相電路215者；第5補償電路218，係經由端子Τ234而 連接於第7移相電路216者；功率加法電路6，係連接於各端 子Τ241、Τ242、Τ243、Τ244者；及，輸出端子4，係連接 於功率加法電路6者。 進一步針對第7圖所不之反共振頻率可變型複合 電路200之各構成要素予以詳細說明。第7圖之反共振頻率 24 201206058 "I麦型複合共振電路200之輸入端子3係連接於標準訊號產 生器SG，將輸出維持一定且頻率f連續拂掠之輸入訊號施加 於反共振頻率可變型複合共振電路1〇〇之輸入端子3。 細*加於輸入端子3之輸入訊號係以功率分配電路5及端 子T211〜端子丁212、端子T213或端子T214為中介而供給至 苐7哀減％路2〇9、苐8哀減電路210、第9衰減電路213及第 1〇衰減電路214。 第7衰減電路209具有輸入端子（未示於圖中）、輸出端子 (未示於圖中）及外部控制端子CNTR1。藉控制該外部控制 端子CNTR1 ’第7衰減電路2_任意地改變輪人端子之功 率位準與輸出端子之功率㈣之比值，且將功率可變後之 訊號由輸出端子且以端子Τ221為中介而輸出至第4移相電 路211。此外，第7衰減電路謝之輸人端子係與端子加 相連接者。 第8衰減電路210具有輸入端子（未示於圖中）、輸出端子 (未示於圖中）及外部控制端子⑽幻。藉控制該外部控制 端子CNTR2，第8衰減電路21〇可任意地改變輪入端子之功 率位準與輸出端子之功率位準之雜n力率可變後之 訊號由輸出端子且以端子Τ222為中介而輪出至第5移相電 路212。糾，第8衰減電路21G之輸入端子係與端子咖 相連接者。 第9衰減電路213具有輸入端子(未示於圖中）、輸出端 子（未示於圖中）及外部控制端子CNTR3。藉控制該外部控 制訊號CNTR3，第9衰減電路213可任意改變輪入端子之功

S 25 201206058 率位準與輸出端子之功率位準間之比值，且將功率可變後 之訊號由輸出端子且以端子T223為中介而輸出至第6移相 電路215。此外，第9衰減電路213之輸入端子係與端子T213 相連接者。 弟10衣減電路214具有輸入端子(未示於圖中）、輸出端 子（未示於圖中）及外部控制端子CNTR4。藉控制該外部控 制訊號CNTR4’第10衰減電路214可任意地改變輸入端子之 功率位準與輸出端子之功率位準之間之比值，且將功率可 變後之訊號由輸出端子且以端子T224為中介而輸出至第7 移相電路216。此外’第1〇衰減電路214之輸入端子係與端 子T214相連接。 第4移相電路211具有輸入端子（未示於圖中）及輸出端 子（未示於圖中）。第4移相電路211係對經由端子T221而供 給至輸入端子之輸入訊號施予相移位el，且將業經相移位 後之訊號由輸出端子且以端子T231為中介而輸出至第5共 振器電路207。 第5移相電路212具有輸入端子（未示於圖中）及輪出端 子（未示於圖中）。第5移相電路212係對經由端子T222而供 給至輸入端子之輸入訊號施予相位移Θ 2 ’且將業經相位移 後之訊號由輸出端子且以端子T232為中介而輸出至第6共 振器電路20Ρ 第6移相電路215具有輸入端子（未示於圖中）及輸出端 子（未示於圖中）。第6移相電路215係對經由端子Τ223而供 給至輸入端子之輸入訊號施予相位移（0 1+7Γ )，且將業經 26 201206058 相位移後之訊號由輸出端子且以端子T233為中介而輸出至 第4補償電路217。 第7移相電路216具有輸入端子（未示於圖中）及輸出端 子（未示於圖中）。第7移相電路216係對經由端子T224而供 給至輸入端子之輸入訊號施予相位移（02+π)，且將業經 相位移後之訊號由輸出端子且以端子Τ234為中介而輸出至 第5補償電路218。 第5共振器電路207係與端子Τ231、端子Τ241及基準端 子2相連接者，且以端子Τ241及功率加率電路6為中介而將 輸出送出至輸出端子4。第5共振器電路207具有在端子Τ231 與端子Τ241之間配置有線圈LSI及電容器CS1所構成之串聯 電路’且在該_聯電路之中間點（連接點）與基準電位2之間 配置有水晶振動器XI之構造。 第6共振器電路208係與端子T232 '端子T242及基準端 子2相連接，且以端子T242及功率加法電路6為中介而將該 輸出送出至輸出端子4。第6共振益電路208具有在端子T232 與端子T242之間配置有由線圈LS2及電容器CS2所構成之 串聯電路，且在該串聯電路之中間點（連接點）與基準電位2 之間配置有水晶振動器X2之構造。 第4補償電路217係與端子T233、端子T243及基準端子2 相連接，且以端子T243及功率加法電路6為中介而將該輸出 送出至輸出端子4。第4補償電路217具有在端子T233與端子 T243之間配置有由線圈LSI'及電容器081，所構成之串聯電 路，且在該串聯電路之中間點（連接點）與基準電位2之間配 27 201206058 置有電阻RC1之構造。第4補償電路217係將第5共振器電路 207之不要成分之水晶振動器χι之電阻成分ri除去者。 第5補償電路218係與端子乃34、端子Τ244及基準端子2 相連接，且以端子Τ244及功率加法電路6為中介而將該輪出 送出至輸出端子4。第5補償電路m具有：在端子η%與端 子T244之間配置有由線圈LS2’及電容器CS2，所構成之串聯 電路，且在§亥串聯電路之中間點（連接點）與基準電位2之間 配置有電阻RC2之構造。第5補償電路218係將第6共振器電 路208之不要成分之水晶振動器χ2之電阻成分尺2除去者。 又，令由端子Τ211至端子Τ231之路徑為第5電流路 23〇’由端子Tm至端子丁232之路徑為第6電流路24〇,由端 子T213至端子T233之路徑為第4補償電流路25〇，且由端子 T214至端子T234之路徑為第5補償電流路26〇。 以如此電路為中介，將施加於反共振頻率可變型複合 共振電路200之輸入端子3之輸入訊號，分別供給至第5共振 器電路207、第6共振器電路2〇8、第4補償電路217及第弓補 償電路218。此時之功率位準係形成如下。 施加於第5共振器電路2〇7及第6共振器電路2〇8之功率 位準分別換算成各電動勢，電壓之絕對值為| el丨、| e2| ’對於施加於輪入端子3之輸入訊號施予第5共振器電 路2〇7之相位為0 1之相位移，且施予第6共振器電路2〇8之 相位為6>2之相位移。又，此時之端子T231及端子Τ232中之 内部電阻各為zsl、。 施加於第4補償電路217及第5補償電路218之功率位準 28 201206058 分別換算成各電動勢，番 寄動勢的絕對值為丨e3 |、| e4丨， 對於由輸入端子3所俾级 ’、、δ之v員率f之輸入訊號，施予第4補償 電路217之相位為（θ】+、 之相位移，且施予第5補償電路 218之相位為（(9 2 + π W j )之相位移。又，此時之端子了233及 端子Τ234中之内邹電阻各設定於如、加。 即’在弟5共振器電路2〇7中成為，和連接有電動勢之 絕對值為丨el丨且相朽, 為0 1之4效電源與電阻值zsl之内 部電阻串聯之串聯電路之狀態等效，在第6共振器電路208 中，和電動勢之絕對值為丨…且相位為Θ2之等效電源與 電阻值為zs2之内部電阻串聯之㈣電路之狀態等效，在第 4補償電路m中’和電動勢之絕對值為丨^丨且相位為^ 1 + 7Γ )之等效電源與電阻值為zs3之内部電阻串聯之牟聯電 路之狀態等效，在第5補償電路2丨8中，和電動勢之絕對值 為I e4 I且相位為（Θ2+ 7Γ)之等效電源與電阻值為zs4之 内部電阻事聯之串聯電路之狀態等效。 其次，利用數值模擬結果且以三個步驟說明實施例3之 效果性能。

S 在第一步驟是說明在不具備第4補償電路217及第5補 償電路218之實施例3之方法中，在頻率可變範圍之兩端部 無法忽視共振尖銳度Q值之劣化者。在第二步驟是說明具僙 本發明之補償電路，而將兩端部之共振尖銳度Q值大幅改善 者。在第三步驟中，顯示跨越頻率可變範圍全範圍，進行 將實際的動作狀態下之有效共振尖銳度Q值維持在所使用 之水晶振動器單體之共振尖銳度Q值同程度之數值之設定 29 201206058 之形態。 模擬之概要係於將10MHz為中心頻率，且頻率可變範 圍4000ppm (9980kHz至10020kHz)之形態中，令等效地連接 於端子T231及端子T233之等效電源之電動勢與内部電阻互 為相等者’進而，令等效地連接於端子T232及端子T234之 等效電源之電動勢與内部電阻互為相等者而進行。 進行模擬時之第5共振器電路207及第6共振器電路208 之等效電路常數係使用表4所示者。第4補償電路217及第5 補償電路218之等效電路常數係使用表5所示者。 [表4] 第5共振電路 第6共振器電路 n = 9980kHz Ll = 25.306mH Cl = 10.04976fF Rl = 10.13Ω C01 = 3.619pF LSl = 21.392pH CSl = 8.200pF Zsi = 34.68Ω f2= 10020kHz L2 = 25.745mH C2 = 9.799681fF R2= 11.311Ω C02 = 3.8237pF LS2 = 21.392pH CS2 = 8.17pF Ζδ2 = 33.85Ω Ζ,= 50Ω [表5]

第4補償電路 第5補償電路 fl = 9980kHz f2= 10020kHz ~ LSr = 21.392pH LS2，= 21_392pH CSr= 11.819pF CS2'= 11.8407pF RC1 = 2.5Q RC2 = 2.5Q 利用第8圖說明第一步驟之模擬結果。將模擬時之施加 於端子T233及端子T234之施加電壓兩者皆為〇v，針對移相 量，將第4移相電路211之移相量0 1為+ 7。，第5移相電路 30 201206058 212之移相量Μ為―7。，第6移相電路215之移相量⑷+ π)為+ 187。，第7移相電路叫之移相量卬2+冗）為+ 173。。 第8圖中，橫軸為頻率(Ηζ)，縱轴為負載電阻以之兩端 所產生之f粒絕龍。該難，係設定帛7社第9衰減 電路213及第10衰減電路214之衰減量很大，且將供給第續 偵電路217及第5補償電路218之施加電壓為零，使沒有電流 流入功率加法電路6 ’並使用以屐現本實施例3之效果之第* 補你電路217及弟5補償電路218不產生作用，進行數值實驗 之形態。 第8圖之3個曲線A、曲線B、曲線C係指將施加於端子 T231之電壓el、施加於端子T232之電壓e2各設定為iv及 〇V、IV與IV、或0V與IV之形態。3個曲線各具有極小點as、 BS、CS，但與位於中心頻率附近之極小點BS相比，另外2 個極小點AS、極小點CS，其極小點之電壓的下凹較小。此 事一看，就知道意味著其共振尖銳度Q值已惡化到無法忽視 之程度者。在下一步驟中，藉使第7圖之2個補償電路發揮 功能，以改善該劣化之程度。 其次，第9圖所示之第二步驟之模擬係將第7圖之端子 T231與端子T233中之等效電源之電動勢兩者都設定為相 等，端子T232與端子丁234中之等效電源之電動勢兩者亦設 定為相等，移相量係與第8圖之形態相同，令第4移相電路 211之移相量θ 1為+ 7。，第5移相電路212之移相量02為一 7。，第6移相電路215之移相量（θ 1+ π)為+ 187°，第7移相 31 201206058 電路216之移相量（02+ π)為+ 173。而進行者。惟，補償電 路之2個電阻RC1及RC2為10Ω。 在第9圖，橫軸為頻率(Hz)，縱軸為負載電阻2丨之兩端 所產生之電壓之絕對值。兩端部之極小點八8及極小點cs係 與中央部之極小點BS相比，已知縱轴電壓之下凹程度較為 陡峭者。在此，兩端部之2個極小點中，例如在極小點八5 近方，對於该極小點給予最小值的2倍之2個頻率差（以下稱 為3dB頻寬)除以給予極小點之頻率所得之商數（即，共振尖 銳度Q值）達到180萬，超過構成第5共振器電路2〇7之水晶振 動器單體之共振尖銳度Q值（即，無負載卩值）之15萬一位 數。該動作可以解釋成，在第4補償電路217中，因為設定 為構成共振器電路之水晶振動器之等效串聯電阻R1之值大 致同一值之10Ω，因此在功率加法電路6之加法點上，抵銷 其損失（電阻)成分，實質地完全近於補償者。又，例如由表 5所記载之LS厂與csr所算出之頻率係與水晶振動器之共 振頻率9980kHz吻合。 已侍到超過組裝在該共振器電路中之水晶振動器單體 之所明15萬之共振尖銳度Q值之數值一位數以上之所謂180 萬之電路動作狀態下之共振尖銳度Q值（即，有效Q值）。此 見^係可如下解釋。本發明發現：在該Null點之共振特性 係實貝地和線圈與電容器之並聯電路之共振特性相同者。 又’此為橋式平衡之NuU點之現象，因此認為即使會超過 2成為橋式電路之水晶振動器之共振尖銳度q值，亦不會覺 得不可思議。 32 201206058 最後將第三步驟之模擬結果示於第⑺及丨丨圖。在該步 驟中’為了在跨越頻率可變範圍全體得到—定值之共振尖 銳度Q值’對於參數’是改變補償電路之並聯之電阻值rci 及電阻值RC2之值，進行模擬，進行最適設定者。 在第10及11圖中，為了求出共振尖銳度Q值，放大各極 小點近旁之共振特性圖顯示者，橫軸為頻率，縱軸為負載 電阻zl兩端所產生之電壓之絕對值。第1〇圖係顯示為了得到 頻率可變範圍之低端部附近之Null頻率，令端子丁231及端 子T233與端子T232及端子T234之各電壓比分別設定: 0.0625者。並聯之電阻值為5Ω&25Ω兩種來求出共振特 性。2.5Ω時之共振尖銳度Q值為130000。該值係與所使用之 水晶振動|§早體之共振尖_銳度Q值大致相同者。 第11圖係顯示為了得到頻率可變範圍之中央部附近之 Null頻率，而將端子T231及端子T233與端子T232及端子 T234之各電壓比分別設定為1:1者。令並聯之電阻值為沿 及2.5Ω兩種來求出共振特性。2.5Ω時之共振尖銳度q值為 150000。該值係與所使用之水晶振動器單體之共振尖銳度q 值大致相同者。 將2個施加電壓大範圍地改變，在頻率可變範圍全體改 變Null頻率，亦可以全部的頻率得到共振尖銳度Q值劣化少 之模擬結果。 如此，藉調整RC1及RC2之值’就可在頻率可變範圍之 全頻寬内，將動作狀態之共振尖銳度Q值大致一定值者。如 此之130000及150000之共振尖銳度Q值係與水晶振動器單

S 33 201206058 體之15萬相比，為相同程度，是本發明最初所得到之數值。 其次，針對變形實施例予以說明。即，第6移相電路215 之（0 1+ 7Γ)之移相量，亦可組合施予移相量0 1之移相電 路、施予移相量7Γ之反相放大電路或反相變壓器等予以實 現。 又，由輸入端子3至輸出端子4之間之衰減電路 '移相 電路及共振器電路之配置順序、及衰減電路、移相電路及 補償電路之配置順序是隨意的，本發明之性能不依存於其 順序。本發明之性能不依存於構成共振器電路28之線圈及 電容器之順序。移相電路亦可藉電阻與電容器之組合電 路、電阻與電感元件之組合電路、電容器與電感元件之組 合電路、延遲電路等予以實現。任何一種衰減電路亦可為 放大率可變（增益調整)之放大電路。功率加法電路係於使用 如同差動輸入之運算放大器之反相加法電路時，對於功率 分配電路5，使用具有差動輸出端子之推挽式輸出般之差動 輸出分配電路即可。如線圈般之電感元件亦可為以主動回 路及電阻等效表示之元件。藉增加含有共振器電路之輸入 端子3與輸出端子4之間的支臂（arm)，可擴大頻率可變範 圍。藉相依連接反共振頻率可變型複合共振電路，能改善 反共振頻率可變型複合共振電路整體之頻率選擇特性之陡 Λ肖度。 34 201206058 【圖式簡單說明】 第1圖係本發明實施例1之複合共振電路之電路圖。 第2圖係用以說明本發明實施例1之效果之圖。 第3圖係本發明實施例2之複合共振電路之電路圖。 第4圖係顯示採用習知技術時之頻率特性例之圖。 第5圖係顯示補償後之頻率特性例之圖。 第6圖係用以說明補償特性之解之唯一性之圖。 第7圖係本發明實施例3之複合共振電路之電路圖。 第8圖係顯示實施補償前之頻率特性例之模擬結果之 圖。 第9圖係顯示實施補償後之頻率特性例之模擬結果之 圖。 第10圖係顯示頻率可變範圍之低端部側之擴大頻率特 性之一例之圖。 第11圖係顯示頻率可變範圍之中央部之放大頻率特性 之一例之圖。

S 35 201206058 【主要元件符號說明】 1反共振解可㈣複合共振電路 2基準端子 3 輪入端子 4輪出端子 5功率分配電路 6功率加法電路 7第1共振器電路 8第2共振器電路 9第1衰減電路 10第2衰減電路 11第1移相電路 12第2移相電路 17第1補償電路 30第1電流路 40第2電流路 50第1補償電流路 反共振_可變型複合共振電路 107第3共振器電路 108第4共振器電路 ⑽第3衰減電路 !10第4衰減電路 113第5衰減電路 114第6衰減電路 115 第2移相電路 116 第3移相電路 117 第2補償電路 118 第3補償電路 130 第3電流路 140 第4電流路 150 第2補償電流路 160 第3補償電流路 207 第5共振器電路 208 第6共振器電路 209 第7衰減電路 210 第8衰減電路 211 第4移相電路 212 第5移相電路 213 第9衰減電路 214 第1〇衰減電路 216 第7移相電路 217 第4補償電路 218 第5補償電路 230 第5電流路 240 第6電流路 250 第4補償電流路 260 第5補償電流路 36 201206058 CNTR1〜4控制端子

Cl〜2，CP1 〜2，CS1，CS1'電容器 f頻率 [1〜2,1^1〜2，1^1'，1^2，線圈 R1〜2，RC1〜3,RP1〜2 電阻 SG標準訊號產生器 T11,T21,T31 端子 Τ12，Τ22，Τ32 端子 Τ13，Τ23，Τ33 端子 Τ111，Τ121,Τ131,Τ141 端子 Τ112，Τ122,Τ132，Τ142 端子 Τ113，Τ123,Τ133，Τ143 端子 Τ114，Τ124,Τ134，Τ144 端子 Τ211，Τ221，Τ231，Τ241 端子 Τ212,Τ222,Τ232，Τ242 端子 Τ213，Τ223,Τ233，Τ243 端子 Τ214，Τ224,Τ234，Τ244 端子 Χ1，Χ2水晶振動器 Ζ〇阻抗 ZL負載電阻

S 37

Claims (1)

1. 201206058 七、申請專利範圍： 1. 一種反共振頻率可變型複合共振電路，其特徵在於包含 有： 第1電流路，係對於所供給之交流功率訊號施予第1 增益調整者； 至少1個第2電流路，係對於前述交流功率訊號施予 具有與第1增益調整不同之調整量之第2增益調整者； 至少2個共振電路，係各設於前述第1及第2電流路， 分別具有對於經由前述第1及第2電流路之交流功率訊 號而異之共振點或反共振點，且各取入前述交流功率訊 號； 至少1個補償電流路，係對於前述交流功率訊號施予 補償相位移者； 補償電路，係設於前述補償電流路，除去前述共振 電路之不要成分者；及 類比運算電路，係將經由前述第1電流路、前述第2 電流路及前述補償電流路之交流功率訊號施予類比加 法或減法者。 2. 如申請專利範圍第1項之反共振頻率可變型複合共振電 路，其中前述補償電流路係對於前述交流功率訊號，進 一步施予補償增益調整者。 3. 如申請專利範圍第1或2項之反共振頻率可變型複合共 振電路，其中前述第1增益調整、前述第2增益調整及前 述補償增益調整係可變者。 38 201206058 4. 如申請專利範圍第1至3項中任一項之反共振頻率可變 型複合共振電路，其中前述第1及第2電流路分別更具有 施予第1及第2相位移之第1及第2移相電路。 5. 如申請專利範圍第4項之反共振頻率可變型複合共振電 路，其中前述第1及第2相位移之移相量為可變者。 6. —種反共振頻率可變型複合共振電路，其特徵在於包含 有： 第1電流路，係對於所供給之交流功率訊號施予第1 增益調整者； 第2電流路，係中繼前述交流功率訊號者； 至少2個共振電路，係各設於前述第1及第2電流路， 分別具有相對於經由前述第1及第2電流路之交流功率 訊號而異之共振點或反共振點，且各取入前述交流功率 訊號； 至少1個補償電流路，係對於前述交流功率訊號施予 補償相位移者； 補償電路，係設於前述補償電流路，除去前述共振 電路之不要成分者；及 類比運算電路，係將經由前述第1電流路、前述第2 電流路及前述補償電流路之交流功率訊號施予類比加 法或減法者。 S 39