JP2007295256A - 複合共振回路とそれを用いた発振回路 - Google Patents

Abstract

【課題】一般的な共振回路において可変キャパシタンス素子や可変インダクタンス素子を使用することなく、発振周波数やフィルタの周波数特性を制御し得る共振回路、及びかかる共振回路を使用した発振回路やフィルタ等を提供する。
【解決手段】増幅器の入力及び出力の間に互いに独立な正及び負帰還路を有し、該負帰還路に可変反周波数特性を有する反共振回路を含み、該正帰還路に前記反共振回路の反共振周波数の変化に追従する中心周波数において最大ゲインを有する可変帯域増幅器を含む発振回路。
【選択図】図１

Description

この発明は、例えば水晶振動子等の圧電振動子や、コイル、コンデンサあるいはそれらと等価的な素子を組み合わせた複合共振回路、及びこれらの回路を使用した発振回路やフィルタ等に関する。

圧電発振器は、それに使用される圧電振動子の機械的振動損失が他の電子部品に比べて極めて小さいために、非常に高いＱ値（共振先鋭度）が得られる。従って、それを用いた発振器は、高純度の周波数出力が可能であることは周知である。そして、この高純度の程度を更に高度化して欲しいと言う市場の要求がある。

この要求を満たすためには、例えば、水晶発振器では、互いの共振周波数を一致せしめた水晶振動子を２つ用いて、発振回路を構成すれば良いことは周知である。互いの共振周波数を一致させる為には、高いＱ値を持った水晶振動子の周波数をそのＱ値を劣化させること無く可変しなければならない。

文献１、文献２に、入出力枝路に複数の共振素子を配し、それぞれの共振子に可変の分配割合にて電力を分配することにより、共振周波数を可変することが開示されている。しかし、この方法は、それぞれの共振素子の共振周波数の近傍では、可変された周波数の実効Ｑ値が極端に劣化すると言う致命的欠陥がある為に、高いＱ値を持つ圧電共振子を用いているにも拘らず、それの良好な特性を発揮しない。

文献３に、一つの発振回路の中に正帰還路と負帰還路を持ち、この負帰還路中の複数の共振素子を切り替えて使用する発振回路が開示されているが、周波数連続可変動作は不可能である。

文献４，５，６に増幅器を含む段を複数環状接続した発振回路が開示されているが、各段の周波数特性に急峻な周波数特性を有していないことから、高純度の周波数出力は得られない。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであって、水晶振動子等の圧電振動子を含むが、これに限らず、一般的な共振回路において可変キャパシタンス素子や可変インダクタンス素子を使用することなく、発振周波数やフィルタの周波数特性を制御し得る共振回路、及びかかる共振回路を使用した発振回路やフィルタ等を提供する。また、圧電材料を用いた発振回路やフィルタ回路において、これら圧電振動子の電気機械結合係数で決まる周波数可変範囲の限界を超えて、広い周波数範囲に渡って周波数変化が可能な複合共振回路を提供することも目的の一つである。
特開2000-315914（特願平１１−１２３７８９） 特開昭58-205309（特願昭５７−８７２２１） 特開平1-221003（特願昭６３−４６５４６） 特開2003-188688（特願２００１−３８４１９８） 特開平9-232398（特願平８−３２２２８） 特開2006-014352（特願２００５−１９９６０２）

発明を実施するための形態

（複合反共振回路）
図１を用いて本発明の第一の実施例である複合反共振回路について説明を行う。図１の基準電位ＲＰＳ，ＲＰ１１，ＲＰ１２，・・・ＲＰ１ｎ、ＲＰＬは全て等しいものとする。この等しいと置いた基準電位をＲＰとする。この基準電位は必ずしも接地電位である必要はない。以降は、この基準電位ＲＰを接地電位として話を進める。

図１のＱ１１，Ｑ１２，・・・、Ｑ１ｎは、共振素子である。これらの共振素子は、少なくともインダクタンス成分とキャパシタンス成分を、直列に含む複合素子であって、圧電共振素子（圧電振動子）、或いは、インダクタンス素子、キャパシタンス素子、誘電体素子、の組み合わせであっても良い。尚、この圧電共振素子（圧電振動子）は、別個の圧電基板に構成されたものでもよいし、同一基板上に複数の電極対を配したものでもよい。更に、この複数の電極対により励振される幾つかの固有振動モードは、基板上の同一領域に混在していても、混在していなくとも、このような制限は一切無い。また、前記同一基板上に、インピーダンス素子等をも混載したものでもよい。

端子ＴＳと端子Ｔ１１の間に減衰器Ａ１１が接続し、端子Ｔ１１と端子ＴＬの間にインピーダンス素子Ｚａ１１とインピーダンス素子Ｚｂ１１が直列に接続し、前記インピーダンス素子の中間点より共振素子Ｑ１１が基準電位ＲＰ１１に接続する。以降、同様に、端子Ｔ１２、・・端子Ｔ１ｎを含む複合枝路が端子ＴＳと端子ＴＬに並列に接続する。

共振素子Ｑはインダクタンス成分とキャパシタンス成分を直列に含む複合素子であるので、素子のリアクタンス成分は、その共振周波数Ｆｒにおいて零となり、損失成分のみが現れる。即ち、共振素子のインピーダンスの絶対値の大きさは、共振周波数で最小であるが、この共振周波数から離れた周波数では急激に大きな値となる。

次に、図１の減衰器Ａ１１，Ａ１２，Ａ１ｎの減衰量を変えることにより、反共振周波数を変えることができる原理を説明する。先ず、最初に、Ｔ１１、Ｔ１２の枝路のみを用いた場合、即ち、２つの減衰器Ａ１１、Ａ１２のみを用いた場合について、順序だてて説明する。第一として、図１の端子Ｔ１１の基準電位ＲＰに対する電圧をＶ１１とした時、この電圧Ｖ１１に対するインピーダンス素子Ｚｂ１１から端子ＴＬに流れ込む電流Ｉ１１の関係について説明する。端子Ｔ１１からインピーダンス素子Ｚａ１１に流れ込む電流は、共振素子Ｑ１１に流れ込む電流とインピーダンス素子Ｚｂ１１から端子ＴＬに流れ込む電流の２つの枝路に分流する。共振素子Ｑ１１の共振周波数Ｆｒ１１では、共振素子Ｑ１１のインピーダンスの絶対値が最小となることから、この枝路に流れる電流が大きくなり、逆にインピーダンス素子Ｚｂ１１から端子ＴＬに流れ込む電流Ｉ１１が最小となる。そして、更にこの電流Ｉ１１は、電圧Ｖ１１に比例することを指摘しておく。図２（ａ）はこの関係を示したもので、電圧Ｖ１１を一定にしておき、縦軸を電流Ｉ１１の絶対値、横軸を周波数として図示したものであり、共振周波数Ｆｒ１１で、電流Ｉ１１の絶対値が最小となっている。

図２（ｂ）は、図２（ａ）に対応した図であって、縦軸を電流Ｉ１１、横軸を周波数として図示したものであり、共振周波数Ｆｒ１１で、電流Ｉ１１の位相φ１１を、基準位相に対する位相差として目盛ってある。この基準位相は、共振周波数Ｆｒ１１での位相を基準としてある。図２（ｂ）の電流Ｉ１１（縦軸）と周波数Ｆ（横軸）の関係は、近似的に直線であることは周知である。更に、電圧Ｖ１１を変えると、この直線の傾きはその電圧に比例して変わるものの、共振周波数Ｆｒ１１での位相は基準位相ＲＰＶであって、不変である。

第二として、図１の端子Ｔ１１の基準電位ＲＰに対する電圧Ｖ１１とし、端子Ｔ１２の基準電位ＲＰに対する電圧Ｖ１２とした時、これらの電圧Ｖ１１，Ｖ１２に対する端子ＴＬに流れ込む電流ＩＴＬの関係について、図２（ｃ）を用いて説明する。縦軸横軸は図２（ｂ）と同じである。直線Ｉ１１が、端子Ｔ１１の枝路を経た電流Ｉ１１の値の変化を示し、直線Ｉ１２が、端子Ｔ１２の枝路を経た電流Ｉ１２の変化を示している。この図では、それぞれの共振周波数におけるそれぞれ基準位相は一致しているとして、その値を零として図示してあるが、一致していなくとも、この説明の一般性を失うものではない。

２つの枝路の電流Ｉ１１と電流Ｉ１２の合計が端子ＴＬを経て、負荷抵抗ＲＬに流れる電流ＩＴＬである。この合計電流ＩＴＬは、図２（ｃ）では直線Ｌ１１と直線Ｌ１２の縦軸方向の加算を行った結果の直線ＩＴＬである。直線ＬＴの縦軸の値が零の点は、本発明の利用する反共振点（反共振周波数）である。

なんとなれば、図２（ｃ）の直線ＩＴＴを図２（ｂ）に対応させると、図２（ａ）に対応して合計電流ＩＴＬの絶対値は、共振周波数ＦＰに最小値を持つ。即ち、反共振特性を呈することが理解できる。

この反共振周波数ＦＰは、２つの電圧Ｖ１１，Ｖ１２を変えることによって、２つの共振素子の共振周波数Ｆｒ１１とＦｒ１２との間を連続的に可変可能であることは図２（ｃ）から理解できる。上記手順から、２つの共振周波数Ｆｒ１１とＦｒ１２との間で、極端にその共振特性の急峻さ（実効Ｑ値）が劣化すことは考えられない。また、上記２つの電流は本来複素電流であるが、上記のようにその虚数成分のみに着目した理解手順でその実際を良く表現できる。

図２（ａ）に示すように反共振点は縦軸の値が小さいので、外部雑音の影響を避けるためには、使用している複数の共振素子及び、複数のインピーダンス素子をシールドすることが効果がある。このシールドは、導電性シールドのみならず誘電体シールドであっても効果がある。

次に、反共振周波数ＦＰと、２つの電圧Ｖ１１，Ｖ１２の間の関係を求める。図１の共振素子Ｑ１１および共振素子Ｑ１２のインダクタンスの値をそれぞれ、Ｌ１１、Ｌ１２とし、キャパシタンスの値をそれぞれＣ１１、Ｃ１２とし、端子Ｔ１１および端子Ｔ１２の電圧をそれぞれＶ１１、Ｖ１２とすると、図２（ｃ）の電流ＩＴＬの振る舞いを介して、反共振周波数ＦＰを求められ、次式を得る。

ここに、２つの共振素子の共振周波数Ｆｒ１１とＦｒ１２は、Ｌ１１とＣ１１の積、および、Ｌ１２とＣ１２の積の平方根を、更に、２πで除した値で与えられる。
数式１より、反共振周波数と２つの電圧Ｖ１１とＶ１２の関係が明らかになったので、２つの共振周波数の間において、所望の反共振周波数を得ることが可能となる。そして、２つの電圧Ｖ１１とＶ１２を連続的に変えることにより、反共振周波数を連続的に掃引することができる。

また、数式１によれば、所望の反共振周波数を得るには、２つの電圧の相対的な大きさの比を規定すればよく、それぞれの電圧の大きさについては、どのように選定しようと自由である。この２つの電圧の内、大きい方の電圧を、熱擾乱雑音電圧に比べて大きく設定すると、高純度の周波数出力が得られる。更に、拘束を加えて２つの電力の合計値を一定にしてもよい。また、直線性の良い可変特性を得たい場合には、数式１による２つの電圧の依存性を考慮して、直線性を得るための電圧変換回路を用いればよい。

以上で、２つの共振周波数の間の反共振周波数を任意に変える方法を説明した。次に、この２つの共振周波数を超えて反共振周波数を変化させる方法を説明する。それには、２つの共振周波数の外側に、もう一つの共振周波数を配し、合計３つの共振周波数の間を、周波数が隣り合った共振周波数の間に発現する反共振周波数を、手渡しすればよい。この方法を本発明では“ハンドオーバー”手法と呼ぶ。

従って、３つの共振を用いた場合を説明する。３つの共振素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ１３を用い、３つの電圧Ｖ１１、Ｖ１２、Ｖ１３を変化させることにより、共振周波数Ｆｒ１１から、中間の共振周波数Ｆｒ１２を超えて、共振周波数Ｆｒ１３まで、反共振周波数をかえることは、図２（ｃ）の直線Ｉ１１、Ｉ１２、Ｉ１３の加算可能性により容易に理解できる。ここに、Ｆｒ１１＜Ｆｒ１２＜Ｆｒ１３とする。この時、３つの電圧Ｖ１１、Ｖ１２、Ｖ１３を以下のように変化させて手渡しする。先ず、既に説明した通り、電圧Ｖ１１、電圧Ｖ１２がそれぞれある電圧に設定され、電圧Ｖ１３が零に設定されていれば、反共振周波数がＦｒ１１とＦｒ１２の間に発現し、電圧Ｖ１１の電圧のみを減少させてゆくと、反共振周波数はＦｒ１２に近づいてゆく。この時、Ｖ１１を完全に零にしない状態で、Ｖ１３を零から徐々に増加させる。すると、反共振周波数が上昇する。

そして、反共振周波数がＦｒ１２を超えて、Ｆｒ１２とＦｒ１３の間に移動したら、Ｖ１１を徐々に零まで減少させる。これで手渡し手順（ハンドオーバー）が完了した。このように手渡しすると、周波数の連続性は勿論その位相の連続性も保たれる。前記手順を繰り返すことによって、４つ以上の共振素子を用いた場合も適応可能である。

図１の複合反共振回路の減衰器は、増幅率可変型増幅器と置き換えても良い。また、図１の複合反共振回路の接続形態は、端子ＴＳと端子ＴＬの所で、入端子と出力端子を反対に接続しても良い。
（並列容量キャンセル）
次に、共振素子が圧電振動子を用いた場合に有用な、圧電振動子の並列容量を打ち消す方法について図３（ａ）及び３（ｂ）を用いて説明する。便宜上、図３（ａ）に示すように、図１の端子Ｔ１１の枝路に関する部分を、一例として抜き出して説明する。図１のインピーダンス素子Ｚａ１１をインダクタンス素子Ｌａ１１に、インピーダンス素子Ｚｂ１１をキャパシタンス素子Ｃｂ１１とする。

図３（ａ）の回路は、図４（ａ）のように書き換えることができる。ここで、本発明は、圧電振動子の並列容量Ｃ０１１とキャパシタンス素子の容量値Ｃｂ１１の合計容量と、インダクタンス素子のインダクタンス値Ｌａ１１の積から導出される算出共振周波数Ｆｃを、圧電振動子の共振周波数Ｆｒ１１の近傍に設定すると、圧電振動子の並列容量が打ち消されて、直感的には、図４（ｂ）の等価回路のように振る舞うことを見出した。また、図３（ｂ）に示すように、インダクタンス素子とキャパシタンス素子は入れ替えた回路においても同じ効果が得られる。

図３（ａ）の回路の周波数特性を実測した結果を図５示す。ＨＣ−４９型ＡＴカット水晶振動子を使用し、公称インダクタンス値２７μＨのコイルと、公称容量値２．５ｐＦのコンデンサを用いた。横軸が測定周波数、縦軸が出力レベルの絶対値である。この周波数特性には、圧電振動子特有の共振周波数より高い所に発現する出力レベルの極大値がなく、横軸測定周波数に対して対称であることから、並列容量の影響が軽減され、ほとんど打ち消されていることが分かる。更に、この図に示す出力レベルの最小値（下に凸）が、圧電振動子Ｑ１１の共振周波数が９．９９５２ＭＨｚに一致していることから、インピーダンス反転効果も発現していることが分かる。この特性は図２（ａ）と同様の特性であるから、その位相特性は、図２（ｃ）の電流ＩＴＬと同様の特性を呈する。

本発明の複合反共振回路は少なくとも２つの共振素子が用いられるので、前記導出された算出共振周波数Ｆｃは、最大の共振周波数と最小の共振周波数の間に設定すればよい。３つ以上の共振素子が用いられた場合には、それぞれの共振素子の共振周波数に合わせてもよいが、少なくとも、最小の共振周波数と最大の共振周波数の間に設定することが必要である。

次に、２つの共振素子を用いた場合の反共振周波数と２つの電圧の関係を実験により確認した結果を図６に示す。同図より、２つの電圧の比に対して依存性持つのは反共振周波数である。それは、図５に示したように、その周波数特性が、その周波数で出力レベルが最小になるからである。このことを意味して“反共振周波数”と呼んでいる。このような現象を利用した回路は、周波数可変型“帯域阻止濾波器”に他ならない。
（帯域通過濾波器）
次に、この帯域阻止濾波器を用いて、帯域通過濾波器を得る方法を、図７を用いて説明する。図１の複合反共振回路の２つの端子ＴＳと端子ＴＬの内の一つが、増幅器の出力端子に、残りの１つの端子が、反転入力端子に接続されている。即ち、複合反共振回路の２つの端子が、増幅器の２つの反転増幅関係にある端子に接続されている。この回路構成は、複合反共振回路を負帰還路の帰還素子に用いたことになる。この増幅器としては、入力側に反転入力および非反転入力を持つもの、或いは、出力側に反転出力および非反転出力を持つもの、或いは、入出力両側に、反転および非反転端子を持つものであっても、入力と出力の関係が反転関係にある２つの端子があるものであれば、いずれであっても良い。

この負帰還路全体の増幅率μｐ（入出力特性）は周知の如く次式で理解される。

ここに、μnは、複合反共振回路が接続されていないときの増幅器の増幅率であり、βnは、複合反共振回路の伝達特性である。μnを大きく設定すれば、数式２より、βnμn即ち、伝達特性と増幅率の積が１に比べて大きくなり、その結果、数式２の右辺の第１項のみが支配的となり、負帰還路全体の増幅率μｐは、伝達特性βnに反比例することが分かる。これは、負帰還路において、インピーダンス反転が行われたことになる。この現象は、複合反共振回路の反共振周波数では、伝達特性βnが最小になり、負帰還増幅器の帰還量が最小となると言うことからも理解できる。

この特性は帯域通過濾波機能を持った増幅器である。即ち、２つの電圧により周波数可変可能な帯域通過濾波増幅器が得られた。複合反共振回路の反共振周波数は、帯域通過路濾波特性の中心周波数となる。この濾波器の振幅特性は、図５の縦軸を反転した特性に似ており、出力が最大の周波数での位相特性は、図２（ｃ）の電流ＩＴＬと同様に、直線を呈する。

次に、この帯域通過濾波増幅器の通過帯域近傍の共振先鋭度の軽減方法、即ち、通過帯域を広げる方法について説明する。これは、複合反共振回路が接続されていない時の、増幅器の増幅率μnを適当に設定すると、数式２の右辺の第２項の分母の第２項の大きさが、増幅率μnに依存することを利用して、数式２の右辺の第２項の分母の“１”の影響度を調整して達成できる。そして、上記増幅率μnを可変することにより、帯域通過濾波増幅器の共振先鋭度の軽減、即ち、通過帯域幅を広げることを可能とする。また、数式２の右辺の第２項の分母の“１”は、例えば、負帰還路に用いる増幅器の入力および出力インピーダンス等により実際には変化するので、この現象を利用して通過帯域幅を広げることも可能である。

図１の帯域阻止濾波器と図７の帯域通過濾波器を組み合わせ、ラダー構成、Ｔ型構成、π型構成等、および、それらの組み合わせの従属接続構成とすることにより、任意の帯域、任意の減衰傾度を持った濾波器を構成できる。
（ＳＣカット高安定水晶発振器）
次に、本発明の帯域通過濾波増幅器を用いた第一の応用回路について、高純度の周波数を出力すると言う特徴を持った高安定水晶発振器を実現した場合を、図８を用いて説明する。高安定水晶発振器には２回回転Ｙ板を用いた通称“ＳＣカット”水晶共振子が用いられるが、この共振子には強勢な副共振応答が存在するので、所望の主共振周波数による安定な発振を得ることは、容易なことではない。本発明の帯域通過濾波増幅器を用いると、これを容易に実現し、更に、高純度の発振周波数を得ることができる。

図８に示すように、帯域通過濾波増幅器５の非反転入力端子ＩＮＰと出力端子ＯＵＴＰの間にＳＣカット水晶振動子を接続する。帯域通過濾波増幅器５を構成する複合反共振回路はこの場合、２つの共振素子で構成する。更に、帯域通過濾波増幅器５の端子ＴＳと端子ＴＬより入力信号を得て、減衰器Ａ１１、Ａ１２に減衰量を指定する信号を出力する周波数同期回路９を接続する。周波数同期回路９は、位相差検出回路ＰＤＤの出力と，基準位相ＲＰＶとの差を得て、それを積分する積分器ＩＮＴＧＲ、その出力を減衰量制御回路ＡＣＣに与え、減衰量制御回路ＡＣＣの出力を２つの減衰器Ａ１１，減衰器Ａ１２に接続する。

次に、実施例について説明する。広く一般に使われている３次オーバートーン１０ＭＨｚＳＣカット水晶共振子用いた場合について、具体的な数値例を用いて詳細に説明する。１０ＭＨｚの発振を得るのであるから、複合反共振回路の各種設定は、２つの共振子Ｑ１１とＱ１２の共振周波数を９，９９５ｋＨｚと１０，００５ｋＨｚに設定した以外は、図５の場合と同じである。

短期安定度を良好にするために、ＳＣカット水晶振動子の共振周波数と、帯域通過濾波増幅器の中心周波数（複合反共振回路の反共振周波数）を微細に自動調整する方法について説明する。この場合の２つの減衰器Ａ１１とＡ１２は、電子的制御可能な減衰器を用いて、複合反共振回路の反共振周波数を可変調整する。その調整手順を説明する。第１段階として、負帰還路の増幅度を低く設定することにより、帯域通過濾波増幅器（複合反共振回路）の通過帯域を広げておく。この時、正帰還路の増幅率を上げることにより、ＳＣカット水晶共振子の発振が得ることができる。しかし、この場合、高純度の良質な発振は得られていない。

本発明は、良好な発振を得るために、ＳＣカット水晶共振子の共振周波数と帯域通過濾波増幅器の中心周波数を微細に合わせることを行う。

第１段階で得られた発振周波数において、帯域通過濾波増幅器の入出力の位相関係に着目し、これと目標値との差を、誤差信号として使用し、この信号を零にするように、減衰量制御回路ＡＣＣに信号を送る。この信号により反共振周波数を、ＳＣカット水晶振動子の共振周波数に一致させる。

もしも、入出力の位相にある程度の本質的でない“ずれ”があった場合には、この“ずれ”量を込みにして基準位相値ＲＰＶとすれば、如何なる場合でも位相量をゼロにするように自動制御することができる。周波数同期回路９で用いる自動制御の回路構成は従来技術の方法でよい。

次に、第３段階として、位相量がゼロになった点では、２つの周波数が一致した状態である。この状態では、正帰還路の増幅率は、余剰の程度が大きくなる。そこで、必要最低限まで、正帰還路の増幅率を低減する。低減するには従来技術の方法を使えばよい。

更に、第４段階として、負帰還路の増幅率を増加させて、帯域通過濾波増幅器の通過帯域を狭めて、白色雑音電力を軽減する。以上の手順を踏むことにより、極めて高純度の発振を得ることができる。この発振は、ＳＣカット水晶振動子の周波数が何らかの理由で若干変動しても自動追尾しているので常に高純度の発振を得られる。

ＳＣカット水晶振動子を接続する増幅器の端子として、反転関係にある２つの端子間に接続する場合には、この水晶振動子の両端と基準電位の間にそれぞれコンデンサを接続して位相反転させ、正帰還ループを構成すればよい。

また、帯域通過濾波増幅器の通過帯域を広げておけば、周波数同期回路として、自動追尾を行わなくとも、反固定減衰器を用い、２つの減衰器の減衰量をほぼ同じ値に設定して、所望のＳＣカット水晶共振子の発振を得られる。
（広帯域ＶＣＸＯ）
次に、図７の帯域通過濾波増幅器を用いた本発明の実施例について、図９によって説明する。

この図９は、２組の帯域通過濾波増幅器５，６を用いた実施例である。帯域通過濾波増幅器５，６の非反転型入力端子を使用し、帯域通過濾波増幅器５，６を従属接続し、抵抗Ｒを介して、正帰還路を構成し、環状発振器とする。帯域通過濾波増幅器５，６は、それぞれに接続されている減衰量制御回路ＡＣＣ１、ＡＣＣ２により、それぞれの通過帯域の中心周波数を任意独立に可変調整可能となっている。２つの中心周波数が一致すれば、その周波数での環状発振ループ利得を１より大きくすることは、それぞれの増幅器の増幅率を適当に設定することが可能であるから、その中心周波数で発振が得られる。

中心周波数を一致させるには以下の方法で行う。帯域通過濾波増幅器５，６を、それぞれ、マスター回路、スレーブ回路と呼ぶ。マスター回路である帯域通過濾波増幅器５は、外部制御信号ＥＣＮＴにより、減衰量制御回路ＡＣＣ１を介して、その中心周波数が制御される。スレーブ回路の帯域通過濾波増幅器６は、減衰量制御回路ＡＣＣ２を介して、その中心周波数が制御されるのであるが、マスター回路の中心周波数に自動追尾させる。自動追尾を行う為には、スレーブ回路のＡ（ＴＳ）点とＢ（ＴＬ）点の位相差に着目し、この位相差と基準位相差ＲＰＶ（回路５，６の中心周波数が一致したときの位相差）との差を零とするように、この差信号を積分器ＩＮＴＧＲを介して、減衰量制御回路ＡＣＣ２に入力することにより、制御可能である。この時、スレーブ回路の増幅器の増幅率を低減して、通過帯域を広げておくことが好ましい。

減衰量制御回路ＡＣＣ２に接続されているランプジェネレーターＰＭＰ１は、自動追尾開始以前に、周波数一致点を探す為に使用する回路であって、強制的にスレーブ回路の中心周波数を掃引する信号を出力する。従って、一旦中心周波数が一致して自動追尾状態になったら、ロックイン信号ＬＩＳを得て、この掃引は中止される。

以上説明した通り、自動追尾状態が得られる。更に、高純度の周波数を必要とする場合には、余剰増幅率の低減、各帯域通過濾波増幅器の実効Ｑ値の増加等の各種手順を行えばよい。

以上結果、外部制御信号ＥＣＮＴにより、高純度であって、且つ、連続可変可能な周波数を出力する発振器が得られる。

上記実施例では、２組の帯域通過濾波増幅器のそれぞれの共振素子の個数は等しく設定場合を例示したが、この個数は同じである必要はない。また、帯域通過濾波増幅器の反転型入力端子を使用し、これを偶数段従属接続して正帰還を得た環状発振回路を構成しても良い。

以上説明した周波数可変型高純度発振器の実施例は、帯域通過濾波増幅器を２組使用し、マスター回路１組と、スレーブ回路１組の合計２組の場合を説明したが、スレーブ回路を更に加え、合計３組以上を従属接続した図１０に示す如き環状構造発振回路であっても良い。この場合、全ての帯域通過濾波増幅器の中心周波数を一致させる手順は以下の通りである。環状発振回路の環状結線を切断し、ある固定の外部制御信号ＥＣＮＴの状態で、マスター回路と、第一のスレーブ回路との位相同期を実現し、第一のスレーブ回路の同期状態を記憶しておく。次に、マスター回路と第二のスレーブ回路の位相同期を実現し、第二のスレーブ回路の同期状態を記憶しておく。そして、最後に、マスター回路に第一と第二スレーブ回路を従属接続して環状発振器を構成すると、マスター回路、第一および第二のスレーブ回路の中心周波数が全て一致しているので、この周波数の発振が得られる。この手段にて、多段に環状接続された発振回路が得られる。

以上の手段にて、高純度であり且つ周波数可変が可能な周波数源を実現できる。

本発明の前提である複合反共振回路の構成説明図 接地枝路に配された共振素子の作用説明図 インダクタンス素子とキャパシタンス素子を直列素子とした場合の構成説明図 並列容量打消し効果の作用説明図 複合反共振回路の反共振特性を示す実験結果図 複合反共振回路の反共振周波数と電圧比の関係を示す実験結果図 帯域通過濾波増幅器の構成説明図 固定周波数での高純度発振を得た発振回路の回路 可変周波数での高純度発振を得た発振回路の回路 図９の発振回路の更なる変形例を示す回路図

符号の説明

１，２ 複合反共振回路
Ｑ１１，Ｑ１２〜Ｑ１ｎ 共振素子
Ｆｒ，Ｆｒ１１，Ｆｒ１２ 共振素子の共振周波数
Ｆｐ 反共振周波数
Ｚａ１１，Ｚｂ１１〜Ｚａ１ｎ，Ｚｂ１ｎ インピーダンス素子
Ａ１１，Ａ１２ 可変減衰器
ＲＰ１１，ＲＰ１２ 基準電圧
５，６ 帯域通過濾波増幅器
ＡＭＰ１，ＡＭＰ２ 増幅器
９，１０ 周波数同期回路
ＰＤＤ 位相差検出回路
ＲＰＶ 基準位相差
ＬＩＳ ロックイン信号
ＱＳＣ ＳＣカット水晶振動子
ＩＮＴＧＲ 積分器
ＲＭＰ１ ランプジェネレーター
Ｒ 抵抗
ＡＣＣ１，ＡＣＣ２ 減衰量制御回路
ＥＣＮＴ 外部入力制御信号

Claims (4)

1. 基本増幅器と、前記基本増幅器の出力端から前記基本増幅器の入力端に至る帰還路を形成する帰還部と、を含む発振回路であって、前記帰還部は、前記出力端から前記入力端に到る正帰還路と、前記出力端から前記出力端から前記入力端に到る負帰還路とを有し、前記負帰還路と、前記正帰還路とは互いに回路的に独立であり、
   前記負帰還路は、可変の反共振周波数を有する可変反共振回路を含み、
   前記正帰還路は、前記可変反共振回路の反共振周波数の変動に追従してこれに等しい中心周波数において最大ゲインを有する帯域可変増幅特性を有する可変帯域増幅回路を含むことを特徴とする発振回路。
2. 前記可変反共振回路は、互いに異なる共振周波数を有する少なくとも２つの共振素子と、前記共振素子に対して前記出力端から電力を連続的に変化する分配割合にて分配電力を供給する電力分配回路とからなることを特徴とする請求項１記載の発振回路。
3. 前記電力分配回路は、前記２つの共振素子に到る電力供給路と、前記電力供給路の各々に挿入された２つの可変減衰器若しくは可変利得増幅器とを含み前記２つの電力供給路の各々は、前記増幅器の出力端から入力端に到る第１電流枝路と、前記第１電流枝路の中間点と接地電位との間に前記共振素子の各々を含む第２電流枝路と、を含むことを特徴とする請求項２記載の発振回路。
4. 前記可変帯域増幅回路は、前記基本増幅器の正帰還路を自身の正帰還路とする少なくとも１つの増幅器と、前記増幅器の負帰還路に挿入されてかつ可変反共振周波数特性を有する可変反共振回路と、前記可変反共振回路の入出力端の間の位相差が所定位相差となるように前記反共振回路の反共振周波数を調整する周波数調整回路と、からなることを特徴とする請求項１記載の発振回路。

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